BR102017006074A2

BR102017006074A2 - System architecture for battery charger based on gan-based energy devices

Info

Publication number: BR102017006074A2
Application number: BR102017006074-8A
Authority: BR
Priority date: 2016-03-28
Filing date: 2017-03-24
Publication date: 2017-10-03
Also published as: TWI706622B; CN107248774B; JP2017208997A; US10063077B2; EP3226377A1; JP6683645B2; CA2958694A1; BR102017006074B1; KR20170113219A; CA2958694C; EP3226377B1; RU2721332C2; US20170279287A1; CN107248774A; RU2017102579A; TW201735488A; KR102163105B1; RU2017102579A3

Description

Relatório Descritivo da Patente de Invenção para "ARQUITETURA DE SISTEMA PARA CARREGADOR DE BATERÍA COM BASE EM DISPOSITIVOS DE ENERGIA BASEADOS EM GaN".

ANTECEDENTES

[0001] A presente invenção geralmente refere-se a dispositivos de carregamento para baterias e, especificamente, refere-se a dispositivos de carregamento para baterias utilizadas em aviões.

[0002] Os aviões comerciais utilizam baterias de diferentes tecnologias e carregadores de bateria correspondentes. Cada carregador emprega um algoritmo de carregamento que corresponde à tecnologia de bateria específica e uma arquitetura de conversão de energia que se adequa à energia de entrada específica. No passado, em aviação comercial a energia de entrada era sempre 115 V CA e frequência de 400 Hz constante, enquanto a saída de carregador bateria era sempre entre 24 e 32 V CC dependendo da tecnologia de bateria de baixa voltagem utilizada. Por exemplo, carregadores tradicionais que convertem energia de 115 V CA trifásica para energia de 28 V CC eram utilizados com eficiências de conversão de energia em uma faixa de 87 a 89%. Uma mudança insignificante em voltagem de saída de carregador e um único para o padrão para a energia de entrada permitiam a reutilização de projetos de carregador pré-existentes, ajustando ligeiramente a lógica de carregamento para atender a tecnologia de bateria específica.

[0003] As tendências da indústria aeroespacial recentes em reduzir a queima de combustível, emissões de C02 e peso e aperfeiçoando a eficiência total levaram à introdução de uma nova energia de entrada de voltagem mais alta, a qual também tornou-se uma energia de frequência variável (VF). Além disso, os avanços em tecnologia de bateria e tendências de indústria de utilizar voltagens CC mais altas para redução de peso estimularam a utilização de baterias de alta voltagem em muitas aplicações (76 V, 270 V, 540 V, etc.)· Estas mudanças na indústria, acopladas com grandes avanços em dispositivos eletrônicos de energia (por exemplo, a disponibilidade comercial de comutadores de energia baseados em SiC e GaN de abertura de banda larga), tornou possível revisitar os projetos de carregador de bateria tradicionais com o propósito de projetar uma nova arquitetura de carregador universal que é mais leve mais eficiente do que os projetos de carregador tradicionais. Além disso, para eficiência de custo, este carregador deve ser capaz de utilizar qualquer energia de voltagem de entrada de avião padrão (115 V CA, frequência constante ou 230 V CA, frequência variável) enquanto carregando diferentes baterias, incluindo ou as baterias tradicionais (24 e 32 V CC) ou mais recentes de alta voltagem (200 e 320 V CC) baterias.

[0004] Em vista da introdução de energia de frequência variável, voltagens mais altas, e diferentes tecnologias de bateria em arquitetura de avião mais recentes, seria vantajoso projetar um novo carregador de bateria universal que possa operar em todas as arquiteturas de sistema de energia comuns e possa carregar todas as baterias, ou tradicionais ou de alta voltagem.

SUMÁRIO

[0005] O assunto abaixo descrito em detalhes está direcionado a uma arquitetura de sistema leve e eficiente para um carregador de bateria que emprega transistores baseados em nitreto de gálio (daqui em diante "comutadores de energia baseados em GaN"). O sistema proposto se aproveita dos circuitos eletrônicos de energia ativa para conversão de energia, utilizando controles para correção de fator de potência na sua entrada e uma regulação de corrente contínua / voltagem constante na sua saída. Especificamente, esta descrição propõe uma arquitetura de carregador de bateria baseada em GaN universal para carregar ou baterias de alta voltagem de ou 230 V trifásica de frequência variável ou 115 V trifásica 400 Hz de frequência constante de energia de entrada CA, enquanto atendendo os requisitos aeroespaciais rigorosos de qualidade de energia e interferência eletromagnética (EMI).

[0006] O carregador de bateria universal aqui descrito pode operar em todas as arquiteturas de sistema de energia de avião comum e pode carregar todas as baterias, ou tradicionais ou de alta voltagem. Além disso, o novo carregador aqui descrito emprega comutadores de energia baseados em GaN de banda larga que têm uma capacidade de comutação de alta frequência, o que permite reduções no tamanho e peso dos filtros e transformadores.

[0007] A solução aqui proposta provê uma funcionalidade melhorada, reduz o peso e tamanho do carregador de bateria, tem uma eficiência melhorada devido à utilização de comutadores de energia baseados em GaN, e economiza custo em virtude de ser capaz de utilizar uma única parte comum para diferentes arquiteturas de bateria de avião. Mais especificamente, o carregador de bateria aqui proposto permite redução de peso e tamanho através da utilização de arquiteturas de sistema de energia mais avançadas tal como energia de entrada trifásica de 230 V CA, VF e baterias de alta voltagem, enquanto sendo compatível com as arquiteturas de sistema de energia tradicionais e baterias tradicionais. O carregador de bateria proposto também aperfeiçoa a eficiência de conversão de energia para 95-96% em virtude de utilizar dispositivos de energia baseados em GaN. Uma vantagem adicional dos comutadores de energia baseados em GaN é que estes podem comutar em frequências muito mais altas do que os dispositivos de Si convencionais, o que permite uma economia de peso significativa para os magnéticos utilizados nos filtros EMI de entrada e saída do carregador.

[0008] Um aspecto do assunto abaixo descrito em detalhes é um carregador de bateria que compreende: primeiro e segundo condutores de conexão CC; um retificador CA para CC conectado no primeiro e segundo condutores de conexão CC e configurados para converter voltagens CA em uma voltagem de conexão CC através do primeiro e segundo condutores de conexão CC; e um conversor CC para CC que compreende um primeiro e segundo pares de terminais de saída, primeiro e segundo terminais de entrada conectados no primeiro e segundo condutores de conexão CC, um primeiro comutador conectado a um do primeiro par de terminais de saída, e um segundo comutador conectado a um do segundo par de terminais de saída, em que o conversor CC para CC está configurado para emitir uma corrente CC para carregar uma bateria de baixa voltagem conectada no primeiro par de terminais de saída como uma função da voltagem de conexão CC quando o primeiro comutador está fechado e o segundo comutador está aberto e está ainda configurado para emitir uma corrente CC para carregar uma bateria de alta voltagem conectada no segundo par de terminais de saída como uma função da voltagem de conexão CC quando o primeiro comutador está aberto e o segundo comutador está fechado. Nas modalidades descritas, o conversor CC para CC está ainda configurado para operar em um modo de conversor ressonante quando o primeiro comutador está fechado e o segundo comutador está aberto e para operar em um modo de conversor de compensação quando o primeiro comutador está aberto e o segundo comutador está fechado. O retificador CA para CC compreende um retificador de intensificação do tipo Vienna. De preferência, tanto o retificador CA para CC quanto o conversor CC para CC compreendem uma multiplicidade de transistores baseados em nitreto de gálio.

