JP2014023328A

JP2014023328A - 非接触給電装置

Info

Publication number: JP2014023328A
Application number: JP2012161206A
Authority: JP
Inventors: Keiichi Honda; 啓一本田; Mamoru Mitsunaga; 守光永
Original assignee: Heads Corp
Current assignee: Heads Corp
Priority date: 2012-07-20
Filing date: 2012-07-20
Publication date: 2014-02-03

Abstract

【課題】二次コイルとは独立して共振回路を有する二次側回路に、これに磁気的結合をする一次コイルを相対的に近づけた場合に、二次側回路に発生する過電流を減少する非接触給電装置を提供する。
【解決手段】共振コイル１３に直列に共振用コンデンサ２５ａ及び受動素子２５を接続し、更に受動素子２５の両端にスイッチング素子１９を接続し、スイッチング素子１９の開閉に対して、二次コイル１４の負荷１７に応じてデューティ制御を行い、共振コイル１３に流れる電流を一定値以下に制限した。
【選択図】図１

Description

本発明は、一次コイルとこの一次コイルに距離をおいて配置される共振コイル及び二次コイルとを有し、一次コイルから二次コイルに非接触で電力を送る非接触給電装置に係り、特に、一次コイルと二次コイルの距離が小さくなっても、共振コイルに流れる電流を抑制する非接触給電装置に関する。

工場内の作業車や自動車に無接触で電力を送る装置として、特許文献１に記載のように、一次コイルと二次コイルを隙間を設けて配置し、二次側に共振用コンデンサが接続された共振コイル（三次コイル）を設け、一次コイルより二次コイルに電力を供給する非接触給電装置が提案されている。

また、特許文献２には、走行路に沿って配置された給電線路を一次側とし、地上移動体に設けられた鉄心に巻回したピックアップコイルを二次側として、ピックアップコイルの出力端子に共振コンデンサを並列接続して共振回路を形成し、更にピックアップコイルの電圧が上昇すると、磁気飽和して自己インダクタンスが低下する可飽和リアクトルをピックアップコイルに並列接続し、負荷が軽負荷になるに伴って可飽和リアクトルに流れる電流を増大させて、ピックアップコイルの電圧の上昇を規制する地上移動体の非接触給電装置が提案されている。

特許第４３１８７４２号公報特許第３４４２９３７号公報

しかしながら、特許文献１記載の技術において、一次コイルと二次コイルの距離が短くなると共振コイルに流れる電流が増大し、共振コイルが過剰に発熱を起こすと共に、共振回路に存在する抵抗によって電力消費が発生するという問題がある。

また、特許文献２記載の技術は、給電線路とピックアップコイルとの距離は略一定であるので給電線路とピックアップコイルとの磁気的結合は一定である。また、特許文献２においては、軽負荷になるとピックアップコイルに過電圧が発生するので、これを防止するために、過電圧によって自己飽和する可飽和リアクトルを用いるが、本願発明とは課題が異なり、更に引用文献２では、ピックアップコイルとは別に共振コイルを用いてはいないので、本願発明とはその構成も異なる。

本発明は、かかる事情に鑑みてなされたもので、二次コイルとは独立して共振回路を有する二次側回路に、これに磁気的結合をする一次コイルを相対的に近づけた場合に、二次側回路に発生する過電流を減少する非接触給電装置を提供することを目的とする。

前記目的に沿う本発明に係る非接触給電装置は、インバータに接続された一次コイルと、該一次コイルとは隙間を有して配置され、該一次コイルに磁気結合する共振コイルと、該共振コイルに隣接して配置されて前記一次コイルからの電力を受ける二次コイルと、該二次コイルに接続された整流回路とを有する非接触給電装置において、
前記共振コイルに直列に共振用コンデンサ及び受動素子を接続し、更に前記受動素子の両端にスイッチング素子を接続し、該スイッチング素子の開閉に対して、前記二次コイルの負荷に応じてデューティ制御を行い、前記共振コイルに流れる電流を一定値以下に制限した。ここで、スイッチング素子は例えば、パワーＭＯＳＦＥＴ等を使用するのが好ましい。

本発明に係る非接触給電装置において、前記受動素子は抵抗であるのが好ましい。
また、本発明に係る非接触給電装置において、前記共振コイルと前記共振用コンデンサによって形成される共振周波数は、前記インバータの周波数より上側又は下側に外れているのが好ましく、これによって共振電流（共振回路を流れる電流）が制限される。特に、共振回路の共振周波数をインバータの周波数より更に高い周波数にするのが、回路の構成上（例えば、コンデンサ、コイルを小型にできる）、インバータのスイッチング効率が向上する等の利点があって好ましい。

