KR20210045281A - 전력 발전 변압기 시스템, 그 역률 개선 방법 및 전력 공급기로서의 역할을 포함하는 전력 발전 변압기 시스템 및 그 블록도 - Google Patents

전력 발전 변압기 시스템, 그 역률 개선 방법 및 전력 공급기로서의 역할을 포함하는 전력 발전 변압기 시스템 및 그 블록도 Download PDF

Info

Publication number
KR20210045281A
KR20210045281A KR1020200018560A KR20200018560A KR20210045281A KR 20210045281 A KR20210045281 A KR 20210045281A KR 1020200018560 A KR1020200018560 A KR 1020200018560A KR 20200018560 A KR20200018560 A KR 20200018560A KR 20210045281 A KR20210045281 A KR 20210045281A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
power
transformer
pgts
flux
power factor
Prior art date
Application number
KR1020200018560A
Other languages
English (en)
Inventor
이원돈
채희정
Original Assignee
이원돈
이인혜
이은혜
이영혜
채희정
이 아퀼라 환
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 이원돈, 이인혜, 이은혜, 이영혜, 채희정, 이 아퀼라 환 filed Critical 이원돈
Publication of KR20210045281A publication Critical patent/KR20210045281A/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/24—Magnetic cores
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/34—Special means for preventing or reducing unwanted electric or magnetic effects, e.g. no-load losses, reactive currents, harmonics, oscillations, leakage fields
    • H01F27/341—Preventing or reducing no-load losses or reactive currents
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/40—Structural association with built-in electric component, e.g. fuse
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F3/00—Cores, Yokes, or armatures
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/12—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks for adjusting voltage in ac networks by changing a characteristic of the network load
    • H02J3/16—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks for adjusting voltage in ac networks by changing a characteristic of the network load by adjustment of reactive power
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/10—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0064—Magnetic structures combining different functions, e.g. storage, filtering or transformation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/10—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using transformers
    • H02M5/12—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using transformers for conversion of voltage or current amplitude only
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/40—Structural association with built-in electric component, e.g. fuse
    • H01F2027/408—Association with diode or rectifier

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)
  • Coils Or Transformers For Communication (AREA)

Abstract

변압기의 코어가 여러가지 일반화된 형태(configuration)들 중 하나를 가진 전력 발전 변압기 시스템이 개시된다. 전력 발전 변압기 시스템에서의 역률 개선 방법 및 전력 공급기로서의 역할을 포함하는 전력 발전 변압기 시스템이 개시된다. 전력 발전 변압기 시스템은 변압기 회로의 변압기의 1차 코일과 2차 코일에서의 플럭스의 위상 차이인 상대위상이 기 설정된 범위 내의 값이 되도록 하는 주파수를 가진 교류를 생성하고, 변압기 회로 내에 적어도 하나 이상의 소자를 이용하여 변압기 회로의 변압기의 1차 코일 또는 ACRF에서 교류가 생성된 지점 쪽의 무효전력을 제어하여 역률을 개선한다. 마지막으로, 전력 발전 변압기 시스템의 블록도가 개시된다.