[0009] Outro aspecto é um carregador de bateria que compreende: um primeiro e segundo condutores de conexão CC; um retificador de intensificação do tipo Vienna conectado no primeiro e segundo condu- tores de conexão CC e configurado para converter as voltagens CA em uma voltagem de conexão CC através do primeiro e segundo condutores de conexão CC; um conversor CC para CC que compreende um primeiro e segundo pares de terminais de saída, um primeiro e segundo terminais de entrada conectados no primeiro e segundo condutores de conexão CC, um primeiro comutador conectado a um do primeiro par de terminais de saída, e um segundo comutador conectado a um do segundo par de terminais de saída, em que o conversor CC para CC é operável em um modo de conversor ressonante quando o primeiro comutador está fechado e o segundo comutador está aberto e é operável em um modo de conversor de compensação quando o primeiro comutador está aberto e o segundo comutador está fechado.

[0010] Um aspecto adicional do assunto abaixo descrito em detalhes é um conversor CC para CC que compreende: um primeiro par de terminais de saída; um primeiro e segundo terminais de entrada; um primeiro comutador conectado a um do primeiro par de terminais de saída; uma multiplicidade de comutadores de energia conectados em série através do primeiro e segundo terminais de entrada; uma primeira junção conectada por respectivos condutores elétricos a um último dos comutadores de energia conectados em série, ao segundo terminal de entrada, e a um do primeiro par de terminais de saída; uma segunda junção disposta ao longo de um condutor elétrico que conecta dois dos comutadores de energia; uma conexão em série que acopla a primeira e segunda junções, uma conexão em série que compreende um indutor, um enrolamento primário de um transformador e um primeiro capacitor; uma terceira junção conectada por respectivos condutores elétricos ao primeiro capacitor, o primeiro comutador e o enrolamento primário do transformador; e um segundo capacitor que acopla um primeiro terminal de saída do primeiro par de terminais de saída a um segundo terminal de saída do primeiro par de terminais de saída, em que o primeiro comutador está disposto entre a terceira junção e o segundo terminal de saída do primeiro par de terminais de saída, e o conversor CC para CC está configurado para operar em um modo de conversor de compensação quando o primeiro comutador está fechado. Nas modalidades abaixo descritas, o conversor CC para CC ainda compreende: um segundo par de terminais de saída; uma quarta junção; um segundo comutador disposto entre a quarta junção e um primeiro terminal de saída do segundo par de terminais de saída; um primeiro e segundo enrolamentos secundários do transformador conectados em série; um primeiro transistor disposto entre a primeiro en-rolamento secundário e a quarta junção; e um segundo transistor disposto entre o segundo enrolamento secundário e a quarta junção, em que a conversor CC para CC está configurado para operar em um modo de conversor ressonante quando o primeiro comutador está aberto e o segundo comutador está fechado.

[0011] Outros aspectos de uma arquitetura de carregador de batería adequada para carregar diferentes tipos de baterias de avião estão abaixo descritos.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS

[0012] Figura 1 é um diagrama de blocos que identifica os componentes principais de um carregador de batería universal de acordo com uma arquitetura.

[0013] Figura 2 é um diagrama de circuito que mostra uma topologia de circuito de carregador de batería baseado em GaN universal de acordo com uma modalidade.

[0014] Figura 3 é um diagrama de circuito que mostra o estado da topologia de circuito de carregador de batería baseado em GaN universal apresentado na Figura 2 quando o carregador de batería é utilizado para carregar baterias de 28 V CC tradicionais.

[0015] Figura 4 é um diagrama de circuito que mostra o estado da topologia de circuito de carregador de bateria baseado em GaN universal apresentado na Figura 2 quando o carregador de bateria é utilizado para carregar baterias de 270 V CC de alta voltagem.

[0016] Figura 5 é um diagrama híbrido que mostra porções da topologia de circuito de carregador de bateria baseado em GaN universal apresentado na Figura 2 e blocos que representam uma arquitetura de controle para controlar este circuito de carregador de bateria baseado em GaN de acordo com uma modalidade.

[0017] Figura 6 é um fluxograma que mostra as etapas de um processo para converter energia CA trifásica em corrente CC para carregar uma bateria utilizando a topologia de circuito de carregador de bateria e arquitetura de controle apresentada na Figura 5.

[0018] Referência será daqui em diante feita aos desenhos nos quais elementos similares em diferentes desenhos possuem os mesmos números de referência.

DESCRIÇÃO DETALHADA

[0019] As modalidades ilustrativas de um sistema de carregamento de bateria estão abaixo descritas em alguns detalhes. No entanto, nem todas as características de uma implementação real estão descritas nesta especificação. Uma pessoa versada na técnica apreciará que no desenvolvimento de qualquer tal modalidade real, numerosas decisões específicas de implementação devem ser feitas para atingir os objetivos específicos do desenvolvedor, tal como conformidade dom restrições relativas a sistema e relativa a negócios, a qual variará de uma implementação para outra. Mais ainda, será apreciado que tal esforço de desenvolvimento poderia ser complexo e demorado, mas seria apesar de tudo um empreendimento de rotina para aqueles versados na técnica tendo o benefício desta descrição.

[0020] Esta descrição propõe uma arquitetura de sistema para um carregador de bateria universal adequado para for aplicações aeroes- paciais. O carregador de bateria proposto se aproveita de circuitos e controles eletrônicos de energia ativa para ativamente regular a voltagem e corrente de saída do carregador, conseguindo uma regulação de voltagem e corrente apertada para atender os requisitos de carregamento de bateria. O carregador de bateria universal proposto pode ser utilizado com baterias de 24 V e 32 V CC tradicionais ou com baterias de 200 V a 320 V CC de alta voltagem. O carregador pode também ser utilizado em aviões tradicionais onde a energia de entrada para o carregador é energia trifásica frequência constante de 115-V CA, 400 Hz ou em arquiteturas de bateria de avião onde a energia de entrada para o carregador é de 220 V CA a 260 V CA trifásica, frequência variável (360 a 800 Hz). Tal versatilidade traz semelhança entre muitos tipos de aviões e permite uma redução de custo. O carregador utiliza dispositivos de energia baseados em GaN que podem operar muito eficientemente em alta frequência de comutação, permitindo uma redução do tamanho e peso dos filtros EMI. O carregador de bateria proposto atende a todos os requisitos aeroespaciais incluindo qualidade de energia e EMI.

[0021] A arquitetura aqui proposta adota uma proposta de dois estágios de energia que compreende uma interface inicial ativa e um conversor CC para CC que provê amplas faixas de voltagem de entrada e saída e atende requisitos de eficiência rigorosos. Mais especificamente, a topologia de dois estados de energia pode ser implementada como retificador de intensificação Vienna CA para CC de três níveis em cascata com um conversor CC para CC de três níveis. Além disso, um esquema de controle está proposto. De acordo com este esquema de controle, o estágio de energia de interface inicial é utilizado para controlar a corrente de carregamento controlando a voltagem de conexão CC. O objetivo é variar a voltagem de conexão CC como uma função da carga sobre a bateria.