本発明に係る非接触給電装置において、前記デューティ制御は、前記二次コイルの負荷に基づくＰＷＭ変調によって行われているのが好ましく、更に前記ＰＷＭ変調の最小波長は前記インバータによって供給される高周波の波長より長いことがより好ましい。

また、本発明に係る非接触給電装置において、前記受動素子は、リアクトル、抵抗が直列に接続されたリアクトル、コンデンサ、及び抵抗が直列に接続されたコンデンサのいずれか１であってもよい。これによって、共振周波数がずれて、インパータの発振周波数より遠ざけると共振コイルを流れる電流は減少する。なお、抵抗が直列に設けられている場合は、回路のＱ（式（３）参照）も下がる。

本発明に係る非接触給電装置においては、共振コイルに直列に共振用コンデンサ及び受動素子を接続し、更に受動素子の両端にスイッチング素子を接続し、スイッチング素子の開閉に対して、二次コイルの負荷に応じてデューティ制御を行っているので、共振コイル及び共振用コンデンサを含む共振回路に流れる電流を、小（又はゼロ）と大との間で切り替えている。ここで、共振回路を流れる電流Ｉ、共振周波数ｆ、及び回路のＱは、以下の式（１）〜（３）で表される。

受動素子が抵抗を含む場合、抵抗Ｒの値が変わると、回路のＱが変わり、流れる電流Ｉが変化する。従って、負荷（電流、電圧又はこれらの双方）の状況を検知し、負荷が上昇する場合は、スイッチング素子のデューティ比（ｄ）を下げて、共振回路に流れる電流の平均値を変える。これによって、共振回路の発熱を防止できる。

なお、ここで、受動素子として抵抗を使用する場合は、スイッチング素子をオフにすると、この抵抗が共振回路に接続されていることになり、回路を流れる電流Ｉが減って、共振回路の発熱を抑制する。ただし、大抵抗であると、結局は共振回路を作動させなくなり（断続となる）、抵抗値が小さいと回路は共振し、Ｑで決定される共振電流が流れて発熱し、更に電力の損失も発生するので、適当な値に選定する必要がある（通常は例えば、３〜５０オーム）。

また、本発明に係る非接触給電装置において、共振コイルと共振用コンデンサによって形成される共振周波数は、インバータの周波数より１〜５％の範囲で外れるようにすることが好ましく、この場合は回路のインピーダンスも大きくなるので、共振回路を流れる電流も小さくなる。インバータの周波数と共振回路の周波数が一致する場合は、回路の内部抵抗値によって決定される大電流が共振回路に流れることになる。

本発明に係る非接触給電装置において、デューティ制御を、検知された二次コイルの負荷に基づくＰＷＭ変調により行い、この場合、ＰＷＭ変調の最小波長をインバータによって供給される高周波の波長より長くすると、回路の設計及び制御が容易となり、動作も安定する。

そして、本発明に係る非接触給電装置において、受動素子は、リアクトル、抵抗が直列に接続されたリアクトル、コンデンサ、及び抵抗が直列に接続されたコンデンサのいずれか１であってもよい。この場合は、二次側回路の共振周波数もずれるので、スイッチング素子をオンオフする場合の電流が異なり、デューティ比を制御することで、二次側回路を流れる電流を制御できる。この場合は電力消費も減少する。

本発明の一実施の形態に係る非接触給電装置の回路図を示す。同非接触給電装置の具体的説明図である。同非接触給電装置の波形図である。（Ａ）〜（Ｃ）は同非接触給電装置の具体的動作図である。（Ａ）〜（Ｄ）は本発明の他の実施の形態に係る非接触給電装置の一部の回路構成の説明図である。

続いて、添付した図面を参照しながら、本発明を具体化した実施の形態について説明する。
図１、図２に示すように、本発明の一実施の形態に係る非接触給電装置１０は、インバータ１１に接続された一次コイル１２と、一次コイル１２とは隙間を有して配置され、一次コイル１２に磁気結合する共振コイル１３と、共振コイル１３に隣接して配置されて一次コイル１２からの電力を受ける二次コイル１４と、二次コイル１４に接続された整流回路１５とを有する。なお、図１では一次コイル１２、共振コイル１３、二次コイル１４はその軸心が平行に向いて記載されているが、これらは、図２に示すように同心上に並べて配置するのが好ましい。

なお、一次コイル１２、共振コイル１３及び二次コイル１４の関係については、例えばＷＯ２０１０／１３７４９５等に開示されている装置と同様である。
整流回路１５内には負荷電流を検出する小抵抗（シャントー）１６が接続され、負荷１７に供給する電流を検知し、制御回路１８に送っている。また、負荷１７の電圧も検知して制御回路１８に送っている。制御回路１８からの信号によってスイッチング素子１９のオンオフ制御（即ち、ＰＷＭ制御、ＰＷＭ変調）を行っている。なお、制御回路１８とスイッチング回路２０との信号伝達には回路の絶縁を図るために、フォトカプラ２２が使用されている。

