JP2017011875A - 非接触給電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】一次側のインバータをＰＷＭ駆動した際のサージ電圧を低減し、かつ全体損失を低減できる非接触給電装置を提供する。
【解決手段】非接触給電装置１０では、インバータ１１の左右アームの位相差に応じてブリッジ整流回路１４の左右アームのスイッチングタイミングを変更している。このような構成にすると、スイッチング素子にスイッチングタイミングで流れる電流の極性を自由に決められるので、全ての入出力電圧条件および全ての負荷条件において、全ての素子がソフトスイッチング条件を満足するようにスイッチングを制御することができる。
【選択図】図６

Description

本発明は、非接触で送電装置から受電装置に送電する非接触給電装置に関する。

従来の非接触給電として、電磁誘導結合を利用して非接触での電力伝送を行う技術がある。具体的には、一次側巻線と二次側巻線とを、空間的ギャップを介して対向配置するとともに、一次側巻線と共振する一次側コンデンサ、二次側巻線と共振する二次側コンデンサを設ける。そして共振現象を利用して両巻線間を電磁誘導結合して、非接触給電している。

電気自動車向け非接触給電装置の最小回路構成は、特許文献１に示すように、力率改善回路（ＰＦＣ）−インバータ−給電パッド−整流回路である。特許文献１の非接触給電装置は、二次側の電流ゼロクロスに対して遅れたタイミングで整流回路がスイッチングすることにより、二次側の効率を高く維持しつつ充電電圧を制御している。

特開２０１２−１２５１３８号公報

特許文献１には二次側の高効率化のみについて記載されており、一次側の制御に関しては記載されていない。そして特許文献１の非接触給電装置を高効率に駆動させるためには、一次側のインバータのＰＷＭ制御が必要である。

またインバータを１００％以下のＤｕｔｙで駆動する場合に、素子のソフトスイッチングを維持することができないため、効率の大幅な悪化のみならず、サージ電圧増大に起因した素子破壊の懸念がある。

そこで、本発明は前述の問題点を鑑みてなされたものであり、一次側のインバータをＰＷＭ駆動した際のサージ電圧の低減、および低損失化をすることができる非接触給電装置を提供することを目的とする。

本発明は前述の目的を達成するために以下の技術的手段を採用する。

本発明は、制御装置がインバータとブリッジ整流回路とを構成するスイッチング素子をフルデューティで駆動し、インバータとブリッジ整流回路との位相差を制御して送電装置から受電装置に電力を伝達し、インバータの左右アームの位相差に応じてブリッジ整流回路の左右アームのスイッチングタイミングを変更することを特徴とする非接触給電装置である。

このような本発明に従えば、制御装置は、インバータとブリッジ整流回路とを構成するスイッチング素子をフルデューティで駆動し、位相差制御して送電装置から受電装置に電力を伝達する。このような非接触給電装置では、インバータの左右アームの位相差は出力電力制御または出力電圧制御によって決定される。そしてブリッジ整流回路の左右アームのスイッチングタイミングは、インバータの左右アームの位相差に応じて変更している。このような構成にすると、スイッチングタイミングでスイッチング素子に流れる電流の極性を自由に決められる。したがって全ての入出力電圧条件および全ての負荷条件において、全ての素子がソフトスイッチング条件を満足するようにスイッチングを制御することができる。これによってインバータをＰＷＭ駆動した際のサージ電圧の低減、および非接触給電装置の低損失化を実現できる。

なお、前述の各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示す一例である。

第１実施形態の非接触給電装置１０の回路構成を示す図である。 非接触給電装置１０の従来制御のタイミングチャートである。 デューティ制御を説明するための図である。 還流モードを説明するための回路図である。 貫通電流を説明するための回路図である。 非接触給電装置１０の制御を示すタイミングチャートである。 第２実施形態の非接触給電装置１０の回路構成を示す図である。 第３実施形態の非接触給電装置１０の回路構成を示す図である。 第４実施形態の非接触給電装置１０の回路構成を示す図である。 第５実施形態の非接触給電装置１０の回路構成を示す図である。