[0022] A função primária de um conversor CC para CC é a transformação de níveis de voltagem e corrente CC, idealmente com 100% de eficiência. Esta função pode ser representada em um modelo por um transformador CC ideal. O modelo de transformador CC tem uma razão de espiras efetivas igual à razão de voltagem quiescente. Esta obedece todas as propriedades usuais de transformadores, exceto que esta pode passar voltagens e correntes CC. Assim o conversor CC para CC aqui descrito comporta-se como um transformador CC, operando no ponto de operação ótimo. O ganho de voltagem do conversor CC para CC é ajustável para manter a voltagem de conexão CC acima de um limite mínimo, sob as dadas variações de voltagem da bateria. O conversor CC para CC de três níveis é modulado com uma dupla frequência equivalente, a qual consegue um menor perda de comutação e menor volume passivo e peso. O termo "dupla frequência equivalente" significa que cada único dispositivo de energia opera em uma frequência de comutação específica (por exemplo, 1 MHz), mas o transformador ao qual todos os comutadores conectam vê uma frequência que é dobro da frequência de comutação de operação de cada dispositivo de energia individual (por exemplo, 2 MHz). Portanto, devido a uma frequência equivalente mais alta para o transformador, este pode ser feito menor, enquanto cada dispositivo de energia individual não precisa operar em uma frequência muito alta.

[0023] A arquitetura geral de um carregador de bateria universal 10 que tem a topologia de dois estados de energia acima descrita está apresentada na Figura 1. O carregador de bateria 10 compreende: três terminais de entrada os quais recebem respectivas correntes alternadas A, B e C da mesma amplitude de frequência e voltagem em relação a uma referência comum, mas com uma diferença de fase de um terço do período; um filtro de entrada 12 que filtra as correntes alternadas A, B e C e emite correntes alternadas a, b e c designadas a ajudar a atender os requisitos de qualidade de energia e EMI; um reti-ficador de intensificação Vienna CA para CC de três níveis 14 (daqui em diante "retificador de intensificação Vienna 14") que assegura que o fator de potência do carregador de bateria está próximo da unidade; uma conexão CC 16; e um conversor CC para CC de três níveis 18 que regula a voltagem de carregamento e a corrente de carregamento para uma bateria 20. (A voltagem de saída regulada e a corrente de carregamento serão respectivamente representadas por parâmetros Vout e Ibat na Figura 6, abaixo descrita). A temperatura do Retificador de intensificação Vienna 14 é mantida em um nível desejado em parte devido à condução de calor em um dissipador de calor 22. Similarmente, a temperatura do conversor CC para CC 18 é mantida em um nível desejado em parte devido à condução de calor em um dissipador de calor 24.

[0024] A estrutura e operação de um retificador de intensificação Vienna é bem conhecida. Um retificador Vienna é um retificador de modulação de largura de pulso (PWM) de três níveis três comutadores trifásico unidirecional. Este pode ser visto com uma ponte de diodos trifásicos com um conversor de intensificação integrado que tem um fator de potência de unidade que funciona como uma interface para assegurar uma eficiência de alta energia reduzindo o consumo de energia reativa e harmônicos de corrente de suprimento, assim como manter uma voltagem de barramento CC constante (daqui em diante "voltagem de conexão CC").

[0025] A topologia de circuito de um carregador de bateria de acordo com uma modalidade que tem a arquitetura mostrada na Figura 1 está mostrada em um alto nível na Figura 2. O circuito mostrado na Figura 2 foi projetado para minimizar o peso e maximizar a eficiência. A interface inicial do carregador de bateria apresentado na Figura 2 é um retificador de intensificação Vienna 14 que compreende três indutores de entrada 42, seis diodos 44, uma rede de comutadores 40 que consiste em três pares de comutadores de energia baseados em GaN, e dois capacitores 46 e 48, conectados como mostrado na Figura 2. A rede auxiliar compreende um conversor CC para CC 18. Os terminais de entrada 32 e 34 do conversor CC para CC 18 estão respectivamente conectadas nos condutores de conexão CC 30a e 30b, os quais formam a conexão CC 16 identificada na Figura 1.

[0026] Como visto na Figura 2, a conexão CC 30a conecta o terminal de entrada 32 do conversor CC para CC 18 a uma junção 26 dentro do retificador de intensificação Vienna 14, enquanto que a conexão CC 30b conecta o terminal de entrada 34 do conversor CC para CC 18 a uma junção 28 dentro do retificador de intensificação Vienna 14. Os terminais do capacitor46 estão respectivamente conectados na junção 26 e um nodo de ponto intermediário M, enquanto os terminais do capacitor 48 estão respectivamente conectados na junção 28 e no nodo de ponto intermediário M.

[0027] Na modalidade apresentada na Figura 2, cada indutor de entrada 42 pode estar seletivamente conectado no nodo de ponto intermediário M por meio de um respectivo par de comutadores de energia baseados em GaN conectados em série da rede de comutadores 40. Cada condutor elétrico que conecta um respectivo indutor de entrada 42 a um respectivo par de comutadores de energia baseados em GaN da rede de comutadores 40 está conectado nas junções 26 e 28 por respectivos diodos 44 como mostrado na Figura 2. Esta topologia de três níveis reduz a tensão de voltagem sobre os comutadores de energia baseados em GaN da rede de comutadores 40, permite que os indutores de entrada 42 sejam reduzidos em valor e tamanho, cria menos interferência eletromagnética e permite uma eficiente retificação.

[0028] Ainda referindo à Figura 2, os condutores de conexão CC 30a e 30b estão conectados nos terminais de entrada 32 e 34 de um conversor CC para CC 18. O conversor CC para CC 18 compreende uma rede de comutadores 60 que consiste em uma pluralidade de co-mutadores de energia baseados em GaN alta energia (por exemplo, 600-650 V) 60a-60d os quais estão conectados em série, um terminal do comutador de energia baseado em GaN 60a estando conectado no terminal de entrada 32 e um terminal do comutador de energia baseado em GaN 60d estando conectado no terminal de entrada 34 por meio da junção 82.

[0029] O conversor CC para CC 18 ainda compreende um transformador de alta frequência 68 que provê isolamento CC entre a entrada e saída de conversor quando o conversor é operado em um modo de conversor ressonante (posteriormente descrito com referência à Figura 3). Na modalidade apresentada na Figura 2, o transformador 68 tem um enrolamento primário e duplos enrolamentos secundários conectados em série. Um indutor de derivação 65 está conectado em paralelo com o enrolamento primário. Um terminal do enrolamento primário do transformador de alta frequência 68 está acoplado a uma junção entre os comutadores de energia baseados em GaN 60b e 60c por meio de um indutor 64. O outro terminal do enrolamento primário do transformador de alta frequência 68 está acoplado a uma junção 82 por meio da junção 84 e um capacitor 66 como visto na Figura 2. As junções 82 e 84 estão também acopladas uma na outra por meio de um comutador K2 e um capacitor 86 quando o comutador K2 está fechado. Um par de terminais de saída 88 e 90 está provido para conexão a uma bateria de alta voltagem (por exemplo, 270 V) (não mostrada na Figura 2). O terminal de saída 88 está disposto entre a junção 82 e o capacitor 86, enquanto que o terminal de saída 90 está disposto entre o capacitor 86 e o comutador K2.

