JP6451510B2 - 非接触給電装置 - Google Patents

Description

本発明は、非接触で送電装置から受電装置に送電する非接触給電装置に関する。

従来の非接触給電として、電磁誘導結合を利用して非接触での電力伝送を行う技術がある。具体的には、一次側巻線と二次側巻線とを、空間的ギャップを介して対向配置するとともに、一次側巻線と共振する一次側コンデンサ、二次側巻線と共振する二次側コンデンサを設ける。そして共振現象を利用して両巻線間を電磁誘導結合して、非接触給電している。

非接触給電の場合には、一次側巻線と二次側巻線との相対位置が変化する場合がある。たとえば一次側巻線と二次側巻線間の対向間距離が変化したり、両巻線が巻線軸方向に互いに位置ずれする等して、一次側巻線と二次側巻線の結合状態が変化すると、これに伴って、両巻線間の電力伝送効率が最大となる負荷の値が変動してしまう。そこで特許文献１に記載の非接触給電装置では、一次側と二次側と通信し、結合係数変動時でも最適な動作点を維持するように制御している。

また非接触給電装置の二次側回路の構成が、特許文献２に記載されている。特許文献２に記載の非接触給電装置では、二次側回路に整流器とＤＣＤＣコンバータを組み合わせて用いている。したがって二次側巻線に発生した誘電起電力が整流器によって直流に変換され、ＤＣＤＣコンバータによって電圧が制御される。

特開２０１４−２０７７６４号公報 特開２００２−３５４７１１号公報

前述のように結合係数が変動した時、二次側に流れる電流が変動することになる。その変動を二次側のＤＣＤＣコンバータのスイッチングを変更することによって変動を吸収する制御が特許文献１に記載されているが、特許文献１に記載の制御では以下のような問題点がある。

第１に、送電側と受電側の通信が途絶した場合に、充電電力が高いまま動作することになり、電池および車載側充電回路が過熱するという問題がある。第２に、結合係数の変動速度が高くなり、送電側制御回路と受電側制御回路の通信速度を上回った場合に、一次側の制御のみでは充電電力変動を抑制しきれないという問題がある。

そこで、本発明は前述の問題点を鑑みてなされたものであり、一次側と二次側との結合係数が変動しても、無線通信することなく、二次側の電流を制御することができる非接触給電装置を提供することを目的とする。

本発明は前述の目的を達成するために以下の技術的手段を採用する。

本発明では、制御手段（４１）は、電力指令値を電流検出手段（３９）によって検出された電流値で除した値に、電圧検出手段によって検出された平滑コンデンサ（３５）の電圧を制御するべく、ＤＣＤＣコンバータ（３６）をスイッチング制御することを特徴とする。

このような本発明に従えば、制御手段は、二次側に流れる電流の変動を監視し、二次側の電流に応じてＤＣＤＣコンバータをスイッチング制御して、平滑コンデンサの電圧の変動を抑制している。これによって一次側と二次側との結合係数が変動しても、二次側にあるＤＣＤＣコンバータをスイッチング制御することによって、二次側の電流を制御することができる。したがって一次側の送電装置を制御しなくとも、二次側の受電装置だけで結合係数に対応する制御を完結することができる。

なお、前述の各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示す一例である。

第１実施形態の非接触給電装置１０の回路構成を示す図である。 充電電力などの変化の一例を示すグラフである。 第２実施形態の非接触給電装置１０の回路構成を示す図である。 第３実施形態の非接触給電装置１０の回路構成を示す図である。 第４実施形態の非接触給電装置１０の回路構成を示す図である。

以下、図面を参照しながら本発明を実施するための形態を、複数の形態について説明する。各実施形態で先行する実施形態で説明している事項に対応している部分には同一の参照符を付すか、または先行の参照符号に一文字追加し、重複する説明を略する場合がある。また各実施形態にて構成の一部を説明している場合、構成の他の部分は、先行して説明している実施形態と同様とする。各実施形態で具体的に説明している部分の組合せばかりではなく、特に組合せに支障が生じなければ、実施形態同士を部分的に組合せることも可能である。

