CN115313670B - 双向mc-wpt系统的磁耦合机构及其参数设计方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及磁耦合无线电能传输技术领域，具体公开了一种双向MC‑WPT系统的磁耦合机构及其参数设计方法，磁耦合机构包括外部密绕线圈和内部疏绕线圈，外部密绕线圈可以确保线圈自感、互感满足最基础的功率传输要求，内部疏绕线圈可以使得磁场分布更均匀，综合提升线圈的抗偏移特性。外密内疏式线圈可以减少线圈的用线量和成本，降低线圈自感和内阻。车载端线圈采用多层密绕的方式绕制而成，可提升车载端线圈的自感和互感，以保证能量传输能达到相应的性能要求。在地面端线圈外径有所限制的前提下，该参数设计方法通过参数化扫描和3d仿真，得到磁耦合机构几个参数的最佳关系，在保证充足互感的情况下，使系统拥有更好的抗偏移能力。

Description

双向MC-WPT系统的磁耦合机构及其参数设计方法
技术领域
本发明涉及磁耦合无线电能传输(MC-WPT)技术领域，尤其涉及一种双向MC-WPT系统的磁耦合机构及其参数设计方法。
背景技术
无线电能传输(Wireless Power Transfer，WPT)技术是指一种借助空间介质载体，而非传统的导线接触方式，实现电源与负载端电能传输的技术，其中空间介质载体包括磁场、电场、激光、微波、超声波等方式。磁耦合无线电能传输(Magnetic CouplingWireless Power Transfer,MC-WPT)是目前WPT技术领域中的一大研究热门，MC-WPT技术将磁场作为传输介质，电能在原副边之间的无线传输是通过高频交变的磁场与电能相互转换实现的。该技术自诞生以来便得到了国内外学者的关注与研究，应用的领域也越来越广泛，目前MC-WPT已经成功运用到了消费电子、生物医疗、电动汽车、水下及特殊场所应用等诸多领域。
电网端供电总量是不变的，而用电端存在高峰期和低谷期，用电高峰期一般是在白天，电能供给可能不够，晚上则是低谷，电能又存在一定的浪费。如此庞大的电动汽车数量，增强其与电网的能量互动，即电动汽车到电网技术(Vehicle to Grid，V2G)，在晚上的用电低谷期用于供给电动汽车充电，白天高峰期闲置的电动汽车将能量回馈到电网端，以此来削峰填谷，提高电能利用率，实现能量更均衡有效的利用。如果电动汽车与电网两者间的充放电过程均采用MC-WPT技术，无疑会提升电动汽车与电网的交互能力，使得整个系统更加方便、高效、灵活和可靠，从而更加智能和充分地发挥V2G的作用。因此，对双向磁耦合无线电能传输(双向MC-WPT)技术的研究需求越来越迫切。
单向的MC-WPT技术相关研究已十分成熟，并且已经广泛应用到各种领域，双向MC-WPT技术从单向MC-WPT技术发展而来，可以实现电能在电源与负载端的交互与组网，近年来得到了广泛的关注与研究。
对于双向MC-WPT系统而言，耦合机构的结构及其参数设计对整个系统的功率传输和抗偏移能力起着举足轻重的作用。目前对双向MC-WPT系统的研究成果丰硕，但是在双向MC-WPT系统正反向传输时耦合机构的特点及抗偏移特性等方面依然受限，仍然需要进一步提高和优化。
发明内容
本发明提供一种双向MC-WPT系统的磁耦合机构及其参数设计方法，解决的技术问题在于：如何优化双向MC-WPT系统的磁耦合机构，使其具有较高水平抗偏移能力。
为解决以上技术问题，本发明首先提供一种MC-WPT系统，包括地面端耦合结构和车载端耦合结构，所述地面端耦合结构包括地面端线圈，所述车载端耦合结构包括车载端线圈；
所述地面端线圈由采用密绕式方法绕制的外部密绕线圈和采用疏绕式方法与所述外部密绕线圈同向绕制的内部疏绕线圈串联而成；所述车载端线圈采用多层密绕的方式绕制而成；
所述外部密绕线圈的匝数为N1，外部尺寸为x1*y1；所述内部疏绕线圈的匝数为N2，外部尺寸为x2*y2，匝间距为d；所述外部密绕线圈与内部疏绕线圈之间的间隔距离为Δd。
优选的，所述车载端线圈采用双层密绕的方式绕制而成。
优选的，所述地面端线圈与所述车载端线圈采用同种规格的利兹线绕制而成。
优选的，所述地面端耦合结构包括由底向上层级设置的地面金属屏蔽板、地面磁芯、所述地面端线圈；
所述车载端耦合结构包括由底向上层级设置的所述车载端线圈、车载磁芯、车载金属屏蔽板；
所述地面磁芯与所述车载磁芯均由多个方块磁芯拼接而成。
优选的，所述双向MC-WPT系统包括地面端和车载端，所述地面端包括顺序连接的地面端直流电源、地面端全桥变换模块、地面端谐振网络、所述地面端耦合结构，所述车载端包括顺序连接的所述车载端耦合结构、车载端谐振网络、车载端全桥变换模块、滤波电路和车载端电池；
所述地面端全桥变换模块和所述车载端全桥变换模块均包括一个全桥逆变器以及与所述全桥逆变器的四个开关管一一反向并联的四个功率开关管；
当所述地面端向所述车载端进行能量正向传输时，所述地面端全桥变换模块工作在逆变状态，将所述地面端直流电源转换为高频交流电，而所述车载端全桥变换模块工作在整流状态，所述车载端全桥变换模块的四个开关管关断，通过对应的反向并联的四个功率开关管组成车载全桥整流电路，将所述车载端线圈感应到的高频交流电整流为直流电，最后供给所述车载端电池充电；
当所述车载端向所述地面端进行能量反向传输时，所述车载端全桥变换模块工作在逆变状态，将所述车载端电池提供的直流电源转换为高频交流电，而所述地面端全桥变换模块工作在整流状态，即所述地面端全桥变换模块的四个开关管关断，通过对应的反向并联的四个功率开关管组成地面全桥整流电路，将所述地面端线圈感应到的高频交流电整流为直流电，最后供给所述地面端直流电源。