[0030] O conversor CC para CC 18 ainda compreende um par de terminais de saída 76 e 78 para conexão a uma bateira de baixa voltagem (por exemplo, 28 V) (não mostrada na Figura 2) e um par de transistores MOSFET 70 e 72 dispostos entre uma junção 74 e terminais opostos respectivamente dos enrolamentos secundários conectados em série do transformador de alta frequência 68. Os transistores MOSFET 70 e 72 são controlados de modo que estes sincronizadamente retifiquem o sinal CA nos enrolamentos secundários do transformador 68. Um comutador K^ está disposto entre a junção 74 e o terminal de saída 76, enquanto que o terminal de saída 78 está conectado a uma junção 92 disposta entre os enrolamentos secundários conectados em série. Além disso, o conversor CC para CC 18 compreende um capacitor 80 que tem um terminal conectado a uma junção 94 disposta entre o comutador ^ eo terminal de saída 76 e outro terminal conectado a uma junção 96 localizada entre a junção 92 e o terminal de saída 78. O capacitor 80 atua como um filtro de passagem baixa.

[0031] O conversor CC para CC 18 é reconfigurável através dos comutadores K^ e K2. Quando o comutador K^ está fechado e o comutador K2 está aberto, o carregador está configurado para carregar baterias tradicionais. Mais especificamente, o conversor CC para CC 18 utiliza o transformador de alta frequência 68 para converter a voltagem de conexão CC (isto é, a voltagem através dos terminais de entrada 32 e 34) em uma voltagem CC regulada através dos terminais de saída 76 e 78. Ao contrário, quando o comutador Ki está aberto e o comutador K2 está fechado, o carregador está configurado para carregar baterias de alta voltagem. Mais especificamente, o conversor CC para CC 18 converte a voltagem de conexão CC em uma voltagem CC regulada através dos terminais de saída 88 e 90 (o transformador de alta frequência não é utilizado nesta configuração). Por exemplo, o conversor CC para CC 18 é capaz de produzir uma corrente de carregamento de 50 A para carregar uma bateria de 28 V conectada nos terminais de saída 76 e 78 quando o comutador K^ está fechado e o comutador K2 está aberto ou produzindo uma corrente de carregamento de 5,5 A para carregar uma bateria de 270 V conectada nos terminais de saída 88 e 90 quando o comutador K^ está aberto e comutador K2 fechado.

[0032] A Figura 3 é um diagrama de circuito que apresenta o carregador de bateria quando está configurado para uma saída de 28 V CC / 50 A para carregar baterias tradicionais. Nesta configuração (isto é, comutador K^ está fechado e o comutador K2 aberto), o carregador funciona como um conversor ressonante 18a, o qual permite uma comutação de voltagem zero para reduzir a perda de comutação de dispositivo e aperfeiçoar a eficiência de conversão. A comutação de voltagem zero também reduz EMI, já que cada comutador de energia 60a-60d transiciona de um estado LIGADO para um estado DESLIGADO e de um estado DESLIGADO para um estado LIGADO quando a voltagem através do comutador é zero. Na configuração de conversor ressonante, o transformador de alta frequência 68 é necessário devido à grande razão de voltagem de entrada para saída. O transformador de alta frequência 68 de preferência tem um projeto plano (isto é, os enrolamentos estão impressos sobre uma placa de circuito impresso de múltiplas camada com o núcleo no topo), o que reduz a sua pegada. Um enrolamento secundário do transformador de alta frequência 68 provê uma saída de alta corrente. Portanto, dois enrolamentos secundários podem ser utilizados para aperfeiçoar a eficiência e minimizar as restrições térmicas. O núcleo de transformador é selecionado para minimizar a perda de núcleo em alta frequência de comutação. Nos enrolamentos secundários do transformador de alta frequência 68, uma retificação síncrona é utilizada para adicionalmente reduzir as perdas.

[0033] O conversor CC para CC ressonante 18a se baseia na vol- tagem de conexão CC para ser operacional. A voltagem de conexão CC é produzida pelo retificador de intensificação 14 do sistema CA tri-fásico. Neste modo o conversor CC para CC ressonante 18a baseia-se na voltagem CA trifásica.

[0034] Nos conversores ressonantes, um circuito ressonante de indutor 64 e capacitor 66 conectados em série é utilizado para conseguir a comutação de voltagem zero dos dispositivos de energia do conversor. A perda de energia de comutação (e correspondente ineficiência e geração de calor) é produzida quando o dispositivo de energia transiciona de um estado LIGADO para um estado DESLIGADO ou vice versa. No entanto, se durante a transição LIGADO- DESLIGADO, a voltagem através do dispositivo é zero, perda de energia de comutação é também zero porque a potência é igual ao produto de voltagem e corrente (P = V*l). Assim, se V = 0, então P = 0 e não há perda de comutação. Isto é o que todos os conversores ressonantes tentam conseguir. No entanto, comutação de voltagem zero é uma situação ideal. Na realidade esta não é realmente zero (apesar de muito mais baixa do que a voltagem total). Devido à variação de carga de conversor, o ponto de operação ressonante ideal sempre se moverá, de modo que o conversor quase nunca estará operando no ponto de operação ideal. A operação "ideal" de um conversor ressonante pode ser ampliada utilizando uma menor indutância de fuga no primário de transformador (por técnicas de enrolamento especiais). Como um resultado, o conversor ressonante opera a maior parte do tempo em uma condição ressonante boa, quase ideal.

[0035] O conversor CC para CC ressonante 18a inclui um total de quatro comutadores 60a-60d conectados no lado primário do transformador 68. A razão para quatro comutadores é porque a voltagem de conexão CC é alta e um único dispositivo de GaN lateral pode não lidar com esta alta voltagem. Portanto o conversor CC para CC 18a tem dois dispositivos de GaN em série por perna, de modo que toda a voltagem de conexão CC é dividida entre todos estes dispositivos. Assim, topologia de três níveis está sendo utilizada no lado primário. Quando os dispositivos de energia comutam entre níveis de voltagem positiva e zero e entre zero e voltagem negativa, a tensão de voltagem sobre os dispositivos é reduzida.

[0036] De acordo com uma característica adicional, o conversor CC para CC ressonante 18a no secundário do transformador 68 utiliza transistores MOSFET 70 e 72 para executar uma retificação síncrona. Isto tem uma vantagem em relação a utilizar diodos em que é mais eficiente. Os diodos têm uma junção p-n e como um resultado estes têm uma queda de voltagem fixa, o que resulta em perda de energia no diodo. Um transistor MOSFET tem um canal. Este canal não tem uma queda de voltagem fixa, mas ao invés atua como um resistor quando o canal está LIGADO. Assim, se o número de MOSFETs em paralelo for aumentado, é possível diminuir a resistência de canal e aperfeiçoar a perda comparado com diodos comuns. Isto é porque a retificação síncrona está sendo utilizada. No entanto, a retificação síncrona não requer um controle ativo dos dispositivos de MOSFET, assim a complexidade do controle é maior se comparada a utilização de diodos.

[0037] A Figura 4 é um diagrama de circuito que apresenta o carregador de bateria quando configurado para produzir uma saída de 270-V CC/5,5 A para carregar baterias de alta voltagem. Nesta configuração (isto é, o comutador K^ está aberto e o comutador K2 fechado), o carregador funciona como um conversor de compensação 18b. Um conversor de compensação é um conversor de diminuição de voltagem e aumento de corrente. O conversor de compensação 18b consiste na rede de comutadores 60 que é controlada utilizando PWM para reduzir o componente de voltagem CC, e um filtro de passagem baixa (isto é, indutor 64 e capacitor 66) que remove os harmônicos de comutação de alta frequência. O transformador de alta frequência 68 não é necessário neste caso já que a razão de voltagem para saída não é muito grande.

