CN101667784B - 双向dc-dc变换器及其控制方法 - Google Patents

双向dc-dc变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种小型/高效率的绝缘性双向DC-DC变换器。双向DC-DC变换器具备：对线圈(N1、N2)进行磁耦合的变压器(2)，开关电路(11、12)，并联连接开关(SW1)的二极管(D1)、平滑电容器(C1、C2)、控制单元(1)。该双向DC-DC变换器在分别并联连接平滑电容器(C1、C2)的直流电源(V1)、(V2)间进行双向授受电力。在从直流电源(V1)向直流电源(V2)提供电力时，将开关(SW1)保持在接通状态。另一方面，在从直流电源(V2)向直流电源(V1)提供电力时，将开关(SW1)保持在断开状态，以防止来自直流电源(V1)的电力的逆流。

Description

双向DC-DC变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种具有绝缘功能的双向DC-DC变换器及其控制方法。
背景技术
近年来，由于对地球环保意识的提高，推进了效率高的混合动力汽车的普及。混合动力汽车具有行驶电动机驱动用的主电池和辅机驱动用的辅机电池。如果在这电压不同的两个电池间能够灵活调用电力，则能够增加车辆电源系统的设计自由度。
因此，在[专利文献1]中公开了一种在电压不同的两个电源间双向交换电力的双向DC-DC变换器。该变换器经由变压器与高压侧电路和低压侧电路连接。使高压侧电路的开关元件工作，从而从高压侧电源向低压侧电源提供电力，使低压侧电路的开关元件工作，从而从低压侧电源向高压侧电源提供电力。
另外，在[专利文献2]中公开了一种将包括开关元件和电容器的串联连接体的电压钳位电路(clamp circuit)与低压侧电路连接的双向DC-DC变换器。该变换器通过电压钳位电路能够降低在降压工作时由循环电流带来的损失。另外，提供一种能够防止在升降压工作时发生低压侧电路中的电涌电压(surge voltage)从而能够减低开关元件的耐压的、高效率小型的双向DC-DC变换器。
此外，在[专利文献3]中公开了一种串联连接变压器的线圈与LC谐振电路的双向DC-DC变换器。该变换器提供一种减少开关损耗、能消除在接通/断开时向开关元件中流入大电流、利用简单的控制系统高效率地在两个直流电源系统中能够灵活调用电力的双向DC-DC变换器。
[专利文献1]日本特开2002-165448号公报
[专利文献2]日本特开2006-187147号公报
[专利文献3]日本特开2004-282828号公报
一般地，为了小型/高速率化双向DC-DC变换器，利用开关元件特性快的开关元件较为有效。但是，在上述专利文献中公开的以往双向DC-DC变换器中，为了与电压高的直流电源授受电力且实现小型/高效率化，作为开关元件，即使利用例如高耐压MOSFET，由于MOSFET的体二极管的反向恢复特性与MOSFET的开关特性比较也缓慢，因此阻碍小型/高效率化。
发明内容
本发明的目的在于提供一种作为开关元件利用例如像高耐压MOSFET那样的一种开关特性快而体二极管的反向恢复特性比较慢的元件，一面能够减低开关元件损耗，一面能够减轻由体二极管的反向恢复特性比较慢带来的影响的小型/高效率的双向DC-DC变换器及其控制方法。
为了解决上述课题，本发明其特征在于，一种双向DC-DC变换器，具备：第1平滑电容器，其与第1直流电源并联连接，且连接在第1开关电路的直流端子间；第2平滑电容器，其与第2直流电源并联连接，且连接在第2开关电路的直流端子间；一次线圈，其连接在所述第1开关电路的交流端子间；二次线圈，其连接在所述第2开关电路的交流端子间；变压器，其对所述一次线圈和所述二次线圈进行磁耦合；和控制单元，其为使在所述第1、第2直流电源间授受电力而对所述第1、第2开关电路进行控制，该双向DC-DC变换器还具备：第1二极管，其在所述第1直流电源及所述第1平滑电容器和所述第1开关电路的直流端子间，为使阴极朝向所述第1直流电源的正极而串联插入；第1开关，其与所述第1二极管并联连接，所述控制单元是，在从所述第1直流电源向所述第2直流电源传送电力的情况下，所述第1开关为接通状态，在从所述第2直流电源向所述第1直流电源传送电力的情况下，所述第1开关为断开状态。
