CN110365120B - 一种从原边辨识参数的非接触电能传输装置 - Google Patents
一种从原边辨识参数的非接触电能传输装置 Download PDFInfo
- Publication number
- CN110365120B CN110365120B CN201910669747.9A CN201910669747A CN110365120B CN 110365120 B CN110365120 B CN 110365120B CN 201910669747 A CN201910669747 A CN 201910669747A CN 110365120 B CN110365120 B CN 110365120B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- winding
- primary
- power
- primary side
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 title claims abstract description 44
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 301
- 238000012360 testing method Methods 0.000 claims abstract description 118
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims abstract description 62
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims abstract description 62
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims abstract description 62
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 49
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 28
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims abstract description 25
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 30
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 21
- 238000012546 transfer Methods 0.000 claims description 9
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 claims description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 6
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 5
- 239000000126 substance Substances 0.000 claims description 5
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims description 4
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 abstract description 14
- 230000003068 static effect Effects 0.000 abstract description 2
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 36
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 26
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 12
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 11
- XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N water Substances O XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 8
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 6
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 5
- 230000008859 change Effects 0.000 description 4
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 4
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 3
- 238000011160 research Methods 0.000 description 3
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 2
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 2
- 229910052802 copper Inorganic materials 0.000 description 2
- 239000010949 copper Substances 0.000 description 2
- 238000005034 decoration Methods 0.000 description 2
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000005299 abrasion Methods 0.000 description 1
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000011217 control strategy Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000007812 deficiency Effects 0.000 description 1
- 229910003460 diamond Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010432 diamond Substances 0.000 description 1
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 238000012552 review Methods 0.000 description 1