[0038] O conversor de compensação 18b produz uma voltagem de saída CC Vout cuja magnitude é controlável através do ciclo ativo. A razão de conversão Mbuck é definida como a razão da voltagem de saída CC (isto é, Vout) para a voltagem de entrada CC (isto é, Vdc) sob condições de estado estável. A voltagem de saída CC V é controlável pelo ajuste do ciclo ativo. Como a voltagem de saída de conversor v(t) é uma função do ciclo ativo de comutador, um esquema de controle pode ser provido que varia o ciclo ativo para fazer com que a voltagem de saída siga uma dada referência.

[0039] A Figura 5 é um diagrama de circuito híbrido que mostra porções da topologia de circuito de carregador de bateria baseado em GaN universal apresentada na Figura 2 (os comutadores Ki e K2 não estão mostrados para reduzir a obstrução no desenho) e blocos que representam uma arquitetura de controle para controlar o circuito de carregador de bateria de acordo com uma modalidade. A estratégia de controle é como segue.

[0040] Durante o carregamento de uma bateria, um controlador de voltagem constante (CV) / corrente contínua (CC) de bateria 54 está configurado para impedir a sobrecarga da bateria. O carregamento acontece intermitentemente; o sistema de carregamento está sempre conectado na bateria à bordo do avião. A voltagem constante é o modo de operação de carregador quando a voltagem de carregador é mantida constante; a corrente contínua é o modo de operação de carregador quando a corrente de carregador é mantida constante. O controlador de CV/CC de bateria 54 emite uma voltagem CC de referência Vdc_ref para um controlador de voltagem e balanço de conexão CC 52. O controlador de balanço 52 mantém o balanço de voltagem de ponto intermediário M (isto é, a as voltagens através dos capacitores superior e inferior 46 e 48 são mantidas no mesmo nível). A voltagem CC de referência Vdcref varia como uma função dos requisitos de carga. A controlador de voltagem e balanço de conexão CC 52 emite uma corrente de referência ld ref para um controlador de corrente de fase 50, cuja corrente de referência é uma função da diferença entre a voltagem CC de referência Vdcref e a voltagem de conexão CC Vdc através dos terminais de entrada 32 e 34 do conversor CC para CC 18. O controlador de corrente de fase 50 então emite correntes moduladas em largura de pulso (PWM) (indicadas por setas PWM na Figura 5) para drivers de porta de transistor (não mostrados) conectados nos comu-tadores de energia baseados em GaN da rede de comutadores 40 para forçar as correntes na carga CA trifásica seguir os sinais de referência. Comparando o comando e os valores instantâneos medidos das correntes de fase, o controlador de corrente de fase 50 gera os estados de comutação para os comutadores de energia baseados em GaN da rede de comutadores 40 para controlar a voltagem de conexão CC Vdc. Além disso, o estágio de interface inicial regula a corrente de entrada do carregador para implementar a correção de fator de potência.

[0041] A modulação de largura de pulso é uma técnica de modulação que pode ser utilizada para controlar a energia suprida para dispositivos elétricos. O valor médio de voltagem (e corrente) alimentada para a carga é controlado virando o comutador entre liga e desliga de suprimento e carga em uma taxa rápida. Quando mais tempo o comutador está ligado comparado com os períodos desligados, mais alta a energia total suprida para a carga. O termo "ciclo ativo" descreve a proporção de tempo LIGADO do intervalo regular ou "período" de tempo; um baixo ciclo ativo corresponde a uma baixa energia, porque a energia está desligada pela maior parte do tempo. A principal vanta- gem da PWM é que a perda de energia nos dispositivos de comutação é muito baixa. Quando um comutador está desligado praticamente não existe corrente, e quando este está ligado e a energia está sendo transferida para a carga, quase não existe queda de voltagem através do comutador. A perda de energia, sendo o produto de voltagem e corrente, é assim em ambos os casos, próxima de zero.

[0042] De acordo com uma modalidade do carregador de batería de dois estágios aqui descrito, uma modulação de largura de pulso de vetor de espaço (SVPWM) é utilizada. A modulação de largura de pulso de vetor de espaço é um algoritmo de controle de PWM para a geração de CA de múltiplas fases na qual o sinal de referência é amostrado regularmente; após cada amostra, vetores de comutação ativa não zero adjacentes ao vetor de referência e um ou mais dos vetores de comutação zero são selecionados para a fração apropriada do período de amostragem de modo a sintetizar o sinal de referência como a média dos vetores utilizados.

[0043] O conversor CC para CC 18 opera como um transformador CC (DCX, onde X significa razão de espiras de transformador CC equivalente (ganho de voltagem)). O estado da rede de comutadores 60 é controlado por um controlador DCX 56 o qual está programado em um modo DCX para produzir uma razão de conversão de voltagem ajustável que permite que o transformador 68 opere em um ponto de operação ótimo. Mais especificamente, o controlador DCX 56 emite correntes de PWM (indicadas por setas PWM na Figura 5) para os drivers de porta de transistor (não mostrados) conectados a comutadores 60a até 60d da rede de comutadores 60.

[0044] Para implementação do carregador de batería aqui descrito, dispositivos de abertura de banda larga baseados em GaN são utilizados para maximizar as vantagens do circuito e algoritmos de controle. Por exemplo, uma rápida comutação dos comutadores de energia ba- seados em GaN da rede de comutadores 40 permite uma redução de tamanho e peso dos indutores de entrada 42 e filtros EMI 12 (ver Figura 1). As baixas perdas de comutação associadas com os dispositivos de energia baseados em GaN permitem uma alta eficiência em alta velocidade de comutação. A rede de comutadores de energia baseados em GaN 40 é utilizada em uma topologia de circuito de três níveis, o que permite a utilização de um circuito de intensificação que reduz o nível de corrente através dos indutores de entrada 42 e, portanto, o peso, tamanho e custo do carregador universal. A alta frequência de comutação dos comutadores de energia baseados em GaN da rede de comutadores 40 também torna possível utilizar uma técnica de cancelamento de harmônico ativo em um circuito de alta energia.

[0045] A Figura 6 é um fluxograma que mostra as etapas de um processo 100 para converter energia CA trifásica em uma corrente CC /bat para carregar uma bateria utilizando a topologia de circuito de carregador de bateria e arquitetura de controle apresentadas na Figura 5. Um primeiro somador 102 dentro do controlador de CV/CC de bateria 54 (ver Figura 5) forma a soma do inverso do corrente CC de carregamento de bateria /bat e uma corrente de carregamento de referência /Cc_ref. cuja soma é inserida em um controlador integral proporcional 104 que converte o valor de corrente para um valor de voltagem. Um segundo somador 108 dentro do controlador de CV/CC de bateria 54 forma a soma da saída do controlador integral proporcional 104 e uma voltagem de entrada 106 (Vf0rward) do retificador que é alimentada adiante para o controlador de CV/CC de bateria 54. A saída do segundo somador 108 é uma voltagem CC de referência Vdc ref a qual serve como um sinal de referência para a voltagem de conexão CC Vdc emitida pelo retificador de intensificação Vienna.