优选的，所述地面端谐振网络与所述车载端谐振网络均采用LCC谐振网络，构成LCC-LCC谐振拓扑。
优选的，所述LCC-LCC谐振拓扑满足条件：
Figure BDA0003751740790000031
其中，w表示系统工作角频率，Lr1、Cp、Cr1分别表示所述地面端的LCC谐振网络中的电感、串联电容和并联电容对应的参数值，Lr2、Cs、Cr2分别表示所述车载端的LCC谐振网络中的电感、串联电容和并联电容对应的参数值。
本发明还提供一种双向MC-WPT系统的磁耦合机构的参数设计方法，包括步骤：
S1、根据性能要求确定所述磁耦合机构的最小互感Mmin和最小耦合系数Kmin；
S2、对所述车载端线圈的匝数进行参数化扫描，确定最优匝数；
S3、根据实际需求确定所述外部密绕线圈的外部尺寸x1*y1；
S4、搭建3d仿真模型，对所述外部密绕线圈的匝数N1进行参数化扫描，得到所述磁耦合机构的互感，得到所述磁耦合机构的互感大于Mmin时的匝数N1的取值范围；
S5、根据实际需求确定所述内部疏绕线圈的外部尺寸x2*y2；
S6、对所述内部疏绕线圈的匝数N2和所述外部密绕线圈与内部疏绕线圈之间的间隔距离为Δd进行参数化扫描，分别得到所述磁耦合机构的耦合系数，得到所述磁耦合机构的互感大于Mmin时的匝数N2和Δd的取值范围；
S7、对所述内部疏绕线圈的匝间距d进行参数化扫描，得到所述磁耦合机构的互感和耦合系数，根据互感和耦合系数确定最优的匝间距d；
S8、在N1、N2和Δd各自的取值范围内确定一组值，获取该组值与最优匝间距下的系统抗偏移特性和传输特性；
S9、判断系统抗偏移特性和传输特性是否达到设计要求，若是则确定此时的N1、N2、Δd和d值为最终设计的参数值，若否则返回至步骤S8。
本发明提供的一种双向MC-WPT系统的磁耦合机构，其地面端线圈采用外密内疏式线圈(包括外部密绕线圈和内部疏绕线圈)，外部密绕线圈采用密绕的方式可以确保线圈自感、互感满足最基础的功率传输要求，内部疏绕线圈采用疏绕的方式可以使得磁场分布更均匀，综合提升线圈的抗偏移特性。值得提及的是，相比于传统的密绕线圈，外密内疏式线圈可以减少线圈的用线量和成本，降低线圈自感和内阻，从而有效降低线圈两端的电压和线圈损耗。车载端线圈采用多层密绕的方式绕制而成，可提升车载端线圈的自感和互感，以保证能量传输能达到相应的性能要求。
本发明提供的一种双向MC-WPT系统的磁耦合机构的参数设计方法，在地面端线圈外径有所限制的前提下，通过参数化扫描和3d仿真，得到外部密绕线圈匝数N1和内部密绕线圈匝数N2，内部密绕线圈匝间距d以及内外线圈间距Δd几个参数的最佳关系，在保证充足互感的情况下，使系统拥有更好的抗偏移能力。
附图说明
图1是本发明实施例提供的双向MC-WPT系统的磁耦合机构中地面端线圈的示意图；
图2是本发明实施例提供的双向MC-WPT系统的磁耦合机构中车载端的示意图；
图3是本发明实施例提供的四种线圈x轴偏移时互感及其变化率的趋势图；
图4是本发明实施例提供的四种线圈x轴偏移时耦合系数及其变化率的趋势图；
图5是本发明实施例提供的磁耦合机构的正面视图；
图6是本发明实施例提供的双向MC-WPT系统的磁耦合机构的参数设计方法的流程图；
图7是本发明实施例提供的四种线圈在极限偏移时互感及耦合系数变化率的趋势图；
图8是本发明实施例提供的双向MC-WPT系统的结构图；
图9是本发明实施例提供的双向MC-WPT系统正向能量传输时的态势图；
图10是本发明实施例提供的双向MC-WPT系统反向能量传输时的态势图；
图11是本发明实施例提供的全桥逆变器移相控制电路示意图；
图12是本发明实施例提供的开关管驱动及逆变输出电压电流波形图；
图13是本发明实施例提供的能量正向传输时负载切换的仿真波形图；
图14是本发明实施例提供的能量正向传输时互感变化的仿真波形图；
图15是本发明实施例提供的能量反向传输时互感变化的仿真波形图；
图16是本发明实施例提供的耦合机构在x、y轴方向偏移时M仿真值与实测值对比图；
图17是本发明实施例提供的闭环恒流控制的工作流程图；
图18是本发明实施例提供的驱动电路图；
图19是本发明实施例提供的能量正向传输时实验波形图；
图20是本发明实施例提供的能量正向传输时系统的输出功率及效率图；
图21是本发明实施例提供的能量正向传输时负载切换实验波形图；
图22是本发明实施例提供的能量反向传输时系统的实验波形图；
图23是本发明实施例提供的能量反向传输时系统的输出功率及效率图。
具体实施方式
下面结合附图具体阐明本发明的实施方式，实施例的给出仅仅是为了说明目的，并不能理解为对本发明的限定，包括附图仅供参考和说明使用，不构成对本发明专利保护范围的限制，因为在不脱离本发明精神和范围基础上，可以对本发明进行许多改变。
本发明实施例首先提供一种双向MC-WPT系统的磁耦合机构，包括地面端耦合结构和车载端耦合结构，地面端耦合结构包括地面端线圈，车载端耦合结构包括车载端线圈。
如图1、图2所示，地面端线圈由采用密绕式方法绕制的外部密绕线圈(线圈1)和采用疏绕式方法与外部密绕线圈同向绕制的内部疏绕线圈(线圈2)串联而成，车载端线圈采用多层密绕的方式绕制而成。外部密绕线圈的匝数为N1，外部尺寸为x1*y1。内部疏绕线圈的匝数为N2，外部尺寸为x2*y2，匝间距为d。外部密绕线圈与内部疏绕线圈之间的间隔距离为Δd。