- 239000004576 sand Substances 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
- 238000010408 sweeping Methods 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
- H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
- H01F27/28—Coils; Windings; Conductive connections
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
- H01F38/00—Adaptations of transformers or inductances for specific applications or functions
- H01F38/14—Inductive couplings
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
- H02J50/10—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling
Abstract
本发明公开了一种从原边辨识参数的非接触电能传输装置，包括直流输入源、原边功率变换模块、原边补偿网络、非接触变压器、副边补偿网络、整流滤波网络、检测单元。其中非接触变压器包括原边功率绕组共用磁芯的测试绕组，耦合副边功率绕组激励产生的磁场，用来检测副边绕组电流相位。本发明通过直接测量逆变器输出电压、原边功率绕组和检测绕组的电流相位，得到谐振变换器的特征频率，辨识出耦合系数，不需要额外装置，能有效降低系统复杂度和成本，适用于静态无线电能传输。
Description
技术领域
本发明涉及无线电能传输系统领域，具体涉及一种从原边辨识参数的非接触电能传输装置。
背景技术
感应式无线电能传输技术(Inductive power transfer,IPT)是利用磁场耦合原理，将电能以非接触的方式从供电电源提供给用电负载的供电技术。IPT技术极大的提高了用电设备的供电灵活性，同时避免了传统接触式供电方式所具有的磨损、火花、漏电等问题，提高了设备的供电安全性。随着研究和应用的不断深入，IPT技术已广泛应用于电动汽车、消费电子、医疗器械、照明、自动化制造装备等领域。
然而由于无线电能传输系统用电设备可自由移动的特点，非接触变压器原副边的相对位置不固定，可能存在气隙变化、原副边错位偏移等问题，位置的改变会导致非接触变压器的自感、耦合系数的变化，从而进一步影响传输功率和系统效率，严重时将会导致系统无法正常工作。对于现有的原边绕组分段绕制、耦合磁通不同区域方向不同的非接触变压器结构，错位还可能使得副边绕组耦合到的进、出的磁通完全抵消，进而使得耦合系数几乎为零，非接触变压器丧失功率传输能力。而在原边串联补偿拓扑中(陈庆彬,叶逢春,陈为.无线电能传输系统补偿拓扑综述[J].电气开关,2017,55(05):1-4+9)，由于流过原边绕组的电流幅值与原副边耦合系数近似成反比，错位时处于“进、出磁通完全抵消”的“感应盲点”会导致原边绕组电流会急剧上升，损坏功率器件，存在安全隐患。
此外由于无线电能传输系统供电端与受电端完全分离，供电端和受电端还可能存在失配的问题，包括原副边磁耦合结构的失配以及功率等级的失配。其中磁耦合结构的失配为变压器原副边绕组结构的不同，如原边为双极性线圈、副边为单极性线圈，导致原副边正对时的磁通耦合很弱，近似为零，但是在错位偏移工况下，磁通耦合会增强，耦合系数增大，在满足一定要求时，系统具有给负载传输功率的能力；功率等级的失配表现为供电端与受电端能承受的功率量级不同，这就导致供电端与受电端功率器件、补偿元件所能承受的最大电压电流应力不同。考虑到无线电能传输系统中的电压、电流与非接触变压器参数密切相关，为了保证功率安全可靠传输，需要在功率传输之前预先估计非接触变压器的原边自感、副边自感、耦合系数以及互感。
为了得到非接触变压器的参数，有学者在WPT系统的供电侧与受电侧分别检测原边输入电压与负载电压，并在原副边建立无线反馈通路，实现参数估计。但是考虑到无线通信间存在的握手延时、控制响应慢、在强磁环境下易受干扰等问题，很多研究团队对单原边侧控制技术展开研究，即仅在原边侧进行信号的检测与控制，副边不增加额外的检测电路，有效降低系统复杂度，增强鲁棒性，降低成本。Y.Su,H.Zhang,Z.Wang,et al.Steady-StateLoad Identification Method of Inductive Power Transfer System Based onSwitching Capacitors[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2015,30(11):6349-6355引入开关切换电容使得系统存在两种运行模式，通过相应的控制保证系统原边电路在两种模式下均工作在零相角频率，分别进行相应采样，基于系统的数学模型求解获得负载与互感参数。但是在功率电路中加入了额外电路以及相应的控制，增大了系统本身的体积，并且提升了系统成本以及控制复杂度。J.P.W.Chow,H.S.H.Chung,C.S.Cheng.Useof Transmitter-Side Electrical Information to Estimate Mutual Inductance andRegulate Receiver-Side Power in Wireless Inductive Link[J].IEEE Transactionson Power Electronics,2016,31(9):6079-6091建立系统的时域模型获得各个状态变量的数学解析表达式，通过对互感值枚举，计算输入电流，并与采样得到的实际值比较，最终完成负载与互感参数识别。但是需要对波形进行完整采样，同时这是“尝试-调整-尝试……”的方法，需要大量的迭代算法以及复杂的计算，大大增加了识别耗时。
如何能得到一种简单的无线电能传输装置，不需要复杂的计算算法，在原边就可以完成无线电能传输系统的参数辨识；还能够在原边侧准确估计并控制非接触变换器的输出电压/电流，获得稳定的输出，成为本发明的设计重点。
发明内容
发明目的：针对上述现有技术，提出一种从原边辨识参数的非接触电能传输装置，不需要在回路中增加复杂的控制装置即能辨识出功率绕组的耦合系数。
技术方案：一种从原边辨识参数的非接触电能传输装置，包括直流输入源、原边功率变换模块、原边补偿网络、非接触变压器、副边补偿网络、整流滤波网络、负载，还包括检测单元，其中：
所述非接触变压器包括原边功率绕组、副边功率绕组、原边磁芯、副边磁芯，还包括测试绕组；
所述直流输入源、原边功率变换模块、原边补偿网络、原边功率绕组依次级联，所述副边功率绕组、副边补偿网络、整流滤波网络、负载依次级联；
所述测试绕组与原边功率绕组共用磁芯，耦合副边功率绕组激励产生的磁场；
所述检测单元用于检测原边功率变换模块输出电压相位、原边功率绕组电流相位，以及通过所述测试绕组检测副边功率绕组电流相位，然后通过相位差以及频率特性得到特征频率值，再根据所述特征频率值估计所述原边功率线圈与所述副边功率线圈间的耦合系数。
进一步的，所述测试绕组设置在所述原边功率绕组磁场的感应盲点位置或相对原边功率绕组激励磁场反对称布置。
进一步的，所述检测单元包括依次连接的采样电路、相位计算单元和控制器；其中，所述测试绕组短接，经电流采样电路转换为电压信号后，发送到相位计算单元。