Description

전력 발전 변압기 시스템, 그 역률 개선 방법 및 전력 공급기로서의 역할을 포함하는 전력 발전 변압기 시스템 및 그 블록도{Power generating transformer system(PGTS), power factor correction method in PGTS, PGTS functioning also as power supply, and block diagrams of PGTS}
본 발명의 실시 예는 전력 발전 변압기 시스템(power generation transformer system, 이하, 'PGTS'라고 함)과 그것의 역률 개선 방법 및 전력 공급기로서의 역할을 포함하는 PGTS, 그리고 PGTS의 블록도에 관한 것이다.
변압기는 1차 코일과 2차 코일을 이용하여 전압을 원하는 값을 바꾸어 주는 장치이다. 전원을 연결한 코일에 전류가 흐르면 코어(core)에 자기장이 형성된다. 전원에서 공급되는 전류가 시간에 따라 변화하면 자기장의 크기 또한 변화한다. 코어를 통해 자기장이 전달되어 2차 코일에 전자기유도로 유도기전력(electromotive force)이 생기고 유도기전력에 의해 전류가 발생한다. 즉 1차 코일에 교류전원이 공급되면 2차 코일에도 교류전류가 유도된다.
본 발명의 실시 예가 이루고자 하는 기술적 과제는, 전력 발전 변압기 시스템(power generating transformer system, PGTS)에서의 변압기의 자심(magnetic core)의 형태를 일반화하고 일차회로 또는 교류가 생성된 지점에서의 무효전력의 크기를 최소화하여 역률을 개선하는 방법 및 전력 공급기로서의 역할을 포함하는 전력 발전 변압기 시스템, 그리고 그 시스템의 블록도를 제공하는 데 있다.
상기의 기술적 과제를 달성하기 위한, 본 발명의 실시 예에 따른 전력 발전 변압기 시스템(power generating transformer system, PGTS)의 일 예는, 변압기와 "정류기 및 필터" 모듈과 그리고 부하를 포함하는 변압기 회로(TC); 상기 변압기 회로의 변압기의 1차 코일과 2차 코일에서의 플럭스의 위상(phase) 차이인 상대위상(relative phase)이 기 설정된 범위 내의 값이 되도록 하는 주파수를 가진 교류를 생성하는 교류생성기(AC generator with right frequency, ACRF);를 포함한다.
상기의 기술적 과제를 달성하기 위한, 본 발명의 실시 예에 따른 전력 발전 변압기 시스템의 역률 개선 방법의 일 예는, 변압기 회로(TC)의 변압기의 1차 코일과 2차 코일에서의 플럭스의 위상 차이인 상대위상이 기 설정된 범위 내의 값이 되도록 하는 주파수를 가진 교류를 생성하는 단계; 및 상기 변압기 회로(TC) 내에 적어도 하나 이상의 소자를 이용하여 상기 변압기회로의 변압기의 1차 코일 쪽 또는 ACRF에서 교류가 생성된 지점에서의 무효전력을 제어하여 역률을 개선하는 단계;를 포함한다.
본 발명의 다양한 실시 예에 따르면 다음과 같은 효과가 존재한다.
가. 변압기 자심(magnetic core)의 형태
변압기의 코어(core)가 공기가 아닌 어떤 물질로 이루어진 자심(magnetic core)의 부분이 폐루프(closed loop)나 개루프(open loop)의 형태를 가지고 또한 일차 코일과 이차 코일이 코어의 특정한 곳에 위치한 다양한 변압기에서도 임피던스와 전력이 상대위상에 어떻게 의존하는가를 알 수 있게 되어 그러한 모든 변압기에 본 발명의 원리가 적용된다. 여기서, 변압기의 코어(core)는 그것이 공기가 아닌 어떤 물질로 이루어졌을 때에는 자심(magnetic core)이라고 하며, 그것이 공기인 경우에는 공기 코어(air core)라고 한다.
나. 전력 발전 변압기 시스템(PGTS)에서의 역률 개선
PCT 특허출원번호 PCT/KR2017/014540에 기재된 PGTS에서 "변압기에 맞는 주파수를 생성하는 교류 생성기(AC generator with right frequency, 이하 'ACRF'라고 함)"는 "변압기 회로(transformer circuit, 보통의 변압기 회로와 구분하기 위하여 "TC"라고 함)"에 필요한 교류 신호를 공급한다. TC의 임피던스(impedance)는 플럭스(flux)가 코어를 통해 전파될 때 변하게 되는 위상(phase)의 크기를 조절함으로써 적정한 값으로 조정된다.
TC의 임피던스의 위상은 TC의 변압기의 일차 회로에서의 전류에 대한 전압의 위상의 차이인데, 그 위상을 조절함으로써 ACRF로부터 변압기의 일차 회로에 보내지는 유효전력(real power 또는 active power)이 0 또는 0에 가깝거나 또는 심지어 음의 값을 가질 수 있게 조절될 수 있다. 여기서 전력과 그 외의 물리량의 단위는 편의상 생략한다.
ACRF로부터 보내지는 유효전력의 크기가 작은 값을 가진다는 것은 전류의 크기가 작아졌다는 것을 의미하지는 않는다. 그것은 유효전력은 전압과 전류의 위상의 차이에 관계되기 때문이다.
교류 회로에서, 유효전력은 전압과 전류 파형(wave)들의 곱을 한 주기 동안 적분한 것의 평균값으로 주어진다. 만약 임피던스가 임피던스 복소평면(complex plane of the impedance, 임피던스를 나타낸 복소평면)에서 1사분면이나 4사분면에 있게 된다면, 그 적분 값은 양의 값을 가지게 되어 전력은 소모되게 된다.
그러나 만약 임피던스를 복소평면의 2사분면이나 3사분면에 놓을 수 있게 된다면, 그 적분 값은 음의 값을 가지게 되어 전력은 생성되게 된다. PCT 특허출원번호 PCT/KR2017/014540에서는 변압기 회로에서 플럭스가 코어에서 전파될 때 일어나는 위상의 변화를 조절함으로써 어떻게 임피던스를 임의의 위치에 놓게 할 수 있는가 하는 문제를 다루고 있다.
비록 ACRF로부터 보내지는 유효전력의 크기는 작다 하더라도, 피상전력(apparent power)의 크기는 여전히 클 수 있으므로, ACRF는 큰 진폭(amplitude)을 가지는 전류를 생성해야 한다. 따라서 ACRF는 불필요하게 비효율적이 된다. 그것이 바로 PGTS에서 역률개선 (power factor correction)이 필요한 이유이다. 역률개선기(power factor corrector)가 더해지면, ACRF는 더 이상 큰 진폭을 가진 전류를 생성할 필요가 없게 되어 효율적이 된다.
본 발명의 실시 예가 제안하는 역률개선기는 기존의 역률개선기와 아래의 점에서 구별된다.
1. 본 발명의 실시 예에 따른 역률개선기는 ACRF로부터 TC의 변압기의 이차 회로에 있는 부하로 공급되는 무효전력이 아닌, TC의 변압기의 일차 코일 또는 ACRF에서 교류가 생성된 지점에서의 무효전력의 크기를 최소화하기 위한 것이다.
반면에 기존의 변압기 회로 이론에서는 코어를 통과하는 플럭스에 의한 위상 변화를 생각하지 않기에, 일차 회로로 공급되는 전력은 아무런 위상의 변화없이 이차 회로의 부하로 전달된다고 본다. 따라서, 변압기 회로에서의 기존의 역률개선기는 변압기의 이차회로에서의 부하의 무효전력(기존의 이론에서는 그것은 또한 전력 공급기가 공급하는 무효전력과 같다고 봄)의 크기를 최소화하기 위한 것이다.
2. TC의 임피던스가 복소평면의 2사분면 또는 3사분면에 있을 때에는 본 발명의 역률개선기는 무효전력의 크기를 최소화하여 역률이 (-1)에 가까워지도록 한다. 반면에, 기존의 역률개선기는 무효전력의 크기를 최소화하여 역률이 1에 가까워지도록 하는 데에 있다.
다. PGTS의 자심에서의 플럭스의 속도
자심에서의 플럭스의 속도가 느릴수록, 플럭스가 자심을 통과하면서 가지는 위상의 변화는 커진다. 또한 자심의 속도는 투자율(permeability)과 유전율(permittivity), 그리고 손실탄젠트(loss tangent)에 따라 다르다. 자심에서의 플럭스의 속도가 느린 물질을 사용함으로써 상대적으로 더 용이하게 위상의 변화의 정도를 제어할 수 있다. 또한 플럭스의 속도가 느린 자심을 사용하면 동일한 조건에서 더 낮은 주파수나 더 짧은 자심으로 원하는 위상의 변화를 가질 수 있다.
라. 무선전력 발전 및 송신 시스템
또한 코어가 공기인 경우, 또는 코어가 어떤 물질과 공기로 이루어진 경우, PGTS는 곧 무선전력 발전 및 송신 시스템이 될 수 있으므로 무선전력을 송신할 때에 송신부에서 전력이 들지 않는, 또는 발전을 하면서 송신하는 시스템을 만들 수 있다. 본 발명의 실시 예에서의 모든 원리는 비록 코어가 어떤 물질일 때뿐만 적용되는 것이 아니라, 코어가 공기를 포함한 그 외의 어떤 물질(들)이라 할지라도 동일하게 적용된다.
마. 변압기를 사용하는 기기들을 PGTS로 변경
변압기를 사용하는 기기들은 PGTS로 변경될 수 있다. 그것을 어떻게 할 수 있는가에 대해서 스위치 모드 파워 서플라이(Switched Mode Power Supply, 이하, SMPS)를 예로 들어 설명한다. 또한 개조된 기기에서도 위에서 말한 역률개선 원리가 적용될 수 있다.
바. PGTS의 전력공급기로서의 역할
본 발명의 실시 예에서는 PGTS가 발전 시스템 뿐만 아니라 효율적인, 즉 더 적은 전력을 공급하면서도 부하에서 더 많은 전력을 소모하는 전력 공급기로서의 역할을 하게 할 수 있음을 보인다.
사. PGTS가 전력공급기일 때의 역률개선
PGTS의 응용으로서 PGTS를 전력 공급기로 사용할 경우에도 역률개선의 원리를 그대로 적용할 수 있다.
아. 변압기를 사용하는 기기들을 전력공급기로서의 PGTS로 개조
변압기를 사용하는 기기들은 더 적은 전력을 소모하는 전력 공급기로 만들 수 있다.
자. 피드백이 없는 전력 발전 시스템의 블록도(Block Diagrams)
전력 발전 시스템은 크게 피드백이 있는 경우와 없는 경우로 나눌 수 있는데 피드백이 없는 경우의 전력 발전 시스템의 블록도를 제시한다.
차. 피드백이 있는 PGTS의 블록도
피드백이 있는 경우의 전력 발전 시스템의 블록도를 제시한다.
카. PGTS의 단순화된 블록도
PGTS의 단순화된 블록도를 제시한다.
도 1은 단상 변압기 회로의 일 예를 도시한 도면,
도 2는 변압기의 물질로 이루어진 자심이 폐루프(closed loop) 형태인 경우의 일 예를 도시한 도면,
도 3은 변압기의 물질로 이루어진 자심이 개루프(open loop) 형태인 경우의 일 예를 도시한 도면,
도 4는 복소평면에서 K의 분모의 값들이 원을 이룸을 도시한 도면,
도 5는 교류 전력 삼각형과 역률 개선 방법의 일 예를 도시한 도면,
도 6은 PGTS의 구성의 일 예를 도시한 도면,
도 7은 역률이 음의 값을 가질 때의 교류 전력 삼각형의 예를 도시한 도면,
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 역률개선기를 포함하는 PGTS의 한 가지 구성도의 예를 도시한 도면,
도 9는 TC를 등가회로로 나타낸 PGTS의 예들을 도시한 도면,
도 10은 출력 변압기를 가진 스위치 모드 파워 서플라이(SMPS)의 일 예를 도시한 도면,
도 11은 PGTS의 ACRF의 스위치 부분이 풀 브리지인 경우를 도시한 도면,
도 12는 PGTS 블록도의 일 예를 도시한 도면,
도 13은 피드백이 없는 PGTS 블록도의 일 예를 도시한 도면,
도 14는 증폭기로서 하프 브리지 또는 풀 브리지를 사용하고 직류-직류 변환기로서 SPMS를 사용한, 피드백이 없는 PGTS 블록도의 일 예를 도시한 도면,
도 15는 TRAN이 연결된 풀 브리지의 한 예를 도시한 도면,
도 16은 피드백이 있는 PGTS 블록도의 한 예를 도시한 도면,
도 17은 증폭기로서 하프 브리지 또는 풀 브리지를 사용하고 직류-직류 변환기로서 SPMS를 사용한, 피드백이 있는 전력 발전 시스템 블록도의 한 예를 도시한 도면,
도 18은 변압기를 이용한 SMPS 블록도의 한 예를 도시한 도면,
도 19는 펄스폭변조(PWM)를 사용한 제어장치 블록도의 한 예를 도시한 도면,
도 20은 피드백이 없는 PGTS의 단순화된 블록도의 한 예를 도시한 도면,
도 21은 하프 브리지 또는 풀 브리지 증폭기를 사용한 피드백이 없는 PGTS의 단순화된 블록도의 한 예를 도시한 도면,
도 22는 피드백이 있는 PGTS의 단순화된 블록도의 한 예를 도시한 도면,
도 23은 전압 변환기를 첨가한 피드백이 있는 전력 발전 시스템의 단순화된 블록도의 한 예를 도시한 도면, 그리고,
도 24는 하프 브리지 또는 풀 브리지 증폭기를 가진 피드백이 있는 전력 발전 시스템의 단순화된 블록도의 한 예를 도시한 도면이다.
먼저, PCT 특허출원번호 PCT/KR2017/014540에 기재된 변압기 회로의 수식과 전력에 대해 살펴본다.
가. 변압기 회로의 새로운 수식
도 1은 단상 변압기 회로의 일 예를 도시한 도면이다.
Figure pat00001
는 각주파수(angular frequency)가
Figure pat00002
인 교류의 사인파(sinusoidal) 전압이고,
Figure pat00003
과
Figure pat00004
는 각각 일차와 이차 코일에서의 전압,
Figure pat00005
은 일차 회로 쪽의 전원과 직렬로 연결된 임피던스로, 변압기의 일차 회로로 들어가기 전에 필요한 필터나 그 외 일차 회로로 들어가기 전의 모든 회로와 일차 회로쪽의 부하(load)를 포함하는 임피던스이고,
Figure pat00006
은 이차 회로 쪽 부하의 임피던스,
Figure pat00007
와
Figure pat00008
는 각각 일차와 이차 회로에서의 사인파 교류 전류,
Figure pat00009
와
Figure pat00010
는 각각 일차와 이차 코일의 자체유도계수(self-inductance),
Figure pat00011
와
Figure pat00012
는 각각 일차와 이차 코일의 감은 수,
Figure pat00013
는 감은 수의 비(turns ratio),
Figure pat00014
은 상호유도계수(mutual inductance)이다.
또한, 이러한 변압기 회로에 대해서는 다음과 같은 기존의 수식이 있다.(B. I. Bleaney, B. Bleaney, Alternating Current Theory, In Electricity and Magnetism, 2nd ed.; Oxford Univ. Press: London, England, 1965; p 248.)
Figure pat00015
Figure pat00016
그리고 일차 회로에 있는 전원 쪽 임피던스
Figure pat00017
을 제외한 전체 회로의 임피던스
Figure pat00018
는
Figure pat00019
로 나타내어지며 다음과 같다.
Figure pat00020
최근에 변압기 회로에 대한 새로운 수식들이 보고되었는데(PCT 특허출원번호 PCT/KR2017/014540), 그것은 플럭스가 코어를 지나면서 생기는 감쇠(attenuation)와 위상의 변화를 고려한 것이다.
코일에 흐르는 전류 i는 다음과 같은 관계에 의하여 플럭스를 생성한다.
Figure pat00021
여기서,
Figure pat00022
, i,
Figure pat00023
그리고
Figure pat00024
은 각각 코일의 감은 수, 전류, 플럭스, 그리고 자기저항(reluctance)를 뜻한다. 여기서 플럭스가 전류파형(current wave)와 같은 위상을 가지므로(in phase), 플럭스를 코어의 각 위치의 단면에서의 플럭스의 양을 나타내는 파형(wave)으로 표현한다.
일차 회로에 흐르는 전류 i p 는 위의 관계에 의하여 일차 코일에서 이차 코일로 가는 플럭스
Figure pat00025
를 생성하는데 여기서 아래 첨자 f는 플럭스가 일차 코일에서 이차 코일로 순방향(forward direction)으로 가는 것을 뜻하고, 문자 p는 플럭스가 "일차(primary) 코일"의 위치에 있음을 말한다.
Figure pat00026
이 플럭스에 의한 일차 코일의 전압
Figure pat00027
는 일차 코일의 전류
Figure pat00028
와 다음의 관계를 가진다.
Figure pat00029
플럭스가 코어를 통과하면서 겪는 감쇠와 위상 변화를 표현하기 위하여 송전선 모델(transmission line model)에서와 마찬가지로, 다음과 같은 전파 상수(propagation constant)를 사용한다.
Figure pat00030
여기서,
Figure pat00031
와
Figure pat00032
는 각각 감쇠 상수(attenuation constant)와 위상 상수 (phase constant)이다.
플럭스가 일차 코일에서 이차 코일로 자심을 통과하여
Figure pat00033
만큼의 거리를 자심을 통하여 갈 때 일어나는 감쇠는
Figure pat00034
로 표현된다. 길이가
Figure pat00035
만큼을 움직여 갈 때 일어나는 위상의 변화는
Figure pat00036
이고
Figure pat00037
을 "상대위상(relative phase)"이라고 부른다. 위상의 변화
Figure pat00038
는
Figure pat00039
에 다음과 같이 관계된다.
Figure pat00040
여기에서
Figure pat00041
는 이상적인 상황 (ideal case)에서 플럭스가 자심에서 전파되는 속도이고 f는 주파수(frequency)이다.
변압기의 이차 회로를 묘사하는 [수학식 2]에 대해 생각해 보자. 우변은 두 개의 항으로 되어 있다. 첫째 항은
Figure pat00042
인데 이것은 이차 회로의 전류인
Figure pat00043
와 이차 회로의 자체유도계수(self-inductance)인
Figure pat00044
, 그리고 부하(load)의 임피던스인
Figure pat00045
을 포함한다. 전류
Figure pat00046
는 이차 회로에 흐르는 것이므로, 첫째 항은 이차 회로의 전류와 임피던스에 의한 전압 강하(voltage drop)를 나타낸다.
그러나 둘째 항인
Figure pat00047
는 일차 회로의 전류인
Figure pat00048
와 상호유도계수(mutual inductance)에 의한 전압을 나타낸다. 일차 회로의 전류인
Figure pat00049
로부터 발생한 일차 코일에서의 플럭스인
Figure pat00050
가 이차 코일에서의 전압 생성에 영향을 미치기 위해서는 코어를 통하여 전파되어야 한다. 플럭스
Figure pat00051
가 전파되면, 감쇠와 위상 변화가 일어나게 되고, 따라서 이차 코일에 도달한 플럭스인
Figure pat00052
는 다음과 같이 표현된다. 여기서 문자 s는 "이차(secondary) 코일"의 위치를 의미한다.
Figure pat00053
그 후, 플럭스
Figure pat00054
는 상호유도(mutual induction) 작용에 의해 이차 코일에 전압
Figure pat00055
를 형성한다.
Figure pat00056
이차 회로에서의 전류
Figure pat00057
는 이차 회로의 임피던스와 전압
Figure pat00058
에 따라 다음과 같이 결정된다.
Figure pat00059
여기서
Figure pat00060
는 다음과 같이 정의된다.
Figure pat00061
[수학식 10]은 이차 코일에서의 전압
Figure pat00062
가 상호유도 작용에 의하여 전류
Figure pat00063
와 관계됨을 말하고 있다. 비록 전류는 자심을 통해 흐르지는 않지만, 전류
Figure pat00064
가 이렇게 표현된 것은 마치 전류
Figure pat00065
가 플럭스가 겪은 것과 같은 감쇠와 위상 변화가 있는 것을 나타내는데, 이것은 이차 코일의 전압
Figure pat00066
의 형성에 일차 회로의 전류가 어떻게 영향을 미치는지를 표현한 것이라고 볼 수 있다. 계수
Figure pat00067
은 이차 회로의 전류
Figure pat00068
와 감쇠와 위상 변화를 겪은 일차 회로의 전류
Figure pat00069
와의 비를 나타낸다.
비록 전류는 코어에서 흐르지 않지만, 일차 회로의 전류
Figure pat00070
와 일차 코일에서 순방향으로 가는 플럭스
Figure pat00071
는 [수학식 4]에 의하여 서로 관계되므로, 일차 회로의 전류
Figure pat00072
를 이차 회로에 적용할 때에 플럭스가 겪는 것과 같은 양의 감쇠와 위상 변화가 일어난다고 생각할 수 있다.
그러면, [수학식 11]에 의하여, 이차 회로를 나타내는 수식은 다음과 같이 변해야 한다.
Figure pat00073
위 수식이 기존의 [수학식 2]와 틀린 것을 주의하자. [수학식 2]에서의 일차 회로의 전류
Figure pat00074
대신에, 위의 [수학식 13]에서는 일차 회로의 전류가 감쇠와 위상 변화를 가진 것을 표현한 것인
Figure pat00075
가 사용되었다.
그러면 이제 변압기의 일차 회로를 묘사하는 [수학식 1]에 대해 생각해 보자. 일차 코일에서의 전압인
Figure pat00076
은 두 전압의 합으로 표현되었다. 그것들은 자체유도에 의한 전압인
Figure pat00077
과 상호유도에 의한 전압인
Figure pat00078
이다.
자체유도에 의한 전압은 일차 회로의 전류인
Figure pat00079
와 관계되어 있으므로 이차 회로와 관계가 없다. 따라서, 자체유도에 의한 전압
Figure pat00080
에 있는 전류인
Figure pat00081
는 자심을 통과하는 플럭스가 겪는 크기나 위상의 변화를 겪지 않는다.