以下、図面を参照しながら本発明を実施するための形態を、複数の形態について説明する。各実施形態で先行する実施形態で説明している事項に対応している部分には同一の参照符を付すか、または先行の参照符号に一文字追加し、重複する説明を略する場合がある。また各実施形態にて構成の一部を説明している場合、構成の他の部分は、先行して説明している実施形態と同様とする。各実施形態で具体的に説明している部分の組合せばかりではなく、特に組合せに支障が生じなければ、実施形態同士を部分的に組合せることも可能である。

（第１実施形態）
本発明の第１実施形態に関して、図１〜図６を用いて説明する。第１実施形態の非接触給電装置１０は、高周波インバータ１１、送電コイル１２と、受電コイル１３、ブリッジ整流回路１４を備え、高周波インバータ１１をＰＷＭ制御することで電力伝達する。非接触給電装置１０は、たとえば電気自動車、およびプラグインハイブリッド自動車などのメインバッテリに充電する場合に適用することができる。

非接触給電装置１０は、メインバッテリである二次電池２０と車両の外部に設置される直流電源３０との間で、非接触で電磁界共鳴方式あるいは電磁誘導方式によって電力を伝送するシステムである。電磁界共鳴方式は、送電側と受電側とを共振させて電力を送る方式のことである。非接触給電装置１０は、図１に示すように、車両に搭載される受電装置１５および地上に設置される送電装置１６を含んで構成される。

先ず、送電装置１６に関して説明する。送電装置１６は、たとえば、家庭、集合住宅、コインパーキングなどの駐車設備、商業施設、および公共施設などに設けられる。送電装置１６は、車両にとって外部となる直流電源３０、送電側パッド、送電側共振用回路１７を含んで構成される。直流電源３０は、たとえば系統電源である。送電装置１６は、受電装置１５に給電する際に動作する。

送電側パッドは、一次側パッドであって、駐車設備に画成された駐車スペース内に各々設置または埋設されている。送電側パッドは、送電コイル１２を有する。送電コイル１２は、高周波電圧を高周波磁束に変換する。したがって送電コイル１２は、交流電力が供給されることで磁束を発生する。送電側パッドは、送電側共振用回路１７に接続される。送電側共振用回路１７は、送電コイル１２と共に共振回路を構成する。

次に、受電装置１５に関して説明する。受電装置１５は、受電側パッド、受電側共振用回路１８を含んで構成される。受電側パッドは、車外に露出するように車両に設けられる。受電側パッドは、送電側パッドとの間で非接触による電力の受け渡しを行う。受電側パッドは、受電コイル１３を有し、送電側パッドが発生した電磁界の影響により、受電コイル１３に電力が生じる。受電コイル１３は、高周波磁束によって交流電圧を発生する。受電側パッドは、受電側共振用回路１８に接続される。受電側共振用回路１８は、受電コイル１３と共に共振回路を構成する。

次に、具体的な回路構成に関して説明する。非接触給電装置１０は、直流電源（電圧源）３０から供給される電力を変換し、二次電池２０に出力する。また、非接触給電装置１０は、双方向電力変換が可能であり、二次電池２０から供給される電力を、直流電源３０に対して伝達可能である。

送電装置１６は、インバータ１１を備えている。受電装置１５は、ブリッジ整流回路１４を備えている。インバータ１１は、複数のスイッチング素子によってフルブリッジ回路が構成されている。同様に、ブリッジ整流回路１４は、複数のスイッチング素子によってフルブリッジ回路が構成されている。スイッチング素子は、たとえば、ＭＯＳ−ＦＥＴである。

インバータ１１の入力側には、平滑コンデンサ１９が設けられており、インバータ１１の出力側は、送電コイル１２に接続されている。インバータ１１は、高周波電圧を生成する。インバータ１１は、直流電源３０から入力される直流電力を交流電力に変換する。したがってインバータ１１は、送電コイル１２に交流電力を供給する交流電源回路として機能する。