进一步的，所述检测单元包括依次连接的采样电路、相位计算单元和控制器；所述测试绕组开路，经电压采样电路采样端口电压后，发送到相位计算单元。
进一步的，所述检测单元包括依次连接的采样电路、相位计算单元、控制器和移相电路；所述测试绕组开路，经电压采样电路采样端口电压，然后经所述移相电路移相90°后，发送到相位计算单元。
进一步的，还包括幅值检测电路，用于测量所述原边功率变换模块输出电压与原边功率绕组电流的幅值或有效值；定义所述原边功率变换模块输出电压与原边功率绕组电流的相位差为
所述原边功率变换模块输出电压与副边功率绕组电流的相位差为θ，根据下式计算得到所述副边补偿网络输出电流Io与直流输出电压Vo：
其中，
表示原边功率变换模块输出电压v1的基波分量有效值，R1表示原边功率绕组中寄生电阻，
表示原边功率绕组电流i1的基波分量有效值，ω表示系统工作频率，M12表示原副边功率绕组之间的互感，VF表示所述整流滤波网络中二极管的导通压降。
一种从原边辨识参数的非接触电能传输装置，包括直流输入源、原边功率变换模块、原边补偿网络、非接触变压器、副边补偿网络、整流滤波网络、负载，还包括检测单元，其中：
所述非接触变压器包括原边功率绕组、副边功率绕组、原边磁芯、副边磁芯，还包括测试绕组；
所述直流输入源、原边功率变换模块、原边补偿网络、原边功率绕组依次级联，所述副边功率绕组、副边补偿网络、整流滤波网络、负载依次级联；
所述测试绕组与原边功率绕组共用磁芯，耦合副边功率绕组激励产生的磁场；
所述检测单元用于通过所述测试绕组来检测所述副边功率绕组相位，然后通过所述副边功率绕组相位控制所述原边功率变换模块，输出使传输装置工作在增益恒定频率点的特征频率，再根据所述特征频率值估计所述原边功率线圈与所述副边功率线圈间的耦合系数。
进一步的，所述检测单元包括流压转换电路、过零比较器、驱动信号选通电路以及所述原边功率变换模块的驱动器；所述流压转换电路用于检测所述测试绕组的短路电流并转换为电压信号后，送入所述过零比较器；所述过零比较器的输出端接所述驱动信号选通电路的输入端，所述驱动信号选通电路通过开关管选择与测试绕组电流同相或者反相的驱动信号送给驱动器。
有益效果：1.本发明的一种从原边辨识参数的非接触电能传输装置，通过小信号预激励的方式检测发射端的电压、电流信号的相位差来辨识出耦合系数、原副边绕组自感及互感，在此基础上可以实时辨识拾取端负载阻抗、输出电压、电流的动态变化，能有效降低系统复杂度，增强鲁棒性，降低成本。
2.本发明具体应用于电动车静态无线充电，多数情况下车身相对于预设充电位置会有偏移，预激励检测原边电压、电流及测试绕组电流相位，即可从原边充电桩处即可检测在此位置时，原边(充电桩)与副边(电动车)的耦合系数、自感以及互感值，相对位置固定互感值也固定，随后，断开测试绕组，则可得到系统功率传输过程中，不同时刻电动车的充电电压、电流、阻抗，可籍此跟踪调整系统，以使电动车充电稳定可靠。
附图说明
图1是本发明的系统结构框图；
图2是非接触变压器结构一整体示意图；
图3为非接触变压器原边结构一示意图；
图4为非接触变压器原边结构二示意图；
图5为非接触变压器原边结构三示意图；
图6为非接触变压器原边结构四示意图；
图7为非接触变压器原边结构五示意图；
图8为非接触变压器原边结构六示意图；
图9为非接触变压器测试绕组不同结构示意图；
图10是串串补偿电路拓扑示意图；
图11是串串补偿基波等效电路互感模型示意图；
图12是本发明的从原边辨识参数的非接触电能传输装置实施例一的电路示意图；
图13是本发明的从原边辨识参数的非接触电能传输装置实施例二的电路示意图；
图14是本发明的从原边辨识参数的非接触电能传输装置实施例三的电路示意图；
图15是本发明的从原边辨识参数的非接触电能传输装置实施例四的电路示意图；
图16是本发明的从原边辨识参数的非接触电能传输装置实施例五的电路示意图；
图17是本发明的从原边辨识参数的非接触电能传输装置实施例六的电路示意图；
图中部分标号说明：L1为原边功率绕组102的自感，L2为副边功率绕组202的自感，L3为测试绕组103的自感，M12为原副边功率绕组之间的互感，M13为原边功率绕组与测试绕组之间的互感，M23为副边功率绕组与测试绕组之间的互感，k为变压器原副边功率绕组间的耦合系数；C1为原边补偿电容，C2为副边补偿电容，Cf为直流滤波电容，R1和R2分别为原边和副边功率绕组中寄生电阻，RL为电阻负载，RE为电阻负载RL的交流等效电阻；
Vin为直流输入源输出电压；v1为全桥逆变器输出交流电压；v2为全桥整流器输入交流电压；
为交流电压v1的基波分量；
为交流电压v2的基波分量；i1为原边功率绕组中的电流；i2为副边功率绕组中的电流；
为电流i1的基波分量；
为电流i2的基波分量；ωP、ωs、ωH和ωL为系统工作的四个特征频率；i3为测试绕组短路电流；vd为测试绕组开路电压；I1sense为电流互感器U1中电流有效值；I3sense为电流互感器U2中电流有效值；v1_com为交流电压v1经转换后送至相位比较器的电压信号；vi1为电流i1经转换后送至相位比较器的电压信号；vi3为电流i3或电压vd经转换后送至相位比较器的电压信号。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做更进一步的解释。
图1所示为本发明的一种从原边辨识参数的非接触电能传输装置的结构框图，它包括直流输入源、原边功率变换模块H、原边补偿网络、非接触变压器T、副边补偿网络、整流滤波网络、负载RL，以及为原边功率变换模块提供驱动信号的驱动器以及检测单元。非接触变压器结构包括原边功率绕组、副边功率绕组、测试绕组、原边磁芯和副边磁芯，原副边功率绕组与磁芯对称放置。直流输入源、原边功率变换模块、原边补偿网络、原边功率绕组依次级联，副边功率绕组、副边补偿网络、整流滤波网络、负载依次级联。测试绕组与原边功率绕组共用磁芯，耦合副边功率绕组激励产生的磁场。其中，原边功率变换模块H的可选电路很多，包括推挽、半桥、全桥电路等；整流滤波网络的可选电路也很多，包括全波整流、半波整流、倍流整流、倍压整流等；驱动器为PWM波发生装置。
图2为本发明的一种从原边辨识参数的非接触电能传输装置的非接触变压器结构示意图，非接触变压器包括原边磁芯101、原边功率绕组102、原边测试绕组103、副边磁芯201、副边功率绕组202，从而形成本发明所用的附加测试绕组的非接触变压器。其中，原边功率绕组、副边功率绕组、测试绕组可采用Lize线、铜皮、铜管绕制，也可采用PCB绕组等方式。其中图3-图6采用单极性非接触变压器结构，图7、图8采用双极性非接触变压器结构。图3-图8分别给出了非接触变压器的六种结构形式，图中所示箭头表示流过绕组的电流方向，原边功率绕组上的虚线表示原边激励产生的磁场的感应盲点分界线。由于原副边功率绕组和磁芯结构对称，图3-图7只给出了非接触变压器的原边绕组结构示意图，对应图2可以得到非接触变压器结构。
如图2所示，非接触变压器从上到下依次为副边磁芯201、副边功率绕组202、气隙、原边功率绕组102、测试绕组103、原边磁芯101，原边功率绕组和副边功率绕组均为盘式结构，测试绕组103放置在原边，与原边功率绕组102不相互交叠，共用原边磁芯101。测试绕组103由103A、103B、103C组成，其中103B水平绕制在原边磁芯的中心区域，103A与103C对称地分布在原边磁芯101两侧。