外密内疏式线圈结构是根据线圈的尺寸要求，外部线圈采用密绕的方式可以确保线圈自感、互感满足最基础的功率传输要求，内部线圈采用疏绕的方式可以使得磁场分布更均匀，综合提升线圈的抗偏移特性。值得提及的是，相比于传统的密绕线圈，外密内疏式线圈可以减少线圈的用线量和成本，降低线圈自感和内阻，从而有效降低线圈两端的电压和线圈损耗。另外，类似的外疏内密式线圈存在自感和互感均偏低的特点，实现相同功率等级的电能传输时，会增加线圈电流，从而造成更多损耗，降低系统传输效率，因此本实施例选取外密内疏式绕法。
分组串绕式线圈与外密内疏式线圈相似，都采用了内外两个线圈串联组合起来的方式，外部线圈都是密绕的，区别在于前者的内部线圈采用了密绕的绕线方式。因此，相比于外密内疏式线圈，分组串绕式线圈也存在用线量较大，线圈自感和内阻较大，成本较高的问题。
为改善耦合机构的横向抗偏移能力，有采用了分组串绕的线圈绕线方式，分组串绕式线圈与外密内疏式线圈相似，都采用了内外两个线圈串联组合起来的方式，外部线圈都是密绕的，区别在于前者的内部线圈采用了密绕的绕线方式。因此，相比于外密内疏式线圈，分组串绕式线圈也存在用线量较大，线圈自感和内阻较大，成本较高的问题。接下来的内容将对比分析这几种不同的绕线方式的耦合特性和抗偏移特性。
为分析四种绕线方式(密绕、疏绕、分组串绕、外密内疏)的耦合特性和水平方向抗偏移特性，通过Mxawell仿真软件，分别对它们建立3D仿真模型进行仿真分析。为了保证所得数据具有对比性，线圈的各种参数设置要求如下：
(1)Maxwell仿真条件及求解器设置相同；
(2)地面端和车载端线圈外径相同，地面端线圈总匝数都设为10匝，外部线圈匝数6匝，内部线圈匝数4匝，内外部线圈起始绕点相同，匝间距设为5mm，车载端线圈匝数都设为20匝；
(3)耦合机构不加入磁芯，传输距离d1保持一致，设置为20cm。
分组串绕和外密内疏绕线两种绕线方式的磁场分布均匀程度肉眼上相差不大，但考虑到内部线圈匝数相同时疏绕式的用线量相对较少，因此外密内疏式线圈还是存在优势。
将4种绕线方式(密绕、疏绕、分组串绕和外密内疏)的仿真结果进行整理，得到耦合机构的线圈互感M和互感变化率随x轴偏移距离变化的趋势图如图3的(a)、(b)所示，而线圈耦合系数k和耦合系数变化率随x轴偏移距离变化的趋势图如图4的(a)、(b)所示。
根据图3可知，当耦合机构线圈发生x轴方向的偏移时，外密内疏式线圈的互感值略小于密绕和分组串绕式线圈，但互感变化率任何时候都比其他三种绕线方式都要低，随着偏移距离的增加，这个差距会缩小，主要原因是疏绕线圈自感小于密绕的线圈，偏移距离增加后，影响互感及其变化率的主要因素变为外部线圈产生的磁场。
而根据图4可知，外密内疏式线圈的耦合系数在任何偏移距离下都大于密绕式和分组串绕式，仅小于疏绕式线圈，说明外密内疏式线圈磁场分布更均匀，这也验证了前面它的互感变化率处于四种绕线方式中最低的结论。另外从图4中可以看出，耦合系数变化率也处于四种方式中的较低水平。综合互感、耦合系数及其变化率来看，外密内疏式线圈的抗x轴偏移能力相对更好。
同样可得，线圈发生y轴偏移时，各个系数的变化趋势与前面x轴的趋势大致相同，相同之处不在赘述。不同之处在于当偏移的距离达到极限300mm时，四种方式的耦合系数会趋于相同的值，原因是系统偏移过大，导致线圈互感急剧降低，副边线圈接收到的磁场已经很微弱了。当y轴偏移距离小于200mm时，耦合系数能始终保持0.1以上，这时外密内疏线圈的互感和耦合系数能保持在一个相对较大值，互感和耦合系数变化率则是保持在一个相对较小的值。因此可以认为外密内疏式线圈在y轴的抗偏移能力也相对更好。
从以上分析可知，相对于其他三种绕线方式，外密内疏式线圈具有更好的耦合机构水平抗偏移能力。
对于车载端线圈尺寸，按照实际工况将其尺寸限制为40*40cm。系统在能量传输过程中，车载端线圈在正向充电时作为能量接收端，在反向放电时变为能量发射端，按照尺寸要求，此时系统变为“小发射大接收”的结构。
车载端线圈的设计，主要考虑反向传输由于发射端尺寸较小所带来的传输性能降低的特点。若采用与大尺寸地面端相同的绕线方式会使得线圈自感和互感降低，在保证传输相同功率等级的前提下，车载端线圈激励电流Ip和电压Uin会增加，从而增加系统损耗，最终导致传输效率大大减小。因此需要通过选取合适的线圈结构，提升系统反向传输性能。
根据诺伊曼公式可知两个线圈之间的互感为：
Figure BDA0003751740790000081
M为互感，NTx，NRx，lTx，lRx分别为原副边线圈的匝数以及每匝线圈长度，Δx为两线圈发生偏移时的相对距离，μ0为空气磁导率。
可以看出，互感与线圈的匝数、线长呈正相关关系，而线圈匝数及线长直接决定了线圈的自感大小，因此为了保证能量传输能达到相应的性能要求，需要保证地面端和车载端线圈自感和互感足够大。
为了提升车载端线圈自感和互感，常用方法有扩大线圈尺寸和增加线圈层数，水平方向上扩大线圈尺寸与本实施例中车载端线圈尺寸受限相互矛盾，因此扩大线圈尺寸不适用于本实施例系统，本实施例选择增加车载端线圈层数。
线圈尺寸直接决定了线圈自感大小，多层平面螺旋线圈的电感理论计算公式如下：
Figure BDA0003751740790000082
式中：rs为线圈有效中心与几何中心之间的距离，这里的d2为线圈有效宽度，h为多层线圈厚度，do表示线圈外径，n为线圈层数；电感单位为uH。
从上述公式可以看出当线圈自感与线圈外径的平方成正比，与线圈内径成反比。很显然，相比于线圈内径，线圈外径参数对线圈自感值的贡献更大，在线圈外径确定的条件下，即使将线圈匝数设置很多(减小内径)，对线圈自感提升效果仍旧有限。对于“小发射大接收”的线圈结构，地面端比车载端线圈的外部尺寸大，所以为了满足线圈自感的要求，本实施例的双向MC-WPT系统车载端线圈采用双层密绕的绕线方式。
