CN112953033B - 基于非接触滞环调节的无线电能传输装置及控制方法 - Google Patents
基于非接触滞环调节的无线电能传输装置及控制方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN112953033B CN112953033B CN202110171879.6A CN202110171879A CN112953033B CN 112953033 B CN112953033 B CN 112953033B CN 202110171879 A CN202110171879 A CN 202110171879A CN 112953033 B CN112953033 B CN 112953033B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- signal
- output
- current
- circuit
- coil
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 title claims abstract description 175
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 43
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 title claims abstract description 31
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 254
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 100
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 claims abstract description 53
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims abstract description 19
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 60
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 60
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 30
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 20
- 238000012546 transfer Methods 0.000 claims description 20
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 18
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 13
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 5
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 claims description 2
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 claims description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 abstract description 16
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 abstract description 6
- 230000007547 defect Effects 0.000 abstract description 3
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 46
- 230000006870 function Effects 0.000 description 43
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 31
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 23
- 238000011217 control strategy Methods 0.000 description 17
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 14
- 230000008859 change Effects 0.000 description 13
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 9
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 9
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 7
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 7
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 6
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 5
- 239000012530 fluid Substances 0.000 description 5
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 5
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 4
- 230000001588 bifunctional effect Effects 0.000 description 4
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 4
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 4
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 3
- 230000009125 negative feedback regulation Effects 0.000 description 3
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 3
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 3
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 description 2
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 2
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 230000005764 inhibitory process Effects 0.000 description 1
- 230000009191 jumping Effects 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 238000011056 performance test Methods 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
- 238000012795 verification Methods 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
- H02J50/10—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling
- H02J50/12—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling of the resonant type
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
- H01F38/00—Adaptations of transformers or inductances for specific applications or functions
- H01F38/14—Inductive couplings
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
- H02J50/005—Mechanical details of housing or structure aiming to accommodate the power transfer means, e.g. mechanical integration of coils, antennas or transducers into emitting or receiving devices
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
- H02J50/80—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power involving the exchange of data, concerning supply or distribution of electric power, between transmitting devices and receiving devices
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
- H02J7/007—Regulation of charging or discharging current or voltage
- H02J7/00712—Regulation of charging or discharging current or voltage the cycle being controlled or terminated in response to electric parameters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
本发明公开一种基于非接触滞环调节的无线电能传输装置及控制方法，属于无线电能传输技术领域。该装置包括由激励源、原边逆变电路、原边补偿网络、原边线圈L 1、副边线圈L 2、副边补偿网络、整流滤波电路和负载依次级联而成的功率传输单元，还包括：信号反馈单元、双功能检测线圈L 3与闭环控制单元；本发明克服了现有输出状态信息反馈方法实现复杂，动态响应速度过慢的缺点，具有检测便捷、传输延迟小、动态响应快的特点。并通过复用具有双功能双频信息检测功能的双功能检测线圈L 3，同时传输携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号和原边线圈L 1或副边线圈L 2电流的相位信息，实现简单，大大减小装置复杂度、体积和成本。
Description
技术领域
本发明属于无线充电领域，涉及一种基于非接触滞环调节的无线电能传输装置及控制方法。
背景技术