共振回路２４は、先に説明した共振コイル１３と、これに直列に接続された共振用コンデンサ２５ａと受動素子の一例である抵抗２５とを有し、抵抗２５の両端にはスイッチング素子１９が並列に設けられ、抵抗２５とスイッチング素子１９によって電流制御手段２３を構成している。この実施の形態では、共振回路２４の共振周波数はインバータ１１の発振周波数と一致させているが、この共振回路２４には電流制御手段２３が設けられているので、共振回路２４に流れる電流を、スイッチング素子１９のオンオフのデューティ比によって制御（即ち、減少）できる。なお、共振電流を変化させるとこれに伴い二次側回路（共振回路と二次コイル）に流れる電流も変わり、一定数周波数（即ち、定波長）でのデューティ制御を行っている。また、ＰＷＭ変調の最小波長は、インバータ１１によって供給される高周波の波長より長い（例えば、５〜２０倍）。

ここで、共振回路２４の共振周波数と、インバータ１１の発振周波数を少しの範囲で差を設けてもよい。この場合は、共振電流はより小さくなり、この場合でも、共振コイル１３と一次コイル１２との距離を小さくすると、共振コイル１３を流れる電流は大きくなり、電流制御手段２３によって流れる電流を制御できる。
即ち、一般的に一次コイル１２と共振コイル１３との距離を小さくすると、一次コイル１２と、共振コイル１３及び二次コイル１４の結合が密になり、共振コイル１３及び二次コイル１４により大きな電流が流れようとするが、電流制御手段２３によって所定電流以下又は一定電流に制御できる。

制御回路１８は、負荷端子２６、２７を流れる電流Ｉを抵抗１６で検知して入力され、負荷端子２６、２７の電圧Ｖを直接制御回路１８に入力している。
制御回路１８は、周波数固定パルス幅変調方式のスイッチングレギュレータ用コントロールＩＣ（例えば、富士通（株）製のＭＢ３７５９）２８を用い、検出される電流Ｉが一定値以上の場合は、一定電流Ｉｃになるように、ＰＷＭ出力を出し、この出力をフォトカプラー２２で信号変換して、ブースタ用の対となるＭＯＳＦＥＴ２９でオンオフ信号を作り、対となるパワーＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子１９をオンオフさせる。

コントロールＩＣ２８の発振周波数は、インバータ１１の発振周波数より低く、例えば、インバータ１１の発振周波数の１／５〜１／２０となっている。そして、図４（Ｃ）に示すように、オン時間ｔ１とオフ時間ｔ２の合計時間ｔａは常時一定にしてオン時間ｔ１を制御している。従って、スイッチング素子１９がオンとなった場合の電流をＡ、スイッチング素子１９がオフとなった場合の電流をＢとすると、共振回路２４を流れる電流Ｉｒは、Ｉｒ＝（Ａ・ｔ１＋Ｂ・ｔ２）／（ｔ１＋ｔ２）となる。

一方、負荷１７に流れる電流Ｉｘは一定値Ｉｏを超えると、ｔ２／（ｔ１＋ｔ２）は、ｋ（Ｉｘ−Ｉｏ）に比例し（ｋは定数）、一定値Ｉｏまでは、負荷１７に応じた電流が流れるが、一定値Ｉｏを超えると、スイッチング素子１９のデューティ比を制御して、Ｑの値を変え、共振回路２４に流れる電流を一定に制御している。共振回路２４に流れる電流を制御すると、必然的に負荷１７に流れる電流も下がり、この負荷電流Ｉｘを検知して電流制御をしているので、制御対象は負荷電流ということになる。

また、負荷１７に接続された負荷端子２６、２７の検出された電圧Ｖが一定電圧Ｖｃを超えると、負荷１７が過電圧となるので、一定電圧Ｖｃを超えると検知電流の大小に関係なく電圧Ｖが一定電圧Ｖｃになるように保持している。この場合は、制御対象が電圧Ｖとなり、結局は負荷電圧及び負荷電流の両方が制御対象となる。

図４（Ａ）〜（Ｃ）には、これらの様子を具体的に示している。図４（Ａ）はインバータ１１の出力電圧を、図４（Ｂ）は共振回路２４を流れる電流、図４（Ｃ）はスイッチング素子１９のデューティ比（ｔ１、ｔ２）を示す。この例では、期間ｔ２はスイッチング素子１９のオフ時間となり、共振回路２４を流れる電流が抵抗２５を通ることになり、減少する。一方、期間ｔ１はスイッチング素子１９のオン時間となり、パワーＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子１９の内部抵抗が共振回路２４に接続された状態となり、共振回路２４を流れる電流が増加する。