그러나 상호유도에 의한 전압의 표현인
Figure pat00082
는 이차 회로의 전류
Figure pat00083
와 관계한다. 비록 코어에서 직접적인 전류가 흐르지는 않더라도, 이차 회로에 흐르는 전류인
Figure pat00084
는 이차 코일에서 다음과 같이 역방향의 플럭스
Figure pat00085
를 발생시킨다. 여기서 아래 첨자 b는 이차 코일에서 일차 코일 방향으로의 역방향(backward direction)을 의미한다.
Figure pat00086
위 수식으로부터, 이차 코일에서 반사된 플럭스
Figure pat00087
와 이차 코일에 도착한 플럭스인
Figure pat00088
와의 비가
Figure pat00089
임을 알 수 있다.
이 플럭스
Figure pat00090
는 일차 코일 쪽으로 가게 되어 일차 코일에서
Figure pat00091
가 된다. 역방향 플럭스
Figure pat00092
가 이차 코일로부터 일차 코일로 가게 될 때, 순방향으로 가던 플럭스가 겪은 것과 같은 양의 감쇠와 위상 변화를 가지게 된다.
Figure pat00093
플럭스
Figure pat00094
는 일차 코일에서 전압
Figure pat00095
를 발생시킨다.
Figure pat00096
일차 코일에서의 전압
Figure pat00097
은 다음과 같다.
Figure pat00098
일차 코일에서의 전압을 묘사한 전통적인 [수학식 1]과는 틀리게, 위 식에서는 유도된 전압
Figure pat00099
가 [수학식 1]에서 표현된
Figure pat00100
과 달리
Figure pat00101
로 표현된다.
따라서, [수학식 1]에서의 전류
Figure pat00102
는 역방향으로 가는 플럭스가 겪는 감쇠와 위상의 변화를 포함하도록
Figure pat00103
로 변화되어야 한다.
Figure pat00104
다시 말하여, 플럭스가 겪는 감쇠와 위상 변화가 새로운 수식에서는 반영된 반면, 전통적으로 내려오던 변압기 수식에서는 그것이 반영되지 않았다. 이차 회로의 전류
Figure pat00105
는 일차 코일에서의 전압을 즉시로 유도할 수 없다. 이차 코일로부터 오는 플럭스가 일차 코일에 도달한 후에야 그 플럭스는 일차 코일의 전압을 유도할 수 있다. 인수
Figure pat00106
는 플럭스가 자심을 통과할 때 겪는 변화를 효과적으로 표현한다.
[수학식 17]은 일차 회로의 전류
Figure pat00107
를 발견하기 위하여 다음과 같이 쓰여질 수 있다.
Figure pat00108
Figure pat00109
위 수식은 일차 회로의 전류가 두 부분의 합인 것을 나타낸다. 첫 항은 전원 전압(source voltage)
Figure pat00110
가 일차 회로의 임피던스로 나누어진 것이고, 두 번째 항은 이차 전류
Figure pat00111
와 관계된다.
[수학식 17]로부터, 임피던스
Figure pat00112
을 제외한 회로의 임피던스
Figure pat00113
는 다음과 같이 된다.
Figure pat00114
위 수식은 전통적인 [수학식 3]과 틀린데, 위 수식에서는 우변의 둘째 항에 인수
Figure pat00115
가 있다. 임피던스
Figure pat00116
는 상대위상인
Figure pat00117
에 의존한다. 따라서, 임피던스는 상대위상을 제어함으로써 조절될 수 있다. 만약 상대위상
Figure pat00118
를 원하는 값으로 변화시킬 수 있다면, 위 수식의 둘째 항에 따르면 전체 변압기 회로의 임피던스의 위상은 상대위상
Figure pat00119
에 의하여 조절된다. 그리고 회로의 임피던스
Figure pat00120
는 그에 따라서 결정된다.
주목할 만한 경우는 변압기 회로의 임피던스의 위상이 조절되어서 역률이 0이 된 경우이다. 다시 말하여, 전원이 일차 코일에 공급하는 유효전력이 0이라는 것이다. 이러한 역률이 0이 되는 경우가 가능한 것은, 이차 코일로부터 오는 플럭스가 그 위상이 변화된 이차 회로의 부하에 관한 정보를 일차 코일에 전달하기 때문이다. 마치 이차 회로에는 리액티브한 부하만 있다고 정보를 전달하는 것이다. 물론, 이차 회로에는 실제로 저항이 부하로 있을 수 있다. 그러나 플럭스가 자심을 통과하면서 위상이 변하기 때문에, 일차 코일은 변화된 위상을 "보고" "속게" 된다.
따라서, 전원이 일차 코일에 역률이 0인 전력을 공급한다고 하더라도, 이차 코일은 일차 코일로부터 오는, 위상이 변화된 플럭스를 받아 이차 회로의 부하에 따라서 이차 회로의 기전력 (emf)과 전류를 생성하게 된다.
물론 임피던스
Figure pat00121
을 포함한 회로의 임피던스
Figure pat00122
는 다음과 같이 된다.
Figure pat00123
임피던스
Figure pat00124
는 변압기의 일차 코일에서의 임피던스
Figure pat00125
에 전원과 직렬로 연결된 임피던스
Figure pat00126
을 더한 것이다. 이후 본 발명을 설명할 때 우리는 변압기의 일차 코일에서의 임피던스를 예로 들어 언급하겠다. 그러나 이후에 설명되어 있는 그 원리들은 일차 회로에 있는 임피던스인
Figure pat00127
을 포함한 임피던스에도 똑같이 적용될 수 있다.
나. 전력
일차 코일에서의 유효전력
Figure pat00128
는 다음과 같다.
Figure pat00129
여기서
Figure pat00130
는
Figure pat00131
의 위상이다.
[수학식 13]으로부터 이차 코일에서의 전압
Figure pat00132
는 다음과 같다.
Figure pat00133
부하에서의 유효전력
Figure pat00134
은 다음과 같다.
Figure pat00135
일차 코일에서의 유효전력이 상대위상
Figure pat00136
에 의존하는 반면, 부하에서의 유효전력은 그것에 의존하지 않음을 주지할 필요가 있다.
일차 코일에서의 전력과 부하에서의 전력차이
Figure pat00137
는 다음과 같다.
Figure pat00138
다음과 같은 조건이 만족된다면 전력차이
Figure pat00139
는 양의 값을 가진다.
Figure pat00140
다시 말하여, 위의 조건이 만족된다면, 일차 코일에서의 유효전력보다 부하에서 소모되는 유효전력이 더 많아진다.
위에서 계산된 전력
Figure pat00141
는 코어에서 발생하는 손실 (core losses)이나 줄 손실 (Joule losses)와 같은 손실을 포함하지 않는다. 일차 코일에서의 전력
Figure pat00142
는 부하에서 소모되는 전력에 대응하는 부분 (counterpart)이다. 따라서 일반적으로 ACRF로부터 일차 코일에 공급되는 유효전력의 실제 측정치를
Figure pat00143
이라고 한다면 그것은 전력
Figure pat00144
보다 다른 손실에 따른 전력
Figure pat00145
만큼 클 것이며 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00146
따라서 실제적인 문제에 있어서의 일차 코일에서의 전력과 부하에서의 전력의 차이는
Figure pat00147
으로 나타내어진다.
다음으로, 본 발명의 실시 예에 따른 여러 형태의 자심을 가진 전력 발전 변압기 시스템과 그것의 역률 개선 방법 및 전력 공급기로서의 역할을 포함하는 전력 발전 변압기 시스템, 그리고 전력 발전 변압기 시스템의 블록도에 대해 상세히 살펴본다.
가. 변압기 자심의 형태
도 2는 변압기의 물질로 이루어진 자심이 폐루프(closed loop) 형태인 경우의 일 예를 도시한 도면이다.
지금까지 위의 이론을 전개함에 있어서 변압기의 자심은 도 2에서와 같이 하나의 폐루프(closed loop) 형태를 지닌 경우에 대한 것이다. 그러나 공기가 아닌 어떤 물질로 이루어진 변압기의 자심의 부분이 개루프(open loop)의 형태를 지닌 경우에는 어떻게 될지 생각해 볼 필요가 있다. 여기서 실제 코어는 공기를 포함하고 있으므로 이러한 경우도 플럭스의 경로는 폐루프를 이룬다. 그러나 공기가 아닌 어떤 물질로 이루어진 자심 부분의 형태를 구분하기 위하여 편의상 공기가 아닌 물질로 이루어진 자심의 부분을 개루프인지 폐루프인지로 구분하기로 한다.
또한 여기서 공기라 함은 일반적인 공기(air)를 말할 뿐 아니라 변압기의 자심을 이루는 "공기"가 아닌 물질 외에 변압기의 플럭스의 경로를 이루는 매체(medium)를 총칭한다. 예를 들어 PGTS가 우주 공간에 놓여있다면 여기서의 "공기"는 진공을 의미한다.
도 3은 변압기의 물질로 이루어진 자심이 개루프(open loop) 형태인 경우의 일 예를 도시한 도면이다.
예를 들어 도 3에서와 같이 자심이 길이가
Figure pat00148
인 막대(bar) 형태라고 하자. 여기서 자심에서의 위치를 x좌표로 표시하고 자심의 끝부분의 위치를 (x = 0) 이라고 하자. 그러면 끝부분으로부터 거리가 (
Figure pat00149
)만큼 떨어져 있는 자심의 중앙 부분의 좌표는 (
Figure pat00150
)이다. 그리고 예를 들어 막대의 중간에 일차 코일과 이차 코일이 같이 감겨 있다고 하자.
먼저 일차 회로의 전류 i p 에 의해 일차 코일에서 이차 코일로 가는 플러스
Figure pat00151
가 발생한다.
Figure pat00152
그런 경우, 일차 코일에서 발생한 플럭스
Figure pat00153
은 이차 코일이 같은 위치에 감겨 있으므로 즉시로 이차 코일로 가게 된다. 그러나 이러한 시간 순서대로 이론을 전개하는 것보다는 시간이 지나면서 자심의 좌우에서 반사되는 파들을 다 모아서 합친 파를 이차 코일로 보내는 계산이 더욱 간편하므로 그러한 방법을 따르도록 하자.
이제 일차 코일에서 발생한 플럭스는 자심을 통해 자심의 오른쪽 끝부분으로 가게 된다. 플럭스는 거리 (
Figure pat00154
)만큼 이동하면서 감쇠와 위상의 변화를 겪어서 자심의 끝부분 위치 (x = 0)에서의 플럭스
Figure pat00155
는 다음과 같이 된다.
Figure pat00156
거기서 플럭스
Figure pat00157
는 반사(reflection)되어 다시 코일의 중앙으로 왼쪽으로 오는 반사파
Figure pat00158
가 생긴다.
Figure pat00159
여기서
Figure pat00160
는 반사계수로서 그것은 자심의 물질과 공기의 내재임피던스(intrinsic impedance)들과 관계된다. (B. I. Bleaney, B. Bleaney, Alternating Current Theory, In Electricity and Magnetism, 2nd ed.; Oxford Univ. Press: London, England, 1965; p 241.) 자심의 끝부분에서 반사가 일어날 뿐 아니라 투과가 일어나기도 하지만 여기서는 투과하는 파형의 크기는 작다고 생각하고 무시하기로 한다.
그와 같이 반사된 플럭스
Figure pat00161
는 중앙의 위치(
Figure pat00162
)에 오면서 다음과 같은 플럭스
Figure pat00163
가 된다.
Figure pat00164
또한 그것은 자심 왼쪽 끝부분
Figure pat00165
로 가면 다음과 같이 된다.
Figure pat00166
왼쪽 끝부분
Figure pat00167
에서 이 플럭스는 다시 반사되어 오른쪽 방향으로 진행하는 플럭스
Figure pat00168
를 발생시킨다.
Figure pat00169
그것은 중앙의 위치로 오면 다음과 같이 된다.
Figure pat00170
위와 같이 자심의 오른쪽 끝부분과 왼쪽 끝부분에서 반사가 일어나는 과정이 무한히 반복되어지므로, 중앙의 일차 코일에서의 플럭스
Figure pat00171
은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00172
여기서 K는 반사계수
Figure pat00173
와 자심의 길이
Figure pat00174
, 그리고 감쇠 상수
Figure pat00175
와 상대위상
Figure pat00176
에 관계되며 다음과 같다.
Figure pat00177
여기서,
Figure pat00178
는 K의 위상이다.
또한 플럭스
Figure pat00179
는 일차 코일의 위치에서 이차 코일로 전달되는 플럭스
Figure pat00180
이다.
Figure pat00181
또한 이 플럭스
Figure pat00182
에 의한 일차 코일의 전압
Figure pat00183
는 다음과 같이 결정된다
Figure pat00184
우리의 예에서는 이차 코일이 일차 코일과 같은 위치에 감겨져 있으므로, 플럭스
Figure pat00185
는 감쇠가 거의 없이, 또한 위상의 변화가 없이 이차 코일로 전달되어 플럭스
Figure pat00186
가 된다.
Figure pat00187
플럭스
Figure pat00188
는 상호유도 작용에 의해 이차 코일에 전압
Figure pat00189
를 형성한다.
Figure pat00190
만약 플럭스의 반사가 없었다면
Figure pat00191
에 의한 이차 코일의 전압
Figure pat00192
는
Figure pat00193
일 것이지만, 플럭스가 자심의 양쪽 끝에서 무한히
Figure pat00194
만큼 반사되어 위 수식에서 인수 K를 가지고 있는 것을 알 수 있다.
이차 회로의 전류
Figure pat00195
는 다음과 같이 결정된다.
Figure pat00196
여기서
Figure pat00197
은 이미 앞에서 정의된 바 있다.
또한 이차 코일이 있는 중앙에서는 역방향의 플럭스
Figure pat00198
이 형성된다.
Figure pat00199
또한 이 플럭스는 일차 코일로 오게 되는데 이 때 플럭스
Figure pat00200
이 겪은 것과 같이 자심 끝들에서 반사되어 오는 파와 합쳐서 다음과 같이 이차 코일에서의 플럭스
Figure pat00201
가 되고 그것은 감쇠가 거의 없고 위상의 변화가 없이 일차 코일에서의 플럭스
Figure pat00202
가 된다.
Figure pat00203
플럭스
Figure pat00204
는 일차 코일에서 전압
Figure pat00205
를 발생시킨다.
Figure pat00206
일차 코일에서의 전압
Figure pat00207
은 다음과 같이 된다.
Figure pat00208
임피던스
Figure pat00209
을 제외한 회로의 임피던스
Figure pat00210
는 다음과 같다.
Figure pat00211
이 경우에도 임피던스가 상대위상
Figure pat00212
에 의존한다.
일차 코일에서의 전력
Figure pat00213
는,
Figure pat00214
부하에서의 유효전력
Figure pat00215
은 다음과 같다.
Figure pat00216
전력 차이
Figure pat00217
는 다음과 같다.
Figure pat00218
전력 차이는 다음의 조건이 만족되면 양수가 된다.
Figure pat00219
여기서 K는 다음과 같이 표현된다.
Figure pat00220
여기서
Figure pat00221
은 반사계수
Figure pat00222
의 위상이다.
또한 반사계수
Figure pat00223
는 다음과 같다.
Figure pat00224
여기서
Figure pat00225
과
Figure pat00226
는 각각 자심의 물질과 공기의 내재임피던스이며 다음과 같이 정의된다.
Figure pat00227
Figure pat00228
여기서
Figure pat00229
과
Figure pat00230
는 각각 자심의 물질과 공기의 투자율이고,
Figure pat00231
과
Figure pat00232
는 각각 자심의 물질과 공기의 도전율(conductivity)이고,
Figure pat00233
과
Figure pat00234
는 각각 자심의 물질과 공기의 유전율이다.
일반적으로 보통 반사계수의 크기
Figure pat00235
는 1보다 작으므로 다음과 같다고 하자.
Figure pat00236
따라서
Figure pat00237
이고, 주파수를 조절하여 상대위상
Figure pat00238
를 임의의 원하는 값으로 제어할 수 있으므로,
Figure pat00239
가 가질 수 있는 값은 복소 평면 위에서 반지름의 크기가 1보다 작은 원을 그리게 되어 다음과 같이 표현할 수 있다.
Figure pat00240
여기서
Figure pat00241
는 A의 위상이다.
K의 분모를 다음과 같이 표시하자.
Figure pat00242
여기서
Figure pat00243
는 B의 위상이다.
도 4는 복소평면에서 K의 분모의 값들이 원을 이룸을 도시한 도면이다.
K의 분모인 B가 가질 수 있는 값은 복소평면 위에서 도 4에서와 같이 원으로 나타내어진다.
따라서
Figure pat00244
가 가질 수 값의 범위는 다음과 같다.
Figure pat00245
또한 B가 가질 수 있는 위상의 최대값
Figure pat00246
와 최소값
Figure pat00247
는 각각 1사분면과 4사분면에 있게 된다. 그러면
Figure pat00248
이므로, K의 위상
Figure pat00249
도 1사분면과 4사분면에 있게 된다. 또한 K의 크기는 다음을 만족한다.
Figure pat00250
여기서 다음과 같은 크기의
Figure pat00251
를 선택한다고 하자.
Figure pat00252
Figure pat00253
는 상대위상과 관계가 없으며 회로의 부하와 이차 코일의 자체유도계수 그리고 상호유도계수와 관계가 있다. 만약 부하
Figure pat00254
이 저항값으로서 실수라면 주파수가 높을 때에는
Figure pat00255
는 0으로 수렴하므로 다음과 같이 가정하자.
Figure pat00256
그러면, 전력 차이
Figure pat00257
가 양수일 아래의 조건은 다음과 같이 된다.
Figure pat00258
위의 조건을 만족시키는 한 예를 들기 위해, 만약
Figure pat00259
가 4사분면에 있는 음의 각으로 크기가
Figure pat00260
보다 작은 각이라고 하자.
Figure pat00261
그러면 다음을 만족한다.
Figure pat00262
그 두 값의 비 D를 다음과 같이 정의하자.
Figure pat00263
그러면 전력 차이를 양으로 만드는 조건은 다음과 같이 된다.
Figure pat00264
그런데, 만약 부하
Figure pat00265
이 저항값으로서 실수라면
Figure pat00266
은 높은 주파수에서는 다음과 같다.
Figure pat00267
따라서, 전력 차이를 양으로 만드는 조건은 다음과 같이 된다.
Figure pat00268
여기서 c는 일차 코일과 이차 코일 간의 결합계수 (coupling coefficient)이다. 따라서, 만약 다음과 같은 조건이 만족한다면, 전력 차이를 양으로 만드는 경우가 지금 우리가 든 예에서 존재한다.
Figure pat00269
그런데 일반적으로 결합계수는 1에 가까운 값이고,
Figure pat00270
와 D는 1보다 큰 값들이므로, 위와 같은 조건을 만족시키는 것은 어렵지 않다. 따라서 개루프 형태의 막대 자심을 가진 변압기에서도 전력 차이를 양으로 만들 수 있다.
지금까지 자심이 막대 모양의 개루프의 형태를 가진 변압기의 한 예를 들어서 그것의 임피던스와 전력이 어떻게 상대위상에 의존하는가를 보았다. 다른 형태의 폐루프나 개루프의 형태의 자심을 가진 변압기에서도 위와 같은 과정, 즉 플럭스가 자심을 통과하면서 위상이 변하는 것을 감안하여 적절한 수식을 전개할 수 있다. 따라서 개루프나 폐루프의 형태의 자심을 가지고 또한 일차 코일과 이차 코일이 특정한 곳에 위치한 다양한 변압기에서도 임피던스와 전력이 상대위상에 어떻게 변하는가를 알 수 있게 되어 그러한 모든 변압기에 본 발명의 원리가 적용된다.
나. 전력 발전 변압기 시스템 ( PGTS )에서의 역률 개선
전력의 계산에서 피상전력(apparent power, 심볼은 S), 유효전력(active power, 심볼은 P), 그리고 무효전력(reactive power, 심볼은 Q)는 다음의 관계를 가진다.
Figure pat00271
유효전력 P와 피상전력 S간의 위상각이 θ일 때, 역률은 cosθ가 되며 다음과 같다
Figure pat00272
또한, 여기의 각도 θ는 그 회로에서의 전류의 위상과 전압의 위상과의 차이가 된다.
일반적으로, 기존의 역률개선(power factor correction)은 무효전력의 크기를 최소화하여 역률을 최대로 하기 위한 것이다.
도 5는 교류 전력 삼각형과 역률 개선 방법의 일 예를 도시한 도면이다.
도 5를 참조하면, P는 유효전력이고, S1과 Q1을 각각 역률개선 전의 원래의 피상전력과 무효전력이라고 하자. 이 경우 전력 공급기 (power supply)는 피상전력 S1을 공급한다. 이때 회로에 무효전력 Qc를 더하여 무효전력이 Q2로 변하게 되면, 그에 따라 피상전력은 S2와 같이 변하게 되며 이때에 전력 공급기가 더 적은 양의 피상전력을 공급하게 되므로 바람직한 방향의 변화가 되어 역률개선이 되는 것이다.
역률개선이 되게 하는 방법은 여러 가지가 있다: 수동적 역률개선(passive power factor correction)이 있고 능동적 역률개선(active power factor correction)이 있으며, 또한 역동적 역률개선(dynamic power factor correction) 등이 있다. 비록 이 발명에서 제시하고 있는 TC의 역률개선을 위하여 그러한 모든 방법을 사용할 수는 있지만, 본 발명의 개념을 보이기 위해서 매우 간단한 예를 들어 설명하겠다.