ブリッジ整流回路１４の入力側は、受電コイル１３に接続されており、ブリッジ整流回路１４の出力側には平滑コンデンサ２１が設けられている。送電コイル１２および受電コイル１３によって、トランスが構成される。またブリッジ整流回路１４の平滑コンデンサ２１の出力側には、負荷である二次電池２０が設けられている。ブリッジ整流回路１４は、受電コイル１３から入力される交流電圧を直流電圧に変換する。したがってブリッジ整流回路１４は、整流回路として機能する。

また受電装置１５には、電圧センサ２２が設けられている。電圧センサ２２は、ブリッジ整流回路１４の平滑コンデンサ１９の電圧を検出して、制御装置２３に送信する。したがって電圧センサ２２は、ブリッジ整流回路１４の出力電圧を検出する電圧検出部として機能する。

制御装置２３は、インバータ１１とブリッジ整流回路１４を構成するすべてのアーム間位相差によって、一次側から二次側への送電量を制御する。制御装置２３は、インバータ１１とブリッジ整流回路１４とを構成するスイッチング素子をフルデューティで駆動し、インバータ１１とブリッジ整流回路１４との位相差を制御する。フルデューティで駆動とは、各回路１１，１４の右アームにおいて一方のスイッチング素子がオンの場合は、他方のスイッチング素子がオフに制御する。さらに左アームにおいても同様に一方のスイッチング素子がオンの場合は、他方のスイッチング素子がオフとする制御である。これによって制御装置２３は、送電装置１６から受電装置１５に電力を伝達する。制御装置２３は、第１パルス生成部２４、第２パルス生成部２５、フィードバック演算部２６、および整流回路位相差計算部２７を備える。

フィードバック演算部２６は、ブリッジ整流回路１４の平滑コンデンサ２１の電圧と基準電圧Ｖｒｅｆと用いて、フィードバック演算を実施する。第１パルス生成部２４は、フィードバック演算部２６によって演算された位相に基づいて、インバータ１１を制御するパルス信号を生成して、インバータ１１のゲートドライブ回路２８に送信する。これによってゲートドライブ回路２８は、第１パルス生成部２４からのパルス信号によって、インバータ１１の各スイッチをオンオフするスイッチングタイミングを制御する。

整流回路位相差計算部２７は、フィードバック演算部２６によって演算されたインバータ１１の位相差に基づいて、ブリッジ整流回路１４の位相差を決定し、第２パルス生成部２５に送信する。第２パルス生成部２５は、整流回路位相差計算部２７によって決定された位相差に基づいて、ブリッジ整流回路１４を制御するパルス信号を生成して、ブリッジ整流回路１４のゲートドライブ回路２９に送信する。これによってゲートドライブ回路２９は、第２パルス生成部２５からのパルス信号によって、ブリッジ整流回路１４の各スイッチをオンオフするスイッチングタイミングを制御する。このように本実施形態では、主として一次側のＰＷＭ制御により出力電力を制御する。

次に、制御装置２３の具体的な制御に関して、まず図２を用いて説明する。図２では、従来制御として、ハードスイッチングが発生する制御である。

図２に示すように、時刻ｔ２０では、インバータ１１の第１スイッチＱ１がオフ状態であり、第２スイッチＱ２がオン状態にある。またインバータ１１の第３スイッチＱ３がオフ状態であり、第４スイッチＱ４がオン状態にある。したがってインバータ１１は、電流が第２スイッチＱ２、送電コイル１２、第４スイッチＱ４を順に流れて循環する還流モードにある。この状態から時間が経過して時刻ｔ２１で、インバータ１１の第１スイッチＱ１がターンオンし、第２スイッチＱ２がターンオフされる。すると送電コイル１２に対して、直流電源３０から送電コイル１２に電圧が印加されて、インバータ１１が伝達モードとなる。