如图5所示，完整的，地面端耦合结构包括由底向上层级设置的地面金属屏蔽板、地面磁芯、地面端线圈。车载端耦合结构包括由底向上层级设置的车载端线圈、车载磁芯、车载金属屏蔽板。
双向MC-WPT系统原副边线圈存在较大的漏感，而在线圈尺寸有限的情况下，单靠增加线圈匝数很难达到线圈互感和耦合系数的要求。加入铁氧体磁芯可以有效收束线圈磁力线，优化磁场分布，并大大减少耦合机构的体积，降低成本。
在实际系统中，磁芯的使用需要综合考虑磁芯磁导率、磁饱和能力以及电阻率等相关参数，以减小体积和降低损耗，本实施例选用的是磁导率为2400H/m的PC40磁芯(锰锌铁氧体)。为尽可能增加耦合机构的耦合系数和互感，提升系统的抗偏移能力，耦合机构的磁芯选择满铺的摆放方式。考虑到地面端和车载端线圈尺寸较大，仅用一块完整的磁芯不太现实，因此采用若干尺寸为10*10*0.5cm的小方块磁芯拼接成所需尺寸的磁芯。
MC-WPT系统的能量通过磁场耦合的方式进行传输，系统始终存在漏磁，为降低系统漏磁对电动汽车上的仪器造成的干扰，需要对系统的漏磁进行屏蔽。铁氧体磁芯在收束磁场的同时在一定程度上也能屏蔽漏磁，但效果有限。一般采用铁氧体磁芯加金属屏蔽层的方式来使充电系统达到一个近似完全屏蔽的效果，耦合机构的磁芯是由小块磁芯拼接而成，存在缝隙仍有漏磁，因此采用在磁芯后面在加一块金属铝板实现对系统漏磁的屏蔽。
本实施例研究基于静态电动汽车无线充电系统，因此认为系统的纵向传输距离是固定不变的，只考虑线圈在水平方向上发生偏移时系统的抗偏移特性。耦合机构的车载端尺寸受到电动汽车底盘尺寸的限制，所以本实施例的车载端线圈限制在40*40cm的正方形区域绕制。考虑到实际中汽车底盘与地面的距离为15-20cm，因此将系统的传输距离定在d1＝20cm。为了提升电动汽车无线充电系统水平方向的抗偏移能力，系统地面端的尺寸通常会设计得比车载端尺寸更大，本实施例的系统地面端线圈的尺寸限制为65*50cm。
在线圈外径有所限制的前提下，外密内疏式线圈的设计和优化的重点在于得到外部和内部线圈匝数N1、N2、内部线圈匝间距d以及内外线圈间距Δd几个参数的最佳关系。而双层密绕线圈的设计及优化的关键在于线圈匝数Ns的优化。下面给出一种如图6所示的针对双向MC-WPT系统的磁耦合机构的参数设计方法流程，通过设计和优化线圈参数，最终得到最优线圈结构。具体的步骤为：
S1、根据性能要求确定磁耦合机构的最小互感Mmin和最小耦合系数Kmin；
S2、对车载端线圈的匝数进行参数化扫描，确定最优匝数；
S3、根据实际需求确定外部密绕线圈的外部尺寸x1*y1；
S4、搭建3d仿真模型，对外部密绕线圈的匝数N1进行参数化扫描，得到磁耦合机构的互感，得到磁耦合机构的互感大于Mmin时的匝数N1的取值范围；
S5、根据实际需求确定内部疏绕线圈的外部尺寸x2*y2；
S6、对内部疏绕线圈的匝数N2和外部密绕线圈与内部疏绕线圈之间的间隔距离为Δd进行参数化扫描，分别得到磁耦合机构的耦合系数，得到磁耦合机构的互感大于Mmin时的匝数N2和Δd的取值范围；
S7、对内部疏绕线圈的匝间距d进行参数化扫描，得到磁耦合机构的互感和耦合系数，根据互感和耦合系数确定最优的匝间距d；
S8、在N1、N2和Δd各自的取值范围内确定一组值，获取该组值与最优匝间距下的系统抗偏移特性和传输特性；
S9、判断系统抗偏移特性和传输特性是否达到设计要求，若是则确定此时的N1、N2、Δd和d值为最终设计的参数值，若否则返回至步骤S8。
按照前面参数设计方法，最终得到外面密绕线圈的最优匝数为10匝，内部疏绕线圈的匝数为5匝，最优匝间距为0.8cm。车载端线圈采用双层密绕的绕线方式，靠近铁氧体磁芯的一层线圈匝数为12匝，另外一层为10匝。
根据实际应用的要求，耦合机构的水平最大偏移量为x轴偏移8cm，Y轴偏移12cm。为衡量所设计耦合机构的抗偏移能力，在极限偏移条件下，将前面另外三种线圈结构与本文线圈结构的线圈互感和耦合系数变化率进行比较分析，比较结果如下图7所示。可以看出，本实施例所采用的线圈绕制方法无论是互感变化率还是耦合系数变化率，均处于最小值，比变化率最大的疏绕法降低约12％。
为了提升电动汽车双向MC-WPT系统的抗偏移特性，本实施例首先给出了双向MC-WPT系统耦合机构的特殊性，然后通过有限元仿真软件Maxwell，分析了不同线圈模式(单极性、双极性、密绕和疏绕)的抗偏移特性，得出对密绕和疏绕两种线圈结构进行恰当的选择可提升线圈抗偏移能力的结论。然后综合考虑互感、耦合系数及其变化率，地面端和车载端线圈分别采用外密内疏和双层密绕方式，给出了相应的参数设计及优化方案。与其他线圈结构相比，所设计的线圈在保证充足互感的情况下最多降低了12％的变化率使系统拥有更好的抗偏移能力。
需要指出的是，本实施例的磁耦合机构所应用的双向MC-WPT系统如图8所示，包括地面端和车载端，地面端包括顺序连接的地面端直流电源、地面端全桥变换模块、地面端谐振网络、地面端耦合结构，车载端包括顺序连接的车载端耦合结构、车载端谐振网络、车载端全桥变换模块、滤波电路和车载端电池。
地面端全桥变换模块和车载端全桥变换模块均包括一个全桥逆变器以及与全桥逆变器的四个开关管一一反向并联的四个功率二极管。
采用SS拓扑结构的MC-WPT系统整体结构比较简单，但系统抗偏移能力有限，副边空载运行时存在过流问题，会降低系统安全与可靠性，因此应用场景受到诸多限制。LCL-LCL拓扑在抗偏移能力及空载等工况存在优势，但与SS拓扑相比传输功率有所降低，不适合大功率等级的无线传能系统。LCC-LCC拓扑拥有LCL-LCL拓扑在特殊工况下的优点，同时不存在传输功率方面受限的问题。因此，本实施例选用的谐振拓扑为LCC-LCC拓扑，即地面端谐振网络与车载端谐振网络均采用LCC谐振网络，构成LCC-LCC谐振拓扑。