예를 들어, 가장 간단한 역률개선 방법은 축전기(capacitor)나 유도자(inductor)와 같은 수동적인 리액티브(reactive) 부품(들)을 더하여 전체적으로 반응저항(reactance)을 줄이는 것이다.
그렇게 되면, 더하여진 리액티브 부품(들)은 부하 쪽에서 필요한 무효전력을 공급하게 된다. 이와 같이 하여, 전력 공급기는 불필요한 부하 쪽의 무효전력을 공급할 필요가 없게 되어 피상전력이 줄어들 수 있게 된다.
교류 회로에서, 유효전력은 전압과 전류 파형(wave)들의 곱을 한 주기 동안 적분한 것의 평균값으로 주어진다. 만약 임피던스가 임피던스 복소평면에서 1사분면이나 4사분면에 있게 된다면, 그 적분 값은 양의 값을 가지게 되어 전력은 소모되게 된다.
그러나 만약 임피던스를 2사분면이나 3사분면에 놓을 수 있게 된다면, 그 적분 값은 음의 값을 가지게 되어 전력은 생성되게 된다. 그러한 경우에는 역률은 음의 값을 가지게 되어 전력은 전원 쪽으로 흘러들어오게 된다.
[수학식 21]을 포함한 변압기 회로의 새로운 수식들은 변압기 회로의 임피던스가 임피던스 복소평면의 2사분면이나 3사분면에 위치하는 것이 가능토록 한다. 임피던스는 상대위상
Figure pat00273
를 제어함으로써 조절될 수 있다.(Aquila H. Lee, Hijung Chai, and Won Don Lee, "An exploration of the phase dependency of a transformer circuit," Proceedings of the 2019 IEEE Eurasia Conference on IOT, Communication and Engineering (ECICE), Yunlin, Taiwan, October 3-6, 2019.) (Aquila H. Lee, Hijung Chai, and Won Don Lee, "Case studies of the impedance adjustment with phase control in a transformer circuit," Proceedings of the 2019 IEEE Eurasia Conference on IOT, Communication and Engineering (ECICE), Yunlin, Taiwan, October 3-6, 2019.)
상대위상
Figure pat00274
를 제어할 수 있는 한 가지 방법은 변압기로 들어가는 주파수를 변화시키는 것이다. 그러면 TC의 임피던스는 [수학식 21]이나 [수학식 47]과 같은 수식에 의하여 조절된다.
위의 수식을 이용하여 임피던스를 조절하는 PGTS를 이루는 많은 구성(configuration)이 있을 수 있다. 일반적으로 PGTS의 기본적인 구성은 ACRF와 TC로 이루어진다. 그러나 그 외에도 PCT특허출원번호 PCT/KR2017/014540에 기재된 대로 "감지 제어 장치(monitoring control unit)", "크기와 위상 조절기(amplitude and phase adjustment)", 그 외의 다른 구성요소들이 필요에 따라 첨가될 수 있다.
비록 위에서 언급한 PCT특허출원번호 PCT/KR2017/014540에 기록된 모든 구성들에서 역률개선을 이룰 수 있지만, 여기서는 TC의 임피던스 조절과 관련한 역률개선의 개념을 표현하기 위하여 가장 간단한 구성을 사용하여 설명할 것이다.
도 6은 PGTS의 구성의 일 예를 도시한 도면이다.
도 6을 참조하면, PGTS의 부하는 TC의 변압기의 이차 회로쪽 뿐 아니라 일차 회로 쪽에도 있을 수 있다. 부하는 교류 기기이거나 직류 기기들일 수 있다. 만약 부하가 직류 기기라면, TC에 교류를 직류로 바꾸는 정류기와 필터가 필요하다. 따라서, 여기서 말하는 TC는 부하가 직류 기기인 경우, 필요한 정류기와 필터를 포함한 것을 말한다. 설명을 간단히 하기 위하여 우리는 여기서 부하가 TC의 변압기의 이차 회로 쪽에 있을 경우만을 생각한다.
TC의 임피던스는 TC의 변압기의 일차 회로의 코일에서 측정하는 임피던스이지만, 실상 TC의 변압기의 일차 회로 이전에 ACRF에서 교류나 펄스가 생성된 후의 특정한 어느 곳을 정하여 임피던스를 측정하여 원하는 상대위상을 주는 주파수와 그 외의 것을 결정해준다고 하여도 PGTS의 원리는 그대로 적용된다. 편의상 설명을 위하여 우리는 TC의 변압기의 일차 회로의 코일이 있는 지점을 임피던스와 위상을 재는 곳으로 삼아 설명하겠다.
전기 공학에서 역률개선은 잘 알려진 이론이다. 그러나 전통적인 역률개선은 역률이 0과 1 사이에 있을 때, 곧 임피던스가 임피던스 복소평면의 1사분면이나 4사분면에 있는 때를 다룬다.
예를 들어 TC의 임피던스의 위상이 89도라면, 유효전력은 0에 가까운 양의 값을 가진다. 그 유효전력이 매우 작은 크기의 양의 값을 가지는 이유는 전류의 진폭이 작아졌기 때문이 아니라, 전압과 전류의 위상의 차이 때문이다. 비록 유효전력이 작아졌다 할지라도, ACRF는 큰 진폭을 가진 전류를 생성해야 한다. 따라서, ACRF는 불필요하게 비효율적이 된다. 그것이 바로 우리가 PGTS에서 역률개선이 필요한 이유이다.
TC의 임피던스는 임피던스 복소평면의 2사분면이나 3사분면에 위치할 수 있고, 그렇게 되면 역률이 음의 값을 가진다. 그 경우, TC의 임피던스의 위상이 90도와 270도 사이에 있게 되므로 TC의 변압기의 일차 코일에서의 유효전력은 음의 값을 가지게 된다.
전통적인 환경에서도 역률이 음의 값을 가지게 되어 0과 (-1) 사이에 있을 수 있다. 예를 들어 태양광 발전 시스템이 잉여의 전력을 전력 공급처로 되돌려 줄 때 역률이 음의 값이라고 말할 수 있다. 그러나 그 경우는, 태양광 발전 시스템을 전력 공급기로 생각하면 역률은 양의 값이 된다. 그러나 이와 달리 PGTS에서는 플럭스가 자심을 통과하면서 생기는 위상의 변화에 따른, 진실로 음의 값을 가지는 역률이 생긴다.
도 7은 역률이 음의 값을 가질 때의 교류 전력 삼각형의 예를 도시한 도면이다.
도 7을 참조하면, 유효전력이 음의 값을 가지고 무효전력이 유도성 (inductive)이므로, 임피던스는 임피던스 복소평면의 2사분면에 위치한다. 역률개선에 의하여 무효전력은 Q1으로부터 Q2가 된다. 역률개선기(power factor corrector)의 무효전력 Qc의 크기를 무효전력 Q1과 같게 만들면 결과적으로 무효전력 Q2는 0이 된다.
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 역률개선기를 포함하는 PGTS의 한 가지 구성도의 예를 도시한 도면이다.
도 8을 참조하면, 점선으로 표기된 부분이 TC에 해당한다. 구성도를 간단히 하기 위하여 TC로부터 ACRF로 가는 선택적인 피드백은 이미 PCT 특허출원번호 PCT/KR2017/014540에 설명이 있으므로 생략하였다. 수동적 역률개선기는 한 개(또는 그 이상)의 반응저항(reactive) 부품으로 이룰 수 있다. 그 외 능동적(active) 역률개선기, 또는 역동적(dynamic) 역률개선기가 있을 수 있는데, 그런 경우 TC의 임피던스나 전력에 관한 정보를 얻기 위해 TC로부터의 피드백이 필요한 경우도 있다. 도 8은 그러한 피드백이 필요한 경우를 그린 것이다.
피드백이 필요한 경우 TC의 임피던스에 관한 정보는 도 8에서 보는 바와 같이 TC의 변압기의 일차 회로 쪽으로부터 올 수 있다. 예를 들어 그러한 정보는 변압기의 일차 코일에서의 실효 (rms, root-mean-square) 전압
Figure pat00275
과 일차 회로의 실효전류
Figure pat00276
, 그리고 변압기의 유효전력
Figure pat00277
일 수 있는데, 왜냐하면 그것들에 의해 TC의 임피던스
Figure pat00278
의 크기
Figure pat00279
와 위상
Figure pat00280
는 다음과 같이 결정되기 때문이다.
Figure pat00281
Figure pat00282
TC의 임피던스나 위상에 관한 정보는 TC의 다른 부분으로부터도 얻을 수 있다. 예를 들어 플럭스가 자심을 통과할 때 일어나는 감쇠와 위상의 변화의 정도를 알고 있다면, 변압기의 이차 회로 쪽으로부터 정보를 얻어서 [수학식 21]에 근거하여 변압기의 일차 코일 쪽에서의 TC의 임피던스를 계산할 수 있다. 그러한 경우에는 도 8에서의 피드백 루우프 (feedback loop)가 그에 맞게 바뀌어야 한다.
TC의 임피던스에 관한 정보를 얻어 변압기의 이차 회로 쪽인 TC의 내부 또는 다른 어떤 곳에라도 역률개선기를 위치시킬 수도 있다. 따라서 역률개선기는 TC의 어느 위치에서 그것의 임피던스에 관한 정보를 얻든지간에 변압기의 일차 회로나 그 외 PGTS의 다른 곳에 위치할 수 있다.
역률 또한 TC의 일차 회로에서의 것이 아니라 다른 곳에서의 역률을 개선할 수도 있다. 예를 들어, 도 1에서 A 지점, 곧 교류가 생성된 지점에서의 역률을 개선하여 그 지점에서의 무효전력을 최소로 만들어줄 수도 있다.
PGTS에서 역률개선이 필요한 경우를 들어보자.
1) PGTS에서 ACRF는 TC가 작동하기에 필요한 전력을 공급한다. W를 ACRF가 TC에 파형을 공급하기 위해 필요로 하는 회로가 소모하는 유효전력이라고 하자. W는 TC에 공급되는 전력을 포함하지는 않는다. 전력차이
Figure pat00283
는 TC의 변압기의 일차 회로로 공급되는 유효전력과 이차 회로에 있는 부하에서의 유효전력의 차이이므로, 많은 경우 그것은 음의 값을 가지지만, [수학식 27]이나 [수학식 51]이 만족되면 그것은 양의 값을 가지게 된다. 전력차이의 값이 충분한 양의 값이 되어 다음을 만족하면 그것은 PGTS가 전체적으로 전력생산을 하게 됨을 의미한다.
Figure pat00284
위의 조건을 만족하는 상대위상의 범위가 있게 되므로 그러한 상대위상의 범위에 맞는 주파수의 범위도 있게 된다. 그리하여 그 주파수 범위 내에 해당하는 주파수를 ACRF가 생성하면 전력생산이 이루어진다.
위 조건이 만족될 때 TC가 소모하는 유효전력은 양의 값을 가질 때도 있고 음의 값을 가질 때도 있다. 만약 이 경우 TC의 역률개선이 이루어져서 무효전력을 0으로 만들면, TC의 유효전력이 양의 값을 가졌을 경우에는 역률은 1이 되고 TC의 유효전력이 음의 값을 가졌을 경우에는 역률은 (-1)이 된다.
2) 만약 TC의 임피던스가 임피던스 복소평면의 2사분면이나 3사분면에 있게 되면, 그때 TC의 유효전력은 음의 값을 가진다. 이 경우 TC의 역률개선이 이루어져서 무효전력을 0으로 만들면, 역률은 (-1)이 된다.
3) 만약 TC의 유효전력이 0인 경우에는 TC의 역률은 0이 된다. TC의 유효전력이 0이 될 수 있는 것은 TC의 변압기의 자심을 통해서 플럭스가 전파될 때 그 위상이 변하기 때문이다. 비록 TC의 변압기의 일차 코일에서는 그 임피던스의 저항값이 없다고 하더라도, 이차 회로로 갔을 때에는 위상이 변하여 저항값이 있게 되어 부하에서는 유효전력이 소모된다. 이 경우에는 역률개선으로 TC의 무효전력을 없애면 ACRF가 공급하는 전류의 크기를 0에 가깝게 만들어 효율을 높일 수 있다. 이 경우에 대한 예는 다음에 있다.
이제 특정한 예를 들어서 설명해 보자. 비록 모든 가능한 PGTS 구성들에서 역률개선을 위해 모든 가능한 역률개선기를 사용할 수 있지만, 본 발명의 개념을 전달하기 위하여 가장 간단한 구성의 예를 사용하여 설명할 것이다.
도 9는 TC를 등가회로로 나타낸 PGTS의 예들을 도시한 도면이다.
도 9(a)는 역률개선기를 포함하지 않은 PGTS의 일 예이고, 도 9(b)는 전기용량(capacitance) C를 가지는 축전기를 병렬로 연결한 역률개선기를 포함한 PGTS의 일 예를 도시한 도면이다. 도 9에서
Figure pat00285
은 유도성 리액턴스(inductive reactance)를 나타내고
Figure pat00286
는 용량성 리액턴스(capacitivie reactance)를 나타낸다.
도 9(a)에 나타난 시스템을 생각해 보자. 여기서 TC의 임피던스
Figure pat00287
를 다음과 같이 표현하였다.
Figure pat00288
여기서
Figure pat00289
는
Figure pat00290
의 위상이고,
Figure pat00291
와
Figure pat00292
는 각각 TC의 변압기의 일차 회로 쪽에서 본 TC의 전기저항값과 반응저항값이다.
[수학식 21]이나 [수학식 47], 또는 그 외의 자심의 형태에 대해 전개한 임피던스의 수식에 의하여 상대위상
Figure pat00293
를 제어함으로써 TC의 임피던스의 위상을 원하는 값으로 조절할 수 있다. 일반성을 잃지 않고, TC의 임피던스가 임피던스 복소평면의 2사분면에 있다고 가정하자. (임피던스가 3사분면에 있을 때에도 같은 원리를 적용하면 된다.) 그러면 TC는 음의 값을 가지는 저항 부하(resistive load)와 유도성(inductive) 부하를 가지고 있다고 볼 수 있다.
이제 축전기를 도 9(b)처럼 연결하였다고 하자. 그러면 역률개선의 원리를 적용하여 TC의 무효전력의 크기를 줄임으로써, ACRF는 효율적이 될 수 있다.
흥미로운 경우는 위에서 언급한 3)의 경우로, TC의 임피던스의 저항값
Figure pat00294
가 0인 경우에 발생한다. 비록 TC의 변압기의 이차 회로 쪽의 부하가 순전히 저항만 있다고 (purely resistive) 할지라도, TC의 임피던스의 위상은 상대위상을 제어함으로써 90도로 될 수 있다.
축전기의 반응저항을 다음과 같이 결정했다고 하자.
Figure pat00295
그러면, 각속도
Figure pat00296
일 때, 공명(resonance)이 일어나고, 그 때에 TC와 축전기가 같이하여 이루어진 부분의 임피던스의 크기가 매우 크게 된다. 그러면 ACRF로부터 흐르는 전류인
Figure pat00297
는 축전기(역률개선기)가 없을 때에 흐르던 전류
Figure pat00298
보다 매우 작은 진폭을 가진다. 이렇게 하여, ACRF는 큰 진폭의 전류를 형성할 필요가 없게 되어 많은 전력을 쓸 필요가 없게 된다. 축전기(역률개선기)는 TC의 유도성 부하(inductive load)가 요구할 때 필요한 전력을 공급하게 된다.
축전기를 사용해 수동적 역률개선을 하지 않고, 다른 방법, 예를 들어 능동적이나 역동적 역률개선을 할 수도 있다. 예를 들어, TC의 변압기가 다이오드(diode)를 사용하는 정류기에 연결이 되면, 다이오드는 비선형 기기이므로, 이 때 능동적 역률개선이 유효할 수 있다. 축전기를 수동형 역률개선기로 사용한 위의 설명은 이 발명의 개념을 설명하기 위한 예일 뿐이다.
PGTS가 전력을 생산하기 전에, 역률개선기는 작동을 위한 전력이 필요하다. 그럴 경우, 대기(stand-by) 전력 공급기가 추가적으로 필요할 수 있다.
TC의 임피던스가 1사분면이나 4사분면에 있을 때의 역률개선도 마찬가지로 생각할 수 있다. 그러면 역률은 0과 1 사이의 값을 가지게 되고 역률개선은 도 5에서 설명된 것과 같이 하면 된다. 그러나 이 경우에도 기존의 역률개선과 틀린 점은, 본 발명의 역률개선은 TC의 변압기의 이차 회로의 부하 쪽이 아니라, 일차 코일 쪽이나 ACRF에서 교류가 생성된 지점에서의 무효전력을 없애고자 하는 데에 있다.
설명한 바와 같이 역률개선을 하게 되면 ACRF는 큰 진폭의 전류를 생성할 필요가 없게 되어 효율적이 된다.
본 발명에서 말하는 역률개선은 기존의 역률개선과 틀리다. 기존의 역률개선은 그것을 변압기에 적용할 때, 플럭스가 자심을 통과하면서 생기는 위상에 대한 고려를 하지 않는다. 따라서 기존의 역률개선의 방법은 변압기 회로의 이차 회로 쪽 부하의 무효전력의 크기를 최소화하기 위한 것이다.
그러나 본 발명에서의 역률개선은 TC의 변압기의 이차 회로 쪽에 있는 부하의 무효전력의 크기를 최소화하기 위한 것이 아니라, TC의 변압기의 일차 코일 또는 ACRF에서 교류가 생성된 지점에서의 무효전력의 크기를 최소화하기 위한 것이다.
또한 본 발명에서의 역률개선은 기존의 역률개선이 역률을 최대값, 곧 1에 가깝게 개선하려고 하는 데에 반하여, 역률의 크기가 1에 가깝도록, 즉 경우에 따라서 역률을 1이 되거나 (-1)이 되게 하는 것이다. 또한 TC의 유효전력이 0인 경우에는 공명을 일으키는 회로를 만들어 ACRF가 공급하는 전류의 크기를 거의 0에 가깝도록 만들 수 있다.
다. 자심에서의 플럭스의 속도가 작은 물질을 사용
일반적으로 PGTS에서 ACRF는 TC에 적당한 주파수의 파형을 생성하여 보내어 TC의 변압기에서 상대위상
Figure pat00299
가 조절되도록 한다.
주어진 변압기 회로에서 상대위상
Figure pat00300
를 조절할 수 있는 방법은 크게 다음과 같은 세 가지 방법을 따로 하거나 조합하여 된다. 자심의 길이의 변화, 주파수의 변화, 그리고 리액티브 부품의 첨가이다. 여기서 자심의 길이는 플럭스가 일차 코일에서 이차 코일로 갈 때의 자심의 길이를 말한다.
그런데 변압기의 물질을 어떤 물질을 쓰는가도 상대위상을 조절하는 데에 관여된다. [수학식 8]에서 보는 바와 같이, 상대위상
Figure pat00301
는 플럭스의 속도와 반비례한다. 플럭스의 속도는 물질의 투자율(permeability)과 유전율(permittivity), 그리고 손실각(loss angle)들에 관계된다.(Nannapaneni N. Rao, Fundamentals of Electromagnetics for Electrical and Computer Engineering, Chapter 5, Illinois ECE Series, available on the web:https://ece.illinois.edu/webooks/nnrao2009/Rao%20Fundamentals%202009%20full%20text.pdf) 따라서 자심으로 쓸 물질을 잘 고름으로써 플럭스가 전파될 때 충분한 위상의 변화가 일어나도록 하는 것은 중요하다.
복소상대유전율(complex relative permittivity)
Figure pat00302
과 복소상대투자율(complex relative permeability)
Figure pat00303
은 그것들의 크기들과 손실각(loss angle), 즉 유전손실각(dielectric loss angle)
Figure pat00304
와 자기손실각(magnetic loss angle)
Figure pat00305
로 각각 다음과 같이 표현된다.
Figure pat00306
Figure pat00307
그러면 자심에서의 속도
Figure pat00308
는 다음과 같다:(Jianfeng Xu et al., Complex Permittivity and Permeability Measurements and Finite-Difference Time-Domain Simulation of Ferrite Materials, IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility, Vol. 52, No. 4, November 2010. pp. 878-887.)
Figure pat00309
여기서
Figure pat00310
는 자유 공간(free space)에서의 빛의 속도이다.
예를 들어 플럭스의 속도는 복소상대유전율의 크기가 클수록 작아진다고 보기 쉬우나, 유전손실각도 속도와 관계가 있으므로 주의가 필요하다.
투자율이 큰 자심을 이용하여 속도를 줄이려고 하면, 자기장(magnetic field) B가 쉽게 포화(saturation)하게 되어 좋지 않다. 주어진 투자율을 높게 하여 속도를 줄이고 동시에 포화가 쉽게 되지 않도록 하려면 코어에 공극(air gap)을 넣으면 된다.(Radoslaw Jez, Aleksander Polit, Influence of air-gap length and cross-section on magnetic circuit parameters, Proceedings of the 2014 COMSOL Conference in Cambridge, September 17 - 19, 2014, Churchill College.) 공극이 있는 코어는 투자율이 낮아지는 효과를 가진다. 그러면 투자율이 높은 코어의 물질 쪽(자심)에서는 필요한 위상의 변화를 가질 수 있고, 코어의 공극에서는 위상의 변화는 거의 없으나 코어의 투자율을 낮추어주는 효과를 가지게 되어 전체적으로는 코어에서 위상의 변화를 가짐과 동시에 포화가 쉽게 되지 않는 효과를 가진다.
또한 유전율, 투자율, 그리고 손실각들 등은 모두 주파수에 따라 변한다. 그리고 손실각이 크면 그만큼 자심에서 손실이 크게 발생하므로 좋지 않다. 이러한 모든 변수를 고려하여 적절한 물질을 자심으로 하여 상대위상을 조절할 수 있도록 하여야 한다.
일반적으로 상대위상
Figure pat00311
의 크기는 [수학식 8]에 의하면 속도에 반비례하므로, 플럭스의 속도가 작아질수록 상대위상은 그만큼 커진다. 자심에서 낮은 속도를 가지는 물질을 선택하면 다른 조건이 동일하다면 상대적으로 상대위상의 크기가 클 것이므로 상대위상을 조절하기가 쉽다. 또는 그러한 물질의 경우 더 낮은 주파수나 더 짧은 자심의 길이로 동일한 상대위상을 가질 수 있다.