如图3所示，流过原边功率绕组102中的电流产生的磁通在盲点分界线内部垂直于纸面向外，在盲点分界线外部垂直于纸面向内，两部分磁通形成闭合。测试绕组103B耦合到的磁通方向垂直纸面向外，103A、103C耦合到的磁通方向垂直纸面向内，测试绕组103A、103B、103C依次串联连接，使得测试绕组103耦合到的原边功率绕组102激励所产生的磁通进、出完全抵消，原边功率绕组102与测试绕组103解耦，互感M13为零。而流过副边功率绕组202中电流所产生的磁通由于气隙的存在和原边磁芯101的约束，作用在测试绕组103A、103C附近的磁场很弱，测试绕组103耦合到副边激励所产生的磁通进、出不能相互抵消，测试绕组103与副边功率绕组202的耦合系数不为零，存在磁通耦合。流过副边功率绕组中的电流i2会在测试绕组上产生感应电压vd。
如图4所示，原副边功率绕组和磁芯结构与图2中相同。测试绕组103放置在原边功率绕组102上方感应盲点处，使得测试绕组103耦合到原边功率绕组102激励产生的磁通进、出完全抵消，原边功率绕组102与测试绕组103解耦，互感M13为零。副边功率绕组和测试绕组103之间的气隙与原边功率绕组102和测试绕组103之间的气隙大小不同，测试绕组103耦合到副边激励所产生的磁通进、出不能相互抵消，测试绕组103与副边功率绕组的耦合系数不为零，存在磁通耦合。
如图5所示，原副边功率绕组和磁芯结构与图2中相同。测试绕组103放置在原边，与原边功率绕组共用原边磁芯101。测试绕组103由103A、103B组成，103A在原边感应盲点分界线内部，103B将感应盲点分界线包在其中。103A与103B串联连接，绕制方向相反，耦合到的磁通之和分布在103A与103B之间的圆环处。由于该圆环位于原边激励产生的磁场感应盲点分界线处，使得测试绕组103耦合到原边功率绕组102激励产生的磁通进、出完全抵消，原边功率绕组102与测试绕组103解耦，互感M13为零。副边功率绕组和测试绕组103之间的气隙与原边功率绕组102和测试绕组103之间的气隙大小不同，测试绕组103耦合到副边激励所产生的磁通进、出不能相互抵消，测试绕组103与副边功率绕组的耦合系数不为零，存在磁通耦合。
如图6所示，原副边功率绕组和磁芯结构与图2中相同。测试绕组103放置在原边，与原边功率绕组102不相互交叠，共用原边磁芯101。测试绕组103由103A、103B、103C组成，其中103A水平绕制在原边磁芯的中心区域，103B与103C将原边感应盲点分界线包在其中。测试绕组103A耦合到的磁通方向垂直纸面向外，103A与103C耦合到的磁通之和方向垂直纸面向内，测试绕组103A、103B、103C依次串联连接，使得测试绕组103耦合到的原边功率绕组102激励所产生的磁通进、出完全抵消，原边功率绕组102与测试绕组103解耦，互感M13为零。而流过副边功率绕组中电流所产生的磁通由于气隙的存在和原边磁芯101的约束，作用在测试绕组103B、103C附近的磁场很弱，测试绕组103耦合到副边激励所产生的磁通进、出不能相互抵消，测试绕组103与副边功率绕组的耦合系数不为零，存在磁通耦合。
如图7所示，原边功率绕组和副边功率绕组均为DD式结构，原边功率绕组102由102A、102B组成。流过原边功率绕组102中的电流产生的磁通在盲点分界线内部垂直于纸面向外，在盲点分界线外部垂直于纸面向内，两部分磁通形成闭合。测试绕组103放置在原边感应盲点分界线上，使得测试绕组103耦合到的原边功率绕组102激励所产生的磁通进、出完全抵消，原边功率绕组102与测试绕组103解耦，互感M13为零。副边功率绕组和测试绕组103之间的气隙与原边功率绕组102和测试绕组103之间的气隙大小不同，测试绕组103耦合到副边激励所产生的磁通进、出不能相互抵消，测试绕组103与副边功率绕组的耦合系数不为零，存在磁通耦合。
如图8所示，原副边功率绕组与磁芯结构与图7中相同。测试绕组由103A、103B组成，其中103A水平绕制在感应盲点分界线之内，原边功率线圈上方；103B水平绕制在感应盲点分界线之外，原边功率线圈下方。测试绕组103A耦合到的磁通方向垂直纸面向外，103B耦合到的磁通方向垂直纸面向内，测试绕组103A、103B依次串联连接，使得测试绕组103耦合到的原边功率绕组102激励所产生的磁通进、出完全抵消，原边功率绕组102与测试绕组103解耦，互感M13为零。而流过副边功率绕组中电流所产生的磁通在103A和103B上方向相同，相互叠加，测试绕组103与副边功率绕组的耦合系数不为零，存在磁通耦合。
如图9所示，在不影响功能的前提下，测试绕组的线圈形状可以为六边形、半圆形、菱形、三角形等其他线圈形状，所用数量也可以适当增减，摆放位置也可以不用严格对称。
下面结合图10、图11说明本发明的可从原边辨识参数的非接触电能传输装置在原边侧辨识参数的工作原理。
图10为串串补偿电路拓扑示意图，其中，全桥逆变器为原边功率绕组提供高频电压激励，原副边的补偿电容调节输入阻抗，全桥整流器将副边功率绕组输出的交流电流转换为直流电流供后面的直流负载使用。
如图11所示为串串补偿电路基波等效电路的互感模型。根据基波近似分析(Fundamental Harmonic Approximation,FHA)方法，将电压、电流变量用矢量表示，矢量
表示为全桥逆变器输出交流电压v1的基波分量，对应的有效值定义为
类似的，根据基波等效，全桥整流器以及后级电阻负载RL可以等效为一交流等效电阻RE：
定义特征频率ωP和ωs：
矢量
表示全桥整流器输入交流电压v2的基波分量，对应的有效值定义为
根据基波等效电路，忽略寄生电阻的影响，得到
和转移阻抗Zr：
其中，
ω为系统工作频率，k为原边功率线圈与副边功率线圈间的耦合系数，
显然，当Δ＝0时，谐振变换器的输出电压增益与负载无关，对应的两个工作频率为：
由式(6)可以求解得到变压器的耦合系数k为：
可以发现，耦合系数的表达式只与特征频率ωp、ωs、ωH和ωL相关，与谐振变换器的输入、输出电压与电流幅值均无关。因此得到一种新的耦合系数估计方法，即通过获取谐振变换器的特征频率ωp、ωs、ωH和ωL，求解非接触变压器的耦合系数k。
忽略寄生电阻的影响，结合式(3)和(6)发现：
当ω＝ωp时，
滞后
当ω＝ωs时，
滞后
当ω＝ωH时，
与
同相；
当ω＝ωL时，
与
反相。
从而通过检测原边全桥逆变器输出电压相位、原边功率绕组电流相位与副边功率绕组电流相位，并判断他们的相位差，进而基于上述频率特性可以得到特征频率值，估计耦合系数k。
如果L1、L2、C1、C2已知，由
可以直接计算得到特征频率ωp和ωs。ωH和ωL也可以通过自激的方法获得，在实施例四中具体说明。
进一步地，在此基础上说明副边补偿网络输出电压与输出电流的在线估计方法。
假设原边全桥逆变器输出电压与原边功率绕组电流的相位差为
原边逆变器输出电压与副边功率绕组电流的相位差为θ，则将
和
表示为：
其中，
和
分别表示原副边功率绕组电流i1和i2的基波分量有效值。根据图11列写KVL方程，可以得到：
将式(9)的虚实部分解，化简可得：
由式(10)可知，忽略寄生电阻的影响，检测原边全桥逆变器输出电压
原边功率绕组电流
及相角
和θ，再结合耦合系数以及自感测量结果，即可以求解得到副边整流桥直流输出电流Io与直流输出电压Vo：
式中，VF为整流桥中二极管的导通压降。由式(11)，便可以在原边侧进行输出电压、电流的参数估计。下面以恒压输出为例，基于对输出电压/电流的精确估计，阐述具体的控制策略。
在实际工况中，由于变压器参数的变化、回路寄生电阻的影响，谐振变换器的输出电压会偏离额定值，有较大的输出波动。为了在全部工况下均实现恒定电压输出，本发明能够基于原边侧精确输出电压估计，无需原副边反馈，直接在原边侧调频实现恒压输出，具体的控制流程如下。