另外，本发明的双向DC-DC变换器，其特征在于，该双向DC-DC变换器具备串联插入到所述一次线圈和/或所述二次线圈的谐振电抗器。
再有，本发明的双向DC-DC变换器，其特征在于，该双向DC-DC变换器具备串联插入到所述一次线圈和/或所述二次线圈的谐振电容器。
另外，本发明的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述第1开关电路具备：串联连接第1、第2开关元件的第1开关引脚、串联连接第三、第四开关元件且与所述第1开关引脚并联连接的第2开关引脚；将所述第1开关引脚的两端间作为直流端子间，将所述第1、第2开关元件的串联连接点与所述第三、第四开关元件的串联连接点之间作为交流端子间。
再有，本发明的双向DC-DC变换器，其特征在于，将所述第三、第四开关元件分别替换为第1、第2电容器。
另外，本发明的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述一次线圈具备第1一次线圈的一端与第2一次线圈的一端的连接体，所述第1开关电路具备第1、第2开关元件，所述第1一次线圈的另一端连接所述第1开关元件的一端，所述第2一次线圈的另一端连接所述第2开关元件的一端，连接所述第1开关元件的另一端与所述第2开关元件的另一端，将所述第1、第2开关元件的连接点与所述第1、第2一次线圈的连接点之间作为直流端子间。
再有，本发明的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述第2开关电路具备：平滑电抗器、串联连接了第五、第六开关元件的第三开关引脚及串联连接了第七、第八开关元件且与所述第三开关引脚并联连接的第四开关引脚，所述第三开关引脚的一端连接所述平滑电抗器的一端，将所述平滑电抗器的另一端与所述第三开关引脚的另一端之间作为直流端子间，将所述第五、第六开关元件的串联连接点与所述第七、第八开关元件的串联连接点之间作为交流端子间。
另外，本发明的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述二次线圈具备第1二次线圈的一端与第2二次线圈的一端的连接体，所述第2开关电路具备：平滑电抗器、第五、第六开关元件，所述第1二次线圈的另一端连接所述第五开关元件的一端，所述第2二次线圈的另一端连接所述第六开关元件的一端，所述第五开关元件的另一端连接所述第六开关元件的另一端，所述第1、第2二次线圈的连接点连接所述平滑电抗器的一端，将所述平滑电抗器的另一端与所述第五、第六开关元件的连接点之间作为直流端子间。
再有，本发明的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述第2开关电路具备：第1平滑电抗器的一端与所述第2平滑电抗器的一端的连接体、第五开关元件的一端与第六开关元件的一端的连接体，所述第五开关元件的另一端连接所述第1平滑电抗器的另一端，所述第六开关元件的另一端连接所述第2平滑电抗器的另一端，将所述第五开关元件的另一端与所述第六开关元件的另一端之间作为交流端子间，将所述第1、第2平滑电抗器的连接点与所述第五、第六开关元件的连接点之间作为直流端子间。
另外，本发明的双向DC-DC变换器，其特征在于，该双向DC-DC变换器具备：在所述第2直流电源及所述第2平滑电抗器和所述第2开关电路的直流端子之间为使阴极朝向所述第2直流电源的正极而串联插入的第2二极管和与所述第2二极管并联连接的第2开关，所述控制单元在从所述第2直流电源向所述第1直流电源传送电力的情况下，将所述第2开关保持在接通状态，在从所述第1直流电源向所述第2直流电源传送电力的情况下，将所述第2开关保持在断开状态。