（第１実施形態）
本発明の第１実施形態に関して、図１および図２を用いて説明する。非接触給電装置１０は、たとえば電気自動車、およびプラグインハイブリッド自動車などのメインバッテリに充電する場合に適用することができる。非接触給電装置１０は、メインバッテリである二次電池１１と車両の外部に設置される外部電源１２との間で、非接触で電磁界共鳴方式あるいは電磁誘導方式によって電力を伝送するシステムである。電磁界共鳴方式は、送電側と受電側とを共振させて電力を送る方式のことである。非接触給電装置１０は、図１に示すように、車両に搭載される受電装置１３および地上に設置される送電装置１４を含んで構成される。

先ず、送電装置１４に関して説明する。送電装置１４は、たとえば、家庭、集合住宅、コインパーキングなどの駐車設備、商業施設、および公共施設などに設けられる。送電装置１４は、車両にとって外部となる外部電源１２、送電側パッド２１、送電側共振用回路２２を含んで構成される。外部電源１２は、たとえば系統電源である。送電装置１４は、受電装置１３に給電する際に動作する。

送電側パッド２１は、一次側パッドであって、駐車設備に画成された駐車スペース内に各々設置または埋設されている。送電側パッド２１は、コイル２３を有し、交流電力が供給されることで磁束を発生する。送電側パッド２１は、送電側共振用回路２２に接続される。送電側共振用回路２２は、送電側パッド２１のコイル２３と共に共振回路を構成する。

次に、受電装置１３に関して説明する。受電装置１３は、受電側パッド３１、受電側共振用回路３２を含んで構成される。受電側パッド３１は、車外に露出するように車両に設けられる。受電側パッド３１は、送電側パッド２１との間で非接触による電力の受け渡しを行う。受電側パッド３１は、コイル３３を有し、送電側パッド２１が発生した電磁界の影響により、コイル３３に電力が生じる。受電側パッド３１は、受電側共振用回路３２に接続される。受電側共振用回路３２は、受電側パッド３１のコイル３３と共に共振回路を構成する。

次に、具体的な回路構成に関して説明する。非接触給電装置１０は、直流電源（電圧源）から供給される電力を変換し、二次電池１１に出力する。また、非接触給電装置１０は、双方向電力変換が可能であり、二次電池１１から供給される電力を、直流電源に対して伝達可能である。

送電装置１４は、一次側ブリッジ回路２４を備えている。受電装置１３は、二次側ブリッジ回路３４を備えている。一次側ブリッジ回路２４は、半導体スイッチング素子であるスイッチによってフルブリッジ回路が構成されている。同様に、二次側ブリッジ回路３４は、半導体スイッチング素子であるスイッチによってフルブリッジ回路が構成されている。スイッチは、たとえばＭＯＳ−ＦＥＴである。

一次側ブリッジ回路２４の入力側には、平滑コンデンサ２５が設けられており、一次側ブリッジ回路２４の出力側は、送電側パッド２１のコイル（以下、「一次コイル」ということがある）２３および送電側共振用回路２２に接続されている。

二次側ブリッジ回路３４の入力側は、受電側パッド３１のコイル（以下、「二次コイル」ということがある）３３および受電側共振用回路３２に接続されており、二次側ブリッジ回路３４の出力側には平滑コンデンサ３５が設けられている。一次コイル２３および二次コイル３３によって、トランス４０が構成される。

一次側ブリッジ回路２４は、直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換する。したがって一次側ブリッジ回路２４は、一次コイル２３に交流電力を供給する交流電源回路として機能する。二次側ブリッジ回路３４は、二次コイル３３から入力される交流電力を直流電力に変換する。したがって二次側ブリッジ回路３４は、整流回路３４として機能する。以下、二次側ブリッジ回路３４を整流回路３４として記載する。