感应式无线电能传输技术以非接触方式，通过磁场向用电设备进行安全可靠的电能传输，在电动汽车、AGV小车、内置式医疗装置、便携型电子产品等领域得到了广泛应用。实际应用中，IPT系统中耦合机构的原副边完全分离，错位、间隙变化不可避免，由此引起互感、耦合系数等参数的变化。考虑到耦合机构及用电负载的稳态及动态参数的变化，IPT系统需要有可靠、快速的控制方法，以满足不同的功率需求，适应耦合系数的大范围变化(通常为0.1～0.3)和负载的突变，来获得稳定输出(恒压/恒流/恒功率输出)，并具备良好的动态特性。
原边控制方法通过在副边实时检测输出电压、电流信息，然后将检测信息通过无线通信的方式发送到原边，原边控制器根据接收到的电压、电流信息进行相应的控制以达到对输出量的直接控制。原边控制方法在实现副边小型化、轻量化上具有天然的优势，仅在原边侧进行信号的检测与调控，用电设备端无需控制芯片及外围电路，有着成本低、设计简单、体积小等优点，在中小功率植入式医疗设备、便携式电子设备等领域具有广阔的应用前景。
同时，在变参数条件下，要实现副边完全谐振，就需要检测副边电流的相位信息。此外，副边谐振还是保证最大功率传输的条件，这同样需要检测副边电流的相位信息。因此，在原边检测副边的电流相位信息的控制方法已成为许多非接触变换器控制方法的关键点之一。同样，为了实现原边逆变电路开关管的软开关，通常也需要检测原边电流的相位信息。
自激控制利用变换器本身的正反馈信号实现开关管自持周期性动作，相比他激控制，系统结构简单，可靠性高，动态响应快。例如K.Yan,Q.Chen,J.Hou,et al,Self-oscillating contactless resonant converter with phase detection contactlesscurrent transformer[J],in IEEE Transactions on Power Electronics,2014,29(8):4438-4449通过检测S/S补偿拓扑副边电流的过零点产生原边开关管的驱动信号，使得系统能自动追踪与负载和耦合系数均无关的固定增益频率。在此基础上，L.Xu,Q.Chen,X.Ren,et al.Self-oscillating resonant converter with contactless power transfer andintegrated current sensing transformer[J].IEEE Trans.Power Electron.,2017,32(6):4839–4851将相位检测线圈与原边功率线圈进行了集成，提出了三线圈结构的自激式S/S补偿谐振变换器，以提高功率密度。相位检测线圈与副边功率线圈构成了非接触电流互感器，实现副边电流相位的检测。由于谐振腔的电流直接受互感等参数的影响，故自激控制可以自动快速响应主电路的参数变化。但这些自激控制方法只能保证输出电压的基本稳定，其输出本质上还是开环控制。实际输出电压因负载变化、线路寄生阻抗以及电流相位检测误差等原因，波动较大。
因此，为了实现系统输出的精准调控，不但需要检测原边或副边的电流相位信息，同时还需要从副边向原边反馈输出电压或电流的状态信息。目前，非接触电能传输系统中无线通信方式主要有WIFI、5G、Zigbee及工业蓝牙等。这种方法由于直接对输出量进行检测和控制，因此能够实现较精确的控制，但该方法也存在一些问题：一方面，这些无线通信方式的握手时间较长、会带来反馈信息的传输延时，影响系统的控制速度甚至安全性能，且输出电压反馈需要模数、数模转换等多个环节，实现复杂。另一方面，系统工作时电磁环境复杂，导致无线通信误码率高、波特率低等问题。例如P.Si,A.P.Hu,J.W.Hsu,M.Chiang,D.Budgett,“Wireless power supply for implantable biomedical device based onprimary input voltage regulation”IEEE conference on Industrial Electronicsand Applications,2007,235-239给出了采用射频方式在供电侧检测受电侧输出电压的结构框图，输出电压信息依次经过受电侧的模数转换芯片和无线电收发器，发出射频信号，在供电侧以无线电收发器接收射频信号，再经由数模转换芯片得到输出电压信息，其它有源检测方案结构类似。此种方式的最大问题是输出电压信息传递到原边的速度较慢，响应时间上达到毫秒量级，如用该种方式直接作为电压反馈，则变换器原边不能实时响应输出电压的变化，整个变换器系统可能会工作不稳定，所以该方式通常用于输出负载变化较缓的场合。
目前无线电能传输系统中的无线反馈是将输出状态信息通过逐次比较型AD转换模块转换得到与其模拟信号呈线性关系的数据信息，经高频调制，非接触反馈到原边侧，再解调为与输出呈线性关系的模拟信息。这种基于线性AD/DA转换的输出非接触反馈方式，存在电路实现复杂、时延大的缺点，影响系统的动态响应时间。
综合来看，基于现有技术水平，对无线电能传输系统的输出状态信息和相位检测信息进行快速反馈具有一定的难度，现有技术存在着成本高、控制复杂、不易于实现等等问题。
发明内容
本发明的目的是为了克服现有基于线性AD/DA转换的输出非接触反馈方式动态响应速度慢，且不能实现对系统输出精确调控的缺点，提出一种基于非接触滞环调节的无线电能传输装置，它利用比较器传输非线性数字状态信息，并通过复用双功能检测线圈L3，同时接收原边线圈L1或副边线圈L2电流的相位信息和携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se，实现功率传输单元相位信息和副边输出状态信息的检测，进而利用非接触滞环比较器和可调节控制基准，实现对副边输出的精确调控。
本发明另一目的是提供基于上述装置的控制方法。
本发明的目的是通过以下方案实施的：
一种基于非接触滞环调节的无线电能传输装置，该装置包括由激励源、原边逆变电路、原边补偿网络、原边线圈L1、副边线圈L2、副边补偿网络、整流滤波电路和负载依次级联而成的功率传输单元，进一步地，还包括：信号反馈单元、双功能检测线圈L3与闭环控制单元；
其中，信号反馈单元设置在副边侧，用于检测功率传输单元的输出电压或电流或功率状态信息，并调制成携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se；信号反馈单元包括采样电路、比较器、载波调制电路和信号发射线圈L4；
双功能检测线圈L3设置在原边侧，与信号发射线圈L4耦合，同时还与原边线圈L1或副边线圈L2耦合；用于接收信号发射线圈L4传送的携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se；以及检测流过原边线圈L1或副边线圈L2电流的相位信息；
闭环控制单元设置在原边侧，与双功能检测线圈L3连接，用于从双功能检测线圈L3接收携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se，以及原边线圈L1或副边线圈L2电流的相位信息；并转换为功率传输单元原边逆变电路的驱动信号，控制功率传输单元的输出电压或电流或功率稳定在滞环环宽内。
进一步地，信号反馈单元中，采样电路与功率传输单元的输出连接，用于检测功率传输单元的输出电压或电流或功率；
比较器与采样电路连接，用于将检测到的输出电压或电流或功率转换成表征副边输出信号状态的数字电平信号vc(可选用模拟比较器或数字比较器)；
载波调制电路与比较器连接，用于将数字电平信号vc调制成携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se；
信号发射线圈L4与载波调制电路连接，用于发射携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se。
进一步地，闭环控制单元包括调制解调电路、相位检测电路和原边控制单元，其中调制解调电路与相位检测电路的输入端均与双功能检测线圈L3连接，输出端均连接原边控制单元；调制解调电路包括高频带通滤波器，包络检波器，低通滤波，放大器和比较器；相位检测电路包括RC低通滤波器，放大器，比较器和积分电路；
调制解调电路用于提取双功能检测线圈L3耦合到的携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se，还原出副边输出状态信号vet；
相位检测电路用于提取双功能检测线圈L3耦合到的原边线圈L1或副边线圈L2电流的相位信息，并输出相位检测信号vpt；
原边控制单元采集调制解调电路输出的副边输出状态信号vet与相位检测电路输出的相位检测信号vpt，经过滞环调节后，输出给原边逆变电路的驱动信号。
进一步地，原边控制单元包括调节器、两路动态基准比较器与波形处理电路，其中调节器的输入端与调制解调电路连接，用于将调制解调电路输出的副边输出状态信号vet转换为两路正负对称的动态基准电压，分别输出至两路动态基准比较器的反相输入端；
两路动态基准比较器的同相输入端均接入相位检测电路输出的相位检测信号vpt，两路动态基准比较器的输出端与波形处理电路连接，将两路动态基准比较器输出的方波信号转变换为占空比为0.5的方波信号，输出给波形处理电路；波形处理电路输出端连接功率传输单元的原边逆变电路。
进一步地，原边控制单元包括调节器和数字控制器。
进一步地，原边控制单元包括调节器、过零比较器和数字控制器。
基于上述无线电能传输装置的控制方法，双功能检测线圈L3的工作方式为短路或者开路；
1)当双功能检测线圈L3短路时控制过程如下：
信号反馈单元检测功率传输单元的输出电压或电流或功率状态信息，并调制成携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se；并传输给双功能检测线圈L3；
双功能测线圈L3耦合接收原边线圈L1或副边线圈L2电流的相位信息；
流过双功能检测线圈L3的短路电流信号i3经流压转换成同相位的电压信号vi3后，输入闭环控制单元，闭环控制单元提取携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se和原边线圈L1或副边线圈L2电流的相位信息，经处理后输出为功率传输单元的PWM驱动信号，实现对输出的精确调控；
2)当双功能检测线圈L3开路时的控制过程如下：
信号反馈单元检测功率传输单元的输出电压或电流或功率状态信息，并调制成携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se；并传输给双功能检测线圈L3；
双功能测线圈L3耦合接收原边线圈L1或副边线圈L2电流的相位信息；
闭环控制单元检测双功能检测线圈L3两端的开路电压信号v3，并提取携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se和原边线圈L1或副边线圈L2电流的相位信息，经处理后输出为功率传输单元的PWM驱动信号，实现对输出的精确调控。
进一步地，原边控制单元采用调节器和数字控制器时，其中调节器将调制解调电路输出的副边输出状态信号vet转换为相角基准值θref，输出至数字控制器的输入端；
数字控制器采集相角基准值θref、相位检测电路输出的相位检测信号vpt和功率传输单元的原边逆变电路输出电压vAB；将原边逆变电路输出电压vAB与相位检测信号vpt进行比较，得出二者之间的相位差θ0，相位差θ0与相角基准值θref比较，所得出的差值经过内部PID调节后输出给功率传输单元的原边逆变电路。
进一步地，原边控制单元采用调节器、过零比较器和数字控制器时，
调节器将调制解调电路输出的副边输出状态信号vet转换为导通时间基准值Tref，输出至数字控制器的输入端；
过零比较器将相位检测电路输出的相位检测信号vpt转换为方波信号，输出至数字控制器的输入端；
数字控制器的输入端采集导通时间基准值Tref和方波信号，根据导通时间基准值Tref调节数字控制器输出信号ON与OFF的时间，并将输出信号提供给功率传输单元的原边逆变电路。
进一步地，功率传输单元的激励源可为电压源或者电流源；
1)当激励源为电压源时控制方法如下：
控制电压源的电压信号与流过副边线圈L2的电流i2同相时，可实现功率传输单元输出电压的基本稳定；控制电压源的电压信号与流过副边线圈L2的电流i2间的相位差为90°时，可实现功率传输单元输出电流的基本稳定；