再有，本发明的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述第2开关电路具备：串联连接第五、第六开关元件的第三开关引脚和串联连接第七、第八开关元件且与所述第三开关引脚并联连接的第四开关引脚，将所述第三开关引脚的两端间作为直流端子间，将所述第五、第六开关元件的串联连接点与所述第七、第八开关元件的串联连接点之间作为交流端子间。
另外，本发明的双向DC-DC变换器，其特征在于，该双向DC-DC变换器将所述第七、第八开关元件分别替换为第三、第四电容器。
再有，本发明的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述二次线圈具备第1二次线圈的一端与第2二次线圈的一端的连接体，所述第2开关电路具备第五、第六开关元件，所述第1二次线圈的另一端连接所述第五开关元件的一端，所述第2二次线圈的另一端连接所述第六开关元件的一端，所述第五开关元件的另一端连接所述第六开关元件的另一端，将所述第五、第六开关元件的连接点与所述第1、第2二次线圈的连接点之间作为直流端子间。
另外，本发明的双向DC-DC变换器，其特征在于，该双向DC-DC变换器具备反向并联二极管，其分别与所述第1～第八开关元件逆并联连接。
再有，本发明的双向DC-DC变换器，其特征在于，该双向DC-DC变换器具备缓冲电容器，其分别与所述第1～第八开关元件并联连接。
另外，本发明的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述第1、第2开关作为电磁继电器。
再有，本发明的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述第1、第2开关作为半导体开关元件。
另外，本发明的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述第1～第八开关元件作为MOSFET。
再有，本发明的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述第1、第2二极管比所述第1～第八开关元件的体二极管和/或所述反向并联二极管其反向恢复特性快。
另外，为了解决上述课题，本发明其特征在于，提供一种双向DC-DC变换器的控制方法，其具备：第1开关电路，其与第1直流电源并联连接；第2开关电路，其与第2直流电源并联连接；一次线圈，其与所述第1开关电路的交流端子间连接；二次线圈，其与所述第2开关电路的交流端子间连接；变压器，其对所述一次线圈与所述二次线圈进行磁力耦合；和控制单元，其为使在所述第1、第2直流电源间授受电力而对所述第1、第2开关电路进行控制，若为使整流方向朝向所述第1直流电源的正极而将第1整流元件串联插入在所述第1直流电源与所述第1开关电路的直流端子之间，将第1开关并联连接所述第1整流元件；所述控制单元在从所述第1直流电源向所述第2直流电源传送电力的情况下，所述第1开关为接通状态，在从所述第2直流电源向所述第1直流电源传送电力的情况下，所述第1开关为断开状态。
再有，本发明的双向DC-DC变换器的控制方法其特征在于，该双向DC-DC变换器的控制方法具备串联插入到所述一次线圈和/或所述二次线圈的谐振电抗器。
另外，本发明的双向DC-DC变换器的控制方法其特征在于，该双向DC-DC变换器的控制方法具备串联插入到所述一次线圈和/或所述二次线圈的谐振电容器。
基于本发明，作为开关元件，例如利用如高耐压MOSFET那样开关特性快且体二极管的反向恢复特性比较慢的元件，能够降低开关元件损耗并减轻由体二极管的反向恢复特性比较慢而带来的影响，从而能够实现提供一种小型/高效率的双向DC-DC变换器。
附图说明