また整流回路３４の平滑コンデンサ３５の出力側には、電圧を変換可能なＤＣＤＣコンバータ３６が設けられている。ＤＣＤＣコンバータ３６は、チョッパ回路とも呼ばれる。ＤＣＤＣコンバータ３６は、整流回路３４からの直流電圧を降圧または昇圧して、負荷である二次電池１１に供給する。ＤＣＤＣコンバータ３６の出力側には、平滑コンデンサ３７が設けられている。そしてＤＣＤＣコンバータ３６の平滑コンデンサ３７の出力側には、負荷である二次電池１１が設けられている。

また受電装置１３には、電圧センサ３８と電流センサ３９が設けられている。電流センサ３９は、整流回路３４の出力電流を検出して、制御回路４１に送信する。したがって電流センサ３９は、整流回路３４から平滑コンデンサ３５へ流れる電流を検出する電流検出手段として機能する。電圧センサ３８は、整流回路３４の平滑コンデンサ３５の電圧を検出して、制御回路４１に送信する。したがって電圧センサ３８は、平滑コンデンサ３５の電圧を検出する電圧検出手段として機能する。

制御回路４１は、制御手段であって、所定の電力指令値に基づいて、ＤＣＤＣコンバータ３６のスイッチング制御を実施する。制御回路４１は、電力指令値を電流センサ３９によって検出された電流値で除した値に平滑コンデンサ３５の電圧を制御するべく、ＤＣＤＣコンバータ３６をスイッチング制御する。

以上説明したように本実施形態の非接触給電装置１０では、制御回路４１によってＤＣＤＣコンバータ３６がスイッチング制御される。制御回路４１は、非接触給電中の種々の入力変動時の安定制御を実施する。特に制御回路４１は、受電側パッド３１と送電側パッド２１との位置ずれに起因した結合係数の変動時に、ＤＣＤＣコンバータ３６をスイッチング制御して安定制御を実施する。

受電側パッド３１と送電側パッド２１との瞬間的なずれの原因としては、荷物の積み下ろし、充電中の発進、走行中給電など様々なシーンが考えられる。そのようなパッドのずれにより、結合係数が変動した場合、二次側の電流が大きく変動することとなる。特に図２の比較例のように、結合係数が小さいほうに遷移して二次側の電流が増加方向に変動した場合、整流回路３４の平滑コンデンサ３５の電圧が上がり、充電電力が目標値を超えて増加している。平滑コンデンサ３５の電圧が増加する原因は、二次電池１１の電圧が一定であることによって生じる二次側の電流増加分により平滑コンデンサ３５に過剰に電力が流入することにある。充電電力は電流の変動分×電圧の変動分倍にあがるので、二次側の電流の増加によって二次電池１１あるいは回路の過熱が懸念される。これは、非接触給電装置１０の二次側が電流源として振舞うためである。

そこで本実施形態では、結合係数が変動して二次側に流れる電流が増加する場合は、ＤＣＤＣコンバータ３６をスイッチング制御し、平滑コンデンサ３５の電圧を下げている。ＤＣＤＣコンバータ３６をスイッチング制御することによって、平滑コンデンサ３５の過剰電力を速やかに流出させることができるからである。具体的には、制御回路４１は、電力指令値を電流センサ３９で検出された電流値で除した値に、電圧センサ３８によって検出された平滑コンデンサ３５の電圧を制御するべく、ＤＣＤＣコンバータ３６のスイッチング制御している。換言すると、制御回路４１は、整流回路３４の平滑コンデンサ３５に流れる電流の変動を監視し、平滑コンデンサ３５の電流に応じてＤＣＤＣコンバータ３６をスイッチング制御している。これによって図２に実施例として示すように、結合係数が小さくなって電流が増加しても、充電電力が目標値を上回ることを抑制している。

また結合係数が大きいほうに遷移して二次側の電流が減少方向に変動した場合、整流回路３４の平滑コンデンサ３５の電圧が下がり、充電電力が減少する。平滑コンデンサ３５の電圧が減少する原因は、二次電池１１の電圧が一定であることによって生じる二次側の電流減少分によって平滑コンデンサ３５への流入電力が過少となることにある。