[0046] Uma voltagem CC intermediária é inserida na voltagem de conexão CC e no controlador de balanço 52 (ver Figura 5), o qual exe- cuta um esquema de controle de conexão CC 110 para emitir uma voltagem CC de referência Vdc_ref. O controlador de voltagem e balanço de conexão CC 52 compreende um somador 112 que forma a soma da voltagem CC de referência Vdc_ref e da voltagem de conexão CC \/dc, cuja soma é inserida em um controlador proporcional integral 114 que converte o valor de voltagem para um valor de corrente de referência /d ref que representa a corrente de eixo geométrico d de referência do retificador de intensificação Vienna 14. Como visto na Figura 5, a valor de corrente de referência /d ref é inserido no controlador de corrente de fase 50.

[0047] Nesta conjuntura, pode ser útil explicar o termo "eixo geométrico d" e a terminologia relativa abaixo utilizada. Em engenharia elétrica, a transformação de quadratura direta é uma transformação matemática que gira o quadro de referência de um sistema trifásico em um esforço para simplificar a análise de circuitos trifásicos. No caso de circuitos trifásicos balanceados, a aplicação da transformação de quadratura direta converte as três quantidades de CA (como voltagens e correntes) em duas quantidades de CC. Cálculos simplificados podem então ser executados nestas quantidades de CC antes de executar a transformada inversa para recuperar os resultados de CA trifásico reais. A utilização de transformação de quadratura direta simplifica os cálculos para o controle das entradas trifásicas para o retificador de intensificação Vienna. A transformação de quadratura direta é implementada como parte do controlador de voltagem e balanço de conexão CC 52, o qual converte todas as variáveis CA detectadas no domínio de quadratura direta em tempo real. Consequentemente, na Figura 6 cfd é o ciclo ativo do controlador de eixo geométrico d; dq é o ciclo ativo do controlador de eixo geométrico q; ld é a corrente de eixo geométrico d; lq é a corrente de eixo geométrico q (igual a zero no presente pedido); Gid(s) é uma função de transferência que converte PWM de ciclo ativo de eixo geométrico d em corrente de eixo geométrico d; Gyjd(s) é uma função de transferência que converte a corrente de eixo geométrico d /d em voltagem de conexão CC Vdc.

[0048] Os componentes do controlador de corrente de fase 50, o qual recebe o valor de corrente de referência /d ref do controlador de voltagem e balanço de conexão CC 52, serão agora descritos com referência à Figura 6. O controlador de corrente de fase 50 compreende um somador 116 que forma a soma do valor de corrente de referência /d ref e a corrente de eixo geométrico d /d, cuja soma é inserida em um controlador proporcional integral 118 que converte o valor de corrente para o ciclo ativo cfd. O bloco de modulação de largura de pulso de vetor de espaço (SVPWM) 120 emite uma corrente modulada em largura de pulso (PWM) para os comutadores de energia baseados em GaN da rede de comutadores 40 (ver Figura 1) para forçar as correntes na carga CA trifásica seguir os sinais de referência. Mais especificamente, o bloco SVPWM 120 recebe os ciclos ativos dae dqe sinais de um loop travado em fase (PLL) e cria uma saída de ciclo ativo que é então alimentada para a função de transferência Gid(s), a qual por sua vez cria a corrente de eixo geométrico d /d. Neste caso, a corrente de eixo geométrico q /q é ajustada para zero. Isto é porque a ramificação de eixo geométrico q (que seria similar à ramificação de eixo geométrico d) não está mostrada na Figura 6. O ciclo ativo dq é ajustado para zero; a corrente de eixo geométrico q /q controla o fator de potência. Se /q (ou dq) for ajustado para zero, um fator de potência unitário pode ser conseguido. A corrente de eixo geométrico d /d é então convertida na voltagem de conexão CC Vdc pela função de transferência Gv id(s). Comparando o comando e os valores instantâneos medidos das correntes de fase, o controlador de corrente de fase 50 gera os estados de comutação para os comutadores de energia baseados em GaN da rede de comutadores 40 para controlar a voltagem de conexão CC Vdc. A voltagem de conexão CC Vdc é utilizada pelo esquema de controle DCX 126 do conversor CC para CC 18.

[0049] O modo no qual o controlador funciona é como segue. O conversor CC para CC 18 funciona em um ciclo ativo constante, isto é, este reduz a voltagem de conexão CC Vdc de entrada para a voltagem de bateria \Z0Ut de saída por uma razão fixa. Este não faz nenhum controle da corrente de bateria /bat, a qual ao invés é dependente do modo de bateria 128, o qual representa a função de transferência de ou o modo de voltagem constante ou o modo de corrente constante. A corrente de carregamento que a bateria precisa para ser carregada é /cc ref. Esta corrente é controlada controlando a voltagem de conexão CC \/dc. Quanto mais baixa é a voltagem de conexão CC, mais baixa a corrente de bateria de carregamento será. Assim, com base na corrente de carregamento necessária, a referência para a voltagem de conexão CC t/dcref é calculada, a qual é então comparada com a voltagem de conexão CC real \/dc. O controlador ajusta a voltagem de conexão CC emitida pelo retificador de intensificação Vienna com base na necessidade de corrente de carregamento de bateria e ao mesmo tempo este mantém o fator de potência unitário na entrada de retificador ajustando a corrente de eixo geométrico q para zero.

[0050] Um esquema de controle de acordo com uma modalidade será agora descrito para o propósito de ilustração. As restrições são como segue: (a) saída CC: 28 V/50 A (faixa: 20-33,6 V) e 270 V/5,5 A (faixa: 180-302 V); (b) entrada CA: voltagem de fase de 115 V ou 235 V. A condição nominal é como segue: (a) o retificador controla uma voltagem de conexão CC flexível: limite baixo 606 V, limite alto 800 V; e (b) o conversor CC para CC funciona como um transformador CC com razão de conversão fixa M para o modo 28 V ressonante e Λ/f , resonant buck para o modo 270 V de compensação.

[0051] Para facilitar a variação de 20 V a 33,6 V no modo resso- nante 28 V, quando a voltagem CC de referência Vdc_ref > 606 V, M é fixo como o valor nominal para manter uma eficiência máxima nant para o modo ressonante. Se a voltagem CC de referência Vdc_ref estiver próxima de 606 V, a razão de conversão de voltagem M é reduzida para impedir que a voltagem de conexão CC \/dc caia. A frequência desvia de seu ponto de ressonância. A perda de retificação síncro-na aumenta ligeiramente.

[0052] Para facilitar a variação de 180 V a 302 V no modo de compensação de 270 V, quando a voltagem CC de referência Vdc_ref > 606 V, M , é fixo como o valor nominal para manter uma eficiência máxima para o modo de compensação. Se a voltagem CC de referência Vdc_ref estiver próxima 606 V, o ciclo ativo do modo de compensação é reduzido, para manter a voltagem de conexão CC \/dc acima de 606 V.

[0053] Em resumo, um esquema de controle foi proposto para um sistema de carregador de bateria de dois estágios de energia. O estágio de interface inicial é utilizado para controlar a corrente de carregamento controlando a voltagem de conexão CC. O estágio de conversor CC para CC simplesmente se comporta como um transformador CC, operando no ponto de operação ótimo. O ganho de voltagem do estágio de conversor CC para CC é ajustável para manter a voltagem de conexão CC acima do limite mínimo sob as dadas variações de voltagem da bateria. O conversor CC para CC de três níveis no modo de conversor ressonante é modulado com frequência dupla equivalente, o que consegue uma perda de comutação mais baixa e volume passivo e pesos mais baixos.