另外，LCC-LCC谐振拓扑满足条件：
Figure BDA0003751740790000111
其中，w表示系统工作角频率，Lr1、Cp、Cr1分别表示地面端的LCC谐振网络中的电感、串联电容和并联电容对应的参数值，Lr2、Cs、Cr2分别表示车载端的LCC谐振网络中的电感、串联电容和并联电容对应的参数值。采用LCC-LCC谐振拓扑的MC-WPT系统在满足如下所示的4个条件时，能够保证系统工作在完全谐振条件。对于采用LCC-LCC谐振拓扑的MC-WPT系统，如果系统原副边线圈位置保持不变且谐振网络参数确定时，输出电流I2的幅值仅由输入电压Uin确定，因此LCC-LCC谐振拓扑具有系统恒压输入时保持恒流输出的特性。
如图9所示，当地面端向车载端进行能量反向传输时，地面端全桥变换模块工作在逆变状态，将地面端直流电源转换为高频交流电，而车载端全桥变换模块工作在整流状态，车载端全桥变换模块的四个开关管关断，通过对应的反向并联的四个功率二极管组成车载全桥整流电路，将车载端线圈感应到的高频交流电整流为直流电，最后供给车载端电池充电；
如图10所示，当车载端向地面端进行能量正向传输时，车载端全桥变换模块工作在逆变状态，将车载端电池提供的直流电源转换为高频交流电，而地面端全桥变换模块工作在整流状态，即地面端全桥变换模块的四个开关管关断，通过对应的反向并联的四个功率二极管组成地面全桥整流电路，将地面端线圈感应到的高频交流电整流为直流电，最后供给地面端直流电源。
针对电动汽车双向MC-WPT系统，当能量正向传输时，能量从电网侧以无线方式传输给负载时，不同电动汽车的负载不同，负载变化或线圈互感波动会导致系统输出特性不稳定。而能量反向传输时，虽然电网侧不存在负载变化的问题，但互感波动现象还是存在，系统输出也不稳定。为解决上述问题，本文通过对能量接收侧的电流进行控制，以实现MC-WPT系统高效稳定的输出。
根据上文的分析结果，本发明选取的LCC-LCC谐振拓扑理论应该具有恒流输出的特点，但前提是要保证互感值稳定和谐振网络完全谐振，考虑到实际中耦合机构线圈偏移时互感会发生变化，同时实际系统中的配谐电感电容值与理论计算值存在差异(谐振网络不是完全谐振状态)，保持恒流输出通常无法实现的，因此除了提升耦合机构的抗偏移特性，仍需相应的控制策略实现恒流输出。
本发明选用移相控制作为双向MC-WPT系统的恒流控制方案。虽然移相控制的调节范围较窄，但在系统谐振拓扑的选取以及耦合机构设计及优化时，都考虑了系统的抗偏移能力提升和恒流输出的实现，因此可以降低对移相角调节范围的要求，这在一定程度上弥补了移相控制调节范围较窄的不足。
全桥逆变器移相电路示意图如图11所示，在移相控制方式下，开关管S1、S2仍为互补导通，以S1、S2为参考桥臂，S3、S4为滞后臂，两者相位相差为180°-θ，θ称为移相角。
开关管驱动及逆变输出电压电流波形如图12所示，在一个周期内，总共有4个工作模式，处于工作模式①时，开关管S2、S3工作，逆变器输出电压为-Udc；处于工作模式②时，电流未换向，开关管S2、功率二极管D4工作保证电路续流，逆变器输出电压为0；处于工作模式③时，开关管S1、S4工作，逆变器输出电压为Udc，处于工作模式④时，电流未换向，此时开关管S1、功率二极管D2工作保证电路续流，逆变器输出电压为0。可以看出通过调节移相角θ(0<θ≤180°)的值，可以改变全桥逆变电路的输出电压有效值，从而控制整个系统的输出功率。
本发明选用移相控制作为双向MC-WPT系统的恒流控制方案，参考图8，为双向MC-WPT系统的移相控制结构框图。为了方便分析与实验，能量正向传输时，将电网交流输入到逆变输入前的电路等效为地面端直流源，负载设置为纯电阻负载，当能量反向传输时，将车载端电池输入到逆变输入前的电路等效为车载端直流源，此时地面端的负载设置为纯电阻负载。
故而，为了进一步实现双向恒流输出，如图8所示，本实施例提供的双向MC-WPT系统，其地面端包括连接地面端全桥变换模块的地面端控制器，以及连接地面端控制器的地面端通信模块和地面端电流检测器，车载端还包括连接车载端全桥变换模块的车载端控制器，以及连接车载端控制器的车载端通信模块和车载端电流检测器。
当地面端作为能量发射端向车载端进行能量正向传输时，车载端电流检测器获取流过车载端电池的电流I2，并由车载端通信模块发送至地面端通信模块，地面端控制器将I2与地面参考电流值Iset进行比较，计算出移相角θ，从而产生移相角为θ的开关管PWM驱动信号，作用于地面端全桥变换模块。
基于与能量正向传输过程相同的原理，车载端作为能量发射端向地面端进行能量反向传输。也即是，当车载端作为能量发射端向地面端进行能量正向传输时，地面端电流检测器获取流过地面端直流电源的电流I1，并由地面端通信模块发送至车载端通信模块，车载端控制器将I1与车载参考电流值I'set进行比较，计算出移相角θ'，从而产生移相角为θ'的开关管PWM驱动信号，作用于车载端全桥变换模块。
对于恒流输出的双向MC-WPT系统，其被控量随传输方向而变化。在能量正向传输时，被控量是车载端输出电流I2，此时移相控制起作用的是地面端控制器，而在反向传输时被控量则变为地面端电流I1，车载端控制器发挥移相控制作用。因此系统要想实现双向恒流传输，需要加入通信模块，将采集到的电流I1、I2分别送到对应的控制器。