라. 무선전력 발전 및 송신 시스템
코어는 꼭 페라이트와 같은 물질일 필요는 없다. 코어가 공기라 할지라도 PGTS에 적용된 원리는 그대로 적용된다. 코어가 공기인 경우, 변압기는 일차 코일과 이차 코일이 서로 따로 떨어져 있을 수 있게 되고 그것은 곧 유도결합(inductive coupling) 방식의 무선전력전송(wireless power transfer)을 하는 기기가 된다.
공기가 코어의 일부인 경우 PGTS로 무선전력전송 시스템을 만들면 전력을 무선으로 전송할 수 있을 뿐 아니라 송신기에서의 전력이 0이거나 또는 음의 값을 가지거나 또는 부하에서 소모되는 전력보다 적도록 만들 수 있다. 다시 말하여 그렇게 하게 되면 그 시스템은 전력발전 및 무선전력전송 시스템이 되는 것이다.
예를 들어, 무선전력전송의 한 방식으로서, 송신하는 일차 코일에서의 전력이 수신하는 이차 코일에 효율이 높게 전달되게 하기 위해 송신 쪽의 일차 회로와 수신 쪽의 이차회로로 이루어진 두 개의 공명 회로(resonant circuit)들 간에 전력이 전달되도록 하는 방법인 자기 공명 커플링(magnetic resonance coupling) 방법이 있다(Stanimir S. Valtchev, Elena N. Baikova, Luis R Jorge, Electromagnetic Field as the Wireless Transporter of Energy, Facta Universitatis Ser. Electrical Engineering, Vol. 25 No. 3, December 2012, pp. 171-181.)(Sam Ben-Yaakov, A primer to wireless power transfer, youtube.com,　 https://www.youtube.com/watch?v=WUppQtV-A48&feature=youtu.be, Sept. 3, 2017.)(Oak Ridge National Laboratory, Wireless Power Transfer, Oak Ridge National Laboratory, youtube.com, https://www.youtube.com/watch?v=Gw6XtzEOlyI, Jul 22, 2013). 이럴 때에 전력이 효율적으로 전달되도록 하는 주파수를 우리가 원하는 상대위상이 일어나는 주파수와 같게 하여주면 전력도 무선으로 효율적으로 전달될 뿐 아니라 원하는 역률을 가지도록 제어할 수도 있다.
그런데 무선전력전송일 경우에도 공기 중에서의 플럭스의 위상은 변한다. 또한 공기 중에서의 전자파(electromagnetic wave)의 속도는 매우 빠르므로 원하는 만큼의 위상 변화가 일어나도록 하는 높은 주파수를 사용하여야 한다. 이런 경우 임피던스는 [수학식 21]에 의해 상대위상
Figure pat00312
로 제어된다.
코어는 공기와 그 외의 물질을 같이 하여 만들 수도 있다. 이미 언급한 것처럼 공극이 있는 경우는 코어가 페라이트와 같은 물질과 공기로 이루어졌다고 볼 수 있다. 그런데 무선전력전송의 경우, 이 공극이 매우 큰 경우에 해당한다.
그런 경우, 일차 코일은 예를 들어 도 3에서 보는 바와 같이 막대 형태의 페라이트로 되어 있는 자심에 감겨 있고, 전력은 무선으로 코어의 공극이 되는 공기를 통해 전파되어 이차 코일로 가게 된다. 또한 이차 코일에서도 공기를 코어로 사용하거나 또는 페라이트와 같은 어떤 물질을 자심으로 사용할 수도 있다.
그와 같은 예는 무선전력송신의 한 방법인 쌍극자 코일 공명시스템(DCRS, Dipole Coil Resonance System)을 들 수 있다.(Changbyung Park, Sungwoo Lee, Gyu-Hyeong Cho, Chun T Rim, Innovative 5-m-off-distance inductive power transfer systems with optimally shaped dipole coils, IEEE transactions on power electronics, Vol.30, No.2, pp. 817-827 2014.) 이 경우 송신 쪽의 자심은 도 3과 같은 막대 형태의 자심에 일차 코일이 감겨 있고, 수신 쪽도 막대 형태의 자심에 이차 코일이 감겨져 있다.
이 경우, 막대 자심을 통해서 플럭스가 전파될 때 위상의 변화가 있게 되고, 자심의 끝에서 반사되어 돌아오는 플럭스가 적게 만들면, 플럭스는 공기 중으로 전파되어 이차 코일 쪽으로 가게 된다. 이 때 공기 중에서 전파되는 플럭스의 속도는 매우 빠르므로 공기 코어(air core)에서의 위상의 변화는 자심에서의 위상의 변화에 비해 크지 않아 많은 경우 무시할 수 있다.
수신부에서는 다시 막대 자심을 통하여 위상의 변화를 겪은 후 이차 코일에 도달하게 된다. 만약 일차 쪽의 막대 자심의 끝에서의 플럭스의 반사를 무시할 수 있고 또한 공기에서 이차 쪽의 막대 자심으로 들어올 때 일어나는 플럭스의 반사와 그 외 코어에서의 반사들을 모두 무시하는 경우에는, 일차 쪽의 막대 자심의 끝에서 플럭스가 공기로 갈 때의 투과계수와 공기에서 이차 쪽의 막대 자심으로 플럭스가 들어올 때의 투과계수를 [수학식 9]에서 수신부의 이차 코일에 도달하는 플럭스에 곱해줘야 할 것이다.
그런 후, 다시 이차 코일에서는 [수학식 14]에서와 같이 반대 방향으로의 플럭스가 형성되고 그것은 이차 회로의 막대 자심을 통하여 위상의 변화를 겪으면서 공기 중으로 전파되어 다시 송신부의 막대 자심 쪽으로 와서 전파되면서 위상변화를 겪은 후, 일차 코일에 도달한다. 다시 말하여, 이와 같은 일련의 과정은 이미 우리가 전개한 바 있는 수식에 의해서 위상의 변화 및 임피던스가 설명되어지므로, 원하는 상대위상을 가지게 하는 적절한 주파수를 사용하여 무선전력송신 및 수신을 하는 시스템을 PGTS로 만들 수 있게 된다.
만약 위와 같은 경우에 어떤 물질로 된 자심 끝부분에서 무시할 수 없는 플럭스의 반사가 있게 되면, [수학식 36]에서와 같이 반사되어 오는 모든 플럭스를 합쳐서 계산하면 된다. 공기 중에서 물질로 된 자심으로 갈 때 일어나는 반사도 마찬가지로 계산하면 된다. 따라서 어떤 형태의 폐루프나 개루프의 자심의 형태를 가진 변압기를 사용하든지, 또한 코어의 어떤 위치에 일차 코일이나 이차 코일이 위치하든지, 본 발명에서 보인 것과 같이 플럭스가 코어를 통하면서 그 크기와 위상의 변화가 일어난 것을 감안하고, 코일이 있는 위치에서 원래의 플럭스와 반사되는 모든 플럭스를 합하여 계산하는 과정을 거치면 정확히 PGTS에서 일어나는 일들을 표현할 수 있게 된다.
이때 페라이트와 같은 어떤 물질을 자심으로 사용하면 플럭스의 속도를 공기에서의 속도보다 낮출 수 있으므로, 전체적으로 너무 높은 주파수를 사용하지 않아도 전력을 전달할 수 있다. 상대적으로 낮은 주파수를 사용하여 무선전력전송을 할 경우에는, 공기 중에서의 위상의 변화는 그것이 물질로 된 자심에서의 위상의 변화보다 훨씬 작은 경우에는 무시할 수 있다. 또한 수신 쪽에서도 어떤 물질을 자심으로 사용하여 필요한 위상의 변화를 얻는 데에 이용할 수 있다. 물론 송신부나 수신부의 한 쪽에서만 혹은 두 쪽 모두에서 어떤 물질을 사용하여 위상의 변화를 꾀할 수도 있다. 이렇게 필요한 상대위상을 얻는 주파수를 무선전력이 송신되는 주파수로 사용하여 무선전력을 꾀할 뿐 아니라 전력 발전기로서도 역할을 할 수 있게 된다.
그러나 이와 같은 하이브리드(hybrid) 형태의 코어, 곧 어떤 종류의 한 개 혹은 그 이상의 물질과 공기를 코어로 하여 전체적인 코어를 형성하는 경우, 전력이 무선으로 잘 공급되도록 반사계수와 투과계수를 적절히 조절할 수 있어야 한다.
자심에서의 플럭스의 속도는 [수학식 82]에 의해 결정되는데 그것은 물질의 투자율과 유전율에 관계되며, 반사계수나 투과계수(transmission coefficient)는 물질의 내재임피던스와 관계되는데 [수학식 54]와 [수학식 55]에서와 같이 그것은 결국 물질의 투자율과 도전율, 그리고 유전율과 관계된다. 그런데 [수학식 82]에서 보는 바와 같이 플럭스의 속도의 제곱은 투자율과 유전율의 곱의 크기에 반비례하고, [수학식 54]에서 보는 바와 같이 도전율을 무시할 경우 내재임피던스의 제곱은 투자율과 유전율의 비에 비례하므로, 상대위상이 제어가 잘 될 수 있도록 플럭스의 속도가 충분히 적으면서도 무선전력전송이 잘 될 수 있는 투과계수를 가지는 물질이 있을 수 있다.
본 발명과 PCT 특허출원번호 PCT/KR2017/014540에서의 모든 원리는 비록 자심이 어떤 물질일 때뿐만 적용되는 것이 아니라, 코어가 공기를 포함한 그 외의 어떤 물질이라 할지라도 동일하게 적용된다. 따라서 본 발명에서 PGTS라고 함은 코어의 일부를 공기로 하는 무선전력 발전 및 송신 시스템과 그 외 모든 종류의 개루프나 폐루프의 자심의 형태에서 동일한 원리로 작동하는 시스템을 포함한다.
마. 변압기를 사용하는 기기들을 PGTS로 변경
다음에서 말하는 원리는 단지 전력을 공급하기 위한 SMPS 뿐 아니라 하프 브리지(half-bridge) 또는 풀 브리지(H-bridge) 형태 또는 그 외의 토폴로지를 가지고 어떤 펄스나 사인파 및 그 외의 파형을 변압기에 넣어 [수학식 14]에서 보는 바와 같이 변압기의 이차 코일에서 역방향으로 가는 플럭스가 발생하는 모든 기기에 적용할 수 있다. 그러나 그런 모든 경우를 대표하여 SPMS를 어떻게 PGTS로 변화시키는가를 하나의 대표적 예로서 설명한다. 다른 종류의 기기들에 대해서도 적용될 수 있는 원리는 그대로 적용된다.
또한 이러한 기기들이 부가적으로 가지고 있는 기능들이 있는 경우 그러한 기능들이 PGTS에 유용하게 쓰일 수 있으면 그러한 기능들을 PGTS에서 쉽게 사용할 수 있는 이점이 있다. 예를 들어 SMPS는 통제된 출력 전압(regulated output voltage)이나 전압강하시 회로폐쇄(Undervoltage-Lockout, UVLO), 그 외의 기능들을 가지고 있는 경우가 있으므로 SMPS를 PGTS로 변경시킬 경우 그러한 기능들을 그대로 사용할 수 있다.
도 10은 출력 변압기를 가진 스위치 모드 파워 서플라이(SMPS)의 일 예를 도시한 도면이다. 피드백 루우프는 선택적인 사양이며 그것은 제어된 출력(regulated output)을 위해 직류 출력 전압의 감지가 필요한 경우에 쓰인다. 입력 전원이 교류인 경우에는, 입력 정류기 및 필터가 필요하지만 직류인 경우에는 필요하지 않다.
도 10을 참조하면, SMPS는 직류나 교류 전원으로부터 직류 부하에 전력을 공급하기 위한 것이다. 그것의 기본적 구성도가 도 10에 있다. 일반적으로, SMPS는 두 가지 종류로 나눌 수 있다. 고립되지 않은 토폴로지(non-isolated topologies)를 가진 경우와 고립된 토폴로지(isolated topologies)를 가진 경우이다. 모든 고립된 토폴로지를 가진 SMPS는 출력 변압기(output transformer)를 가지고 있다. 우리는 이 발명에서 [수학식 14]에서 보는 바와 같이 변압기의 이차 코일에서 역방향으로 가는 플러스가 발생하는 출력 변압기를 가진 SMPS에 대해서 토의하고자 한다.
PGTS와 SMPS를 비교하면, 그것들은 서로 비슷한 기능들을 가진다. 도 10에 나온 SMPS에서 "입력 정류기 및 필터," "인버터 차퍼," 그리고 "차퍼 제어기"가 하는 일은 PGTS의 ACRF의 기능과 비슷하다고 볼 수 있다.
인버터 차퍼 또는 ACRF에서 나오는 파형은 사인파나 펄스나 그 외 여러 형태의 파형일 수 있다. 일반적으로 파형은 여러 주파수를 가진 사인 함수로 이루어진 푸리에 급수(Fourier series)로 표현될 수 있으며 또한 자심의 길이는 파형이 많이 왜곡될 만큼 길지는 않으므로, 어떤 종류의 파형에 대해서도 PGTS를 만들 수 있다. 따라서 도 1에서의
Figure pat00313
는 꼭 사인파가 아니라도 상관없다.
SMPS에서의 출력 변압기는 PGTS의 TC의 변압기에 해당한다. SMPS의 출력 정류기 및 필터는 PGTS에 있는 정류기 및 필터에 해당한다. 따라서 플럭스가 자심을 지나면서 생기는 감쇠와 위상의 변화는 SMPS의 변압기에서도 동일하게 발생한다.
SMPS와 PGTS의 주요한 차이는 SMPS는 부하에 전력을 공급하기 위한 전력 공급기이지만, PGTS는 자체적으로 전력을 생산하여 부하에 전력을 공급하기 위한 것이다. SMPS는 플럭스가 자심을 지날 때 위상이 변화된다는 사실을 이용하지 않지만, PGTS는 그 사실을 이용하여 TC의 역률을 경우에 따라 1 또는 (-1)에 가까운 값으로 만든다.
위에서도 이미 언급하였지만, 통상 SMPS나 그 외의 기기들이 변압기 회로의 이차 쪽의 출력 부하에 대한 역률개선을 하고자 하는 데에 반하여, PGTS는 TC의 변압기의 일차 코일이나 ACRF에서 교류가 생성된 지점에서의 역률을 개선하려고 하는 것이다.
SMPS가 높은 주파수를 사용하는 주요한 이유는 상대위상을 원하는 값으로 제어하기 위한 것이 아니라 사용되는 변압기의 크기를 줄이기 위한 것이다. 또한 대다수의 SMPS의 변압기는 일차 코일과 이차 코일의 자심의 길이가 그것을 지나가는 플럭스가 충분한 위상의 변화를 가지도록 설계되어 있지 않다. 또는 그렇게 되어 있다 할지라도 그러한 위상의 변화를 이용하지 않는다.
만약 SMPS를 PGTS로 개조하고 싶다면, PCT 특허출원번호 PCT/KR2017/014540에 있는 구성도의 여러 부분들을 조합하여 다양한 형태로 개조를 할 수 있으나, 기본적으로 다음의 요소들이 있어야 한다:
1) 상대위상
Figure pat00314
가 필요한 만큼 생길 수 있도록 충분히 높은 주파수를 사용하여야 하고, 경우에 따라서는 그러한 주파수를 변경하여 상대위상
Figure pat00315
를 조절할 수 있도록 하며,
2) 플럭스의 위상이 변화할 수 있는 변압기를 사용하여야 하는데, 그리하기 위해서는 그 변압기의 자심의 길이가 충분하도록 결정해 주거나, 그리고/또는 플럭스의 속도가 느린 물질을 변압기의 자심으로 사용하여 상대위상의 크기가 상대적으로 크게 변하도록 하여 상대위상이 잘 조절될 수 있도록 하여야 한다.
3) 상대위상이 조절되도록 하여 [수학식 77]을 만족하게 하거나,
4) TC의 임피던스가 2사분면이나 3사분면에 오게 하거나,
5) 또는 TC에 의해 소모되는 유효전력이 0이 되도록 해야 한다.
6) 또한 지금까지 설명해 온 역률개선기를 SMPS에 적용하여 그것의 출력 변압기의 이차 회로 쪽의 부하가 아닌, 일차 코일 또는 ACRF에서 교류가 생성된 지점의 역률을 개선하여 효율을 높일 수 있다.
7) 필요한 경우 인버터 차퍼에서 나오는 파형을 사인파로 바꾸어줄 수 있다. 그 경우, SMPS의 인버터 차퍼와 출력 변압기 사이에 필터를 삽입하거나, 또는 예를 들어 사인파 펄스폭변조(sinusoidal pulse width modulation, SPWM)(M. H. Rashid, Power Electronics Handbook, Academic Press, 2001, p. 226.)를 사용하는 제어기나 그 외 향상된 펄스폭변조기(enhanced pulse width modulator, ePWM)(Using the ePWM Module for 0%-100% Duty Cycle Control, Application Report, Literature Number:SPRAAI1, Texas Instruments, December2006) 등과 같은 제어기를 차퍼 제어기로 사용하여 사인파를 만들어줄 수 있다.
다음으로, PGTS에서 전력이 TC의 변압기의 일차 회로에서 거꾸로 흘러 들어와서 전원 쪽으로 오는 경우, 그 전력을 이용하려면 전력이 올 수 있도록 경로를 만들어주어야 하는 문제에 대해서 예를 들어 설명한다.
도 11은 PGTS의 ACRF의 스위치 부분이 풀 브리지인 경우를 도시한 도면이다.
예를 들어, 도 11에서처럼 PGTS의 ACRF 부분이 풀 브리지(H-bridge)의 형태로 만들어져서 TC에 연결된 경우를 생각해 보자. 이때 풀 브리지의 스위치는 트랜지스터 Q1부터 Q4로 이루어져 있다. Q1과 Q4가 켜지고(on) Q2와 Q3가 꺼졌을 때(off)의 경우를 생각해 보자. 그때 전류 i는 전원 쪽에서 TC쪽으로 흐를 수도 있고 그 반대로 TC에서 전원 쪽으로 흐를 수도 있다. 전류가 TC에서 전원 쪽으로 흐르는 경우, 그 전류가 흐를 수 있는 경로를 만들어주기 위해서 다이오드 D1과 D4가 필요하다. 반대로 Q2과 Q3가 켜지고(on) Q1과 Q4가 꺼졌을 때(off)의 경우에도 전류 i는 전원 쪽에서 TC쪽으로 흐를 수도 있고 그 반대로 TC에서 전원 쪽으로 흐를 수도 있다. 전류가 TC에서 전원 쪽으로 흐르는 경우, 그 전류가 흐를 수 있는 경로를 만들어주기 위해서 다이오드 D2와 D3가 더하여졌다. TC의 역률이 음의 값을 가질 때에는 평균적으로 전력이 거꾸로 들어오게 되므로 이와 같은 전류의 경로를 만들어주어 들어오는 전력을 이용할 수 있게 된다.
8) 따라서 변압기를 사용하는 기기들을 PGTS로 변경할 경우에도 이와 같은 전력이 거꾸로 들어오는 경우의 전류가 흐르는 경로를 만들어 줄 필요가 있다.
어떤 SMPS는 역률개선기를 장착하고 있다. SMPS 내에 역률개선기를 가지고 있는 이유 중의 하나는 공급하는 입력 전류의 파형에서 높은 차수의 조화 성분 (harmonic content)을 제한하고자 하는 데에 있다.(J. M. Bourgeois, Circuits for power factor correction with regards to mains filtering, Application Note, STMicroelectronics, 1999.) 비록 SMPS 내의 역률개선기는 공급하는 전류의 파형이 사인파이고 그것이 공급 전압과 위상이 같도록 하려고 함으로써 부하에서의 무효전력의 크기를 최소화하려고 하나, SMPS에서의 역률개선과 본 발명이 제안하는 PGTS에서의 역률개선은 근본적으로 서로 다르다.
예를 들어, TC에서 소모되는 유효전력이 음의 값을 가질 때에는, PGTS의 역률개선기는 TC의 변압기의 일차 코일에서의 무효전력을 0이거나 0에 가깝게 만들고, 그때 TC의 변압기의 일차 코일에서의 전류는 그 곳의 전압과 대략 180도의 위상차를 가지게 된다. 이것은 위에서 언급한 바와 같이, SMPS의 역률개선기가 전압과 전류의 위상차를 0으로 하려고 하는 것과 대비된다.
도 9의 간단한 예에서 이미 언급한 것처럼, TC의 임피던스의 위상이 90도가 되도록 하는 그 주파수에서 공명이 일어나는 용량을 가진 축전기를 병렬로 TC의 변압기의 일차 코일 쪽에 연결하면, 병렬 LC 회로의 임피던스의 크기가 매우 커지게 되어 PGTS의 ACRF에서부터 오는 전류의 진폭을 매우 작게 할 수 있다. 또한 임피던스의 위상이 90도이므로 TC의 저항값은 0이 된다.
여기서 분명히 주의해야 할 것은 TC의 변압기의 일차 코일에서의 임피던스 중의 저항값이 0이 된다 할지라도, TC의 이차 회로 쪽의 부하는 여전히 저항값을 가지고 있어서 그 부하에서 전력이 소모된다는 것이다.
바. PGTS의 전력 공급기로서의 역할
[수학식 77]이 만족된 경우 PGTS가 전체적으로 전력생산을 하게 된다. 그러나 [수학식 77]이 만족되지 않더라도, 상대위상
Figure pat00316
를 제어하여 TC의 임피던스를 조절함으로써 ACRF가 더 적은 전력을 TC에 공급하면서도 부하에서 이전과 동일하거나 더 많은 전력이 소모되게 할 수 있다. 이렇게 함으로써, PGTS를 발전기로서 뿐만 아니라 전력공급기로 사용할 수가 있다.
ACRF가 TC에 전력을 공급하기 위해서 필요로 하는 파워
Figure pat00317
은 다음과 같다.
Figure pat00318
따라서 어떤 주파수
Figure pat00319
에서 전력생산이 될 때는 다음의 식이 성립한다.
Figure pat00320
여기서
Figure pat00321
과
Figure pat00322
는 각각 주파수
Figure pat00323
일 때의 부하에서의 파워와 그 주파수에서의
Figure pat00324
을 말한다.
또한 또다른 주파수
Figure pat00325
과
Figure pat00326
일 때는 전력생산이 이루어지지 않는다고 하면, 다음의 식들이 성립한다.
Figure pat00327
Figure pat00328
일반성을 잃지 않고, 여기서
Figure pat00329
와
Figure pat00330
는 다음과 같다고 가정하자.
Figure pat00331
그러면,
Figure pat00332
Figure pat00333
여기서 또 다음과 같은 경우를 생각해 보자
Figure pat00334
그리고,
Figure pat00335
그러면, [수학식 89]는 주파수
Figure pat00336
에서 다른 주파수
Figure pat00337
로 가면서 ACRF가 TC에 전력을 더 공급한 양
Figure pat00338
보다 부하에서 더 소모되는 전력의 양
Figure pat00339
이 큼을 말한다. 그것은 상대위상
Figure pat00340