图1是本发明实施例1的双向DC-DC变换器的电路构成图。
图2是本发明实施例2的双向DC-DC变换器的电路构成图。
图3是说明本发明实施例2的双向DC-DC变换器正向电力传输时的动作电路图。
图4是说明本发明实施例2的双向DC-DC变换器反向电力传输时的动作电路图。
图5是本发明实施例3的双向DC-DC变换器的电路构成图。
图中：
1-控制单元
2、3-变压器
11、12-开关电路
21、22-电压传感器
31、32-电流传感器
V1、V2-直流电源
R1、R2-负载
C1、C2-平滑电容器
L-平滑电抗器
Lr-谐振电抗器
Cr-谐振电容器
Cc-钳位电容器
N1、N2、N21、N22-线圈
SW1、SW2-开关
H1～H4、S1～S4-开关元件
D1、D2、DH1～DH4、DS1～DS2-二极管。
具体实施方式
参照附图对本发明的实施方式进行详细地说明。
在本说明书中，将从直流电源V1向直流电源V2进行电力传输称为正向电力传输；相反地，将从直流电源V2向直流电源V1进行电力传输称为反向电力传输。另外，将与接通状态的开关元件的电压或二极管的正向电压降或同等程度以及其以下的电压称为零电压，将在施加于开关元件的电压为零电压的状态下，切换该开关元件的接通与断开来降低开关损耗称为零电压开关。
[实施例1]
图1是表示本发明实施例1的双向DC-DC变换器的电路构成图。该双向DC-DC变换器连接在直流电源V1与直流电源V2之间，在直流电源V1与直流电源V2之间进行电力的授受。在直流电源V1中连接有负载R1，在直流电源V2中连接有负载R2。
在图1中，平滑电容器C1与直流电源V1连接，平滑电容器C2与直流电源V2连接。开关电路11的直流端子经由二极管D1与平滑电容器C1连接。该二极管D1连接为开关电路11向直流电源V1流入电力，相反，不从直流电源V1向开关电路11流过电力的朝向，二极管D1并联连接开关SW1。另外，开关电路12的直流端子与平滑电容器C2连接。
开关电路11的交流端子连接线圈N1，开关电路12的交流端子连接线圈N2。变压器2对线圈N1与线圈N2进行磁耦合。
开关电路11、开关电路12及开关SW1通过控制单元1而被控制。在控制单元1连接有电压传感器21、22及电流传感器31、32。
说明实施例1的双向DC-DC变换器正向电力传输时的动作。控制单元1使开关SW1保持在接通状态并且使开关电路11进行开关动作并向线圈N1施加交流电压。开关电路12对在线圈N2处产生的感应电压进行整流并向直流电源V2提供电力。
由此，正向电力传输时将开关SW1保持在接通状态。据此，因为二极管D1的两端被短路，而开关电路11的直流端子变为与不经由二极管D1而直接连接平滑电容器C1的情况相同的状态。该状态与已经叙述的专利文献1～3的电路构成相同，开关动作也能同样地进行。
接着，对实施例1的双向DC-DC变换器反向电力传输时的动作进行说明。控制单元1将开关SW1保持在断开状态并且使开关电路路12进行开关动作并向线圈N2施加交流电压。开关电路11对在线圈N1中产生的感应电压进行整流并向直流电源V1提供电力。
由此，反向电力传输时将开关SW1保持在断开状态，开关电路11作为整流电路起到作用。此时，作为构成开关电路11的整流元件，即使利用像高耐压MOSFET的体二极管那样反向恢复特性比较慢的元件，反向恢复特性比较快的二极管D1也能防止从直流电源V1或平滑电容器C1向开关电路11的电力的逆流。因此，本发明双向DC-DC变换器可进行有效的反向电力传输。在不具备二极管D1的以往电路构成中，容易理解到：整流元件的反向导通期间中，从直流电源V1或平滑电容器C1向开关电路11电力逆流，妨碍了反向电力传输的效率。
作为不依赖上述的实施例的解决方法，存在以下的方法：作为开关电路11的开关/整流元件利用具备反向并联二极管的IGBT。但是，由于IGBT与高耐压MOSFET比较，开关特性缓慢，所以导致开关损耗变大、正向电力传输时效率降低。另外，若为了抑制开关损耗而降低开关频率而必须增大变压器2或平滑电容器C1、C2，会导致双向DC-DC变压器的体积会增大。