さらに時間が経過し、時刻ｔ２２では、ブリッジ整流回路１４において、第５スイッチＱ５および第８スイッチＱ８がターンオフされ、第６スイッチＱ６および第７スイッチＱ７がターンオンされる。つまり、ブリッジ整流回路１４のスイッチ状態が反転され、直流電源３０から二次電池２０に対して電力が伝達される。

さらに時間が経過して、時刻ｔ２３では、インバータ１１において、第３スイッチＱ３がターンオンされ、第４スイッチＱ４がターンオフされる。すると、インバータ１１は、電流が第１スイッチＱ１、送電コイル１２、第３スイッチＱ３を順に流れて循環する還流モードとなる。

さらに時間が経過して、時刻ｔ２４では、インバータ１１において、第２スイッチＱ２がターンオンされ、第１スイッチＱ１がターンオフされる。すると送電コイル１２に対して、直流電源３０から送電コイル１２に電圧が印加されて、インバータ１１が伝達モードとなる。

ここで、従来制御における還流モードから伝達モードへの切り替え時に、インバータ１１においてスイッチング損失の増大、あるいは素子破壊が懸念される。図３の上方の波形のように、インバータ１１を同期電流で使うと、インバータ１１の出力電圧とインバータ１１の出力電流との位相が揃う。このように位相が揃っている場合には、たとえばスイッチングが切り替わる時刻ｔ３２では、電流がゼロなので損失が少ない。

しかし図３の下方の波形のようにＰＷＭ制御すると、還流モードから伝達モードに切り替わる時刻ｔ３１の電流がゼロから乖離することがある。このようにインバータ１１のＰＷＭＤｕｔｙ比を１００％未満にしたとき、インバータ１１のスイッチングタイミングが電流のゼロクロスに一致しないため、スイッチング損失が大きくなる。

さらに悪いことに、図５に示すように、ハードリカバリに起因した過大なサージ電圧が発生し、素子破壊の一因となりうる。具体的には、図４に示す状態では、インバータ１１の第１スイッチＱ１がオフ状態であり、第２スイッチＱ２がオン状態にある。またインバータ１１の第３スイッチＱ３がオフ状態であり、第４スイッチＱ４がオン状態にある。したがってインバータ１１は、図４で矢印で示すように、電流が第２スイッチＱ２、送電コイル１２、第４スイッチＱ４を順に流れて循環する還流モードにある。

この状態で、図５に示すように、第１スイッチＱ１をターンオンし、第２スイッチＱ２をターンオフする。すると、第２スイッチＱ２の還流ダイオードの逆方向に電流が流れる貫通電流が生じる。図２では、時刻ｔ２１にて第１スイッチＱ１をターンオンし、第２スイッチＱ２をターンオフする。このときのトランス電流は、ゼロより大きい。これによって貫通電流が発生するので、ハードスイッチングとなる。

また図２では、時刻ｔ２２にて、ブリッジ整流回路１４において、第５スイッチＱ５および第８スイッチＱ８がターンオフされ、第６スイッチＱ６および第７スイッチＱ７がターンオンされる。このときも出力電流の逆流値は、ゼロよりも小さい。これによって、時刻ｔ２２にて、ブリッジ整流回路１４においても貫通電流が発生するので、ハードスイッチングとなる。

そこで、本実施形態の制御装置２３は、貫通電流を抑制するために、インバータ１１の左右アームの位相差に応じてブリッジ整流回路１４の左右アームのスイッチングタイミングを変更する。このような制御装置２３の具体的な制御に関して、図６を用いて説明する。