2)当激励源为电流源时控制方法如下：
控制电流源的电流信号与流过副边线圈L2的电流i2间的相位差为90°时，可实现功率传输单元输出电压的基本稳定；控制电流源的电流信号与流过副边线圈L2的电流i2同相时，可实现功率传输单元输出电流的基本稳定。
本发明相比现有技术有如下优点：
1、现代工业常用无线传输方案(如WIFI、5G、Zigbee及工业蓝牙)握手时间较长、存在延迟，快速性不好，同时输出电压反馈需要经过AD/DA环节，实现复杂，且均是传输线性高频模拟量，响应速度慢。与目前工业常用无线传输方案的区别是，本发明的信号传输采用磁耦合反馈方式，可以将输出模拟信号的非接触反馈需求转化为简单的数字电平信号反馈需求，通过传输非线性数字状态信息，实现简单、检测便捷、传输延迟小。信号反馈单元的电路均由模拟电路搭建，具有良好的实时性。装置输出状态信息可以快速地被原边接收，动态响应速度快。
2、现有常规自激控制方式只能保证输出电压的基本稳定，其输出本质上还是开环控制。实际输出电压因负载变化、线路寄生阻抗以及电流相位检测误差等原因，波动较大。将本发明申请的无线电能传输装置应用在自激控制领域，可以实现闭环控制，并提供了一个可调节控制基准，在保留自激控制良好动态性能的同时，可实现对装置输出的精确调控。
3、本发明复用具有双功能双频信息检测功能的双功能检测线圈L3，同时传输携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se和原边线圈L1或副边线圈L2电流的相位信号，实现简单，大大减小装置复杂度、体积和成本。
4、本发明在装置发生负载扰动及突变的情况下，可调节控制基准始终动态跟随输入变化，在整个输入电压变化过程中控制输出一直保持稳定，从而对负载扰动及突变具有较好的抑制能力和快速的动态响应。
5、本发明在非接触变压器的不同气隙间距(变耦合系数)下，在全参数变化范围的输出波动很小。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。
图1是双功能检测线圈L3开路情况下无线电能传输装置的结构框图。
图2是双功能检测线圈L3短路情况下无线电能传输装置的结构框图。
图3是采用SS补偿的功率传输单元的电路框图。
图4是采用PS补偿的功率传输单元的电路框图。
图5是采用LCL/S补偿的功率传输单元的电路框图。
图6是采用副边输出并联情形的非接触变压器多绕组结构框图。
图7是采用副边输出串联情形的非接触变压器多绕组结构框图。
图8是采用共用整流滤波电路情形的非接触变压器多绕组结构框图。
图9是采用共用副边补偿电路情形的非接触变压器多绕组结构框图。
图10是IPT谐振变换器的二端口网络等效电路。
图11是T型网络的内部等效电路。
图12是Π型网络的内部等效电路。
图13是本发明实施例一的电路结构图。
图14是实施例一的磁耦合机构原边示意图。
图15是实施例一的磁耦合机构副边示意图。
图16是实施例一的信号反馈单元的示意图。
图17是实施例一的信号反馈单元的关键电压、电流波形。
图18是实施例一的调制解调电路的示意图。
图19是实施例一的相位检测电路和调节器的电路实现。
图20是实施例一的相位检测电路和调节器电路的相关波形。
图21是实施例一的功率传输单元的输出电压调节过程示意图。
图22是本发明实施例二的电路结构图。
图23是本发明实施例三的电路结构图。
图24是本发明实施例四的电路结构图。
图25是本发明实施例五的电路结构图。
图26是本发明实施例六的电路结构图。
图27是实施例六的相位检测电路和调节器的电路实现。
图28是本发明实施例七的电路结构图。
图29是本发明实施例一信号反馈单元的信号传输通道各部分波形。
图30是本发明实施例一功率传输单元的负载从1A突升为3A时装置的动态波形。
图31是本发明实施例一功率传输单元的负载从3A突降为1A时装置的动态波形。
图32是本发明实施例一不同气隙间距下闭环控制时输出电压随负载电流变化的曲线和传统基于过零基准比较自激控制的负载调整率曲线。
图中主要符号名称：L1——原边线圈，L2——副边线圈，L3——双功能检测线圈，L4——信号发射线圈，M12——L1与L2之间的互感，M13——L1与L3之间的互感，M23——L2与L3之间的互感，M34——L3与L4之间的互感，C1——原边串联补偿电容，C2——副边串联补偿电容，Cf——直流滤波电容，RL——负载电阻，Vin——直流输入电压，Vo——直流输出电压，Vref——迟滞比较器的输出基准电压，vc——迟滞比较器的输出信号，vsf——高频载波，vet——调制解调电路输出的副边输出状态信号，vpt——相位检测电路输出的相位检测信号，vi3——与流过双功能检测线圈L3的电流同相位的电压信号，v3——双功能检测线圈L3两端电压，Vcomp——动态基准电压，vAB——原边逆变器输出交流方波电压，Iin——直流输入电流，i1——流过原边线圈L1的电流，i2——流过副边线圈L2的电流，i3——流过双功能检测线圈L3的电流，i4——流过信号发射线圈L4的电流，Se——高频载波频率信号，tc——vAB与i2之间的相移时间，θ——转移阻抗角，ω——工作角频率。
具体实施方式
本发明提供一种基于非接触滞环调节的无线电能传输装置，适用的原、副边补偿网络101、102拓扑的可选结构很多，包括但不限于SS补偿、PS补偿、LCL/S补偿等，如附图3-附图5所示；同时适用的非接触变压器绕组的可选结构也很多，包括两绕组结构、三绕组结构或者多绕组结构，多绕组结构包括副边输出并联情形、副边输出串联情形、共用整流滤波电路情形和共用副边补偿电路的情形，如附图6-附图9所示。
在介绍本发明的实施例前，先基于附图10-附图12说明本发明基于电流相位检测，实现输出恒压/恒流控制的原理。
基于电路基本理论，将感应式无线电能传输(Inductive power transfer,IPT)系统中由电感、电容组成的无源网络看作一个二端口，如附图10所示。图中L1、L2、M12分别为耦合机构原、副边绕组自感以及两绕组间的互感，RL为后级电路等效输入阻值，
分别为端口电压电流的基波相量。则根据二端口网络的传输矩阵即可分析得到谐振网络的端口特性，不受具体补偿网络的限制。
定义二端口网络的传输矩阵为A，端口输入变量
与端口输出变量
的关系为
式中a、b、c、d为传输参数。由式(1)结合输出电压与输出电流的关系式
可以求得输出电压
输出电流
关于端口输入电压
输入电流
的关系式为
其中CVI表示恒压输入(Constant voltage input,CVI)，即二端口网络为电压源激励；CCI表示恒流输入(Constant current input,CCI)，即二端口网络为电流源激励。
由于二端口内部是由电感、电容组成的无源网络，则不管其内部电路如何复杂，其外部特性均由三个独立参数确定，因此可以用三个阻抗所构成的T型或Π型网络来对二端口内部网络等效，如附图11、12所示。
为保证输出恒压，即
与负载电阻无关，需满足RL前的系数为零。对应电压源激励情况(CVI)，即要求系数b＝0；对应电流源激励情况(CCI)，即要求系数d＝0。将b＝0、d＝0分别代入式(2)、(3)，有
此时端口输出电压增益只与传输矩阵参数a、c相关，与负载电阻变化无关。进一步地，将b＝0、d＝0分别代入(4)、(5)，推得恒压输出时输出电流与输入电压的关系式为
可以看到，此时端口输出电流与激励源之间的相位关系是确定的，对于电压源激励情况，有
与
同相或者反相；对于电流源激励情况，有
与
相差90°相位。反过来，如果保证CVI模式，
与
同相或反相，对应有式(4)右侧表达式的虚部始终为零，即b＝0；对于CCI模式，如果保证
与
间的相位差为90°，对应有式(5)右侧表达式的实部始终为零，即d＝0。结合式(6)，显然，此时对应的输出电压恒定，与负载电阻无关
因此，对任意一个无源谐振网络，控制其激励源与输出电流的相位，就能实现其输出电压的基本稳定，详细的相位关系为：
下面我们来讨论谐振网络恒流输出的充要条件。
首先假设谐振网络输出电流恒定，将(4)、(5)分别关于负载RL求偏导，得到
由于输出电流恒定，因此
的值恒为零，结合式(9)、(10)可知，对于CVI模式，有a＝0；对于CCI模式，有c＝0。进一步地，将a＝0、c＝0分别代入式(4)、(5)，求得此时对应的输出电流增益表达式为
可见，端口电压与电流也满足一定的相位关系：对于CVI情况，端口输出电流与端口输入电压间的相位差为90°；对于CCI情况，网络端口输出电流与端口输入电流间的相位差为0°或180°。与对恒压输出的分析类似，反过来如果保证端口输出电流与端口输入电压、电流间满足上述相位关系，谐振网络也能实现恒流输出。
因此，对任意一个无源谐振网络，控制其激励源与输出电流的相位，也能实现其输出电压的基本稳定，详细的相位关系为：
为描述谐振网络输出电流与输入电压/电流的相位关系，这里引入转移阻抗的概念：
对应的转移阻抗角为：
则结合式(8)与式(12)，可以将谐振网络实现恒定输出的条件用转移阻抗角重新表示。最终得到二端口网络输出恒定电压与恒定电流的一般条件，如表1所示。
表1谐振网络输出恒定的一般条件
由表1可以发现，控制谐振网络的电压源与输出电流同相，或电流源与输出电流相差90°相位，可实现IPT系统恒压输出；控制谐振网络的电压源与输出电流相差90°相位，或者电流源与输出电流同相，可实现IPT系统恒流输出，实现了对装置输出的精确调控。
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下文将以两绕组结构的无线电能传输系统为例，并结合附图对本发明的实施例进行详细说明。其中实施例一到实施例五的原边控制单元303采用自激控制策略，实施例六的原边控制单元303采用锁相控制策略，实施例七的原边控制单元303采用ON/OFF控制策略；实施例四和实施例五的双功能检测线圈L3开路，其余实施例的双功能检测线圈L3短路；实施例三和实施例五的原、副边补偿网络采用PS补偿，其余实施例的原、副边补偿网络采用SS补偿。
实施例一：
附图13是本发明的一种基于非接触滞环调节的无线电能传输装置的第一种实施例的电路结构图，包括功率传输单元100、信号反馈单元200、双功能检测线圈L3与闭环控制单元300四部分。其中，功率传输单元100由电压源、原边逆变电路、原边补偿网络101、原边线圈L1、副边线圈L2、副边补偿网络102、副边整流电路、滤波电容Cf、负载RL依次级联而成，用于实现电能的无线传输。原、副边补偿网络101、102均采用串联电容补偿。信号反馈单元200包括依次连接的采样电路201、比较器202、载波调制电路203和信号发射线圈L4。其中采样电路201采样的输出信号为输出电压Vo，比较器202选用迟滞比较器，载波调制电路203选用ASK调制模块，用于将输出电压转化为易于传输的携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se。载波调制电路203也可以替换为与门逻辑控制模块(AND)，此调制方式不构成对本发明的限定。闭环控制单元300包括调制解调电路301、相位检测电路302和原边控制单元303。其中调制解调电路301包括高频带通滤波器(Bandpass filter,BPF)、解调电路；相位检测电路302包括低通滤波器和波形转换器；原边控制单元303包括调节器、两路动态基准比较器与波形处理电路，其采用自激控制策略。
附图14、15给出了本实施例的磁耦合机构示意图，其中401为原边磁芯，402表示磁力线方向，403表示副边磁芯。双功能检测线圈L3绕制在原边侧，与原边线圈L1共用原边磁芯；副边检测线圈L4绕制在副边侧，与副边线圈L2共用副边磁芯。本实施例中，双功能检测线圈L3与原边线圈L1解耦，且与副边线圈L2间存在磁通耦合；同时双功能检测线圈L3与信号发射线圈L4间存在磁通耦合。双功能检测线圈L3短路。原边线圈L1与副边线圈L2通过磁通耦合，承担功率传输的功能；双功能检测线圈L3与副边线圈L2耦合，用于检测流过副边线圈L2电流的相位信息；同时双功能检测线圈L3还耦合信号发射线圈L4传输的高频信号，接收携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se(对应流过信号发射线圈L4的电流i4)，最终实现功率传输单元100的恒压输出。