给定输出参考电压Voref，输入非接触变压器耦合系数k，绕组自感L1、L2，工作频率区间[fmin，fmax]。启动，DSP给定频率f＝fmax，原边功率绕组电流i1的有效值I1，以及相角
和θ，根据式(11)计算此时的输出电压Vo。计算Vo与给定值Voref的差值ΔV，当ΔV大于误差阈值ε时，开始变频工作来调节输出电压，假设输出与频率的单调性未知，采用扰动观察法，首先对工作周期增加一个扰动(以增加周期，降频为例)，根据变频后误差的变化趋势来决定下次提频还是降频，若输出误差值减小，则保持降频趋势不变，逐步减小误差；若输出误差增大，则改为提频，逐步减小误差，使得输出电压与给定值逐渐逼近。
实施例一：
图12给出了本发明的一种从原边辨识参数的非接触电能传输装置的第一种实施例的电路结构图。如图12所示，原、副边补偿网络均采用串联电容补偿，原边功率变换模块采用全桥逆变器，副边整流滤波网络的整流部分采用全波整流器。测试绕组103短接，与副边功率绕组202通过互感M23耦合，流过测试绕组103的短路电流为i3，其基波分量定义为电流矢量
检测单元包括依次连接的采样电路、相位计算单元和控制器，其中采样电路采用电流互感器。原边全桥逆变器输出交流电压v1直接连接到相位计算单元中，电流互感器U1、U2分别检测原边功率绕组电流i1和测试绕组103中电流i3，经电阻R1和R2转换成电压信号vi1和vi3，再送入相位计算单元。可以看出vi1与原边功率绕组电流i1同相，vi3与测试绕组短路电流i3同相。
L3为测试绕组103的自感，测试绕组103与原边功率绕组102共用磁芯，耦合副边功率绕组202激励产生的磁场用于检测副边功率绕组电流相位。M13和M23分别为原边功率绕组与测试绕组之间的互感、测试绕组与副边功率绕组之间的互感，对应的耦合系数为k13、k23：
测试绕组103与原边功率绕组102解耦，有M13≈0。同时忽略寄生电阻的影响，测试绕组短路电流i3的基波分量
为：
由式(13)可知，无论非接触变压器的耦合系数k如何变化，
和
总是保持反相，即
实时跟踪副边绕组电流
的相位。
和
分别表示
和
经过采样电路转换的电压信号矢量，
和
分别与
和
同相，通过检测
和
的相位来获取特征频率，频率特性总结如下：
当ω＝ωp时，
当ω＝ωs时，
当ω＝ωH时，α＝π；
当ω＝ωL时，α＝0。
定义
表示x和y之间的相位差；
在本实施例中，参数估计方法具体步骤为：
步骤A：启动扫频，耦合系数k在线检测；
步骤B：设定初始频率ω＝ωmin；
步骤C：检测此频率下的相角特性，记录满足中频率特性的特征频率；
步骤C具体为：设定相位差的固定参考值为δ，判断|π/2-α|<δ，满足的话判定此时ω＝ωp；判断|π/2-β|<δ，满足的话判定此时ω＝ωs；判断|π-α|<δ，满足的话判定此时ω＝ωH；判断|0-α|<δ，满足的话判定此时ω＝ωL；其中，参考值为δ一般取±5度；
步骤D：判断频率ω是否满足大于最大频率ωmax，不满足的话，设定ω＝ω+△ω并返回步骤C；满足的话继续步骤E；
步骤E：根据式(7)计算耦合系数k。
实施例二：
图13给出了本发明的一种从原边辨识参数的非接触电能传输装置的第二种实施例的电路结构图。与实施例一不同的是，本实施例中，测试绕组103开路，开路感应电压为vd，直接送给相位计算单元，开路感应电压vd与送给相位计算单元的电压信号vi3相同，
表示其电压矢量。
可以看出，
与
反相，
与
保持同相，此时频率特性总结如下：
当ω＝ωp时，
当ω＝ωs时，
当ω＝ωH时，α＝π；
当ω＝ωL时，α＝0。
定义
参照实施例一中的参数估计方法与本实施例中的频率特性，可以计算出耦合系数k。
实施例三：
图14给出了本发明的一种从原边辨识参数的非接触电能传输装置的第三种实施例的电路结构图。与实施例二不同的是，本实施例中，检测单元包括依次连接的采样电路、相位计算单元、控制器和移相电路；测试绕组103的开路感应电压为vd，经过移相装置移相90°后，将移相后的电压信号vi3送给相位计算单元。
可以看出，
总是滞后
与
保持同相，此时频率特性总结如下：
当ω＝ωp时，α＝0；
当ω＝ωs时，β＝0；
当ω＝ωH时，α＝π；
当ω＝ωL时，α＝0。
定义
参照实施例一中的参数估计方法与本实施例中的频率特性，可以计算出耦合系数k。
实施例四：
图15给出了本发明的一种从原边辨识参数的非接触电能传输装置的第四种实施例的电路结构图。与前三个实施例不同的是，本实施例中，考虑在L1、L2、C1、C2已知的情况下，由
直接计算得到特征频率ωp和ωs，并利用自激的方式计算特征频率ωH和ωL，再由式(12)计算得到耦合系数k。对应检测单元包括流压转换电路、过零比较器、驱动信号选通电路以及原边功率变换模块的驱动器。流压转换电路用于检测测试绕组的短路电流并转换为电压信号后，送入过零比较器；过零比较器的输出端接驱动信号选通电路的输入端，驱动信号选通电路通过开关管选择与测试绕组电流同相或者反相的驱动信号送给驱动器。
如图15所示，本实施例中，流压转换电路为电流互感器U，驱动信号选通电路采用单刀双掷开关。测试绕组103短接，短路电流为i3，电流互感器U检测测试绕组103中电流i3，经电阻RU转换成电压信号，送给过零比较器，在过零比较器的输出端接上一个单刀双掷开关K，其中上端口直接接入驱动电路，下端口经过一个反相器后再接入驱动器，驱动器为高频全桥整流器提供驱动信号，并输出此时的工作频率ω。可以看出，
与
反相。
自激方式是指通过检测副边功率绕组的电流相位来控制全桥逆变器的开关管，使系统自动工作在增益恒定的频率点。由式(9)可知，当ω＝ωL，即
与
反相，
与
同相时，或当ω＝ωH，即
与
同相，
与
反相时，电压增益恒定。因此当单刀双掷开关K与上端口闭合时，
与
同相，系统的工作频率为ωL，当单刀双掷开关K与上端口闭合时，
与
反相，系统的工作频率为ωH。
利用自激方法计算耦合系数k的具体步骤为：分别将开关K与两个端口闭合，待系统工作一段时间后，记录下特征频率ωH和ωL，结合直接计算得出的特征频率ωp和ωs，由式(7)计算得到耦合系数k。
基于实施例一～实施例四可以计算得到无线电能传输装置的耦合系数k，在此基础上，下面结合实施例说明从原边辨识参数的无线电能传输装置输出电压/电流估计以及控制方法。
实施例五：
图16给出了本发明的一种从原边辨识参数的非接触电能传输装置的第六种实施例的电路结构图。原边检测单元采样直流输入源输出电压Vin以及流过原边功率绕组中的电流i1的有效值，并送给控制器；同时采用电流互感器电路采样流过原边功率绕组中电流i1和流过短路绕组中电流i3，将其转换成电压信号vi1和vi3，再送给相位计算单元，分别计算v1与vi1、vi1与vi3之间的相位差α、β，并将计算结果送到控制器中，控制器计算输出电压并调节PWM波发生装置的工作频率。
基于原边侧精确输出电压估计，无需原副边反馈，直接在原边侧调频实现恒压输出，具体的控制流程如下：
给定输出参考电压Voref，输入非接触变压器耦合系数k，原副边功率绕组自感L1、L2，工作频率区间[fmin，fmax]。启动，DSP给定频率f＝fmax，采样输入直流电压Vin、原边功率绕组电流i1的有效值
以及相角α和β，根据式(11)计算此时的输出电压Vo。计算Vo与给定值Voref的差值ΔV，当ΔV大于误差阈值ε时，开始变频工作来调节输出电压，假设输出与频率的单调性未知，采用扰动观察法，首先对工作周期增加一个扰动(以增加周期，降频为例)，根据变频后误差的变化趋势来决定下次提频还是降频，若输出误差值减小，则保持降频趋势不变，逐步减小误差；若输出误差增大，则改为提频，逐步减小误差，使得输出电压与给定值逐渐逼近。