의 변화에 따른 임피던스의 변화에 의하여 충분히 생길 수 있는 상황이다. 그것은 곧 상대위상을 적절히 조절함으로써 더 적은 전력을 공급하면서도 상대적으로 더 많은 부하에서의 전력 소모를 일으킬 수 있다는 것이다. 이와 같이 하여 PGTS를 발전뿐만 아니라, 더 적은 전력을 공급하여 부하에서 더 많은 전력을 소모하는 전력 공급기로서의 역할을 하게 할 수 있다. 이렇게 하여 PGTS는 발전기뿐만 아니라 전력 공급기가 될 수 있다.
사. PGTS가 전력공급기일 때의 역률개선
PGTS의 응용으로서 PGTS를 전력 공급기로 사용할 경우에도 지금까지 언급한 역률개선의 원리를 그대로 적용하여 ACRF가 공급하는 피상전력을 줄일 수 있어 효율적이 되게 할 수 있다.
아. 변압기를 사용하는 기기들을 전력공급기로서의 PGTS로 개조
이미 언급한 대로 SMPS 및 그 외의 펄스나 사인파 및 그 외의 파형을 이용하여 [수학식 14]와 같이 역방향 플럭스를 사용하여 작동하는 기기를 PGTS로 개조할 수 있으므로 그러한 기기들을 전력공급기로서의 PGTS로 개조하여 플럭스의 위상의 변화 정도를 조절함으로써 더 적은 전력을 소모하는 전력 공급기로 만들 수 있다. 그렇게 하려면 필요한 경우에 위에서 언급한 것처럼 그러한 기기들이 상대위상
Figure pat00341
를 조절할 수 있도록 해야 한다.
이하에서는 전력 발전 변압기 시스템 (power generation transformer system, PGTS)에 관한 몇몇 블록도들을 보인다.
자. 피드백이 없는 전력 발전 시스템의 블록도(Block Diagrams)
PGTS는 도 6에서 보는 것처럼 "변압기에 맞는 주파수 생성하는 교류 생성기(AC generator with right frequency, ACRF)"와 "변압기 회로(transformer circuit, TC)"로 이루어진다. ACRF는 "신호발생기(signal generator)"와 "증폭기(amplifier)"로 이루어지는데 신호발생기가 발생한 신호를 증폭기가 증폭함으로써 ACRF는 "변압기(TC 회로의 변압기로서, 이하 'TRAN'이라고 함)"의 코어(core)에서 마그네틱 플럭스(magnetic flux)가 필요한 위상의 변화를 가지도록 하는 올바른 주파수를 가진 파를 생성한다. TC는 TRAN과 "정류기 및 필터(rectifier and filter)" 모듈(module)과 부하(load)로 이루어진다. 여기서 부하는 직류 전력을 필요로 한다고 가정한다. 만약 부하가 교류 전력을 필요로 한다면, 직류를 필요한 주파수의 교류로 바꾸는 인버터가 추가로 필요하다. ACRF에 의해 생성된 파(wave)에 의한 마그네틱 플럭스는 PGTS의 TRAN의 코어에서 위상(phase)의 변화를 겪는다. 따라서, 본 발명에서 TRAN이라 함은 위상의 변화가 필요한 만큼 있도록 하는 충분한 자심의 길이를 가진 변압기를 말한다. 따라서 TRAN은 짧은 자심의 길이를 가진 일반적인 변압기와는 구별된다.
도 12는 PGTS 블록도의 일 예를 도시한 도면이다.
PGTS의 블록도는 도 12에서와 같이 "신호 발생기"와 "증폭기"와 "TRAN"과 "정류기와 및 필터" 그리고 "부하"로 이루어진다.
PCT 국제 특허 출원 # PCT/KR2017/014540에 기술되어 있는 것처럼, 회로의 임피던스(impedance)의 원하는 위상값을 얻기 위하여 무효분(reactive) 부품(들)을 도 12의 TRAN의 앞 또는 뒤에 더할 수 있다. 그러나 본 발명에서는 회로의 임피던스의 위상의 변화를 위한 무효분 부품은 블록도를 단순하게 하기 위하여 블록도에서 생략하기로 한다. 또한 도 12에서 입력 전압과 신호접지(signal ground)는 블록도를 단순하게 하기 위하여 생략하였다.
도 13은 피드백이 없는 PGTS 블록도의 일 예를 도시한 도면이다.
PGTS의 좀 더 자세한 블록도가 도 13에 있다. 블록도의 모듈 사이들의 진행 방향이 명확하기 때문에 지금부터는 모듈 사이에는 화살표가 없는 선분으로 그려진다. 본 발명에서는, 신호 발생기와 증폭기와 부하는 직류(DC)에 의해서 작동한다고 가정하고, 도 13에서 VIN은 입력 직류 전압을 말한다. 입력 전압 VIN은, 예를 들어, 배터리나 수동 발전기 (hand crank generator)를 통해 제공될 수 있다. 증폭기만 전원 VIN을 필요로 하는 것이 아니라, 신호 발생기도 전원을 필요로 하는데 그 전원의 전압은 VIN과 다를 수 있다. 만약 신호 발생기가 필요로 하는 전압이 VIN과 다를 경우에는 신호 발생기 안에서 VIN을 적당한 크기로 변환시켜 주어야 한다.
만약 입력이 오직 교류 전원만 있다면, 정류 과정을 거쳐서 쉽게 교류를 직류로 바꿀 수 있다. 단순하게 하기 위하여, 그러한 정류를 위한 모듈은 블록도에서 생략하였다. 마찬가지로, 만약 어떤 모듈이 교류 전원을 필요로 한다면, 전력 인버터(power inverter)를 거쳐서 직류를 교류로 바꿀 수 있다. 그러한 경우 필요한 전력 인버터는 단순화를 위하여 블록도에서 생략하였다.
도 13의 각 모듈을 왼쪽부터 시작하여 오른쪽으로 아래에서 설명한다.
1) 신호 발생기(Signal generator)
신호 발생기는 올바른 주파수를 가진 주기적인 신호, 예를 들어 사인파(sinusoidal wave)나 펄스파(pulse wave)를 발생한다. 어떤 파가 여러 다른 주파수들로 이루어져 있다면, 분산(dispersion)이 일어난다. 어떤 파가 매체(medium)에서 분산되는 경우, 만약 PGTS의 TRAN의 자심의 길이가 길지 않다면, 파의 모양의 찌그러짐(distortion) 정도는 크지 않을 것이다. 이것은 여기서 파의 정확한 모양을 보존하는 것이 중요한 것이 아니라, 전압과 전류의 곱에 따른 전력이 관심사이기 때문이다.
비록 파형이 좀 왜곡되더라도, 전압과 전류를 곱하여 그것을 적분하여 평균했을 때, 여전히 그 결과로 음의 값을 얻을 수 있다. 따라서, 펄스파를 사용하더라도, PGTS는 음의 역률을 가짐으로써 전력을 생산할 수 있다. 만약 원한다면, 펄스파의 높은 주파수 성분을 없애기 위해 필터를 달 수 있다.
2) 증폭기(Amplifier)
증폭기는 신호 발생기로부터 들어오는 신호를 증폭시킨다. 신호를 증폭시키는 어떤 증폭기도 사용할 수 있지만, 효율이 높은 증폭기를 사용하는 것이 좋다. 예를 들어, 클래스 D 증폭기(class-D amplifier)는 이론적으로 전력 효율 100%를 가진다. (Jun Honda and Jonathan Adams, Class D audio amplifier basics, Applicaion note AN-1071, International Rectifier, 2005.)
여러 형태의 클래스 D 증폭기의 한 종류로서 하프 브리지(half-bridge) 또는 풀 브리지(full-bridge) 형태가 있다. 본 발명의 블록도에서는, 하프 브리지나 풀 브리지를 증폭기의 예로서 사용한다. 그러나 클래스와 상관없이 어떤 증폭기라도 그것이 효율이 좋으면 여기에 쓰일 수 있다.
그러나 효율이 낮은 증폭기를 사용하더라도 PGTS를 만들 수 있다. 예를 들어, 이미 도 9(b)와 관련하여 설명한 것처럼, 역률 개선기가 있을 경우 ACRF로부터 공급되는 피상전력은 매우 작아질 수 있다. 따라서 증폭기가 낮은 효율을 가지더라도, 그러한 증폭기를 사용하여 PGTS를 만들 수 있다.
3) 필터(Filter)
민약 증폭기의 출력을 사인파의 형태로 바꾸거나 또는 원하지 않는 주파수를 걸러내기 위해서는 도 13에서 보는 바와 같이 증폭기에 필터를 추가할 필요가 있다. 그러나 증폭기의 출력이 반드시 사인파가 될 필요는 없으므로, 이 필터는 생략될 수 있다.
4) 역률 개선기 (Power factor corrector)
PGTS의 역률 개선기는 이미 위에서 설명하였다. 만약, 예를 들어, 능동적(active) 역률 개선기가 사용된다면, 입력 전원이 역률 개선기에도 공급되어야 한다. 역률 개선기는 필요할 때 선택적으로 추가될 수 있다.
5) TRAN
이미 언급한 것처럼, TRAN은 위상의 변화를 이루어낼 만큼의 충분한 자심의 길이를 가지는 것이라야 한다. TRAN의 자심은 개루프(open loop)나 폐루프(closed loop)의 형태를 가질 수 있다. 무선전력 발전 및 송신 시스템의 경우에는, TRAN의 코어는 두 개까지의 물질로 된 자심(들)과 그 사이에 공극을 가질 수 있다.
전원으로부터 공급되는 파워와 부하로 가는 파워는 식 (23), (25), (48), (49)에서 보는 것처럼 TRAN의 일차 회로의 전류의 크기의 제곱에 비례한다. 일단 상호유도계수와 TRAN의 일차와 이차 회로의 임피던스와 부하의 임피던스가 결정되면, TRAN의 일차 회로의 전류의 크기는 TRAN로부터 전원 쪽으로 볼 때 보여지는 출력 임피던스와 주파수를 조절함으로써 가능한 크게 할 수 있다.
6) 정류기 및 필터(Rectifier and Filter)
TRAN의 출력은 교류이므로, 그것을 교류에서 직류로 바꾸기 위하여 정류기와 필터가 필요하다. 정류기와 필터의 한 예로서는 각각 브리지 정류기(bridge rectifier)와 축전기(capacitor)가 있다.
7) 직류-직류 변환기(DC-to-DC converter)
정류기와 필터를 거친 직류 전압을 부하가 필요로 하는 전압으로 바꾸기 위해 직류-직류 변환기가 필요하다. 만약 부하의 임피던스가 시간에 따라 일정하고 정류기와 필터를 거친 직류 전압이 부하가 필요로 하는 전압이라면, 직류-직류 변환기는 생략될 수 있다.
직류-직류 변환기의 예로서는 스위치 모드 전력 공급기(switched-mode power supply, 이하 'SMPS'라고 함)가 있다. (Mohammad Kamil, AN1114, Switch Mode Power Supply (SMPS) Topologies (Part I), Microchip Technology Inc., 2017.)
블록도의 예들에서는 SMPS를 직류-직류 변환기의 예로서 사용한다. SMPS에는 여러 종류의 형태들(topologies)이 있는데, SMPS가 부하가 원하는 출력 전압을 낸다면 어떤 것도 사용될 수가 있다. 상업적으로 판매되는 직류-직류 변환기나 SMPS 상품들도 사용될 수 있다.
과전류(over current)나 온도 과부하(over temperature)나 과전압(over voltage)이나 합선(short circuit)이나 서지(surge) 등을 방지하는 회로나 부족전압 시의 회로차단(undervoltage-lockout) 회로 등을 직류-직류 변환기 안에 넣을 수 있으며, 그것들은 상업적으로 판매되는 상품에 흔히 들어있다.
8) 부하(Load)
부하는 직류-직류 변환기의 출력 전력을 소모한다.
도 13에 나타낸 PGTS는 TC의 출력으로부터 시스템으로 연결되는 피드백 루우프(feedback loop)가 없다. 위에 나타낸 "피드백이 없는 PGTS"는 배터리가 전원인 경우 PCT 국제특허출원 # PCT/KR2017/014540에서 설명된 "수명이 긴 배터리 시스템(long-life battery system)"에 해당한다.
도 14는 증폭기로서 하프 브리지 또는 풀 브리지를 사용하고 직류-직류 변환기로서 SPMS를 사용한, 피드백이 없는 PGTS 블록도의 일 예를 도시한 도면이다.
도 14는 하프 브리지 또는 풀 브리지 증폭기를 가지고 직류-직류 변환기로서 SPMS를 사용한, 피드백 루우프가 없는 PGTS 블록도의 일 예를 도시한 도면이다.
도 15는 TRAN이 연결된 풀 브리지의 한 예를 도시한 도면이다.
도 15는 TRAN이 연결된 풀 브리지의 한 예를 도시한 도면이다. 도 14에서 신호 발생기는 두개의 펄스 p1과 p2를 발생한다. 도 15에서 펄스 p1이 높은 값을 가지면 트랜지스터 Q1과 Q4가 켜지게 되고 Q2와 Q3는 꺼지게 된다. 펄스 p2가 높은 값을 가지면, 트랜지스터 Q2와 Q3가 켜지게 되고 Q1과 Q4는 꺼지게 된다. 펄스 p1과 p2는 Q1과 Q2가 동시에 켜지거나 Q3와 Q4가 동시에 켜지는 상황(shoot-through)이 발생하지 않도록 주의하여 발생되어야 한다.
도 14에서의 A와 B 지점은 각각 도 15에서의 A와 B 지점에 해당한다. 도 15에서는 TRAN의 두 입력 단자들만 보이고 출력 단자들은 생략하였다.
직류-직류 변환기로 쓰인 하프 브리지나 풀 브리지를 사용한 SMPS는 격리된 형태(isolated topology)를 사용하는 것이 좋다. 그것은 TRAN의 일차 쪽에서의 접지 전압이 이차 쪽의 접지 전압과 틀리기 때문이다. 보통 SMPS에서 격리(isolation)을 위하여 변압기가 사용된다. 격리된 형태의 SMPS를 사용함으로써, 부하의 접지는 신호 발생기나 증폭기(이 예의 경우 하프 브리지 또는 풀 브리지)의 접지와 연결될 수 있다. 도 14에서는 명확히 하기 위하여 접지 연결을 보인다.
차. 피드백이 있는 PGTS의 블록도
도 16은 피드백이 있는 PGTS 블록도의 한 예를 도시한 도면이다.
도 16은 피드백 루우프가 있는 PGTS 블록도의 한 예를 도시한 도면이다. 접지는 블록도를 간단히 하기 위하여 생략하였다. 직류-직류 변환기의 출력은 중폭기로 피드백된다. 직류-직류 변환기의 출력은 전력을 필요로 하는 어떤 모듈로도 연결되어야 한다. 예를 들어 만약 능동적 역률 개선기가 사용된다면, 역률 개선기에도 직류-직류 변환기의 출력이 연결되어야 한다.
전원으로부터 직류-직류 변환기로 전력이 거꾸로 흐르는 것을 방지하기 위하여 예를 들어 다이오드를 피드백 루우프에 삽입할 수 있다. 그러한 경우, 직류-직류 변환기의 전압은 입력 전압 VIN에 다이오드의 순전압(diode forward voltage)를 더한 것이 된다. 도 16에서는 다이오드는 생략한다.
만약 부하의 임피던스가 시간에 따라 일정하고, 그리고 "정류기 및 필터"의 전압이 다이오드가 없는 경우 VIN과 같고 또한 부하가 필요로 하는 전압이라면 직류-직류 변환기는 생략될 수 있으며, 그러한 경우 피드백 루우프는 "정류기 및 필터"의 출력으로부터 증폭기로 연결되어 이루어진다.
전력 발전 시스템을 구동하기 위하여는, 스위치를 잠시 켜서 전원을 공급함으로써 시스템을 시작하여야 한다. 그 후 피드백 루우프를 통하여 전력이 돈 후에는 스위치를 끄고 시스템이 전력을 발전하도록 한다.
도 17은 증폭기로서 하프 브리지 또는 풀 브리지를 사용하고 직류-직류 변환기로서 SPMS를 사용한, 피드백이 있는 전력 발전 시스템 블록도의 한 예를 도시한 도면이다.
도 17은 증폭기로서 하프 브리지 또는 풀 브리지를 사용하고 직류-직류 변환기로서 SPMS를 사용한, 피드백이 있는 전력 발전 시스템 블록도의 한 예를 도시한 도면이다. 피드백 루우프는 SMPS의 출력으로부터 증폭기(하프 브리지 또는 풀 브리지)로 연결되어 이루어진다.
도 18은 변압기를 이용한 SMPS 블록도의 한 예를 도시한 도면이다.
도 18는 변압기를 이용한 SMPS 블록도의 한 예를 도시한 도면이다. SMPS에서는 회로 내의 전류 또는 전압을 감지하여(monitor) 출력 전력을 제어한다. 도 18에서의 SMPS의 예에서는 제어장치가 "정류기 및 필터"의 출력 전압을 감지하여 변조 제어 신호(modulated control signal)을 발생한다.
도 19는 펄스폭변조(PWM)를 사용한 제어장치 블록도의 한 예를 도시한 도면이다.
도 19는 펄스폭변조(pulse-width modulation, 이하 'PWM'이라고 함)를 사용한 제어장치 블록도의 한 예를 도시한 도면이다. 제어장치를 구현하는 여러 방법들이 있다. 다른 방법의 변조, 예를 들어 펄스 주파수변조(pulse-frequency modulation, PFM)가 제어장치에 사용될 수도 있다. 출력 전압은 출력 감지기(output sensor)에 의해 감지되고 기준 전압(reference voltage)와 비교된다. 그리고 그 오차(error)는 오차 증폭기(error amplifier)에 의해 증폭된다. 그런 후, 격리장치(isolation)를 거쳐, 입력 직류는 PWM 신호 발생기에 의하여 스위치(switch)되는 고주파 스위치(high frequency switch)에 의하여 절단 고주파 신호(chopped high frequency signal)로 바뀐다. 예를 들어 옵토커플러(optocoupler)가 격리장치로 사용된다. PWM 신호의 사용률(duty cycle)은 부하의 임피던스의 변화에 따라서 변화되어 적당한 전력이 출력되게 된다.
카. PGTS의 단순화된 블록도
도 19의 SMPS의 제어장치는 도 13의 신호 발생기와 같이 높은 주파수의 신호를 발생한다. 또한 도 18의 고주파 스위치는 도 13의 증폭기와 같은 기능을 한다. 따라서, 도 13의 블록도는 같은 기능을 가진 모듈들을 통합하면 더욱 간단한 블록도로 변화될 수 있다.
도 20은 피드백이 없는 PGTS의 단순화된 블록도의 한 예를 도시한 도면이다.
도 20은 피드백이 없는 PGTS의 단순화된 블록도의 한 예를 도시한 도면이다. 여기서 SMPS의 제어장치는 변화되는 부하의 임피던스에 따라서 변화되는 사용률(duty cycle)을 가진 펄스 열(pulse train)을 발생시키는 신호 발생기로 사용된다. 도 13에 있는 선택적인 "필터"와 "역률 개선기"는 단순화를 위하여 도 20에서 생략한다. 도 20은 출력으로부터 제어장치로 피드백이 있는 그림이지만, 피드백이 없는 시스템으로 분류되는데, 그 이유는 도 20에서 출력이 피드백 루우프를 통하여 시스템에 전력을 공급하지 않기 때문이다. 따라서 "필터"와 "역률 개선기"를 제거했을 때, 도 13의 블록도는 도 20의 블록도로 단순화될 수 있다.
이미 설명한 바와 같이, 변압기를 사용하는 몇몇 기계들은 PGTS로 개조될 수 있다. 그러한 개조에 관한 원리는 SMPS를 예로 들어 이미 위에서 설명하였다. 도 20에 있는 피드백이 없는 PGTS의 단순화된 블록도는, 만약 도 20에서 TRAN을 변압기로 바꾸면, 변압기가 있는 SMPS인 도 18의 블록도와 같다.
본 발명에서는 블록도의 예에서 하프 브리지나 풀 브리지를 증폭기로서 사용한다. 그러나 어떤 종류(type)의 SMPS라도 변압기를 사용하는 것이라면 PGTS로 개조될 수 있다. 예를 들어, 포워드 컨버터(forward converter)는 만약 포워드 컨버터의 변압기를 마그네틱 플럭스의 위상의 변화를 이끌어낼 수 있는 TRAN으로 바꾼다면 PGTS로 개조할 수가 있다. (Mohammad Kamil, AN1114, Switch Mode Power Supply (SMPS) Topologies (Part I), Microchip Technology Inc., 2017.)
도 21은 하프 브리지 또는 풀 브리지 증폭기를 사용한 피드백이 없는 PGTS의 단순화된 블록도의 한 예를 도시한 도면이다.
도 21은 하프 브리지 또는 풀 브리지 증폭기를 사용한 피드백이 없는 PGTS의 단순화된 블록도의 한 예를 도시한 도면이다. 도 21에서 PWM 신호 발생기는 하프 브리지 또는 풀 브리지를 스위치(switch)하기 위한 신호들을 생성한다.
도 22는 피드백이 있는 PGTS의 단순화된 블록도의 한 예를 도시한 도면이다.
도 22는 피드백이 있는 PGTS의 단순화된 블록도의 한 예를 도시한 도면이다. "필터"와 "역률 개선기"를 제거했을 때, 도 16의 블록도는 도 22의 블록도로 단순화될 수 있다. "정류기 및 필터"의 출력이 시스템에 피드백되기에, 전력의 역류를 막는 다이오드가 생략된 경우 출력 전압은 입력 전압 VIN과 같아야 한다. 출력 전압은 TRAN의 코일(coil)들의 감은 회수에 의해 조절될 수 있다. 따라서 PWM 신호의 출력 전압이 사용률(duty cycle)을 제어하여도 VIN과 같아지지 않을 경우에는 전압 변환기(voltage converter)가 필요하다. 이러한 경우 전압 변환기를 TRAN의 앞이나 바로 뒤에 놓을 때에는 교류-교류 변환기(AC-to-AC converter)를 써야 한다. 만약 전압을 "정류기 및 필터" 후에 조정하려고 한다면, 직류-직류 변환기를 써야 한다.
도 23은 전압 변환기를 첨가한 피드백이 있는 전력 발전 시스템의 단순화된 블록도의 한 예를 도시한 도면이다.
도 23은 전압 변환기를 첨가한 피드백이 있는 전력 발전 시스템의 단순화된 블록도의 한 예를 도시한 도면이다. 이러한 경우 변압기를 전압 변환기로 사용할 수 있다. 그 때 사용되는 변압기는 보통의 짧은 자심을 길이의 변압기일 수도 있고, TRAN처럼 긴 자심의 길이의 변압기일 수도 있다. 긴 길이의 자심을 가진 변압기가 사용될 경우, PGTS의 임피던스의 크기 뿐 아니라 위상까지도 변압기에서 일어나는 위상의 변화의 영향을 받는다. 그러나 이미 언급한 것처럼, 전압의 조정은 TRAN의 코일의 감은 수로 조정하는 것이 더욱 좋다.
도 24는 하프 브리지 또는 풀 브리지 증폭기를 가진 피드백이 있는 전력 발전 시스템의 단순화된 블록도의 한 예를 도시한 도면이다.
도 24는 하프 브리지 또는 풀 브리지 증폭기를 가진 피드백이 있는 전력 발전 시스템의 단순화된 블록도의 한 예를 도시한 도면이다. "필터"와 "역률 개선기"를 제거했을 때, 도 17의 블록도는 도 24의 블록도로 단순화될 수 있다. TRAN의 코일들의 감은 회수들에 의해 전압을 조절함으로써 전압 변환기는 생략되었다.
이제까지 본 발명에 대하여 그 바람직한 실시 예들을 중심으로 살펴보았다. 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시 예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.