二次コイル１４に流れる電流は脈動するので、整流回路１５には平滑用のリアクトル３２と平滑用のコンデンサ３３を備え、スイッチング素子１９によって発生する脈動を平滑な直流にしている。これによって、抵抗１６で検出する電流Ｉ及び負荷電圧Ｖの検出が容易となる。

なお、図１に示す制御回路１８は、負荷電流Ｉ及び負荷電圧Ｖを、スイッチングレギュレータ用コントロールＩＣ２８の入力信号とし、周波数一定のＰＷＭ変調波を発生し、フォトカプラー２２を介して、信号をブースタ用の対となるＭＯＳＦＥＴ２９に出力するものでは、回路としては公知のもの（例えば、ＭＢ３７５９のカタログ、データシート、使用回路例、いずれもウェブサイトで公開）であるので、詳しい説明を省略する。
フォトカプラー２２は一方に発光素子を他方に受光素子を配したもので、制御回路１８からスイッチング回路２０への信号を電気的に絶縁して送っている。
また、３４は電源回路で内部に独立した２つの電源を有し、それぞれ制御回路１８及びスイッチング回路２０に作動用の直流電源を配している。

図３は参考のため、この非接触給電装置１０の電流電圧波形を示すが、３５はインバータ１１の出力電圧、３６は共振回路２４の電流、３７は一次コイル１２を流れる電流、３８は共振コイル１３の両端の電圧を示す。
本発明は前記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を変更しない範囲でその構成を変更することもできる。
例えば、一次コイル１２に近接して一次側共振回路を配置することもできる。これによって、より遠方の二次コイルに電力を供給できる。

また、図５に示すように、スイッチング素子１９に並列に接続される抵抗２５の代わりに受動素子として、図５（Ａ）に示すようにコンデンサ４０に、図５（Ｂ）に示すようにコイル（リアクトル）４１に、図５（Ｃ）に示すように、抵抗４２とコンデンサ４３を直列に繋いだ素子に、又は図５（Ｄ）に示すように、抵抗４４とコイル（リアクトル）４５を直列に繋いだ素子に変えることもできる。
これによって、共振回路の共振周波数をずらすことができ、抵抗２５と同様に電力制御を行うことができる。

１０：非接触給電装置、１１：インバータ、１２：一次コイル、１３：共振コイル、１４：二次コイル、１５：整流回路、１６：小抵抗、１７：負荷、１８：制御回路、１９：スイッチング素子、２０：スイッチング回路、２２：フォトカプラー、２３：電流制御手段、２４：共振回路、２５：抵抗、２５ａ：コンデンサ、２６、２７：負荷端子、２８：スイッチングレギュレータ用コントロールＩＣ、２９：ＭＯＳＦＥＴ、３２：リアクトル、３３：コンデンサ、３４：電源回路、３５：インバータの出力電圧、３６：共振回路の電流、３７：一次コイルを流れる電流、３８：共振コイルの両端の電圧、４０：コンデンサ、４１：コイル、４２：抵抗、４３：コンデンサ、４４：抵抗、４５：コイル

Claims

インバータに接続された一次コイルと、該一次コイルとは隙間を有して配置され、該一次コイルに磁気結合する共振コイルと、該共振コイルに隣接して配置されて前記一次コイルからの電力を受ける二次コイルと、該二次コイルに接続された整流回路とを有する非接触給電装置において、
前記共振コイルに直列に共振用コンデンサ及び受動素子を接続し、更に前記受動素子の両端にスイッチング素子を接続し、該スイッチング素子の開閉に対して、前記二次コイルの負荷に応じてデューティ制御を行い、前記共振コイルに流れる電流を一定値以下に制限したことを特徴とする非接触給電装置。
請求項１記載の非接触給電装置において、前記受動素子は抵抗であることを特徴とする非接触給電装置。
請求項２記載の非接触給電装置において、前記共振コイルと前記共振用コンデンサによって形成される共振周波数は、前記インバータの周波数より外れていることを特徴とする非接触給電装置。
請求項１〜３のいずれか１記載の非接触給電装置において、前記デューティ制御は、前記二次コイルの負荷に基づくＰＷＭ変調によって行われていることを特徴とする非接触給電装置。
請求項４記載の非接触給電装置において、前記ＰＷＭ変調の最小波長は前記インバータによって供給される高周波の波長より長いことを特徴とする非接触給電装置。
請求項１記載の非接触給電装置において、前記受動素子は、リアクトル、抵抗が直列に接続されたリアクトル、コンデンサ、及び抵抗が直列に接続されたコンデンサのいずれか１であることを特徴とする非接触給電装置。