实施例六：
图17给出了本发明的一种从原边辨识参数的非接触电能传输装置的第六种实施例的电路结构图。与实施例五不同的是，本实施例中，测试绕组103开路，开路感应电压为vd。原边检测单元采样直流输入电压Vin以及流过原边功率绕组中的电流i1的有效值，并送给控制器；同时采样测试绕组开路电压vd，并采用电流互感器电路采样流过原边功率绕组中电流i1，将其转换成电压信号vi1，送给相位计算单元，分别计算v1与vi1、vi1与vi3之间的相位差，并将计算结果送到控制器中，控制器计算输出电压并调节PWM波发生装置的工作频率。
给定输出参考电压Ioref，输入非接触变压器耦合系数k，原副边功率绕组自感L1、L2，工作频率区间[fmin，fmax]。启动，DSP给定频率f＝fmax，采样输入电压幅值Vin，原边功率绕组电流i1的有效值
以及相角α和β，根据式(11)计算此时的输出电流Io。计算Io与给定值Ioref的差值ΔI，当ΔI大于误差阈值ε时，开始变频工作来调节输出电流，假设输出与频率的单调性未知，采用扰动观察法，首先对工作周期增加一个扰动(以增加周期，降频为例)，根据变频后误差的变化趋势来决定下次提频还是降频，若输出误差值减小，则保持降频趋势不变，逐步减小误差；若输出误差增大，则改为提频，逐步减小误差，使得输出电流与给定值逐渐逼近。
测试实例一：
为验证本发明的可行性，以图12所示的一种可从原边辨识参数的无线电能传输装置为例，采用图2所示非接触变压器结构，进行了仿真实验验证。下表为本测试所用的非接触变压器在不同气隙下，各元件参数实际测试数据。
表1元件参数实测值
| 气隙(cm) | L<sub>1</sub>(μH) | L<sub>2</sub>(μH) | L<sub>3</sub>(μH) | k<sub>12</sub> | k<sub>13</sub> | k<sub>23</sub> |
| 3 | 57.4 | 58.16 | 1.738 | 0.138 | 0.00476 | 0.03208 |
| 2 | 57.71 | 59.16 | 1.73 | 0.200 | 0.00175 | 0.04399 |
| 1 | 62.02 | 62.86 | 1.783 | 0.313 | 0.00119 | 0.06565 |
L1、L2、L3分别为原边功率绕组、副边功率绕组、测试绕组的自感，k为绕组之间的耦合系数。由实验数据可以看出，原边功率绕组与测试绕组的耦合系数远远低于副边功率绕组与测试绕组的耦合系数，达到了测试绕组与原边绕组解耦、与副边绕组耦合的设计目的。下表为采用扫频法测出的特征频率以及耦合系数计算值。
表2特征频率与耦合系数计算值
| 气隙(cm) | ω<sub>p</sub>(rad/s) | ω<sub>s</sub>(rad/s) | ω<sub>H</sub>(rad/s) | ω<sub>L</sub>(rad/s) | k<sub>12</sub>计算值 |
| 3 | 115.79 | 114.33 | 123.76 | 105.93 | 0.154 |
| 2 | 114.6 | 113.2 | 130.2 | 104.3 | 0.213 |
| 1 | 111.78 | 110.77 | 137.36 | 97.03 | 0.329 |
由两表中数据对比可以看出，耦合系数k12计算值与实际测试值接近，实现了本发明的一种可从原边辨识参数的发明效果。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。
Claims (10)
1.一种从原边辨识参数的非接触电能传输装置，其特征在于，包括直流输入源、原边功率变换模块、原边补偿网络、非接触变压器、副边补偿网络、整流滤波网络、负载，还包括检测单元，其中：
所述非接触变压器包括原边功率绕组、副边功率绕组、原边磁芯、副边磁芯，还包括测试绕组；
所述直流输入源、原边功率变换模块、原边补偿网络、原边功率绕组依次级联，所述副边功率绕组、副边补偿网络、整流滤波网络、负载依次级联；
所述测试绕组与原边功率绕组共用磁芯，耦合副边功率绕组激励产生的磁场；
所述检测单元设置在原边侧，所述检测单元用于检测原边功率变换模块输出电压相位、原边功率绕组电流相位，以及通过所述测试绕组检测副边功率绕组电流相位，然后通过相位差以及频率特性得到特征频率值，再根据所述特征频率值估计所述原边功率线圈与所述副边功率线圈间的耦合系数，耦合系数辨识模型为：
其中ωp、ωs、ωH、ωL为四个特征频率；
L1为原边功率绕组102的自感，L2为副边功率绕组202的自感，C1为原边补偿电容，C2为副边补偿电容，k为原边功率线圈与副边功率线圈间的耦合系数，
M12为原副边功率绕组之间的互感。
2.根据权利要求1所述的从原边辨识参数的非接触电能传输装置，其特征在于，所述测试绕组设置在所述原边功率绕组磁场的感应盲点位置或相对原边功率绕组激励磁场反对称布置。
3.根据权利要求1或2所述的从原边辨识参数的非接触电能传输装置，所述检测单元包括依次连接的采样电路、相位计算单元和控制器；其中，所述测试绕组短接，经电流采样电路转换为电压信号后，发送到相位计算单元。
4.根据权利要求1或2所述的从原边辨识参数的非接触电能传输装置，其特征在于，所述检测单元包括依次连接的采样电路、相位计算单元和控制器；所述测试绕组开路，经电压采样电路采样端口电压后，发送到相位计算单元。
5.根据权利要求1或2所述的从原边辨识参数的非接触电能传输装置，其特征在于，所述检测单元包括依次连接的采样电路、相位计算单元、控制器和移相电路；所述测试绕组开路，经电压采样电路采样端口电压，然后经所述移相电路移相90°后，发送到相位计算单元。
6.根据权利要求1或2所述的从原边辨识参数的非接触电能传输装置，其特征在于，还包括幅值检测电路，用于测量所述原边功率变换模块输出电压与原边功率绕组电流的幅值或有效值；定义所述原边功率变换模块输出电压与原边功率绕组电流的相位差为
所述原边功率变换模块输出电压与副边功率绕组电流的相位差为θ，根据下式计算得到所述副边补偿网络输出电流Io与直流输出电压Vo：
其中，
表示原边功率变换模块输出电压v1的基波分量有效值，R1表示原边功率绕组中寄生电阻，
表示原边功率绕组电流i1的基波分量有效值，ω表示系统工作频率，M12表示原副边功率绕组之间的互感，VF表示所述整流滤波网络中二极管的导通压降。
7.一种从原边辨识参数的非接触电能传输装置，其特征在于，包括直流输入源、原边功率变换模块、原边补偿网络、非接触变压器、副边补偿网络、整流滤波网络、负载，还包括检测单元，其中：
所述非接触变压器包括原边功率绕组、副边功率绕组、原边磁芯、副边磁芯，还包括测试绕组；
所述直流输入源、原边功率变换模块、原边补偿网络、原边功率绕组依次级联，所述副边功率绕组、副边补偿网络、整流滤波网络、负载依次级联；
所述测试绕组与原边功率绕组共用磁芯，耦合副边功率绕组激励产生的磁场；
所述检测单元用于通过所述测试绕组来检测所述副边功率绕组相位，然后通过所述副边功率绕组相位控制所述原边功率变换模块，输出使传输装置工作在增益恒定频率点的特征频率，再根据所述特征频率值估计所述原边功率线圈与所述副边功率线圈间的耦合系数，耦合系数辨识模型为：
其中ωp、ωs、ωH、ωL为四个特征频率；
L1为原边功率绕组102的自感，L2为副边功率绕组202的自感，C1为原边补偿电容，C2为副边补偿电容，k为原边功率线圈与副边功率线圈间的耦合系数，