基于互感理论，求得双功能检测线圈L3的短路电流i3为：
其中，k23为L2与L3之间的耦合系数，k34为L4与L3之间的耦合系数。
显然，双功能检测线圈L3电流信号中同时包含副边线圈L2电流i2的相位信息和携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号i4。其中，功率传输单元100相位信息的基波频率与信号反馈单元200的高频载波频率信号的频率不同。通常，为了保证信号的传输速率，往往设计信号反馈单元200的高频载波频率信号的频率为功率传输单元相位信息的基波频率的十倍及以上，达到兆赫兹级。
下面结合具体电路实现说明本实施例实现非接触滞环调节和相位信息检测的工作原理。
在本实施例的信号反馈单元200中，采样电路201采样直流输出电压Vo，并将其与输出基准电压Vref作滞环比较，输出待传输的数字电平信号vc，其高、低电平分别表征输出的过压、欠压状态，对应数字“1”、“0”，然后利用ASK原理，将表征副边输出状态信息的数字电平信号vc调制到高频载波频率信号i4上，通过信号发射线圈L4和双功能检测线圈L3实现无线传输。
为了更清楚地说明本实施例的信号反馈单元200的工作原理，附图16、17给出了信号反馈单元的示意图及关键电压、电流波形。附图16中，高频载波vsf与限流电阻Rf1、谐振电容Cf1、寄生电阻r4、信号发射线圈的L4依次相连，双向开关S并联在寄生电阻r4与信号发射线圈L4的串联支路两端，迟滞比较器的输出信号vc控制双向开关S，对载波信号进行调制。如附图17所示，vc为低电平时，S断开，vsf激励Cf1、Rf1、L4、r4串联谐振回路，在L4中流过高频谐振电流，vc为高电平时，S导通，将线圈L4短路，电流为零，故i4被调制为
其中Vsf为vsf的基波有效值。i4即为高频载波频率信号Se，其携带有副边输出状态信息。输出欠压时，Se为高频正弦波；输出过压时，Se近似为零电平。
该携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se通过双功能检测线圈L3与信号发射线圈L4间的磁通耦合，反馈到原边。由于共用磁场耦合通道，双功能检测线圈L3同时感应出低频的副边线圈L2电流i2的相位信息和携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号，如附图17所示。
进一步的，闭环控制单元300采样流过双功能检测线圈L3的短路电流i3，通过流压转换将i3转换成同相位的电压信号vi3。
调制解调电路301采样电压信号vi3，将携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号提取出来，再经过解调电路，输出副边输出状态信号vet。附图18为调制解调电路301的示意图，图中高频带通滤波器(Bandpass filter,BPF)用于提取携带副边状态信息的高频载波频率信号i4，包络检波器提取信号包络，低通滤波滤除包络中的高频噪声，放大器用于放大低通滤波器输出信号的幅值，比较器用于判断传输信号的高、低电平，将输出电压的状态信息还原，完成数据通信。最终比较器输出的副边输出状态信号vet>0，表示输出欠压，vet<0，表示输出过压。
附图19、20为相位检测电路302和调节器的电路实现及相关的波形示意图。由于双功能检测线圈L3与副边线圈L2存在磁通耦合，可以复用双功能检测线圈L3获取副边线圈L2电流i2的相位信息。由式(15)可以看出，滤除i3中的高频载波频率信号i4后，i3将与副边线圈电流i2同相，即电压信号vi3与副边线圈电流i2同相。故滤除i3中的高频载波频率信号i4，即可获取副边线圈L2电流i2的相位信息。
如附图19所示，相位检测电路302采样电压信号vi3，经RC低通滤波，将耦合到的副边线圈L2电流i2的相位信息提取出来，输出正弦波vp；再经运放放大、过零比较、积分电路后，输出与i2同相的相位检测信号vpt。相关波形如附图20所示。可以看出，相位检测信号vpt与副边线圈L2电流i2同相，实现了对副边线圈L2电流i2相位的检测。
进一步的，基于副边输出状态信号vet与相位检测信号vpt，即可实现对输出的滞环调节。闭环控制单元300的调节器电路实现如附图19所示。调节器由积分调节器、限幅电路和反相器构成。调节器将副边输出状态信号vet转换为两路正负对称的动态基准电压，其中积分调节器调节动态基准电压Vcomp，限幅电路用来调整动态基准电压Vcomp的调节区间，并通过反相器输出-Vcomp；如附图20所示，输出过压时，反馈低电平信号，Vcomp增大；欠压时，反馈高电平信号，Vcomp减小。
进一步的，如附图13所示，调节器最终将正负对称的动态基准电压Vcomp和-Vcomp输出至两路动态基准比较器的反相输入端，两路动态基准比较器的同相输入端均接入相位检测信号vpt。两路动态基准比较器将相位检测信号vpt分别与正负对称的动态基准电压+Vcomp、-Vcomp交截，并经单稳态触发器与RS触发器处理，得到功率传输单元100的原边逆变电路的驱动信号vgs。由附图20可以看到，本实施例基于非接触滞环反馈，改变动态基准大小，使得驱动信号超前副边绕组电流tc时间，且随着Vcomp增大，原边逆变器输出交流方波电压vAB与i2之间的相移时间tc增大，转移阻抗角θ增大，相应的自激工作频率ω会提高，使得输出电压减小，进而实现对输出电压的负反馈调节。
具体的电压调节过程如附图21所示。在耦合机构与负载参数发生变化时，自激响应能够使得装置快速追踪到增益交点频率(ωH)附近，同时动态基准可实现对输出电压的负反馈调节：检测到输出电压升高(减小)时，控制基准电压Vcomp增大(减小)，转移阻抗角增大(减小)，以提高(降低)自激工作频率，减小(增大)输出电压，从而维持输出电压的稳定。
区别于现有的自激控制策略，本发明中的自激控制策略引入动态基准，提供了一个新的可调节变量Vcomp，在保留自激控制良好动态性能的同时，可实现对副边输出电压的精确调控。
本发明的非接触滞环调节方式不需要单片机AD模块或AD转换芯片的使用，滞环调节方式的控制逻辑比较简单。本发明中能量和信号就是复用双功能检测线圈L3进行传输，虽然能量传输与数据传输共用耦合机构，线圈间存在交叉耦合，但由于各自谐振网络的谐振频率差异，二者之间的相互干扰很弱。通过设计Cf1与L4在载波频率处谐振，即等效构成一个带通滤波器，可有效阻止能量信号进入数据传输回路，减小对数据传输的干扰；另一方面谐振还可以减小数据回路的阻抗，增大数据信号的幅值，保证数据传输的有效性。反过来，功率回路谐振网络的选频放大作用也会使得耦合到能量回路中MHz载波信号强度急剧衰减。因此输出过/欠压状态信号反馈电路具有较强的抗干扰性。
此外，由于复用双功能检测线圈L3，磁耦合机构的磁集成度高，结构简单，可以减小装置体积和实现复杂度。
实施例二：
附图22是本发明的一种基于非接触滞环调节的无线电能传输装置的第二种实施例的电路结构图，包括功率传输单元100、信号反馈单元200、双功能检测线圈L3与闭环控制单元300四部分。其中，功率传输单元100由电压源、原边逆变电路、原边补偿网络101、原边线圈L1、副边线圈L2、副边补偿网络102、副边整流电路、滤波电容Cf、负载RL依次级联组成，用于实现电能的无线传输。原、副边补偿网络101、102均采用串联电容补偿。信号反馈单元200包括依次连接的采样电路201、比较器202、载波调制电路203和信号发射线圈L4。其中采样电路201采样的输出信号为输出电压Vo，比较器202选用迟滞比较器，载波调制电路203选用与门逻辑控制模块(AND)。闭环控制单元300包括调制解调电路301、相位检测电路302和原边控制单元303。其中调制解调电路301包括高频带通滤波器、解调电路；相位检测电路302包括低通滤波器和波形转换器；原边控制单元303包括调节器、两路动态基准比较器与波形处理电路，其采用自激控制策略。
本实施例中，原边线圈L1与副边线圈L2通过磁通耦合，承担功率传输的功能。双功能检测线圈L3绕制在原边侧，与原边线圈L1共用原边磁芯，双功能检测线圈L3短路；副边检测线圈L4绕制在副边侧，与副边线圈L2共用副边磁芯。双功能检测线圈L3与信号发射线圈L4间存在磁通耦合，双功能检测线圈L3耦合信号发射线圈L4传输的高频信号，接收携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se(对应流过信号发射线圈L4的电流i4)。
本实施例与实施例一的区别在于，信号反馈单元200中的载波调制电路203选用与门逻辑控制模块(AND)，将输出电压转化为易于传输的携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se；双功能检测线圈L3与副边线圈L2解耦，且与原边线圈L1间存在磁通耦合，用于检测流过原边线圈L1的电流相位信息，最终可实现功率传输单元100的恒压输出。
在本实施例的信号反馈单元200中，采样电路201采样直流输出电压Vo，并将其与输出基准电压Vref作滞环比较，输出待传输的数字电平信号vc，其高、低电平分别表征输出的过压、欠压状态，对应数字“1”、“0”，然后利用逻辑AND原理，将表征副边输出状态信息的数字电平信号vc调制到高频载波频率信号i4上，通过信号发射线圈L4和双功能检测线圈L3实现无线传输。
携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号i4通过双功能检测线圈L3与信号发射线圈L4间的磁通耦合，反馈到原边。由于共用磁场耦合通道，双功能检测线圈L3同时感应出低频的原边线圈L1电流i1的相位信息和携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号。基于互感理论，求得双功能检测线圈L3的短路电流i3为：
其中，k13为L1与L3之间的耦合系数，k34为L4与L3之间的耦合系数。
由式(17)可以看出，滤除i3中的高频载波频率信号i4后，i3将与原边线圈电流i1同相。进一步的，闭环控制单元300采样流过双功能检测线圈L3的短路电流i3，通过流压转换将i3转换成同相位的电压信号vi3。
相位检测电路302采样电压信号vi3，并滤除i3中的高频载波频率信号i4，输出与i2同相的相位检测信号vpt，实现了对原边线圈L1电流i1相位的检测。
调制解调电路301采样电压信号vi3，将携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号提取出来，再经过解调电路，输出副边输出状态信号vet。最终比较器输出的副边输出状态信号vet>0，表示输出欠压，vet<0，表示输出过压。
进一步的，基于调制解调电路301输出的副边输出状态信号vet与相位检测电路302输出的相位检测信号vpt，即可实现对输出的滞环调节。输出过压时，反馈低电平信号，Vcomp增大；欠压时，反馈高电平信号，Vcomp减小。
进一步的，调节器最终将正负对称的动态基准电压Vcomp和-Vcomp输出至两路动态基准比较器的反相输入端，两路动态基准比较器的同相输入端均接入相位检测信号vpt。两路动态基准比较器将相位检测信号vpt分别与正负对称的动态基准电压+Vcomp、-Vcomp交截，并经单稳态触发器与RS触发器处理，得到功率传输单元100的原边逆变电路的驱动信号vgs。本实施例基于非接触滞环反馈，改变动态基准大小，使得驱动信号超前副边绕组电流tc时间，且随着Vcomp增大，原边逆变器输出交流方波电压vAB与i1之间的相移时间tc增大，转移阻抗角θ增大，相应的自激工作频率ω会提高，使得输出电压减小，进而实现对输出电压的负反馈调节。
本实施例中，信号反馈单元200与闭环控制单元300的电路实现结构与实施例一类似，不再赘述。
本实施例通过复用双功能检测线圈L3，实现了表征副边输出过/欠压状态信息的高频载波频率信号和携带原边线圈电流相位信息的能量信号的同时传输。
实施例三：