基于前文对双向MC-WPT系统谐振参数设计及恒流控制策略的介绍与分析，下面通过Matlab/Simulink仿真软件平台搭建电路仿真模型。本文所用的Matlab软件版本为Matlab 2019a。仿真模型电路部分与图8所示的恒流控制策略系统框图完全一致。
系统的仿真参数设置如下表1所示。
表1双向MC-WPT系统仿真参数
Figure BDA0003751740790000131
图13为能量正向传输时系统进行负载切换时的仿真波形，其中图13中(a)、(b)分别是负载切换前后的逆变输出电压波形放大图，(c)是移相角在负载切换前后的变化趋势图，(d)是负载两端的直流输出电流波形。系统的电流参考值为8.3A，在0.05s时刻将负载值从43Ω切换到21Ω，以此模拟实际系统中输出功率由满功率运行切换到50％功率运行的过程。可以看出，直流输入电压恒定时，随着负载电阻由43Ω切换到21Ω，通过移相控制，逆变电压有效值和输出电压会降低，而输出电流在负载切换前后能保持恒定。
工作机理为：未加入控制环节时，切换负载(由43Ω切换到21Ω)会使副边等效阻抗突降，而原边电流还未来得及改变，副边感应电压不变，会导致流经负载的电流突然升高。而原边加入控制后，负载切换会导致负载电流突然升高，与参考电流值出现差值，移相控制器减小移相角，逆变输出电压有效值将会减小，副边线圈的感应电压与电流也会相应减小，最终使得负载电流稳定在设定值，达到系统输出恒流的效果。值得说明的是，负载切换前后负载电流会有一个激增的过程，原因是负载切换过程对于LCC-LCC高阶系统而言，切换时间太短，系统有一定的反应时间，移相角减小存在时延，导致负载电流会出现激增的情况。
图14为能量正向传输时系统互感变化时的仿真波形，其中(a)、(b)分别是互感变化前后的逆变输出电压波形放大图，(c)是移相角在负载切换前后的变化趋势图，(d)是负载两端的直流输出电流波形。可以从波形图看出，互感变化时，移相角增加，原边线圈电流有效值增大，而输出电流能够保持不变。
系统的电流参考值依旧设为8.3A，在0.04s时刻线圈互感发生变化(由M＝38uH降低到M＝30uH)，用来模拟实际中线圈发生偏移导致互感变化的工况，仿真中互感变化前后的值分别为线圈正对时的互感38uH和线圈处于极限偏移下的互感30uH。工作机理为：保持直流输入电压恒定，系统线圈互感降低，副边感应电压会降低，负载未发生变化，直接导致流过负载的输出电流降低。此时负载电流与参考值存在差值，在原边移相控制器的作用下，会增加移相角使得逆变输出电压增加，从而增加原边线圈电流，以此来抵消输出电流减小的趋势，最终使得系统输出电流恒定。
图15给出能量反向传输时互感变化工作状态下的系统仿真结果，其中包括互感变化前后的逆变输出电压波形放大图、移相角变化图和负载两端的直流输出电流波形。可以看出，当能量反向传输时，仿真系统也能通过调节移相角使得输出端电流保持恒定，控制的基本原理与正向传输完全相同，这里不再赘述。
综上，无论是能量正向传输还是反向传输，仿真模型均能够保证在负载切换以及互感变化时保持输出电流的恒定，仿真结果与理论分析一一对应。
下面进行实验验证。
首先本文所设计的双向MC-WPT系统的基本性能指标为：
(1)能量无线传输距离：20cm；
(2)耦合机构线圈X/Y轴偏移：8cm/12cm；
(3)开关器件工作频率：85kHz；
(4)满载输入及输出电压：360VDC；
(5)正反向满载功率：3000W；
(6)整机传输效率：85％以上。
本文采用利兹线绕制原副边线圈。利兹线由多根细线绞合而成，可以有效减少集肤效应对系统参数和效率的影响，利兹线线径按线圈通过的最大电流选取，可得最大线圈电流Icoil：
Figure BDA0003751740790000151
设计时考虑30％的裕量，所以线圈电流的设计参考值为22.1A。按照利兹线选型规格书，最终选择规格为线径约4.5mm的利兹线，其线芯为0.1mm*1000，耐压等级为3kV。
原边线圈采用外密内疏式绕法，外部线圈10匝，内部线圈5匝且匝间距为0.8cm；副边线圈双层密绕，匝数为12+10匝。耦合机构的相关参数实测值如下表2所示，其中线圈正对指的是原副边线圈在x轴和y轴偏移量均为0，线圈极限偏移指线圈在x轴偏移量为8cm，y轴偏移量为12cm。
表2耦合机构的参数实测值
Figure BDA0003751740790000152
从线圈实测值可以发现，线圈从正对到极限偏移状态，系统互感从38.5uH变化到30uH，变化率为22％，与第三章仿真结果接近。为进一步验证系统的抗偏移特性，测量线圈在x轴和y轴方向发生不同程度偏移时各自的互感，实测结果如图16所示。可以看出，实测互感与仿真结果存在一定差距，原因是实际绕制的线圈密集程度和匝间距都不能像仿真那样精确，但互感整体变化趋势和变化率与仿真相同，说明所绕制的线圈具有较好的水平方向抗偏移能力，可提高系统闭环控制的冗余度。
地面端和车载端的主控模块采用DSP控制芯片TMS320F28335作为主控制器，其主要负责控制、模数转换、驱动信号输出、通信等工作。双向MC-WPT系统的恒流输出移相控制方法的工作流程如下图17所示。当系统启动，首先通过电流检测部分完成对待控电流的检测，数据经过通信传输到相应的主控制芯片并完成A/D转换，然后将实际采样值与预设电流值相比较得到差值，经过PI算法得到相应的移相角θ，最后主控芯片输出移相角为θ的PWM驱动信号。具体的，对应于图8，该恒流输出移相控制方法，包括由地面端向车载端进行正向恒流输出的地面移相控制步骤，和由车载端向地面端进行反向恒流输出的车载移相控制步骤，地面移相控制步骤包括：
A1、获取流过车载端电池的电流I2；