M12为原副边功率绕组之间的互感。
8.根据权利要求7所述的从原边辨识参数的非接触电能传输装置，其特征在于，所述测试绕组设置在所述原边功率绕组磁场的感应盲点位置或相对原边功率绕组激励磁场反对称布置。
9.根据权利要求7或8所述的从原边辨识参数的非接触电能传输装置，其特征在于，所述检测单元包括流压转换电路、过零比较器、驱动信号选通电路以及所述原边功率变换模块的驱动器；所述流压转换电路用于检测所述测试绕组的短路电流并转换为电压信号后，送入所述过零比较器；所述过零比较器的输出端接所述驱动信号选通电路的输入端，所述驱动信号选通电路通过开关管选择与测试绕组电流同相或者反相的驱动信号送给驱动器。
10.根据权利要求7或8所述的从原边辨识参数的非接触电能传输装置，其特征在于，还包括幅值检测电路，用于测量所述原边功率变换模块输出电压与原边功率绕组电流的幅值或有效值；定义所述原边功率变换模块输出电压与原边功率绕组电流的相位差为
所述原边功率变换模块输出电压与副边功率绕组电流的相位差为θ，根据下式计算得到所述副边补偿网络输出电流Io与直流输出电压Vo：
其中，
表示原边功率变换模块输出电压v1的基波分量有效值，R1表示原边功率绕组中寄生电阻，
表示原边功率绕组电流i1的基波分量有效值，ω表示系统工作频率，M12表示原副边功率绕组之间的互感，VF表示所述整流滤波网络中二极管的导通压降。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201910669747.9A CN110365120B (zh) | 2019-07-24 | 2019-07-24 | 一种从原边辨识参数的非接触电能传输装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201910669747.9A CN110365120B (zh) | 2019-07-24 | 2019-07-24 | 一种从原边辨识参数的非接触电能传输装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN110365120A CN110365120A (zh) | 2019-10-22 |
| CN110365120B true CN110365120B (zh) | 2021-10-08 |
Family
ID=68220028
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201910669747.9A Active CN110365120B (zh) | 2019-07-24 | 2019-07-24 | 一种从原边辨识参数的非接触电能传输装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN110365120B (zh) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110716090B (zh) * | 2019-11-04 | 2021-07-06 | 哈尔滨工业大学 | 一种基于lcc/s补偿的无线电能传输磁耦合机构参数识别方法 |
| CN111654118B (zh) * | 2020-03-09 | 2023-06-09 | 西南交通大学 | 基于倍压整流器的动态无线供电系统功率波动抑制方法 |
| CN113258796B (zh) * | 2021-05-12 | 2024-01-30 | 江苏芯潭微电子有限公司 | 一种交流-直流的控制方法 |
| CN114598172B (zh) * | 2022-05-09 | 2022-08-23 | 南京航空航天大学 | 一种适用于无线电能传输系统的整流装置及控制方法 |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102737827A (zh) * | 2012-07-13 | 2012-10-17 | 南京航空航天大学 | 电流相位检测用非接触互感器 |
| CN204596590U (zh) * | 2015-03-09 | 2015-08-26 | 南京航空航天大学 | 具有副边电流相位检测功能的改进型非接触变压器 |
| CN106340974A (zh) * | 2016-09-21 | 2017-01-18 | 西安交通大学 | 应用于无线电能传输原边控制的阻感性负载在线识别算法 |
| CN107769396A (zh) * | 2017-10-25 | 2018-03-06 | 西南交通大学 | 基于双dc‑dc变换器的发送端动态调谐装置及方法 |
| CN109245542A (zh) * | 2018-10-09 | 2019-01-18 | 李建科 | 一种对称的电力变换器电路拓扑结构及其控制方法 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104319909B (zh) * | 2014-11-06 | 2017-02-15 | 重庆大学 | 基于最小二乘法的感应电能传输系统负载识别方法 |
| JP6451510B2 (ja) * | 2015-06-03 | 2019-01-16 | 株式会社Ｓｏｋｅｎ | 非接触給電装置 |
| CN106992683B (zh) * | 2017-03-14 | 2023-04-14 | 南京航空航天大学 | 一种电压源与电流源复合激励非接触变换电路 |
| CN108282031B (zh) * | 2018-03-14 | 2020-01-10 | 南京航空航天大学 | 一种非接触电能传输装置及绕组结构辨识方法 |
| CN108879992B (zh) * | 2018-06-01 | 2021-11-05 | 上海大学 | 一种谐振式无线充电系统中一次侧电容与电感参数的辨识方法 |
-
2019
- 2019-07-24 CN CN201910669747.9A patent/CN110365120B/zh active Active
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102737827A (zh) * | 2012-07-13 | 2012-10-17 | 南京航空航天大学 | 电流相位检测用非接触互感器 |
| CN204596590U (zh) * | 2015-03-09 | 2015-08-26 | 南京航空航天大学 | 具有副边电流相位检测功能的改进型非接触变压器 |
| CN106340974A (zh) * | 2016-09-21 | 2017-01-18 | 西安交通大学 | 应用于无线电能传输原边控制的阻感性负载在线识别算法 |
| CN107769396A (zh) * | 2017-10-25 | 2018-03-06 | 西南交通大学 | 基于双dc‑dc变换器的发送端动态调谐装置及方法 |