図６に示すように、時刻ｔ６０では、インバータ１１の第１スイッチＱ１がオフ状態であり、第２スイッチＱ２がオン状態にある。またインバータ１１の第３スイッチＱ３がオフ状態であり、第４スイッチＱ４がオン状態にある。したがってインバータ１１は、電流が第２スイッチＱ２、送電コイル１２、第４スイッチＱ４を順に流れて循環する還流モードにある。この状態から時間が経過して時刻ｔ６１で、インバータ１１の第１スイッチＱ１がターンオンし、第２スイッチＱ２がターンオフされる。すると送電コイル１２に対して、直流電源３０から送電コイル１２に電圧が印加されて、インバータ１１が伝達モードとなる。

この第１スイッチＱ１がターンオンし、第２スイッチＱ２がターンオフする時刻ｔ６１では、入力電流およびトランス電流がゼロよりも小さい値である。このようにスイッチング時のトランス電流の極性がプラスではないので、ハードスイッチングが起こらない。極性がプラスにならないように、ブリッジ整流回路１４の右アームと左アームと位相差が決定される。したがって従来制御のように、ブリッジ整流回路１４のスイッチングタイミングが左右アームで同じタイミングではなく、図６に示すように左右アームのスイッチングタイミングが異なる。具体的には、ブリッジ整流回路１４の第５スイッチＱ５がターンオフされ、第６スイッチＱ６がターンオンされた時刻ｔ６２から第７スイッチＱ７がターンオンされ、第８スイッチＱ８がターンオフされた時刻ｔ６３からまでの時間が制御される。

また時刻ｔ６２では、ブリッジ整流回路１４において、第５スイッチＱ５がターンオフされ、第６スイッチＱ６がターンオンされる。このブリッジ整流回路１４の左アームのスイッチングタイミングは、出力電流の閾値を超えたときである。出力電流の閾値は、出力電流の逆流値がゼロ以上、すなわちゼロまたはゼロよりも大きい値に設定されている。したがってスイッチング時の極性がマイナスでないので、ハードスイッチングが起こらない。

またインバータ１１の左右アームの位相差は、電圧制御または電力制御によって決定される。したがってインバータ１１の第１スイッチＱ１がターンオンし、第２スイッチＱ２がターンオフした時刻ｔ６１から、インバータ１１の第３スイッチＱ３がターンオンし、第４スイッチＱ４がターンオフされ時刻ｔ６４までの期間は、電圧制御によって決定される。

以上説明したように本実施形態の非接触給電装置１０では、インバータ１１の左右アームの位相差に応じてブリッジ整流回路１４の左右アームのスイッチングタイミングを変更している。このような構成にすると、スイッチング素子にスイッチングタイミングで流れる電流の極性を自由に決めることができる。したがって全ての入出力電圧条件および全ての負荷条件において、全ての素子がソフトスイッチング条件を満足するようにスイッチングを制御することができる。これによってインバータ１１をＰＷＭ駆動した際のサージ電圧の低減、および非接触給電装置１０の低損失化を実現できる。

（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態に関して、図７を用いて説明する。本実施形態では、ブリッジ整流回路１４の左右アームのスイッチングタイミングは、独立に制御される点に特徴を有する。

また第２実施形態の受電装置１５は、センサが第１実施形態よりも多く、電流センサ４１、第２電流センサ４２および第２電圧センサ４３を備える。電流センサ４１は、ブリッジ整流回路１４の出力電流の正負の値を反転した値を検出し、制御装置２３に送信する。第２電流センサ４２は、送電装置１６の平滑コンデンサ１９からインバータ１１に流れる電流を検出し、制御装置２３に送信する。第２電圧センサ４３は、送電装置１６の平滑コンデンサ１９の電圧を検出し、制御装置２３に送信する。

制御装置２３は、第３パルス生成部４４、信号比較部４５および位相差検出部４６をさらに備える。位相差検出部４６には、第２電流センサ４２および第２電圧センサ４３が接続される。位相差検出部４６は、各センサからの検出値に基づいて、インバータ１１の位相差を検出し、整流回路位相差計算部２７に送信する。