附图23是本发明的一种基于非接触滞环调节的无线电能传输装置的第三种实施例的电路结构图，包括功率传输单元100、信号反馈单元200、双功能检测线圈L3与闭环控制单元300四部分。其中，功率传输单元100由电流源、原边逆变电路、原边补偿网络101、原边线圈L1、副边线圈L2、副边补偿网络102、副边整流电路、滤波电容Cf、负载RL依次级联组成，用于实现电能的无线传输。原边补偿网络101采用并联电容补偿，副边补偿网络102采用串联电容补偿。信号反馈单元200包括依次连接的采样电路201、比较器202、载波调制电路203和信号发射线圈L4。其中采样电路201采样的输出信号为输出电流Io，比较器202选用迟滞比较器，载波调制电路203选用与门逻辑控制模块(AND)。闭环控制单元300包括调制解调电路301、相位检测电路302和原边控制单元303。其中调制解调电路301包括高频带通滤波器、解调电路；相位检测电路302包括低通滤波器和波形转换器；原边控制单元303包括调节器、两路动态基准比较器与波形处理电路，其采用自激控制策略。
本实施例中，原边线圈L1与副边线圈L2通过磁通耦合，承担功率传输的功能。双功能检测线圈L3绕制在原边侧，与原边线圈L1共用原边磁芯，双功能检测线圈L3短路；副边检测线圈L4绕制在副边侧，与副边线圈L2共用副边磁芯。双功能检测线圈L3与信号发射线圈L4间存在磁通耦合，双功能检测线圈L3耦合信号发射线圈L4传输的高频信号，接收携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se(对应流过信号发射线圈L4的电流i4)。同时双功能检测线圈L3与原边线圈L1解耦，且与副边线圈L2间存在磁通耦合，用于检测流过副边线圈L2电流i2的相位信息。
本实施例与实施例一的区别在于，功率传输单元100的激励源采用电流源，原边补偿网络101采用并联电容补偿，副边补偿网络102采用串联电容补偿；信号反馈单元200中的载波调制电路203选用与门逻辑控制模块(AND)，用于将输出电流转化为易于传输的携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se。此外，由于双功能检测线圈L3电流i3与副边线圈L2电流i2同相。根据之前的理论分析，当原边控制单元303控制相位检测电路302输出的相位检测信号vpt(vpt与副边线圈L2电流i2同相)与功率传输单元的原边逆变电路输出电流iAB同相时，功率传输单元100会获得恒流输出；从而采样电路201采样的输出信号为输出电流Io。
在本实施例的信号反馈单元200中，采样电路201采样直流输出电流Io，并将其与输出基准电流Iref作滞环比较，输出待传输的数字电平信号vc，其高、低电平分别表征输出的过流、欠流状态，对应数字“1”、“0”，然后利用逻辑AND原理，将表征副边输出状态信息的数字电平信号vc调制到高频载波频率信号i4上，通过信号发射线圈L4和双功能检测线圈L3实现无线传输。
携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号i4通过双功能检测线圈L3与信号发射线圈L4间的磁通耦合，反馈到原边。由于共用磁场耦合通道，双功能检测线圈L3同时感应出低频的副边线圈L2电流i2的相位信息和携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号。基于互感理论，求得双功能检测线圈L3的短路电流i3为：
其中，k23为L2与L3之间的耦合系数，k34为L4与L3之间的耦合系数。由式(18)可以看出，滤除i3中的高频载波频率信号i4后，i3将与副边线圈电流i2同相。进一步的，闭环控制单元300采样流过双功能检测线圈L3的短路电流i3，通过流压转换将i3转换成同相位的电压信号vi3。
相位检测电路302采样电压信号vi3，最终输出与i2同相的相位检测信号vpt，实现了对副边线圈L2电流i2相位的检测。
调制解调电路301采样电压信号vi3，将携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号提取出来，再经过解调电路，输出副边输出状态信号vet。最终比较器输出的副边输出状态信号vet>0，表示输出欠流，vet<0，表示输出过流。
进一步的，基于调制解调电路301输出的副边输出状态信号vet与相位检测电路302输出的相位检测信号vpt，即可实现对输出的滞环调节。输出过压时，反馈低电平信号，Vcomp增大；欠压时，反馈高电平信号，Vcomp减小。
进一步的，调节器最终将正负对称的动态基准电压Vcomp和-Vcomp输出至两路动态基准比较器的反相输入端，两路动态基准比较器的同相输入端均接入相位检测信号vpt。两路动态基准比较器将相位检测信号vpt分别与正负对称的动态基准电压+Vcomp、-Vcomp交截，并经单稳态触发器与RS触发器处理，得到功率传输单元100的原边逆变电路的驱动信号vgs，最终实现功率传输单元100的恒流输出。
本实施例中，信号反馈单元200与闭环控制单元300的电路实现结构与实施例一类似，不再赘述。
本实施例通过复用双功能检测线圈L3，实现了表征输出过/欠流状态信息的高频载波频率信号和携带副边线圈电流相位信息的能量信号的同时传输。
实施例四：
附图24是本发明的一种基于非接触滞环调节的无线电能传输装置的第四种实施例的电路结构图，包括功率传输单元100、信号反馈单元200、双功能检测线圈L3与闭环控制单元300四部分。其中，功率传输单元100由电压源、原边逆变电路、原边补偿网络101、原边线圈L1、副边线圈L2、副边补偿网络102、副边整流电路、滤波电容Cf、负载RL依次级联组成，用于实现电能的无线传输。原、副边补偿网络101、102均采用串联电容补偿。信号反馈单元200包括依次连接的采样电路201、比较器202、载波调制电路203和信号发射线圈L4。其中采样电路201采样的输出信号为输出电流Io，比较器202选用迟滞比较器，载波调制电路203选用ASK调制模块，用于将输出电流转化为易于传输的携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se。闭环控制单元300包括调制解调电路301、相位检测电路302和原边控制单元303。其中调制解调电路301包括高频带通滤波器、解调电路；相位检测电路302包括低通滤波器和波形转换器；原边控制单元303包括调节器、两路动态基准比较器与波形处理电路，其采用自激控制策略。
本实施例中，原边线圈L1与副边线圈L2通过磁通耦合，承担功率传输的功能。双功能检测线圈L3绕制在原边侧，与原边线圈L1共用原边磁芯，双功能检测线圈L3开路。副边检测线圈L4绕制在副边侧，与副边线圈L2共用副边磁芯。双功能检测线圈L3与信号发射线圈L4间存在磁通耦合，双功能检测线圈L3耦合信号发射线圈L4传输的高频信号，接收携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se(对应流过信号发射线圈L4的电流i4)。同时双功能检测线圈L3与原边线圈L1解耦，与副边线圈L2间存在磁通耦合，用于检测流过副边线圈L2的电流相位信息；
本实施例与实施例一的区别在于，双功能检测线圈L3开路，调制解调电路301和相位检测电路302检测双功能检测线圈L3两端的开路电压v3；此外，由于双功能检测线圈L3两端的开路电压v3与副边线圈电流i2间的相位差为90°。根据之前的理论分析，当原边控制单元303相位检测电路302输出的相位检测信号vpt(vpt与副边线圈L2电流i2的相位角相差90°)与功率传输单元的原边逆变电路输出电压vAB同相时，功率传输单元会获得恒流输出；从而采样电路201采样的输出信号为输出电流Io。
在本实施例的信号反馈单元200中，采样电路201采样直流输出电流Io，并将其与输出基准电流Iref作滞环比较，输出待传输的数字电平信号vc，其高、低电平分别表征输出的过流、欠流状态，对应数字“1”、“0”，然后利用ASK原理，将表征副边输出状态信息的数字电平信号vc调制到高频载波频率信号i4上，通过信号发射线圈L4和双功能检测线圈L3实现无线传输。
携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号i4通过双功能检测线圈L3与信号发射线圈L4间的磁通耦合，反馈到原边。由于共用磁场耦合通道，双功能检测线圈L3同时感应出低频的副边线圈L2电流i2的相位信息和携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号。基于互感理论，求得双功能检测线圈L3的开路电压v3为：
其中，k23为L2与L3之间的耦合系数，k34为L4与L3之间的耦合系数。由式(19)可以看出，滤除v3中的高频载波频率信号i4后，v3与副边线圈电流i2间的相位差将呈90°。故滤除v3中的高频载波频率信号i4，即可获取副边线圈L2电流i2的相位信息。相位检测电路302采样电压信号v3，最终输出与i2的相位差相差90°的相位检测信号vpt，实现了对副边线圈电流相位的检测。
调制解调电路301采样双功能检测线圈L3两端的开路电压v3，将携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号提取出来，再经过解调电路，输出副边输出状态信号vet。最终比较器输出的副边输出状态信号vet>0，表示输出欠流，vet<0，表示输出过流。
进一步的，基于调制解调电路301输出的副边输出状态信号vet与相位检测电路302输出的相位检测信号vpt，即可实现对输出的滞环调节。输出过流时，反馈低电平信号，Vcomp增大；欠流时，反馈高电平信号，Vcomp减小。
进一步的，调节器最终将正负对称的动态基准电压Vcomp和-Vcomp输出至两路动态基准比较器的反相输入端，两路动态基准比较器的同相输入端均接入相位检测信号vpt。两路动态基准比较器将相位检测信号vpt分别与正负对称的动态基准电压+Vcomp、-Vcomp交截，并经单稳态触发器与RS触发器处理，得到功率传输单元100的原边逆变电路的驱动信号vgs，最终实现功率传输单元100的恒流输出。
本实施例中，信号反馈单元200与闭环控制单元300的电路实现结构与实施例一类似，不再赘述。
本实施例通过复用双功能检测线圈L3，实现了表征输出过/欠流状态信息的高频载波频率信号和携带副边线圈电流相位信息的能量信号的同时传输。
实施例五：
附图25是本发明的一种基于非接触滞环调节的无线电能传输装置的第五种实施例的电路结构图，包括功率传输单元100、信号反馈单元200、双功能检测线圈L3与闭环控制单元300四部分。其中，功率传输单元100由电流源、原边逆变电路、原边补偿网络101、原边线圈L1、副边线圈L2、副边补偿网络102、副边整流电路、滤波电容Cf、负载RL依次级联组成，用于实现电能的无线传输。原边补偿网络101采用并联电容补偿，副边补偿网络102采用串联电容补偿。信号反馈单元200包括依次连接的采样电路201、比较器202、载波调制电路203和信号发射线圈L4。其中采样电路201采样的输出信号为输出电流Io，比较器202选用迟滞比较器，载波调制电路203选用与门逻辑控制模块(AND)。闭环控制单元300包括调制解调电路301、相位检测电路302和原边控制单元303。其中调制解调电路301包括高频带通滤波器、解调电路；相位检测电路302包括低通滤波器和波形转换器；原边控制单元303包括调节器、两路动态基准比较器与波形处理电路，其采用自激控制策略。
本实施例中，原边线圈L1与副边线圈L2通过磁通耦合，承担功率传输的功能。双功能检测线圈L3绕制在原边侧，与原边线圈L1共用原边磁芯，双功能检测线圈L3短路；副边检测线圈L4绕制在副边侧，与副边线圈L2共用副边磁芯。双功能检测线圈L3与信号发射线圈L4间存在磁通耦合，双功能检测线圈L3耦合信号发射线圈L4传输的高频信号，接收携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se(对应流过信号发射线圈L4的电流i4)。同时双功能检测线圈L3与原边线圈L1解耦，且与副边线圈L2间存在磁通耦合，用于检测流过副边线圈L2电流i2的相位信息。