A2、将电流I2与地面参考电流值Iset进行比较得到差值ΔI；
A3、判断ΔI是否为0，若是则不作为，若否则根据PI算法计算出ΔI对应的移相角θ并输出移相角为θ的PWM驱动信号作用于地面端全桥变换模块。
车载移相控制步骤与地面移相控制步骤原理相同，具体而言，包括步骤：
B1、获取流过地面端电池的电流I1；
B2、将电流I1与车载参考电流值I'set进行比较得到差值ΔI'；
B3、判断ΔI'是否为0，若是则不作为，若否则根据PI算法计算出ΔI'对应的移相角θ'并输出移相角为θ'的PWM驱动信号作用于车载端全桥变换模块。
PI参数整定采用工程中常用的试凑法，即先在DSP程序设置初始参数值Kp、Ti，通过观察在较小功率状态下的动态性能(功率上升时间、超调量等)来逐一修改PI参数。
功率器件的驱动电路如图18所示，驱动电路由两级驱动构成，双通道驱动芯片UCC27524作为第一级驱动，主要功能是将控制器输出的3.3V驱动脉冲信号PWM1、PWM2提升为12V的驱动信号PWMH、PWML；第二级驱动由光耦隔离驱动芯片HCPL-3120及其外围电路构成，输出接图腾柱驱动结构，最终输出+18V/-3V的用于控制功率MOSFET开通与关断的栅极驱动电压G_S和H_S。
功率开关管对于全桥逆变电路至关重要，根据实际系统的工作情况，开关管应该具有足够大的电压及电流应力。MOSFET是MC-WPT系统中常用的功率开关器件，根据其材料的不同可分为硅(Si)MOSFET，碳化硅(SiC)MOSFET等。根据SiC MOSFET的一些关键特性，考虑充足的电压及电流裕量，本文选用英飞凌FF23MR12W1M1用作逆变器功率器件，其内部由2个功率MOSFET直接串联构成一个桥臂，基本工作参数如表3所示。
表3 FF23MR12W1M1基本工作参数
Figure BDA0003751740790000171
对于本系统中与功率MOSFET反向串联的二极管，其功能是在对应的功率MOSFET处于关断状态实现整流，考虑系统中电压与电流的设计裕量，本文所使用的反串联二极管型号为G3S06010J，其反向耐压最大为600V，最大正向导通电流为30A，符合本系统的设计要求。
①电流检测电路
功率电路上的电流检测芯片选用的是基于霍尔效应的ACS712ELCTR-20A-T芯片，其最大检测电流为20A、拥有高精度(检测灵敏度为100mV/A，最大采样误差为1.5％)的采样输出电压，被测值是流过主功率电路中的电流值，该电流经由电流检测芯片后转化为用于对应的电压信号I_ADC，该信号会送入DSP进行控制及保护处理。
为了验证本文所设计的系统能够实现能量双向传输并且具有抗偏移能力接下来从能量正向和反向传输两方面对实验结果进行分析。
当系统能量正向传输，传输距离为20cm时，线圈处于正对和极限偏移情况下的波形图及直流源、电子负载示数如图19所示。波形图中分别给出了当线圈不同偏移情况下的系统逆变输出电压Uab、逆变输出电流Iab、直流输出电压Vout和直流输出电流Iout的实验波形。由图可以看出，线圈在正对和极限偏移工况下系统都能保持8.32A恒流输出，与设定电流8.35A有差距的原因是系统电流检测存在一定误差，比较两者波形中逆变输出电压Uab可发现线圈正对时系统的移相角明显小于线圈处于极限偏移状态，说明互感降低时，系统地面端的控制器通过增加移相角来实现对电流的控制。
图20给出了正向恒流传输过程中，系统线圈分别在x轴和y轴两个方向不同偏移量条件下的传输功率和效率的变化曲线。由图可知，系统功率都能接近3000W，并且在x、y轴不同偏移情况下波动很小；而随x、y轴方向的偏移量增加，系统传输效率会降低，最高传输效率可达89.7％，所设计的系统满足相应的性能指标要求。对于所用控制方法对输出功率的控制效果(输出功率波动率)，本文将实际输出功率Po与期望功率Pe(Pe＝3000W)的差值率ΔP作为功率波动的衡量指标，ΔP＝(Po-Pe)/Pe，根据实测输出功率可以得到能量正向传输时最大输出功率波动率为
ΔPmax＝(Po-min-Pe)/Pe＝1.16％
图21是系统能量正向传输，负载进行切换时的系统输出电压Vout、和输出电流Iout的实验波形图。可以看出，系统在负载发生变化后，均能通过移相控制来维持输出电流的恒定，不同负载电阻大小(43Ω、32Ω和21Ω)分别对应的是系统满载、75％额定功率和50％额定功率。
与正向传输实验类似，如下图22所示，给出能量反向传输、传输距离为20cm时，线圈处于正对和极限偏移情况下的波形图及直流源、电子负载示数。波形图中分别给出了不同偏移情况下系统逆变输出电压Uab、逆变输出电流Iab、直流输出电压Vout和直流输出电流Iout的实验波形。由图可以看出，线圈在正对和极限偏移工况下系统都能保持8.32A恒流输出，比较两者逆变输出电压Uab的均方根值可得出与正向传输实验类似的结论，即系统互感发生变化时，通过调节车载端控制器的移相角实现地面端输出电流的恒定，不同之处仅在于控制器及被控量的相互对换。
图23给出了反向恒流传输过程中，系统线圈分别在x轴和y轴两个方向不同偏移量条件下的传输功率和效率的变化曲线。由图可知，与正向传输相比，传输功率的大小及波动情况方面并无多大区别；在效率方面，反向传输的效率整体趋势与正向传输一样(随偏移距离的增加而降低)，但反向传输整体效率更高，最高效率可达90.3％以上，即使是最低效率也比正向传输的最高效率高0.3个百分点，原因在于反向传输时车载端线圈作为激励端自感比地面端线圈大，传输相同功率时所需线圈电流更小，导致线圈内阻损耗降低，传输效率也会有所增加。类似地，根据实测输出功率可以得到能量反向传输时最大输出功率波动率为