そこで本実施形態では、結合係数が変動して二次側に流れる電流が減少する場合は、ＤＣＤＣコンバータ３６をスイッチング制御し、平滑コンデンサ３５の電圧を上げている。ＤＣＤＣコンバータ３６をスイッチング制御することによって、平滑コンデンサ３５へ過少電力分を速やかに流入させることができるからである。

このように一次側と二次側との結合係数が変動しても、二次側にあるＤＣＤＣコンバータ３６をスイッチング制御することによって、二次側の電流を制御することができる。したがって一次側の送電装置１４を制御しなくとも、二次側の受電装置１３だけで結合係数に対応する制御を完結することができる。したがって結合係数が変動しても、送電装置１４と受電装置１３が無線通信して、送電装置１４と受電装置１３とを両方制御することなく、受電装置１３のＤＣＤＣコンバータ３６を制御するだけよい。換言すると、結合係数の変動時に、ＤＣＤＣコンバータ３６の入力電圧を高速制御することにより、充電電力の変動抑制を一次側で制御した場合と同等以上に抑えられる。

（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態に関して、図３を用いて説明する。本実施形態では、ＤＣＤＣコンバータ３６の出力電圧を監視し、ＤＣＤＣコンバータ３６を高速にスイッチング制御している点に特徴を有する。

第２実施形態の受電装置１３は、センサが第１実施形態よりも多く、第２電流センサ４２および第２電圧センサ４３を備える。第２電流センサ４２は、整流回路３４の平滑コンデンサ３５からＤＣＤＣコンバータ３６に流れる電流を検出し、制御回路４１に送信する。第２電圧センサ４３は、ＤＣＤＣコンバータ３６の平滑コンデンサ３７の電圧を検出し、制御回路４１に送信する。第２電圧センサ４３は、負荷である二次電池１１への出力電圧を検出する出力電圧検出手段として機能する。

制御回路４１は、電圧指令、各センサの検出結果に基づいてＰＷＭ信号（駆動信号）を生成し、生成したＰＷＭ信号に基づいてＤＣＤＣコンバータ３６のスイッチングを制御する。制御回路４１は、図３に示すように、充電電力制御ループ５１、平滑コンデンサ電圧制御ループ５２、比較部５３を備える。

充電電力制御ループ５１は、外部から入力される充電出力指令Ｐ＊と、第２電流センサ４２からの電流値と第２電圧センサ４３からの電圧値とから求めた充電電力Ｐとの偏差を演算する。そして充電電力制御ループ５１は、演算した偏差を比例、積分演算して出力する。このような充電電力制御ループ５１の出力と充電電力指令とを加算し、補正された電力指令値となる。

補正された電力指令値と電流センサ３９の逆数とを乗算し、整流回路３４の平滑コンデンサ３５の電圧指令Ｖｃ＊が演算される。平滑コンデンサ電圧制御ループ５２では、入力される電圧指令Ｖｃ＊と、電圧センサ３８からの電圧値との偏差を演算し、偏差を比例、積分演算する。平滑コンデンサ電圧制御ループ５２では、積分演算した値に、電流フィードフォワード項を加算し、チョーク電流指令Ｉｃ＊を出力する。

次に、比較部５３は、第２電流センサ４２が検出した電流値Ｉｃを基準値とし、平滑コンデンサ電圧制御ループ５２が出力したチョーク電流指令Ｉｃ＊との比較結果に基づいて、パルス幅変調信号ＰＷＭを生成して出力する。このように比較部５３によって、高速ピーク電流モード制御が実施される。

このように制御回路４１は、パルス幅変調された信号を出力する。制御回路４１の出力は、ＤＣＤＣコンバータ３６の駆動信号として利用される。反転部５４は、ＤＣＤＣコンバータ３６のローサイドのための駆動信号を反転することにより、ＤＣＤＣコンバータ３６のハイサイドのための駆動信号を出力する。