另外，作为不依赖其他的与本发明的解决方法，存在以下的方法：作为开关电路11的开关/整流元件利用具备反向并联二极管的反向阻塞MOSFET。但是，在本方法中，导致部件数目增加而带来的成本提高或体积增大。
另一方面，在本发明的双向DC-DC变换器中，开关SW1由于只在正向电力传输与反向电力传输时切换接通状态与断开状态，因此能够利用动作比较慢的IGBT或电磁继电器那样的机械式开关。在利用IGBT的情况下，如果利用内置反向并联二极管的封装，就不必要外置二极管D1从而有利于小型化。另外，如果利用机械式开关，则由于导通损耗减小而能够更高效率地进行正向电力传输。
[实施例2]
图2是本发明实施例2的双向DC-DC变换器的电路构成图。该双向DC-DC变换器在其两端所连接的直流电源V1和直流电源V2之间进行电力授受。在直流电源V1连接有负载R1，在直流电源V2连接有负载R2。
在图2中，平滑电容器C 1与直流电源V1连接，平滑电容器C2与直流电源V2连接。串联连接开关元件H1、H2的第一开关引脚(leg)经由二极管D1与平滑电容器C1连接。该二极管D1连接为从第一开关元件引脚向直流电源V1流过电力，相反不从直流电源V1向第一开关元件引脚流过电力的朝向，二极管D1并联连接开关SW1。串联连接开关元件H3、H4的第二开关引脚与第一开关引脚并联连接。在开关元件H1、H2的串联连接点与开关元件H3、H4的串联连接点之间串联连接有线圈N1、谐振电抗器Lr和谐振电容器Cr。
变压器3对线圈N1、N21、N22进行磁耦合。线圈N21的一端与线圈N22的一端连接，线圈N21的另一端与开关元件S1的一端连接，线圈N22的另一端与开关元件S2的一端连接。开关元件S1的另一端和开关元件S2的另一端与平滑电容器C2的一端连接。线圈N21、N22的连接点经由平滑电抗器L与平滑电容器C2的另一端连接。
分别连接开关元件S3、开关元件S4和钳位电容器Cc的一端而成的电压钳位电路，其开关元件S3的另一端与开关元件S1的一端连接，开关元件S4的另一端与开关元件S2的一端连接，钳位电容器Cc的另一端与开关元件S1、S2的另一端连接。
开关元件H1～H4、S1～S4分别连接反向并联二极管DH1～DH4、DS1～DS2。其中，在作为这些开关元件，利用了MOSFET的情况下，作为反向并联二极管可利用MOSFET体二极管。
开关元件H1～H4、S1～S4与开关SW1通过控制单元1而被控制。在控制单元1连接有电压传感器21、22及电流传感器31、32。
(V1→V2：正向电力传输)
图3是说明实施例2的双向DC-DC变换器正向电力传输时的动作电路图。以下，边参照该图3边对正向电力传输时的动作进行详细地说明。其中，在图3中，(a)～(f)表示模式a～f。
(模式a)
首先，在模式a中，开关SW1、开关元件H1、H4为接通状态，开关元件H2、H3为断开状态，直流电源V1的电压经由开关SW1、开关元件H1、H4、谐振电容器Cr、谐振电抗器Lr而施加到线圈N1。
开关元件S2、S3为断开状态，在线圈N21中产生的电压经由二极管DS1、平滑电抗器L而施加到直流电源V2，向直流电源V2提供能量。另外，在线圈N21、N22中产生的电压经由二极管DS1、DS4而施加到钳位电容器Cc，钳位电容器Cc被充电。
此时，在作为开关元件S1～S4利用了MOSFET的情况下，若使开关元件S1、S4接通状态，则有时会能够通过流经二极管DS1、DS4的电流向开关元件S1、S4分流，而降低损耗。由此，将在与MOSFET反向并联连接的二极管或MOSFET的体二极管中流过二极管的正向方向电流时，该MOSFET为接通状态来降低损耗在后面称为同步整流。此时，使开关元件S4接通(零电压开关)。
(模式b)
钳位电容器Cc的充电电流减少，最终变化为放电。钳位电容器Cc的放电电流经由开关元件S4、线圈N22、平滑电抗器L提供给直流电源V2。