整流回路位相差計算部２７は、インバータ１１の左右アームの位相差に基づいて、ブリッジ整流回路１４の位相差を決定し、第３パルス生成部４４に送信する。整流回路位相差計算部２７は、インバータ１１の対角にあるスイッチング素子同士がＯＮし、伝達モードに切り替わるタイミングで、インバータ出力電流がゼロまたはマイナスになるように、右アームのスイッチングタイミングを遅らせるように位相差を決定する。そして第３パルス生成部４４は、ブリッジ整流回路１４の右アームのパルス信号を生成する。

信号比較部４５は、電流センサ４１および電流閾値を比較し、ブリッジ整流回路１４の左アームのスイッチングタイミングを変更する。電流閾値は、ゼロまたはゼロよりも大きい任意の値である。そして第２パルス生成部２５は、信号比較部４５からの比較結果に基いて、ブリッジ整流回路１４の左アームのパルス信号を生成する。このように電流センサ４１によって出力側の逆流電流をセンシングし、ゼロまたはゼロより大きい任意の電流閾値との比較を以て左アームのスイッチングタイミングを決定する。

このように本実施形態では、ブリッジ整流回路１４の左右アームを独立に制御する。出力側の逆流電流を用いて、電流閾値との比較からスイッチングタイミングを決めている。したがって電流閾値によって、入力電流がゼロより大きな値を取ったところでブリッジ整流回路１４をスイッチングさせれば、二次側のソフトスイッチングが可能である（図６の時刻ｔ２参照）。

また、ブリッジ整流回路１４の左右アームの位相差を調整することで、インバータ１１が伝達モードに切り替わるタイミングでインバータ出力電流がゼロ以下、すなわちゼロまたはマイナスになるように制御する。このように伝達モードに移行する際のインバータ出力電流が負の極性となるように二次側の位相差を制御することで、一次側のソフトスイッチングが可能である（図６の時刻ｔ１参照）。

また本実施形態では、電流センサ４１は、逆流方向を正として検出する電流検出部であるので、その後段につくアナログ制御器、あるいは比較回路の簡素化が可能であり、コストおよび体格の削減に効果がある。

また本実施形態では、電圧センサ２２、電流センサ４１、第２電流センサ４２、第２電圧センサ４３、ゲートドライブ回路２８，２９は、制御装置２３から独立されて構成されている。この結果、たとえばＰＷＭポートを３相しか出せないインバータ専用マイコンと、電圧センサ２２〜ゲートドライブ回路２９までの機能を持ったカスタムＩＣとを組み合わせても、制御を成立させることができる。

（第３実施形態）
次に、本発明の第３実施形態に関して、図８を用いて説明する。本実施形態は、第２実施形態と類似しており、第２実施形態とは位相差検出部４６の構成が異なる。また本実施形態の受電装置１５は、第２実施形態とは異なり、第２電圧センサ４３を備えていない。

制御装置２３は、第２信号比較部５１を備える。第２信号比較部５１は、第２電流センサ４２の検出値と、閾値とを比較する。閾値は、ゼロまたはマイナスの値である。また第２信号比較部５１は、インバータ１１のスイッチングタイミングの同期信号も入力される。第２信号比較部５１は、第２電流センサ４２の検出値と閾値を比較して、同期信号を用いてインバータ１１の位相差を算出し、整流回路位相差計算部２７に送信する。

このようにインバータ１１の位相差を算出しても、前述の第２実施形態と同様の作用および効果を奏することができる。

（第４実施形態）
次に、本発明の第４実施形態に関して、図９を用いて説明する。本実施形態は、第３実施形態と類似しており、第３実施形態とは信号の経路が異なる。

フィードバック演算部２６は、第１パルス生成部２４だけなく、信号比較部４５にも信号を出力する。フィードバック演算部２６は、信号比較部４５に出力電圧制御によって導かれる電流閾値を出力する。信号比較部４５は、電流センサ４１によって検出された検出値と、出力電圧制御によって導かれる電流閾値とを比較する。信号比較部４５は、比較結果を第２パルス生成部２５だけでなく、整流回路位相差計算部２７にも出力する。