このように、制御回路４１は、最初に充電電力制御ループ５１によって、電力調整している。そして最後に保証ループとして、平滑コンデンサ電圧制御ループ５２を用いている。さらに本実施形態では、制御回路４１は、出力電圧を制御する充電電力制御ループ５１の応答周波数に対して、平滑コンデンサ３５の電圧制御する平滑コンデンサ電圧制御ループ５２の応答周波数が高く設定されている。具体的には、充電電力制御ループ５１のＰＩ制御の応答周波数に対して、平滑コンデンサ電圧制御ループ５２のＰＩ制御の応答周波数が高く設定されている。

結合係数変動時には充電電力制御とコンデンサ電圧制御が互いに逆向きの挙動を示す。具体的には、充電電力制御はＤｕｔｙを下げる方向に、電圧制御はＤｕｔｙを上げる方向に指令値を動かす。そこで本実施形態のように充電電力制御の応答周波数に対し、平滑コンデンサ電圧制御の応答周波数を高く保つことにより、平滑コンデンサ電圧を所望の値に高速制御することが可能である。

（第３実施形態）
次に、本発明の第３実施形態に関して、図４を用いて説明する。本実施形態では、電流センサ３９の電流値に基づいて、整流回路３４をスイッチング制御している点に特徴を有する。

制御回路４１は、電流センサ３９によって検出された値が一定以上の傾きで増加した場合には、整流回路３４の右アームと左アームのスイッチングに位相差が現れるようにスイッチング制御する。具体的には、制御回路４１は、電流値の増加傾向を判断する判断ループ６０を備える。

判断ループ６０は、電流センサ３９からの出力値を用いて、電流値が増加傾向にあるか否かを判断する。具体的には、制御回路４１は、電流センサ３９の出力値の変化の割合を求め、予め定める一定以上の傾きで増加しているか否かを判断する。制御回路４１は、一定以上の傾きで増加している場合には、整流回路３４の右アームと左アームのスイッチングに位相差が現れるようにスイッチング制御する。換言すると、整流回路３４の効率が悪くなるように位相差が制御される。これによって電流値の増加を抑制することができる。したがって結合係数の変動に対応することができる。

結合係数が小さいほうに遷移して二次側の電流が増加方向に変動した場合は、特にコンデンサ電圧を高速に下げる必要があるが、前述のように整流回路３４をスイッチング制御することによって平滑コンデンサ３５の電荷を速やかに抜くことができる。

（第４実施形態）
次に、本発明の第４実施形態に関して、図５を用いて説明する。本実施形態では、放電回路７０を備え、電流センサ３９の電流値に基づいて、放電回路７０を制御している点に特徴を有する。放電回路７０は、整流回路３４の平滑コンデンサ３５の出力側に設けられる。

放電回路７０は、スイッチング素子７１と負荷抵抗７２とを備え、スイッチング素子７１と負荷抵抗７２とは直列に接続される。したがってスイッチング素子７１をオンすることによって、負荷抵抗７２によって電力が消費されるので、負荷抵抗７２によって放電することができる。制御回路４１は、放電回路７０のスイッチング素子７１のオンオフを制御する。具体的には、制御回路４１は、スイッチング素子７１のスイッチを開閉、またはＰＷＭ駆動する。

制御回路４１は、前述の第３実施形態と同様に判断ループ６０を備える。制御回路４１は、判断ループ６０によって一定以上の傾きで増加している場合には、放電回路７０を制御して放電するように制御する。これによって電流値の増加を抑制することができる。したがって結合係数の変動に対応することができる。

結合係数が小さいほうに遷移して二次側の電流が増加方向に変動した場合は、特にコンデンサ電圧を高速に下げる必要があるが、前述のように放電回路７０によって放電させて平滑コンデンサ３５の電荷を速やかに抜くことができる。