本实施例与实施例一的区别在于，功率传输单元100的激励源采用电流源，原边补偿网络101采用并联电容补偿，副边补偿网络102采用串联电容补偿；信号反馈单元200中的载波调制电路203选用与门逻辑控制模块(AND)，用于将输出电压转化为易于传输的携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se；双功能检测线圈L3开路，调制解调电路301和相位检测电路302检测双功能检测线圈L3两端的开路电压v3。此外，由于双功能检测线圈L3两端的开路电压v3与副边线圈电流i2间的相位差为90°。根据之前的理论分析，当原边控制单元303相位检测电路302输出的相位检测信号vpt(vpt与副边线圈L2电流i2的相位角相差90°)与功率传输单元的原边逆变电路输出电流iAB同相时，功率传输单元会获得恒压输出。
在本实施例的信号反馈单元200中，采样电路201采样直流输出电压Vo，并将其与输出基准电压Vref作滞环比较，输出待传输的数字电平信号vc，其高、低电平分别表征输出的过压、欠压状态，对应数字“1”、“0”，然后利用逻辑AND原理，将表征副边输出状态信息的数字电平信号vc调制到高频载波频率信号i4上，通过信号发射线圈L4和双功能检测线圈L3实现无线传输。
携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号i4通过双功能检测线圈L3与信号发射线圈L4间的磁通耦合，反馈到原边。由于共用磁场耦合通道，双功能检测线圈L3同时感应出低频的副边线圈L2电流i2的相位信息和携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号。基于互感理论，求得双功能检测线圈L3的开路电压v3为：
其中，k23为L2与L3之间的耦合系数，k34为L4与L3之间的耦合系数。由式(20)可以看出，滤除v3中的高频载波频率信号i4后，v3与副边线圈电流i2间的相位差将呈90°。故滤除v3中的高频载波频率信号i4，即可获取副边线圈L2电流i2的相位信息。相位检测电路302采样电压信号v3，最终输出与i2的相位差相差90°的相位检测信号vpt，实现了对副边线圈电流相位的检测。
进一步的，调制解调电路301采样双功能检测线圈L3两端的开路电压v3，将携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号提取出来，再经过解调电路，输出副边输出状态信号vet。最终比较器输出电压vet>0，表示输出欠压，vet<0，表示输出过压。
进一步的，基于调制解调电路301输出的副边输出状态信号vet与相位检测电路302输出的相位检测信号vpt，即可实现对输出的滞环调节。输出过压时，反馈低电平信号，Vcomp增大；欠压时，反馈高电平信号，Vcomp减小。
进一步的，调节器最终将正负对称的动态基准电压Vcomp和-Vcomp输出至两路动态基准比较器的反相输入端，两路动态基准比较器的同相输入端均接入相位检测信号vpt。两路动态基准比较器将相位检测信号vpt分别与正负对称的动态基准电压+Vcomp、-Vcomp交截，并经单稳态触发器与RS触发器处理，得到功率传输单元100的原边逆变电路的驱动信号vgs，最终实现功率传输单元100的恒压输出。
本实施例中，信号反馈单元200与闭环控制单元300的电路实现结构与实施例一类似，不再赘述。
本实施例通过复用双功能检测线圈L3，实现了表征输出过/欠压状态信息的高频载波频率信号和携带副边线圈电流相位信息的能量信号的同时传输。
实施例六：
附图26是本发明的一种基于非接触滞环调节的无线电能传输装置的第六种实施例的电路结构图，包括功率传输单元100、信号反馈单元200、双功能检测线圈L3与闭环控制单元300四部分。其中，功率传输单元100由电压源、原边逆变电路、原边补偿网络101、原边线圈L1、副边线圈L2、副边补偿网络102、副边整流电路、滤波电容Cf、负载RL依次级联组成，用于实现电能的无线传输。原、副边补偿网络101、102均采用串联电容补偿。信号反馈单元200包括依次连接的采样电路201、比较器202、载波调制电路203和信号发射线圈L4。其中采样电路201采样的输出信号为输出电压Vo，比较器202选用迟滞比较器，载波调制电路203选用ASK调制模块，用于将输出电压转化为易于传输的携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se。闭环控制单元300包括调制解调电路301、相位检测电路302和原边控制单元303。其中调制解调电路301包括高频带通滤波器、解调电路；相位检测电路302包括低通滤波器和波形转换器；原边控制单元303包括调节器和PLL数字控制器，其采用锁相环(Phase-locked Loop,PLL)控制策略。
本实施例中，原边线圈L1与副边线圈L2通过磁通耦合，承担功率传输的功能。双功能检测线圈L3绕制在原边侧，与原边线圈L1共用原边磁芯，双功能检测线圈L3短路；副边检测线圈L4绕制在副边侧，与副边线圈L2共用副边磁芯。双功能检测线圈L3与信号发射线圈L4间存在磁通耦合，双功能检测线圈L3耦合信号发射线圈L4传输的高频信号，接收携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se(对应流过信号发射线圈L4的电流i4)。
本实施例与实施例一的区别在于，双功能检测线圈L3与副边线圈L2解耦，且与原边线圈L1间存在磁通耦合，用于检测流过原边线圈L1的电流相位信号；原边控制单元303采用锁相环控制，最终可实现功率传输单元100的恒压输出。
在本实施例的信号反馈单元200中，采样电路201采样直流输出电压Vo，并将其与输出基准电压Vref作滞环比较，输出待传输的数字电平信号vc，其高、低电平分别表征输出的过压、欠压状态，对应数字“1”、“0”，然后利用ASK原理，将表征副边输出状态信息的数字电平信号vc调制到高频载波频率信号i4上，通过信号发射线圈L4和双功能检测线圈L3实现无线传输。
携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号i4通过双功能检测线圈L3与信号发射线圈L4间的磁通耦合，反馈到原边。由于共用磁场耦合通道，双功能检测线圈L3同时感应出低频的原边线圈L1电流i1的相位信息和携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号。基于互感理论，求得双功能检测线圈L3的短路电流i3为：
其中，k13为L1与L3之间的耦合系数，k34为L4与L3之间的耦合系数。由式(21)可以看出，滤除i3中的高频载波频率信号i4后，i3将与原边线圈电流i1同相。进一步的，闭环控制单元300采样流过双功能检测线圈L3的短路电流i3，通过流压转换将i3转换成同相位的电压信号vi3。相位检测电路302采样电压信号vi3，最终输出与i2同相的相位检测信号vpt，实现了对原边线圈L1电流i1相位的检测。
调制解调电路301采样电压信号vi3，将携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号提取出来，再经过解调电路，输出副边输出状态信号vet。最终比较器输出的副边输出状态信号vet>0，表示输出欠压，vet<0，表示输出过压。
进一步的，基于调制解调电路301输出的副边输出状态信号vet与相位检测电路302输出的相位检测信号vpt，即可实现对输出的锁相环控制。本实施例中，原边控制单元303的调节器中仅包含积分调节器，如附图27所示。积分调节器将调制解调电路301输出的副边输出状态信号vet转换为相角基准值θref，输出至PLL数字控制器的输入端；
进一步的，本实施例中，闭环控制单元300的原边控制单元303采用锁相环控制，锁相环控制工作过程为：PLL数字控制器的输入端采集相位检测电路302输出的相位检测信号vpt、功率传输单元100的原边逆变电路输出电压vAB，以及调节器输出的相角基准值θref。PLL数字控制器将原边逆变电路输出电压vAB与相位检测信号vpt进行比较，得出二者之间的相位差θ0，相位差θ0与调节器输出的相角基准值θref比较，所得出的差值经过内部PID调节后作为PWM驱动信号输出给功率传输单元100的原边逆变电路，最终实现功率传输单元100的恒压输出。
本实施例中，信号反馈单元200与闭环控制单元300的调制解调电路301和相位检测电路302的电路实现结构与实施例一类似，不再赘述。
本实施例通过复用双功能检测线圈L3，实现了表征副边输出过/欠压状态信息的高频载波频率信号和携带原边线圈电流相位信息的能量信号的同时传输。
实施例七：
附图28是本发明的一种基于非接触滞环调节的无线电能传输装置的第七种实施例的电路结构图，包括功率传输单元100、信号反馈单元200、双功能检测线圈L3与闭环控制单元300四部分。其中，功率传输单元100由电压源、原边逆变电路、原边补偿网络101、原边线圈L1、副边线圈L2、副边补偿网络102、副边整流电路、滤波电容Cf、负载RL依次级联组成，用于实现电能的无线传输。原、副边补偿网络101、102均采用串联电容补偿。信号反馈单元200包括依次连接的采样电路201、比较器202、载波调制电路203和信号发射线圈L4。其中采样电路201采样的输出信号为输出电压Vo，比较器202选用迟滞比较器，载波调制电路203选用ASK调制模块，用于将输出电压转化为易于传输的携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se。闭环控制单元300包括调制解调电路301、相位检测电路302和原边控制单元303。其中调制解调电路301包括高频带通滤波器、解调电路；相位检测电路302为低通滤波器；原边控制单元303包括调节器、过零比较器、ON/OFF数字控制器，其采用ON/OFF控制策略，其中，“ON”代表的是“导通”，“OFF”代表的是“关断”。
本实施例中，原边线圈L1与副边线圈L2通过磁通耦合，承担功率传输的功能。双功能检测线圈L3绕制在原边侧，与原边线圈L1共用原边磁芯，双功能检测线圈L3短路；副边检测线圈L4绕制在副边侧，与副边线圈L2共用副边磁芯。双功能检测线圈L3与信号发射线圈L4间存在磁通耦合，双功能检测线圈L3耦合信号发射线圈L4传输的高频信号，接收携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se(对应流过信号发射线圈L4的电流i4)。同时双功能检测线圈L3与原边线圈L1解耦，且与副边线圈L2间存在磁通耦合，用于检测流过副边线圈L2电流i2的相位信息。
本实施例与实施例一的区别在于，原边控制单元303采用ON/OFF控制策略，最终可实现功率传输单元100的恒压输出。
在本实施例的信号反馈单元200中，采样电路201采样直流输出电压Vo，并将其与输出基准电压Vref作滞环比较，输出待传输的数字电平信号vc，其高、低电平分别表征输出的过压、欠压状态，对应数字“1”、“0”，然后利用ASK原理，将表征副边输出状态信息的数字电平信号vc调制到高频载波频率信号i4上，通过信号发射线圈L4和双功能检测线圈L3实现无线传输。
携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号i4通过双功能检测线圈L3与信号发射线圈L4间的磁通耦合，反馈到原边。由于共用磁场耦合通道，双功能检测线圈L3同时感应出低频的副边线圈L2电流i2的相位信息和携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号。基于互感理论，求得双功能检测线圈L3的短路电流i3为：
其中，k23为L2与L3之间的耦合系数，k34为L4与L3之间的耦合系数。由式(22)可以看出，滤除i3中的高频载波频率信号i4后，i3将与副边线圈电流i2同相。进一步的，闭环控制单元300采样流过双功能检测线圈L3的短路电流i3，通过流压转换将i3转换成同相位的电压信号vi3。相位检测电路302采样电压信号vi3，最终输出与i2同相的相位检测信号vpt，实现了对副边线圈L2电流i2相位的检测。
调制解调电路301采样电压信号vi3，将携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号提取出来，再经过解调电路，输出副边输出状态信号vet。最终比较器输出电压vet>0，表示输出欠压，vet<0，表示输出过压。