Claims (12)

  1. 변압기와 "정류기 및 필터" 모듈과 그리고 부하를 포함하는 변압기회로;
    상기 변압기의 1차 코일과 2차 코일에서의 플럭스의 위상 차이인 상대위상이 기 설정된 범위 내의 값이 되도록 하는 주파수를 가진 교류를 생성하는 ACRF;를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 발전 변압기 시스템.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 변압기 회로 내에 적어도 하나 이상의 소자를 이용하여 상기 변압기 회로의 변압기의 1차 코일 또는 ACRF에서 교류가 생성된 지점 쪽의 무효전력을 제어하여 역률을 개선하는 역률개선기;를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 발전 변압기 시스템.
  3. 제 1항에 있어서, 상기 변압기 회로는,
    공기가 아닌 물질로 이루어진 변압기의 자심의 형태가 폐루프이거나 개루프의 형태를 가지고, 상기 1차 코일과 2차 코일이 코어의 특정한 곳에 위치하는 것을 특징으로 하는 전력 발전 변압기 시스템.
  4. 제 1항에 있어서, 상기 ACRF는,
    상기 변압기 회로의 임피던스가 임피던스 복소평면의 임의의 사분면에 존재하도록 상기 상대위상의 값을 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 발전 변압기 시스템
  5. 제 2항에 있어서, 상기 역률개선기는,
    상기 1차 코일 또는 ACRF에서 교류가 생성된 지점쪽의 무효전력의 크기를 최소화 되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 발전 변압기 시스템.
  6. 제 1항에 있어서,
    자심을 구성하는 물질의 투자율 또는 유전율에 따라 자심의 플럭스 속도는 달라지고,
    상기 상대위상은 상기 플럭스 속도 및 상기 주파수에 의해 제어되는 것을 특징으로 하는 전력 발전 변압기 시스템.
  7. 제 1항에 있어서,
    코어가 공기 그리고/또는 그 외의 물질(들)로 구성되는 것을 특징으로 하는 전력 발전 변압기 시스템.
  8. 변압기 회로의 변압기의 1차 코일과 2차 코일에서의 플럭스 위상 차이인 상대위상이 기 설정된 범위 내의 값이 되도록 하는 주파수를 가진 교류를 생성하는 단계; 및
    상기 변압기 회로 내에 적어도 하나 이상의 소자를 이용하여 상기 변압기 회로의 변압기의 1차 코일 또는 ACRF에서 교류가 생성된 지점 쪽의 무효전력을 제어하여 역률을 개선하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 발전 변압기 시스템의 역률 개선 방법.
  9. 제 8항에 있어서, 상기 변압기 회로는,
    공기 그리고/또는 그 외의 물질(들)로 구성되는 코어에서 공기가 아닌 부분의 자심이 폐루프이거나 개루프의 형태를 가지고, 상기 변압기 회로의 변압기의 1차 코일과 2차 코일이 코어의 특정한 곳에 위치한 전력 발전 변압기 시스템의 역률 개선 방법.
  10. 제 8항에 있어서,
    상기 변압기 회로의 임피던스를 임피던스 복소평면의 임의의 사분면에 위치하도록 상기 상대위상의 값을 상기 ACRF가 생성하는 교류의 주파수를 조절하여 제어하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 발전기 시스템의 역률 개선 방법.
  11. 제 8항에 있어서, 상기 역률을 개선하는 단계는,
    상기 1차 코일 또는 ACRF에서 교류가 생성된 지점 쪽의 무효전력의 크기가 최소화 되도록 제어하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 발전기 시스템의 역률 개선 방법.
  12. 제 8항에 있어서,
    자심을 구성하는 물질의 투자율 또는 유전율에 따라 자심의 플럭스 속도는 달라지고,
    상기 상대위상은 상기 플럭스 속도 및 상기 주파수에 의해 제어되는 것을 특징으로 하는 전력 발전 변압기 시스템의 역률 개선 방법.