（その他の実施形態）
以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に何ら制限されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において種々変形して実施することが可能である。

上記実施形態の構造は、あくまで例示であって、本発明の範囲はこれらの記載の範囲に限定されるものではない。本発明の範囲は、特許請求の範囲の記載によって示され、さらに特許請求の範囲の記載と均等の意味及び範囲内での全ての変更を含むものである。

前述の第１実施形態では、車両に非接触給電装置１０を採用した場合について説明しているが、車両に限るものではない。他の移動手段であってもよく、二次電池１１を備えた電化製品の充電に用いてもよい。

前述の第１実施形態では、負荷は二次電池１１であり、二次電池１１の充電のために非接触で給電しているが、負荷は二次電池１１に限るものではない。たとえば負荷は、モータなど電力を消費するものであってもよい。したがって非接触で送電しながら、受電装置１３の負荷を駆動することができる。

１０…非接触給電装置 １１…二次電池（負荷） １２…外部電源 １３…受電装置
１４…送電装置 ２１…送電側パッド ２２…送電側共振用回路 ２３…一次コイル
２４…一次側ブリッジ回路（交流電源回路） ３１…受電側パッド ３２…受電側共振用回路 ３３…二次コイル ３４…二次側ブリッジ回路（整流回路）
３５…平滑コンデンサ ３６…ＤＣＤＣコンバータ ３８…電圧センサ（電圧検出手段）
３９…電流センサ（電流検出手段） ４０…トランス ４１…制御回路（制御手段）
４２…第２電流センサ ４３…第２電圧センサ（出力電圧検出手段）
５１…充電電力制御ループ ５２…平滑コンデンサ電圧制御ループ ５３…比較部
５４…反転部 ６０…判断ループ ７０…放電回路 ７１…スイッチング素子（７１）
７２…負荷抵抗

Claims (2)

1. 電力を非接触で送電する送電装置（１４）と、前記送電装置から出力される電力を非接触で受電し、受電した電力を負荷に供給する受電装置（１３）と、を含む非接触給電装置（１０）であって、
   前記送電装置は、
   交流電力を供給する交流電源回路（２４）と、
   コイル（２３）を有し、前記交流電源回路から交流電力が供給されることで磁束を発生する送電側パッド（２１）と、
   前記送電側パッドに接続され、前記送電側パッドのコイルと共に共振回路を構成する送電側共振用回路（２２）と、を含み、
   前記受電装置は、
   コイル（３３）を有し、磁束によって交流電力が発生する受電側パッド（３１）と、
   前記受電側パッドのコイルと共に共振回路を構成する受電側共振用回路（３２）と、
   前記受電側共振用回路に接続され、前記受電側パッドから供給される交流電力を直流に変換する整流回路（３４）と、
   前記整流回路に接続された平滑コンデンサ（３５）と、
   前記平滑コンデンサと負荷（１１）との間に接続され、電圧を変換可能なＤＣＤＣコンバータ（３６）と、
   前記整流回路から前記平滑コンデンサへ流れる電流を検出する電流検出手段（３９）と、
   前記平滑コンデンサの電圧を検出する電圧検出手段（３８）と、
   所定の電力指令値に基づいて、前記ＤＣＤＣコンバータのスイッチング制御を実施する制御手段（４１）と、を含み、
   前記制御手段は、前記電力指令値を前記電流検出手段によって検出された電流値で除した値に、前記電圧検出手段によって検出された前記平滑コンデンサの電圧を制御するべく、前記ＤＣＤＣコンバータをスイッチング制御することを特徴とする非接触給電装置。
2. 前記負荷への出力電圧を検出する出力電圧検出手段（４３）をさらに含み、
   前記制御手段は、
   前記出力電圧検出手段によって検出された出力電圧と前記電力指令値と用いて、前記出力電圧を制御し、
   前記出力電圧を制御する応答周波数に対して、前記平滑コンデンサの電圧制御の応答周波数が高く設定されていることを特徴とする請求項１に記載の非接触給電装置。

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