进一步的，基于调制解调电路301输出的副边输出状态信号vet与相位检测电路302输出的相位检测信号vpt，即可实现对输出的ON/OFF控制。本实施例中，原边控制单元303的调节器中仅包含积分调节器，与实施例六类似。积分调节器将调制解调电路301输出的副边输出状态信号vet转换为导通时间基准值Tref，输出至ON/OFF数字控制器的输入端；
进一步的，本实施例中，闭环控制单元300的原边控制单元303采用ON/OFF控制，ON/OFF控制工作过程为：过零比较器的输入端采集相位检测电路302输出的相位检测信号vpt，经转换后输出方波信号Vr；ON/OFF数字控制器根据采集的导通时间基准值Tref和方波信号Vr调节ON/OFF数字控制器输出信号ON与OFF的时间，当Tref处于ON状态时，将方波信号Vr作为功率传输单元100的原边逆变电路的PWM驱动信号；当Tref处于OFF状态时，将低电平作为功率传输单元100的原边逆变电路的PWM驱动信号，最终实现功率传输单元100的恒压输出。
本实施例中，信号反馈单元200与闭环控制单元300的调制解调电路301的电路实现结构与实施例一类似，不再赘述。
本实施例通过复用双功能检测线圈L3，实现了表征副边输出过/欠压状态信息的高频载波频率信号和携带原边线圈电流相位信息的能量信号的同时传输。
以上所述，仅为本发明的较佳实例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
实验实例：
为验证本发明的优越性与可行性，通过搭建样机，对附图13所示的本发明基于非接触滞环调节的无线电能传输装置实施例一进行了实验验证。
具体的实验参数如表2所示：
表2所选实验参数
为证明本发明中的信号反馈单元200的比较器时延小、动态响应快，采用现有基于线性AD/DA转换的输出非接触反馈方式的转换时间和比较器芯片转换时间作对比，结果如表3所示。可以看出，基于线性AD/DA转换的输出非接触反馈方式时延大的缺点，影响系统的动态响应时间；而比较器芯片的转换速率极快，可以提高系统的动态响应速度。
表3转换时间对比
| 芯片类型 | 生产厂商 | 芯片名称 | 传输延迟时间 |
| 比较器 | TI | LMH7324 | 700ps |
| 比较器 | TI | TLV3502 | 4.5ns |
| ADC转换器 | TI | THS10082 | 125ns |
| ADC转换器 | TI | ADS1605 | 200ns |
为证明本发明中的信号反馈单元200的数据传输的可靠性和有效性，附图29给出了对信号传输通道的性能测试结果。其中，vc为待传输的数字信号，i4为调制后流过L4的激励电流，ve为原边提取出来的高频载波信号，vet为最终解调出来的数字信号。可以看出，解调vet信号与传送信号vc互反，验证了信号传输方案的有效性；最终解调出来的数字信号与初始发送的数字信号上升沿存在1.76μs的延迟、下降沿存在1.44μs的延迟，较小的延迟时间使得副边输出电压状态信息可以快速地被原边接收，响应快。
可以看出，本发明中采用磁耦合反馈的信号传输方式的数据传输延迟时间小于2μs，远远低于、蓝牙、WIFI、Zigbee及5G等现代工业常用无线传输方案的平均延时时间，如表4所示，体现出本发明的优越性。
(参考：①https://www.silabs.com/documents/login/application-notes/an1138-zigbee-mesh-network-performance-cn.pdf；
②https://zhuanlan.zhihu.com/p/107885419；
③https://www.nxp.com.cn/products/wireless/bluetooth-low-energy/kw39-38-37-32-bit-bluetooth-5-0-long-range-mcus-with-can-fd-and-lin-bus-options-arm-cortex-m0-plus-core:KW39-38-37？tab＝Documentation_Tab)
表4现代工业常用无线传输方案的平均延时时间
为证明本发明中的控制策略对负载扰动及突变具有较好的抑制能力和快速的动态响应，附图30、31给出了负载切换时装置的动态波形。由图可见，Io从1A跳变到3A过程中，Vcomp由0.25V跃迁至0.05V，输出电压经0.8ms左右的响应时间后进入稳态，稳定后的输出电压仍被控制在滞环范围内；Io反向跃变过程中，Vcomp由0.25V跃迁至0.05V，从跃变起至输出稳定的时间仅有0.8ms左右，证明了所提控制策略具有较好的动静态性能。
为证明本发明中的控制策略在不同气隙间距下的输出波动较小，附图32给出了不同气隙间距下闭环控制时输出电压随负载电流变化的曲线和传统基于过零基准比较自激控制的负载调整率曲线。可以看到，区别于传统控制策略，本发明提出的基于非接触滞环调节的无线电能传输装置的输出波动要小得多，全参数变化范围内仅为2％，保证了输出电压精度。
Claims (11)
1.一种基于非接触滞环调节的无线电能传输装置，该装置包括由激励源、原边逆变电路、原边补偿网络(101)、原边线圈L1、副边线圈L2、副边补偿网络(102)、整流滤波电路和负载依次级联而成的功率传输单元(100)，其特征在于，还包括：信号反馈单元(200)、双功能检测线圈L3与闭环控制单元(300)；
其中，所述信号反馈单元(200)设置在副边侧，用于检测所述功率传输单元的输出电压或电流或功率状态信息，并调制成携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se；所述信号反馈单元(200)包括采样电路(201)、比较器(202)、载波调制电路(203)和信号发射线圈L4；
所述双功能检测线圈L3设置在原边侧，与所述信号发射线圈L4耦合，同时还与原边线圈L1或副边线圈L2耦合；用于接收信号发射线圈L4传送的携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se；以及检测流过原边线圈L1或副边线圈L2电流的相位信息；
所述闭环控制单元(300)设置在原边侧，与所述双功能检测线圈L3连接，用于从双功能检测线圈L3接收携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se，以及原边线圈L1或副边线圈L2电流的相位信息；并转换为所述功率传输单元(100)原边逆变电路的驱动信号，控制功率传输单元(100)的输出电压或电流或功率稳定在滞环环宽内。
2.根据权利要求1所述的无线电能传输装置，其特征在于：所述信号反馈单元(200)中，
所述采样电路(201)与所述功率传输单元(100)的输出连接，用于检测所述功率传输单元(100)的输出电压或电流或功率；
所述比较器(202)与所述采样电路(201)连接，用于将检测到的输出电压或电流或功率转换成表征副边输出信号状态的数字电平信号vc；
所述载波调制电路(203)与所述比较器(202)连接，用于将数字电平信号vc调制成携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se；
所述信号发射线圈L4与所述载波调制电路(203)连接，用于发射携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se。
3.根据权利要求1所述的无线电能传输装置，其特征在于：所述闭环控制单元(300)包括调制解调电路(301)、相位检测电路(302)和原边控制单元(303)，其中所述调制解调电路(301)与所述相位检测电路(302)的输入端均与所述双功能检测线圈L3连接，输出端均连接所述原边控制单元(303)；调制解调电路(301)包括高频带通滤波器，包络检波器，低通滤波，放大器和比较器；相位检测电路(302)包括RC低通滤波器，放大器，比较器和积分电路；
所述调制解调电路(301)用于提取双功能检测线圈L3耦合到的携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se，还原出副边输出状态信号vet；
所述相位检测电路(302)用于提取双功能检测线圈L3耦合到的原边线圈L1或副边线圈L2电流的相位信息，并输出相位检测信号vpt；
所述原边控制单元(303)采集所述调制解调电路(301)输出的副边输出状态信号vet与所述相位检测电路(302)输出的相位检测信号vpt，经过滞环调节后，输出给原边逆变电路的驱动信号。
4.根据权利要求3所述的无线电能传输装置，其特征在于：所述原边控制单元(303)包括调节器、两路动态基准比较器与波形处理电路，
其中所述调节器的输入端与所述调制解调电路(301)连接，用于将所述调制解调电路(301)输出的副边输出状态信号vet转换为两路正负对称的动态基准电压，分别输出至两路动态基准比较器的反相输入端；
两路动态基准比较器的同相输入端均接入所述相位检测电路(302)输出的相位检测信号vpt，两路动态基准比较器的输出端与所述波形处理电路连接，将两路动态基准比较器输出的方波信号转变换为占空比为0.5的方波信号，输出给波形处理电路；
所述波形处理电路输出端连接所述功率传输单元(100)的原边逆变电路。
5.根据权利要求3所述的无线电能传输装置，其特征在于：所述原边控制单元(303)包括调节器和数字控制器。
6.根据权利要求3所述的无线电能传输装置，其特征在于：所述原边控制单元(303)包括调节器、过零比较器和数字控制器。
7.基于权利要求1所述的无线电能传输装置的控制方法，其特征在于：所述双功能检测线圈L3的工作方式为短路或者开路；
1)当所述双功能检测线圈L3短路时控制过程如下：
信号反馈单元(200)检测所述功率传输单元的输出电压或电流或功率状态信息，并调制成携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se；并传输给双功能检测线圈L3；
双功能测线圈L3耦合接收原边线圈L1或副边线圈L2电流的相位信息；
流过双功能检测线圈L3的短路电流信号i3输入所述闭环控制单元(300)，经流压转换成同相位的电压信号vi3后，所述闭环控制单元(300)提取电压信号vi3中携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se和原边线圈L1或副边线圈L2电流的相位信息，经处理后输出为所述功率传输单元(100)的PWM驱动信号，实现对输出的精确调控；
2)当所述双功能检测线圈L3开路时的控制过程如下：
信号反馈单元(200)检测所述功率传输单元的输出电压或电流或功率状态信息，并调制成携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se；并传输给双功能检测线圈L3；
双功能测线圈L3耦合接收原边线圈L1或副边线圈L2电流的相位信息；
所述闭环控制单元(300)检测双功能检测线圈L3两端的开路电压信号v3，并提取v3中携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se和原边线圈L1或副边线圈L2电流的相位信息，经处理后输出为所述功率传输单元(100)的PWM驱动信号，实现对输出的精确调控。
8.基于权利要求3所述的无线电能传输装置的控制方法，其特征在于：所述双功能检测线圈L3的工作方式为短路或者开路；
1)当所述双功能检测线圈L3短路时控制过程如下：
信号反馈单元(200)检测所述功率传输单元的输出电压或电流或功率状态信息，并调制成携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se；并传输给双功能检测线圈L3；
双功能测线圈L3耦合接收原边线圈L1或副边线圈L2电流的相位信息；
流过双功能检测线圈L3的短路电流信号i3输入所述闭环控制单元(300)，经流压转换成同相位的电压信号vi3后，所述闭环控制单元(300)提取电压信号vi3中携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se和原边线圈L1或副边线圈L2电流的相位信息，经处理后输出为所述功率传输单元(100)的PWM驱动信号，实现对输出的精确调控；