KR1020200018560A 2019-10-16 2020-02-14 전력 발전 변압기 시스템, 그 역률 개선 방법 및 전력 공급기로서의 역할을 포함하는 전력 발전 변압기 시스템 및 그 블록도 KR20210045281A (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR20190128729 2019-10-16
KR1020190128729 2019-10-16

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20210045281A true KR20210045281A (ko) 2021-04-26

Family

ID=75537614

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020200018560A KR20210045281A (ko) 2019-10-16 2020-02-14 전력 발전 변압기 시스템, 그 역률 개선 방법 및 전력 공급기로서의 역할을 포함하는 전력 발전 변압기 시스템 및 그 블록도

Country Status (3)

Country Link
US (1) US20230282412A1 (ko)
KR (1) KR20210045281A (ko)
WO (1) WO2021075643A1 (ko)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2021100936A1 (en) * 2019-11-22 2021-05-27 LEE, Aquila Hwan Power factor adjustment method and apparatus in a waveguide circuit and a transmission line circuit, and power generating transmission line system using the same

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100407017B1 (ko) * 2001-12-04 2003-11-28 대한민국 (군산대학교 총장) 교류-교류/직류 변환이 가능한 전자식 전력변압기
US20120114009A1 (en) * 2010-11-04 2012-05-10 Jeffrey Melvin Forward-flyback power supply using an inductor in the transformer primary and method of using same
DE102011055071B4 (de) * 2010-11-08 2023-05-04 Maxim Integrated Products, Inc. Kompatibilität elektronischer transformatoren für leuchtdiodensysteme
TWI514733B (zh) * 2012-07-25 2015-12-21 Phihong Technology Co Ltd 非接觸式轉換系統
US10707765B2 (en) * 2016-02-24 2020-07-07 Infineon Technologies Austria Ag Power supply systems and feedback through a transformer

Also Published As

Publication number Publication date
WO2021075643A1 (en) 2021-04-22
US20230282412A1 (en) 2023-09-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2558945C2 (ru) Сверхвысокоэффективный переключающий инвертор мощности и усилитель мощности
Colak et al. A novel phase-shift control of semibridgeless active rectifier for wireless power transfer
Valtchev et al. Resonant contactless energy transfer with improved efficiency
CN104756389B (zh) 提供高效率和高功率密度的ac-dc谐振转换器
CN103166474B (zh) 原边串联副边串并联补偿非接触谐振变换器
CN109149942B (zh) 一种用于高频谐振型直流变压器的多频率段控制方法
EP2984736B1 (en) Resonant wireless power driver with adjustable power
CN108712095A (zh) 基于改进的比例准谐振控制的并网逆变器控制方法
Divan Design considerations for very high frequency resonant mode dc/dc converters
Wei et al. A self-oscillation WPT system with high misalignment tolerance
KR20210045281A (ko) 전력 발전 변압기 시스템, 그 역률 개선 방법 및 전력 공급기로서의 역할을 포함하는 전력 발전 변압기 시스템 및 그 블록도
TW201347376A (zh) 變頻模式轉換器及其調控方法
Fang et al. Hybrid mode‐hopping modulation for LLC resonant converter achieving high efficiency and linear behaviour
Uddin et al. Compact wireless IPT system using a modified voltage-fed multi-resonant class EF 2 inverter
JP7357412B2 (ja) 導波管回路と伝送線回路における力率調節方法及びその装置並びにそれを利用した電力発電伝送線システム
Colak et al. A novel common mode multi-phase half-wave semi-synchronous rectifier for inductive power transfer applications
CN115313670B (zh) 双向mc-wpt系统的磁耦合机构及其参数设计方法
CN109995150A (zh) 一种中距离无线输电系统及其高频电源
CN110429842B (zh) 一种结合电感电压和电容电压的单传感器逆变器控制方法
Reddy et al. Design and implementation of high efficient dual control modular resonant converter for DC microgrid
CN207459985U (zh) 用于对来自电源的信号进行滤波的电路
JP7373842B2 (ja) 非接触給電システム及び非接触給電制御方法
CN110601379B (zh) 一种应用于电流互感器的利用单相ac/dc整流电路实现电子负载功能的控制方法
CN110994684B (zh) 弱电网下lcl型并网变换器的控制方法
KR20220016850A (ko) 전력을 전기 부하로 송전하기 위한 컨버터

Legal Events

Date Code Title Description
E902 Notification of reason for refusal