| CN109245542A (zh) * | 2018-10-09 | 2019-01-18 | 李建科 | 一种对称的电力变换器电路拓扑结构及其控制方法 |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| "Characterization and Control of Self-Oscillating Contactless Resonant Converter with Fixed Voltage Gain";Ren Xiaoyong等;《2012 IEEE 7th International Power Electronics and Motion Control Conference》;20120605;1822-1827 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN110365120A (zh) | 2019-10-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN110365120B (zh) | 一种从原边辨识参数的非接触电能传输装置 | |
| Dai et al. | Maximum efficiency tracking for wireless power transfer systems with dynamic coupling coefficient estimation | |
| Hao et al. | An approximate dynamic model of LCL-$ T $-based inductive power transfer power supplies | |
| CN104065179B (zh) | 供电装置、集成电路、电能发射端和阻抗匹配方法 | |
| EP3031117B1 (en) | System and method for alignment and compatibility detection for a wireless power transfer system | |
| CN111799897B (zh) | 电力变换器电路的控制方法 | |
| Yang et al. | Interoperability improvement for wireless electric vehicle charging system using adaptive phase-control transmitter | |
| Song et al. | A control strategy for wireless EV charging system to improve weak coupling output based on variable inductor and capacitor | |
| CN110557027A (zh) | 一种应用于感应电能传输系统最大效率跟踪dc-dc变换器及其控制方法 | |
| Qu et al. | Dynamic modeling for the wireless power transfer system in domino structure | |
| CN110718971B (zh) | 一种基于改进型副边辅助线圈的电动汽车无线充电传输系统以及副边谐振状态估计方法 | |
| EP3512072A1 (en) | Contactless electrical energy transfer system and operating method thereof | |
| CN112953033B (zh) | 基于非接触滞环调节的无线电能传输装置及控制方法 | |
| Bagchi et al. | Small-signal phasor modeling of an underwater IPT system in constant current distribution | |
| US10787080B2 (en) | Method of and control system for operating a circuit arrangement of a vehicle | |
| Mohammad et al. | Sensorless estimation of coupling coefficient based on current and voltage harmonics analysis for wireless charging system | |
| CN116317205A (zh) | 具有参数估计能力的巡检机器人无通信wpt系统及控制方法 | |
| Chung et al. | Output voltage control for series-series compensated wireless power transfer system without direct feedback from measurement or communication | |
| Hayes et al. | Comparison of test methods for characterization of high-leakage two-winding transformers | |
| Cao et al. | Wireless charging resonant converter topology study based on analytical design computation | |
| CN116054424A (zh) | 基于无线电能传输系统的动态互感在线评估方法 | |
| Sokhui et al. | A mutual inductance measurement method for the wireless power transfer system | |
| EP3669438B1 (en) | Contactless electrical energy transfer system and operating method thereof | |
| EP3696942A1 (en) | Continuous control of a contactless electrical energy transfer system | |
| Bukya et al. | Analysis of interoperability different compensation network in wireless EV charging systems |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| CP03 | Change of name, title or address | ||
| CP03 | Change of name, title or address |
Address after: No. 29, Qinhuai District, Qinhuai District, Nanjing, Jiangsu Patentee after: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Patentee after: Jiangsu Zhanxin Semiconductor Technology Co.,Ltd. Address before: No. 29, Qinhuai District, Qinhuai District, Nanjing, Jiangsu Patentee before: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Patentee before: JIANGSU ZHANXIN SEMICONDUCTOR TECHNOLOGY Co.,Ltd. |