ΔP′max＝(P′o-min-Pe)/Pe＝0.91％
综合前面系统能量正向与反向传输的实验结果及分析，可以得出结论：系统在两种能量传输模式下，传输功率和效率都能达到设计要求，最大输出功率波动率均在1.0％左右，在线圈发生偏移导致互感变化的工况以及正向传输负载切换的工况下都能通过移相控制实现电流的恒定输出。
综上，本发明搭建了输入电压为360V，输出电流恒为8.3A，满载功率为3000W的双向MC-WPT系统。实际测量结果表明，耦合机构线圈发生偏移时，线圈参数的实测值与仿真结果基本吻合，说明所绕制的线圈具有较好的水平方向抗偏移能力，可提高系统闭环控制的冗余度；实验结果验证了本系统在两种能量传输模式的不同工况下，传输功率和效率都能达到设计要求，并且都能通过移相控制实现恒流输出。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.双向MC-WPT系统的磁耦合机构的参数设计方法，其特征在于：所述磁耦合机构包括地面端耦合结构和车载端耦合结构，所述地面端耦合结构包括地面端线圈，所述车载端耦合结构包括车载端线圈；
所述地面端线圈由采用密绕式方法绕制的外部密绕线圈和采用疏绕式方法与所述外部密绕线圈同向绕制的内部疏绕线圈串联而成；所述车载端线圈采用多层密绕的方式绕制而成；
所述外部密绕线圈的匝数为N1，外部尺寸为x1*y1；所述内部疏绕线圈的匝数为N2，外部尺寸为x2*y2，匝间距为d；所述外部密绕线圈与内部疏绕线圈之间的间隔距离为Δd；
该参数设计方法包括步骤：
S1、根据性能要求确定所述磁耦合机构的最小互感Mmin和最小耦合系数Kmin；
S2、对所述车载端线圈的匝数进行参数化扫描，确定最优匝数；
S3、根据实际需求确定所述外部密绕线圈的外部尺寸x1*y1；
S4、搭建3d仿真模型，对所述外部密绕线圈的匝数N1进行参数化扫描，得到所述磁耦合机构的互感，得到所述磁耦合机构的互感大于Mmin时的匝数N1的取值范围；
S5、根据实际需求确定所述内部疏绕线圈的外部尺寸x2*y2；
S6、对所述内部疏绕线圈的匝数N2和所述外部密绕线圈与内部疏绕线圈之间的间隔距离为Δd进行参数化扫描，分别得到所述磁耦合机构的耦合系数，得到所述磁耦合机构的耦合系数大于Kmin时的匝数N2和Δd的取值范围；
S7、对所述内部疏绕线圈的匝间距d进行参数化扫描，得到所述磁耦合机构的互感和耦合系数，根据互感和耦合系数确定最优的匝间距d；
S8、在N1、N2和Δd各自的取值范围内确定一组值，获取该组值与最优匝间距下的系统抗偏移特性和传输特性；
S9、判断系统抗偏移特性和传输特性是否达到设计要求，若是则确定此时的N1、N2、Δd和d值为最终设计的参数值，若否则返回至步骤S8。
2.根据权利要求1所述的双向MC-WPT系统的磁耦合机构的参数设计方法，其特征在于：所述车载端线圈采用双层密绕的方式绕制而成。
3.根据权利要求2所述的双向MC-WPT系统的磁耦合机构的参数设计方法，其特征在于：
所述地面端线圈与所述车载端线圈采用同种规格的利兹线绕制而成。
4.根据权利要求2所述的双向MC-WPT系统的磁耦合机构的参数设计方法，其特征在于：
所述地面端耦合结构包括由底向上层级设置的地面金属屏蔽板、地面磁芯、所述地面端线圈；
所述车载端耦合结构包括由底向上层级设置的所述车载端线圈、车载磁芯、车载金属屏蔽板；
所述地面磁芯与所述车载磁芯均由多个方块磁芯拼接而成。
5.根据权利要求2所述的双向MC-WPT系统的磁耦合机构的参数设计方法，其特征在于：所述双向MC-WPT系统包括地面端和车载端，所述地面端包括顺序连接的地面端直流电源、地面端全桥变换模块、地面端谐振网络、所述地面端耦合结构，所述车载端包括顺序连接的所述车载端耦合结构、车载端谐振网络、车载端全桥变换模块、滤波电路和车载端电池；
所述地面端全桥变换模块和所述车载端全桥变换模块均包括一个全桥逆变器以及与所述全桥逆变器的四个开关管一一反向并联的四个功率开关管；
当所述地面端向所述车载端进行能量正向传输时，所述地面端全桥变换模块工作在逆变状态，将所述地面端直流电源转换为高频交流电，而所述车载端全桥变换模块工作在整流状态，所述车载端全桥变换模块的四个开关管关断，通过对应的反向并联的四个功率开关管组成车载全桥整流电路，将所述车载端线圈感应到的高频交流电整流为直流电，最后供给所述车载端电池充电；
当所述车载端向所述地面端进行能量反向传输时，所述车载端全桥变换模块工作在逆变状态，将所述车载端电池提供的直流电源转换为高频交流电，而所述地面端全桥变换模块工作在整流状态，即所述地面端全桥变换模块的四个开关管关断，通过对应的反向并联的四个功率开关管组成地面全桥整流电路，将所述地面端线圈感应到的高频交流电整流为直流电，最后供给所述地面端直流电源。
6.根据权利要求5所述的双向MC-WPT系统的磁耦合机构的参数设计方法，其特征在于：所述地面端谐振网络与所述车载端谐振网络均采用LCC谐振网络，构成LCC-LCC谐振拓扑。
7.根据权利要求6所述的双向MC-WPT系统的磁耦合机构的参数设计方法，其特征在于，所述LCC-LCC谐振拓扑满足条件：
Figure FDA0004171621770000031
其中，w表示系统工作角频率，Lr1、Cp、Cr1分别表示所述地面端的LCC谐振网络中的电感、串联电容和并联电容对应的参数值，Lr2、Cs、Cr2分别表示所述车载端的LCC谐振网络中的电感、串联电容和并联电容对应的参数值。
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