(模式c)
若开关元件H4断开，则流经开关元件H4的电流流向二极管DH3、开关元件H1、谐振电容器Cr、谐振电抗器Lr、线圈N1。此时，使开关元件H3接通(零电压开关)。
另外，若开关元件S4断开，则钳位电容器Cc的放电结束，流经开关元件S4的电流流向二极管DS2。此时，若使开关元件S2接通则成为同步整流。蓄积在平滑电抗器L中的能量提供给直流电源V2。
(模式d)
若开关元件H1断开，则流经开关元件H1的电流流向开关SW1和/或二极管D1、直流电源V1、二极管DH2、谐振电容器Cr、谐振电抗器Lr、线圈N1、二极管DH3。此时，使开关元件H2接通(零电压开关)。在谐振电抗器Lr中施加直流电源V1的电压，该电流减小。
(模式e)
由于开关元件H2、H3为接通状态，在谐振电抗器Lr的电流达到零后，在相反方向上该电流增加。伴随此，通过二极管DS1和线圈N21的电流减少，通过二极管DS2和线圈N22的电流逐渐增加。在通过线圈N21的电流达到零之前，断开开关元件S1。
(模式f)
若通过线圈N21的电流达到零，则二极管DS1在反向导通之后进行反向恢复。流经该反向导通中的电流在反向恢复之后向二极管DS3换向。此时，接通开关元件S3(零电压开关)。另外，直流电源V1的电压被施加到线圈N1中。
开关元件S1、S4为断开状态，在线圈N22中产生的电压经由二极管DS2、平滑电抗器L而施加到直流电源V2，并向直流电源V2提供能量。另外，在线圈N21、N22中产生的电压经由二极管DS2、DS3而施加到钳位电容器Cc，钳位电容器Cc被充电。
该模式f是模式a的对称动作。因为考虑到以后的模式b～e的对称动作之后，又返回到模式a而容易理解，所以省略了详细的说明。
(V1←V2：反向电力传输)
图4说明实施例2的双向DC-DC变换器反向电力传输时的动作电路图。以下，边参照图4边对反向电力传输时的动作进行详细地说明。其中，在图4中，(A)～(H)表示模式A～H。
(模式A)
首先，在模式A中，开关元件S1、S2为接通状态，开关元件S3、S4为断开状态。直流电源V2的电压经由线圈N21、N22、开关元件S1、S2而施加到平滑电抗器L，将直流电源V2的能量蓄积到平滑电抗器L。
另外，开关SW1、开关元件H1、H4为断开状态，开关元件H2、H3为接通状态。在谐振电抗器Lr中流过通过谐振电容器Cr、二极管DH1、DH4、开关元件H2、H3、线圈N1的电流。此时，在作为开关元件H1～H4利用了MOSFET的情况下，若开关元件H1、H4为接通状态则成为同步整流。
(模式B)
若断开开关元件S2，则流经开关元件S2的电流流向二极管DS4近而对钳位电容器Cc进行充电。此时，接通开关元件S4(零电压开关)。
在线圈N21、N22中施加钳位电容器Cc的电压，在线圈N1中产生电压。该线圈N1的电压被施加到谐振电抗器Lr中，谐振电抗器Lr的电流增加。
另外，蓄积在平滑电抗器L中的能量被放出。
(模式C)
若断开开关元件H2、H3，则流经开关元件H2、H3的电流通过二极管DH4、线圈N1、谐振电抗器Lr、谐振电容器Cr、二极管DH1、二极管D1，流向直流电源V1，向直流电源V1提供能量。此时，使开关元件H1、H4接通(零电压开关)。
(模式D)
随着谐振电抗器Lr的电流增加，钳位电容器Cc的充电电流减少，最终转入放电。
(模式E)
若断开开关元件S4，则流过开关元件S4的钳位电容器Cc的放电电流导通二极管DS2。此时，接通开关元件S2(零电压开关)。
由于不再在线圈N21、N22中施加钳位电容器Cc的电压VCc，因此在线圈N1中不再产生电压，在谐振电抗器Lr中施加直流电源V1的电压，谐振电抗器Lr的电流减少。
另外，与模式A同样，将直流电源V2的能量蓄积到平滑电抗器L中。
(模式F)
随着谐振电抗器Lr的电流减少，开关元件S2的电流方向反转。
(模式G)