整流回路位相差計算部２７には、信号比較部４５および第２信号比較部５１からの信号が入力される。整流回路位相差計算部２７は、インバータ１１の位相差と、ブリッジ整流回路１４の左アームのスイッチングタイミングを用いて、ブリッジ整流回路１４の位相差を計算する。これによってより高精度にブリッジ整流回路１４の左右の位相差を制御することができる。したがって前述の第２実施形態と同様の作用および効果を奏することができる。

（第５実施形態）
次に、本発明の第５実施形態に関して、図１０を用いて説明する。本実施形態は、第２実施形態の回路構成と類似しており、整流回路位相差計算部２７に換えて制御マップ６１を用いる点に特徴を有する。

制御マップ６１には、第２電流センサ４２、第２電圧センサ４３およびフィードバック演算部２６が接続される。したがって制御マップ６１には、第２電流センサ４２によって入力電流が入力され、第２電圧センサ４３によって入力電圧が入力される。また制御マップ６１には、フィードバック演算部２６によってインバータ１１の左右アームの位相差が入力される。

制御マップ６１には、インバータ１１の左右アームの位相差、入力電圧および入力電流と、ブリッジ整流回路１４の左右アームのスイッチングタイミングとが関連付けられて記憶されている。したがって制御マップ６１は、入力された情報に基づいて、ブリッジ整流回路１４の位相差を読み出して決定し、遅延回路（ｄｅｌａｙ）６２に送信する。

遅延回路６２には、制御マップ６１および信号比較部４５が接続される。したがって遅延回路６２には、信号比較部４５からブリッジ整流回路１４の左アームのスイッチングタイミングが入力される。また遅延回路６２には、制御マップ６１からブリッジ整流回路１４の位相差が入力される。遅延回路６２は、ブリッジ整流回路１４の左アームのスイッチングタイミングから、ブリッジ整流回路１４の位相差だけ遅らせた右アームのスイッチングタイミングを第３パルス生成部４４に出力する。

このように本実施形態の制御装置２３は、インバータ１１の左右アームの位相差、入力電圧および入力電流に応じた制御マップ６１で定まる値を用いて、ブリッジ整流回路１４の左右アームのスイッチングタイミングを変更する。このような構成によって、たとえば整流回路位相差計算部２７などのマイコンによる演算回数を減らすことができる。

また本実施形態では、電流閾値は、ゼロまたはゼロよりも大きい任意の値であるがこのような値に限るものではない。たとえば前述の第４実施形態のように、フィードバック演算部２６から出力される出力電圧制御によって導かれる電流閾値を用いてもよい。

（その他の実施形態）
以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に何ら制限されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において種々変形して実施することが可能である。

上記実施形態の構造は、あくまで例示であって、本発明の範囲はこれらの記載の範囲に限定されるものではない。本発明の範囲は、特許請求の範囲の記載によって示され、さらに特許請求の範囲の記載と均等の意味及び範囲内での全ての変更を含むものである。

前述の第１実施形態の回路構成に限るものではなく、電流共振型フルブリッジコンバータであっても適用可能である。

前述の第１実施形態では、車両に非接触給電装置１０を採用した場合について説明しているが、車両に限るものではない。他の移動手段であってもよく、二次電池２０を備えた電化製品の充電に用いてもよい。

前述の第１実施形態では、負荷は二次電池２０であり、二次電池２０の充電のために非接触で給電しているが、負荷は二次電池２０に限るものではない。たとえば負荷は、モータなど電力を消費するものであってもよい。したがって非接触で送電しながら、受電装置１５の負荷を駆動することができる。