[0054] O retificador de intensificação 14 utiliza dispositivos de energia GaN que podem comutar na faixa de frequência de MHz. Isto permite uma redução de peso e tamanho dos indutores, transformadores, e capacitores. No entanto, com a comutação de frequência de MHz vêm muitos desafios. Estes desafios não estão presentes com os projetos de dispositivo de energia de Si tradicionais que podem comutar somente dezenas de kHz. Como o tempo de ligar e desligar do dispositivo de GaN é muito curto (em uma faixa de nanossegundos), estes podem ser comutados em frequências de comutação muito mais altas. Isto é porque também é possível grandemente reduzir as perdas de comutação e portanto grandemente aperfeiçoar a eficiência de conversão. A perda de comutação acontece exatamente durante a transição do dispositivo de um estado LIGADO para um estado DESLIGADO e de um estado DESLIGADO para um estado LIGADO. Se esta transição demorasse um tempo longo, a perda de comutação seria grande. O dispositivo de GaN minimiza as perdas de comutação.

[0055] Um dos desafios apresentados pela comutação de alta velocidade é que um alto dl/dt devido ao curto tempo de transição de um estado LIGADO para um estado DESLIGADO torna o empacotamento mecânico do hardware muito difícil. Todas as indutâncias parasíticas no pacote de dispositivo, isto é, na placa de circuito impresso, gera picos de voltagem muito altos que podem danificar o dispositivo de GaN. Isto é porque V = L*dl/dt. Portanto, com alto dl/dt, um pico de alta voltagem é gerado durante uma transição do dispositivo de LIGADO para DESLIGADO. Para superar isto, a placa de circuito impresso deve ser projetada para minimizar as indutâncias parasíticas. A indu-tância é proporcional ao comprimento da trilha. Assim, para minimizar a indutância, o comprimento das trilhas deve ser minimizado, isto é, colocar os drivers de porta mais próximos dos dispositivos, colocar o transformador mais próximo do dispositivo, etc. É desafiador projetar o layout de PCB para ser capaz de montar tudo em um pacote muito apertado para minimizar as indutâncias.

[0056] Outro aspecto único do circuito aqui descrito é que o carregador resultante é universal, isto é, capaz de carregar tanto baterias de baixa voltagem quanto baterias de baixa voltagem. Isto dita uma topologia de circuito reconfigurável para o conversor CC para CC. A topologia pode reconfigurar e comutar entre a topologia de conversor de compensação e a topologia de conversor ressonante. Os comuta-dores Ki e K2 ajudam com isto. A reconfiguração pode ser manual ou esta pode ser automática quando detectando a voltagem de saída da bateria ou quando da programação de pinos, etc.

[0057] O software e o esquema de controle estão projetados para implementar uma comutação de alta frequência para os dispositivos de GaN. Com alta frequência, tudo precisa ser feito muito mais rapidamente. A conversão analógica para digital e digital para analógica, os cálculos e processamento dos sinais de controle no processador de sinal digital (DSP). É possível fazer com um hardware de DSP de prateleira tal como um processador DSP de núcleo duplo. Também deve-se prestar muito atenção na eficiência do código de controle, isto é, escrevê-lo eficientemente de modo que este execute rápido durante um ciclo entre a leitura dos sensores e a emissão de sinais de controle para os drivers de porta.

[0058] Outro aspecto do software refere-se à "reconfigurabilidade" do carregador. Agora, o software precisa ser mais complexo de modo a reconfigurar os comutadores K^ e K2 dependendo ou de programação de pinos ou de nível de voltagem de bateria detectado. Outro aspecto é que o software deve ser capaz de ajustar os controles de PFC dependendo do nível de voltagem de entrada do carregador (este pode se 115 Vou 230 V).

[0059] Outro aspecto do sistema de carregamento aqui descrito é que o conversor CC para CC pode ser operado ou em um modo de conversor ressonante ou um modo de conversor de compensação. A natureza universal do circuito permitirá uma redução de custo para desenvolvimento do hardware de carregador específico para cada próxi- mo novo avião. Ao invés, será possível reutilizar uma parte de carregador universal independentemente de nível de voltagem de bateria ou de operação.

[0060] Apesar de um carregador de bateria universal ter sido descrito com referência a uma modalidade específica, será compreendido por aqueles versados na técnica que várias mudanças podem ser feitas e equivalentes podem ser substituídos para seus elementos sem afastar do escopo das reivindicações daqui em diante apresentadas. Além disso, muitas modificações podem ser feitas para adaptar os ensinamentos aqui a uma situação específica sem afastar do escopo das reivindicações.

[0061] Nota: os seguintes parágrafos descrevem aspectos adicionais desta descrição: A1. Um conversor CC para CC que compreende: um primeiro par de terminais de saída; um primeiro e segundo terminais de entrada; um primeiro comutador conectado a um do primeiro par de terminais de saída; uma multiplicidade de comutadores de energia conectados em série através do primeiro e segundo terminais de entrada; uma primeira junção conectada por respectivos condutores elétricos a um último dos comutadores de energia conectados em série, no segundo terminal de entrada, e a um do primeiro par de terminais de saída; uma segunda junção disposta ao longo de um condutor elétrico que conecta dois dos comutadores de energia; uma conexão em série que acopla a primeira e segunda junções, a conexão em série compreendendo um indutor, um enrola-mento primário de um transformador e um primeiro capacitor; uma terceira junção conectada por respectivos condutores elétricos no primeiro capacitor, no primeiro comutador e no enrolamen-to primário do transformador; e um segundo capacitor que acopla um primeiro terminal de saída do primeiro par de terminais de saída a um segundo terminal de saída do primeiro par de terminais de saída, em que o primeiro comutador está disposto entre a terceira junção e o segundo terminal de saída do primeiro par de terminais de saída, e o conversor CC para CC está configurado para operar em um modo de conversor de compensação quando o primeiro comutador está fechado.

[0062] A2. O conversor CC para CC como recitado no parágrafo A1, em que os comutadores de energia são transistores baseados em nitreto de gálio.

[0063] A3. O conversor CC para CC como recitado no parágrafo A1, ainda compreendendo: um segundo par de terminais de saída; uma quarta junção; um segundo comutador disposto entre a quarta junção e um primeiro terminal de saída do segundo par de terminais de saída; um primeiro e segundo enrolamentos secundários do transformador conectados em série; um primeiro transistor disposto entre o primeiro enrolamen-to secundário e a quarta junção; e um segundo transistor disposto entre o segundo enrola-mento secundário e a quarta junção, em que conversor CC para CC está configurado para operar em um modo de conversor ressonante quando o primeiro comutador está aberto e o segundo comutador está fechado.

[0064] A4. O conversor CC para CC como recitado no parágrafo A3, em que um segundo terminal de saída do par de terminais de saí- da está conectado a um ponto intermediário entre o primeiro e segundo enrolamentos secundários.

[0065] A5. O conversor CC para CC como recitado no parágrafo A4, em que o conversor CC para CC ainda compreende: uma quinta junção disposta entre o segundo comutador e o primeiro terminal de saída do segundo par de terminais de saída; uma sexta junção disposto entre o segundo terminal de saída do segundo par de terminais de saída e um ponto intermediário entre o primeiro e segundo enrolamentos secundários; e um terceiro capacitor que acopla a quinta junção na sexta junção.