由于开关元件H1、H4为接通状态，开关SW1为断开状态，若谐振电抗器Lr的电流继续减少直到为零，则首先二极管D1反向导通，在谐振电抗器Lr中流过与模式F相反方向的电流。
(模式H)
若二极管D1进行反向恢复，则在该二极管D1的反向导通中所蓄积的谐振电抗器Lr的电流导通二极管DH2、DH3，流经二极管DH2、DH3、谐振电容器Cr、线圈N1、开关元件H1、H4。此时，谐振电容器Cr中蓄积电荷，在使谐振电抗器Lr的电流增加的方向上产生电压，谐振电抗器Lr的电流逐渐增加。
该模式H为模式A的对称动作。因为考虑到以后的模式B～G的对称动作之后，又返回到模式a而容易理解，所以省略了详细的说明。
在上述模式A(H)期间中，二极管DH2(DH1)、DH3(DH4)进行反向恢复。但是，作为二极管DH1～DH4，在利用了如MOSFET的体二极管那样反向恢复特性比较慢的二极管的情况下，在该期间中有时会不进行反向恢复。在模式A期间中，在二极管DH2、DH3不进行反向恢复的情况下，若在模式B期间中进行反向恢复，则与上述说明的动作一样。在模式B期间中也不进行反向恢复的情况下，等进行了反向恢复再转移到模式C的动作。只是，若使从模式B向模式C的动作转移得慢的话，则存在输出电力增加的情况。此时，为了容易将输出电力调整为所期望的值，则在模式B期间结束之前使二极管DH2、DH3反向恢复即可。由此，存在如下述与二极管D1并联添加静电电容成分的方法。
另外，在模式A(H)中，在具有与二极管D1并联的静电电容成分的情况下，在二极管D1进行了反向恢复后，对该静电电容成分进行充电的电流流过。在该充电电流流过的期间，也在谐振电抗器Lr中蓄积了电流。例如，如果将电容器与二极管D1并联连接，则能够增加模式A(H)中的谐振电抗器Lr的电流。该谐振电抗器Lr的电流增加，具有促进二极管DH2(DH1)、DH3(DH4)的反向恢复的效果。
但是，在模式A(H)中，若谐振电抗器Lr的电流增大，则存在开关元件S1、S2的接通难以变为零电压开关的情况。在模式A中，若谐振电抗器Lr的电流，即线圈N1的电流大，则由于线圈N1、N21、N22进行磁耦合，线圈N22和开关元件S2的电流比线圈N21和开关元件S 1的电流相比，变得更小。在模式B中，开关元件S2阻断的电流成为钳位电容器Cc的充电电流。因此，若该阻断电流变小，则模式B、C中的钳位电容器Cc的充电电流变小，模式D中的钳位电容器Cc的充电电流也变小。其原因在于：在模式E中，通过开关元件S4阻断钳位电容器Cc的放电电流，使该电流向二极管DS2换向，实现了开关元件S2的接通的零电压开关。
因此，即使模式A(H)中的谐振电抗器Lr的电流比较大，作为开关元件S1、S2的接通容易成为零电压开关的方法，有如下的方法：根据输入电压，即直流电压V2的电压使开关元件S1、S2的接通时间比率的上限变化。若增大开关元件S1、S2的接通时间比率，则导致输出电压的增加和钳位电容器Cc的电压上升。由于在开关元件S1～S4中施加钳位电容器Cc的电压，存在该电压的上升导致开关元件S1～S4的破损的情况。因此，在开关元件S1、S2的接通时间比率中设置上限，在使该接通时间比率的上限动作，仍输出电力不足的情况下，利用将接通时间比率作为上限的状态来延长模式B的期间从而得到输出电力。此时，输出电力利用模式B的期间长度进行调整。且有，在将模式B的期间长度为零即与在模式B中断开开关元件S2的时刻几乎同时使开关元件H2、H3断开也能得到充足的输出电力的情况下，也可利用将模式B的期间的长度固定例如为零的状态，来调整开关元件S1、S2的接通时间比率，从而调整输出电力。
但是，若为了得到输出电力而延长模式B的期间，则存在开关元件S1、S2的接通难以成为零电压开关的情况。在模式B中，线圈N1中产生的电压由于几乎全部施加到谐振电抗器Lr中，因此谐振电抗器Lr的电流急剧增加。因此，钳位电容器Cc的充电电流急剧减小，由于模式B～C中的充电电荷量变少，所以模式D中的钳位电容器Cc的放电电流也减小。其原因在于：在模式E中，通过开关元件S4阻断钳位电容器Cc的放电电流，使该电流换流向二极管DS2，实现了开关元件S2的零电压开关。