2)当所述双功能检测线圈L3开路时的控制过程如下：
信号反馈单元(200)检测所述功率传输单元的输出电压或电流或功率状态信息，并调制成携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se；并传输给双功能检测线圈L3；
双功能测线圈L3耦合接收原边线圈L1或副边线圈L2电流的相位信息；
所述闭环控制单元(300)检测双功能检测线圈L3两端的开路电压信号v3，并提取v3中携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号Se和原边线圈L1或副边线圈L2电流的相位信息，经处理后输出为所述功率传输单元(100)的PWM驱动信号，实现对输出的精确调控。
9.根据权利要求8所述的控制方法，所述原边控制单元(303)采用调节器和数字控制器时，
其中所述调节器将所述调制解调电路(301)输出的副边输出状态信号vet转换为相角基准值θref，输出至数字控制器的输入端；
所述数字控制器采集相角基准值θref、所述相位检测电路(302)输出的相位检测信号vpt和所述功率传输单元(100)的原边逆变电路输出电压vAB；将原边逆变电路输出电压vAB与相位检测信号vpt进行比较，得出二者之间的相位差θ0，所述相位差θ0与相角基准值θref比较，所得出的差值经过内部PID调节后输出给所述功率传输单元(100)的原边逆变电路。
10.根据权利要求8所述的控制方法，所述原边控制单元(303)采用调节器、过零比较器和数字控制器时，
所述调节器将所述调制解调电路输出的副边输出状态信号vet转换为导通时间基准值Tref，输出至数字控制器的输入端；
所述过零比较器将所述相位检测电路(302)输出的相位检测信号vpt转换为方波信号，输出至数字控制器的输入端；
所述数字控制器的输入端采集导通时间基准值Tref和方波信号，根据导通时间基准值Tref调节数字控制器输出信号ON与OFF的时间，并将输出信号提供给所述功率传输单元(100)的原边逆变电路。
11.基于权利要求1所述的无线电能传输装置的控制方法，其特征在于：所述功率传输单元(100)的激励源为电压源或者电流源；
1)当所述激励源为电压源时控制方法如下：
控制电压源的电压信号与流过副边线圈L2的电流i2同相时，实现功率传输单元(100)输出电压的基本稳定；控制电压源的电压信号与流过副边线圈L2的电流i2间的相位差为90°时，可实现功率传输单元(100)输出电流的基本稳定；
2)当所述激励源为电流源时控制方法如下：
控制电流源的电流信号与流过副边线圈L2的电流i2间的相位差为90°时，可实现功率传输单元(100)输出电压的基本稳定；控制电流源的电流信号与流过副边线圈L2的电流i2同相时，可实现功率传输单元(100)输出电流的基本稳定。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202110171879.6A CN112953033B (zh) | 2021-02-08 | 2021-02-08 | 基于非接触滞环调节的无线电能传输装置及控制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202110171879.6A CN112953033B (zh) | 2021-02-08 | 2021-02-08 | 基于非接触滞环调节的无线电能传输装置及控制方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN112953033A CN112953033A (zh) | 2021-06-11 |
| CN112953033B true CN112953033B (zh) | 2022-02-22 |
Family
ID=76244119
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202110171879.6A Active CN112953033B (zh) | 2021-02-08 | 2021-02-08 | 基于非接触滞环调节的无线电能传输装置及控制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN112953033B (zh) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114244152A (zh) * | 2021-11-12 | 2022-03-25 | 深圳供电局有限公司 | 全桥同步整流装置和无线充电系统 |
| CN117491724B (zh) * | 2024-01-02 | 2024-04-05 | 江苏展芯半导体技术股份有限公司 | 一种电感电流过零检测方法及电路 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111654116A (zh) * | 2020-04-17 | 2020-09-11 | 中国矿业大学 | 一种高增益恒压恒流输出电场耦合无线电能传输系统 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10063103B2 (en) * | 2015-07-02 | 2018-08-28 | Ningbo WeiE Electronic Technology Co., Ltd | Contactless power transmission device and power transmission method thereof |
| CN204809996U (zh) * | 2015-07-02 | 2015-11-25 | 宁波微鹅电子科技有限公司 | 一种电能接收端和非接触电能传输装置 |
| CN205220407U (zh) * | 2015-11-18 | 2016-05-11 | 中电科二十二所（青岛）天博信息科技公司 | 电动汽车智能充电车位和系统 |
| CN107171419A (zh) * | 2017-05-31 | 2017-09-15 | 上海电力学院 | 基于蓝牙控制的无线电能传输装置 |
| CN110103742B (zh) * | 2019-05-29 | 2020-10-27 | 西安交通大学 | 一种用于电动汽车无线充电的电流锁相及脉冲生成方法 |
-
2021
- 2021-02-08 CN CN202110171879.6A patent/CN112953033B/zh active Active
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111654116A (zh) * | 2020-04-17 | 2020-09-11 | 中国矿业大学 | 一种高增益恒压恒流输出电场耦合无线电能传输系统 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN112953033A (zh) | 2021-06-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Dai et al. | Maximum efficiency tracking for wireless power transfer systems with dynamic coupling coefficient estimation | |
| CN112953033B (zh) | 基于非接触滞环调节的无线电能传输装置及控制方法 | |
| CN109302070A (zh) | 电力变换器电路拓扑结构及其控制方法 | |
| CN107733245B (zh) | 一种高效调幅恒高频电除尘电源电路 | |
| CN111799897B (zh) | 电力变换器电路的控制方法 | |
| CN104242657B (zh) | 一种原边并串补偿副边串联补偿的非接触谐振变换器 | |
| CN110365120B (zh) | 一种从原边辨识参数的非接触电能传输装置 | |
| US20180269726A1 (en) | Inductive Power Transmitter | |
| CN108521177B (zh) | 基于附加耦合电感的谐振变换器用调节装置及控制方法 | |
| CN114825656A (zh) | 一种无线电能与数据同步传输系统及数据调制方法 | |
| CN113556043B (zh) | 一种谐振变换器的调频控制电路及其控制方法 | |
| CN209389939U (zh) | 用于谐振型变换器的控制电路 | |
| CN114243951A (zh) | 一种无需参数辨识的磁耦合式无线电能传输系统 | |
| CN113872448A (zh) | 一种定频llc电路及其谐振频率的跟踪方法 | |
| EP3512072A1 (en) | Contactless electrical energy transfer system and operating method thereof | |
| CN214590788U (zh) | 基于输出状态反馈的无线电能传输系统滞环调节装置 | |
| EP3669438B1 (en) | Contactless electrical energy transfer system and operating method thereof | |
| CN113595395B (zh) | 基于模糊pid控制的双路llc谐振电源及均流实现方法 | |
| CN113098149B (zh) | 功率自适应感应取电设备 | |
| CN210806860U (zh) | 一种具有恒压输出特性的无线电能传输系统 | |
| CN115173717A (zh) | 输入串联输出并联的固态变压器系统及辅助电源获取与输入电压均压的方法 | |
| CN108633139A (zh) | 一种具有两路稳定输出的电源装置及其控制方法 | |
| CN110429842B (zh) | 一种结合电感电压和电容电压的单传感器逆变器控制方法 | |
| CN112436615A (zh) | 一种磁集成耦合并联式单管无线电能传输装置及其恒压控制方法 | |
| KR20210045281A (ko) | 전력 발전 변압기 시스템, 그 역률 개선 방법 및 전력 공급기로서의 역할을 포함하는 전력 발전 변압기 시스템 및 그 블록도 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| CP03 | Change of name, title or address |
Address after: Room 1501-1504, Building 1, Yunmicheng, 19 Ningshuang Road, Yuhuatai District, Nanjing, Jiangsu Province, 210012 Patentee after: Jiangsu Zhanxin Semiconductor Technology Co.,Ltd. Patentee after: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Address before: Room 1501-1504, Building 1, Yunmicheng, 19 Ningshuang Road, Yuhuatai District, Nanjing, Jiangsu Province, 210012 Patentee before: JIANGSU ZHANXIN SEMICONDUCTOR TECHNOLOGY Co.,Ltd. Patentee before: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics |
|
| CP03 | Change of name, title or address |