REIVINDICAÇÕES

Claims

1. Carregador de bateria caracterizado por compreender: um primeiro e segundo condutores de conexão CC: um retificador CA para CC conectado no primeiro e segundo condutores de conexão CC e configurado para converter voltagens CA em uma voltagem de conexão CC através do primeiro e segundo condutores de conexão CC; e um conversor CC para CC que compreende um primeiro e segundo pares de terminais de saída, um primeiro e segundo terminais de entrada conectados no primeiro e segundo condutores de conexão CC, um primeiro comutador conectado a um do primeiro par de terminais de saída, e um segundo comutador conectado a um do segundo par de terminais de saída, em que o conversor CC para CC está configurado para emitir uma corrente CC para carregar uma bateria de baixa voltagem conectada no primeiro par de terminais de saída como uma função da voltagem de conexão CC quando o primeiro comutador estiver fechado e o segundo comutador estiver aberto e está ainda configurado para emitir uma corrente CC para carregar uma bateria de alta voltagem conectada no segundo par de terminais de saída como uma função da voltagem de conexão CC quando o primeiro comutador estiver aberto e o segundo comutador estiver fechado.

2. Carregador de bateria de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o conversor CC para CC está ainda configurado para operar em um modo de conversor ressonante quando o primeiro comutador estiver fechado e o segundo comutador estiver aberto e para operar em um modo de conversor de compensação quando o primeiro comutador estiver aberto e o segundo comutador estiver fechado.

3. Carregador de bateria de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o conversor CC para CC ainda compreende uma multiplicidade de comutadores de energia conectados em série através do primeiro e segundo terminais de entrada ainda em que os comutadores de energia sejam transistores baseados em ni-treto de gálio.

4. Carregador de batería de acordo com a reivindicação 3, caracterizado pelo fato de que a multiplicidade de comutadores de energia compreende um primeiro até um quarto comutadores de energia, outro do segundo par de terminais de saída está conectado no segundo terminal de entrada, e o conversor CC para CC ainda compreende: um indutor conectado em um ponto intermediário entre o segundo e terceiro comutadores de energia; um transformador que compreende um enrolamento primário e um primeiro enrolamento secundário, o enrolamento primário conectando o indutor no segundo comutador; e um primeiro capacitor que acopla o enrolamento primário no quarto comutador de energia.

5. Carregador de batería de acordo com a reivindicação 4, caracterizado pelo fato de que o transformador ainda compreende um segundo enrolamento secundário conectado em série no primeiro enrolamento secundário, e outro do primeiro par de terminais de saída está conectado em um ponto intermediário entre o primeiro e segundo enrolamentos secundários.

6. Carregador de batería de acordo com a reivindicação 5, caracterizado pelo fato de que o conversor CC para CC ainda compreende: uma primeira junção a qual conecta a um do primeiro par de terminais de saída quando o primeiro comutador está fechado; um terceiro comutador o qual, quando fechado, conecta a primeira junção no primeiro enrolamento secundário; e um quarto comutador o qual, quando fechado, conecta a primeira junção no segundo enrolamento secundário.

7. Carregador de batería de acordo com a reivindicação 6, caracterizado pelo fato de que o terceiro e quarto comutadores são transistores MOSFET.

8. Carregador de batería de acordo com a reivindicação 6, caracterizado pelo fato de que o conversor CC para CC ainda compreende: uma segunda junção disposto entre o primeiro comutador e um do primeiro par de terminais de saída; uma terceira junção disposta entre outro do primeiro par de terminais de saída e o ponto intermediário entre o primeiro e segundo enrolamentos secundários; e um segundo capacitor disposto entre a segunda e terceira junções.

9. Carregador de batería de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o retificador CA para CC compreende um retificador de intensificação do tipo Vienna.

10. Carregador de batería de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o retificador CA para CC compreende: um primeiro, segundo e terceiro terminais de entrada; um nodo de ponto intermediário; uma primeira e segunda junções respectivamente conectada no primeiro e segundo condutores de conexão CC; um primeiro indutor e um primeiro par de comutadores de alta energia configurados para acoplar o primeiro terminal de entrada no nodo de ponto intermediário quando o primeiro par de comutadores de alta energia estiver fechado; um segundo indutor e a segundo par de comutadores de alta energia configurados para acoplar o segundo terminal de entrada no nodo de ponto intermediário quando o segundo par de comutadores de alta energia estiver fechado; um terceiro indutor e um terceiro par de comutadores de alta energia configurados para acoplar o terceiro terminal de entrada no nodo de ponto intermediário quando o terceiro par de comutadores de alta energia estiver fechado; um primeiro capacitor que tem um terminal conectado no nodo de ponto intermediário e outro terminal conectado na primeira junção; e um segundo capacitor que tem um terminal conectado no nodo de ponto intermediário e outro terminal conectado na segunda junção.

11. Carregador de bateria de acordo com a reivindicação 10, caracterizado pelo fato de que os comutadores de alta energia do primeiro, segundo e terceiros pares são transistores baseados em ni-treto de gálio.

12. Carregador de bateria caracterizado por compreender: um primeiro e segundo condutores de conexão CC; um retificador de intensificação do tipo Vienna conectado no primeiro e segundo condutores de conexão CC e configurado para converter voltagens CA em uma voltagem de conexão CC através do primeiro e segundo condutores de conexão CC; um conversor CC para CC que compreende um primeiro e segundo pares de terminais de saída, o primeiro e segundo terminais de entrada conectados no primeiro e segundo condutores de conexão CC, um primeiro comutador conectado a um do primeiro par de terminais de saída, e um segundo comutador conectado a um do segundo par de terminais de saída, em que o conversor CC para CC é operável em um modo de conversor ressonante quando o primeiro comutador está fechado e o segundo comutador está aberto e é operável em um modo de conversor de compensação quando o primeiro comutador está aberto e o segundo comutador está fechado.

13. Carregador de batería de acordo com a reivindicação 12, caracterizado pelo fato de que o conversor CC para CC ainda compreende uma multiplicidade de transistores baseados em nitreto de gálio conectados em série através do primeiro e segundo terminais de entrada.

14. Carregador de batería de acordo com a reivindicação 12, caracterizado pelo fato de que o retificador de intensificação do tipo Vienna compreende: um primeiro, segundo e terceiro terminais de entrada; um nodo de ponto intermediário; uma primeira e segunda junções respectivamente conectada no primeiro e segundo condutores de conexão CC; um primeiro indutor e um primeiro par de comutadores de alta energia configurados para acoplar o primeiro terminal de entrada no nodo de ponto intermediário quando o primeiro par de comutadores de alta energia estiver fechado; um segundo indutor e um segundo par de comutadores de alta energia configurados para acoplar o segundo terminal de entrada no nodo de ponto intermediário quando o segundo par de comutadores de alta energia estiver fechado; um terceiro indutor e um terceiro par de comutadores de alta energia configurados para acoplar o terceiro terminal de entrada no nodo de ponto intermediário quando o terceiro par de comutadores de alta energia estiver fechado; um primeiro capacitor que tem um terminal conectado no nodo de ponto intermediário e outro terminal conectado na primeira junção; e um segundo capacitor que tem um terminal conectado no nodo de ponto intermediário e outro terminal conectado na segunda junção, em que os comutadores de alta energia do primeiro, segundo e terceiro pares são transistores baseados em nitreto de gálio.