１０…非接触給電装置 １１…インバータ １２…送電コイル １３…受電コイル
１４…ブリッジ整流回路 １５…受電装置 １６…送電装置
１９…送電装置の平滑コンデンサ ２０…二次電池（負荷）
２１…受電装置の平滑コンデンサ ２２…電圧センサ（電圧検出部）
２３…制御装置 ２６…フィードバック演算部 ２７…整流回路位相差計算部
３０…直流電源 ４１…電流センサ（電流検出部） ４５…信号比較部
４６…位相差検出部 ５１…第２信号比較部 ６１…制御マップ
Ｑ１〜Ｑ４…第１スイッチ〜第４スイッチ（インバータのスイッチング素子）
Ｑ５〜Ｑ８…第５スイッチ〜第８スイッチ（ブリッジ整流回路のスイッチング素子）

Claims (6)

1. 電力を非接触で送電する送電装置（１６）と、前記送電装置から出力される電力を非接触で受電し、受電した電力を負荷（２０）に供給する受電装置（１５）と、前記受電装置および前記送電装置を制御する制御装置（２３）と、を含む非接触給電装置（１０）であって、
   前記送電装置は、
   複数のスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）を含んで構成され、高周波電圧を生成するインバータ（１１）と、
   前記インバータが生成した前記高周波電圧を高周波磁束に変換する送電コイル（１２）と、を含み、
   前記受電装置は、
   前記高周波磁束よって交流電圧が発生する受電コイル（１３）と、
   複数のスイッチング素子（Ｑ５〜Ｑ８）を含んで構成され、前記受電コイルから供給される交流電圧を直流電圧に変換するブリッジ整流回路（１４）と、
   前記ブリッジ整流回路の出力側に接続された平滑コンデンサ（２１）と、
   前記平滑コンデンサの出力側に接続された負荷（２０）と、
   前記ブリッジ整流回路の出力電圧を検出する電圧検出部（２２）と、を含み、
   前記制御装置は、
   前記インバータと前記ブリッジ整流回路とを構成する前記スイッチング素子をフルデューティで駆動し、前記インバータと前記ブリッジ整流回路との位相差を制御して前記送電装置から前記受電装置に電力を伝達し、
   前記インバータの左右アームの位相差に応じて前記ブリッジ整流回路の左右アームのスイッチングタイミングを変更することを特徴とする非接触給電装置。
2. 前記ブリッジ整流回路の左右アームのスイッチングタイミングは、独立に制御されることを特徴とする請求項１に記載の非接触給電装置。
3. 前記ブリッジ整流回路の出力電流の正負の値を反転した値を検出する電流検出部（４１）をさらに含み、
   前記制御装置は、前記電流検出部によって検出された検出値と、ゼロ以上の閾値とを比較し、比較結果に基いて前記ブリッジ整流回路の一方のアーム（Ｑ５，Ｑ６）のスイッチングタイミングを決定することを特徴とする請求項２に記載の非接触給電装置。
4. 前記制御装置は、前記インバータの対角にある前記スイッチング素子同士がオンして、前記インバータが還流モードから伝達モードに切り替わるタイミングで前記インバータの出力電流がゼロ以下になるように、前記ブリッジ整流回路の他方のアーム（Ｑ７，Ｑ８）のスイッチングタイミングを一方のアームよりも遅らせることを特徴とする請求項２または３に記載の非接触給電装置。
5. 前記制御装置は、前記インバータの左右アームの位相差、入力電圧、および入力電流に応じた制御マップ（６１）で定まる値を用いて、前記ブリッジ整流回路の左右アームのスイッチングタイミングを変更することを特徴とする請求項１に記載の非接触給電装置。
6. 前記ブリッジ整流回路の出力電流の正負の値を反転した値を検出する電流検出部（４１）をさらに含み、
   前記制御装置は、前記電流検出部によって検出された検出値と、出力電圧制御によって導かれる電流閾値とを比較し、比較結果に基いて前記ブリッジ整流回路の一方のアーム（Ｑ５，Ｑ６）のスイッチングタイミングを決定することを特徴とする請求項５記載の非接触給電装置。

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