将上述的开关元件S1、S2的接通时间比率固定为上限，调整模式B的期间的长度来调整输出电力，在得到了所期望的输出电力的情况下，由于通过提升接通时间比率的上限，即使缩短模式B的期间也能得到所期望的输出电力，所以开关元件S1、S2的接通容易变为零电压开关。此时，为了防止钳位电容器Cc的电压上升而带来的开关元件S1～S4的损坏，可以随着输入电压，即直流电源V2的电压的减小而提高接通时间比率的上限。其原因在于：在固定了接通时间比率的情况下，钳位电容器Cc的电压与输入电压即直流电源V2的电压大致呈正比。
因此，为了促进二极管DH1～DH4的反向恢复，即使使模式A(H)中的谐振电抗器Lr的电流比较大，根据输入电压即直流电源V2的电压使开关元件S1、S2的接通时间比率的上限变化，能够做到开关元件S1、S2的接通容易变为零电压开关。
如以上进行的说明，实施例2的双向DC-DC变换器的最大的特征在于，在正向电力传输时将开关元件SW1保持在接通状态，在反向电力传输时将开关元件SW1保持在断开状态。由此，即使反向电力传输时作为二极管DH1～DH4，利用如高耐压MOSFET的体二极管那样反向恢复特性比较慢的元件，反向恢复特性比较快的二极管D1也能够防止从直流电源V1或平滑电容器C1向二极管DH1～DH4的电流逆流，从而可进行有效率的反向电力传输。由此，作为开关元件H1～H4和二极管DH1～DH4，即使利用例如高耐压MOSFET及其体二极管，也可进行有效率的反向电力传输。
其他特征在于，若留意到实施例2的双向DC-DC变换器的开关元件HA～H4和二极管DH1～DH4相当于实施例1的双向DC-DC变换器的开关电路11的开关/整流元件，则原理与实施例1同样，省略详细的说明。
另外，在本实施例2中，虽然对电压型全桥电路和电流型中心抽头电路进行组合，但是即使是对电压型中心抽头电路、半桥电路、电流型全桥电路、电流倍加器电路进行组合同样的构成显然也具有效果。
[实施例3]
图5是本发明的实施例3的双向DC-DC变换器的电路构成图。该双向DC-DC变换器在其两端所连接的直流电源V1和直流电源V2之间进行电力的授受。
在图5中，平滑电容器C1连接直流电源V1，平滑电容器C2连接直流电源V2。串联连接了开关元件H1、H2的第一开关引脚经由二极管D1与平滑电容器C1连接。该二极管D1连接为从第一开关引脚向直流电源V1流经电力且相反地不从直流电源V1向第一开关引脚流经电力的朝向，二极管D1并联连接有开关SW1。在开关元件H2的两端间串联连接了线圈N1、谐振电抗器Lr及谐振电容器Cr。
串联连接了开关元件S1、S2的第21开关引脚经由二极管D2与平滑电容器C2连接。该二极管D2连接为从第21开关引脚向直流电源V2流经电力且相反地不从直流电源V2向第21开关引脚流经电力的朝向，二极管D2并联连接了开关SW2。串联连接了开关元件S3、S4的第22开关引脚与第21开关引脚并联连接。在开关元件S1、S2的串联连接点与开关元件S3、S4的串联连接点之间连接了线圈N2。变压器2对线圈N1、N2进行磁耦合。
开关元件H1、H2、S1～S4分别连接反向并联二极管DH1、DH2、DS1～DS4。其中，在作为这些开关元件使用了MOSFET的情况下，作为反向并联二极管能够利用MOSFET的体二极管。
对实施例3的双向DC-DC变换器的动作进行说明。在正向电力传输时，将开关SW1保持在接通状态，将开关SW2保持在断开状态。使开关元件H1、H2互补进行接通断开动作，通过谐振电容器Cr和谐振电抗器Lr而在线圈N1中流过交流谐振电流。二极管DS1～DS4对产生在线圈N2中的感应电流进行整流，经由二极管D2向直流电源V2提供电力。
此时，即使作为二极管DS1～DS4利用反向恢复特性比较慢的元件，反向恢复特性比较快的二极管D2也能够防止从直流电源V2或平滑电容器C2向二极管DS1～DS4的电力的逆流，可进行有效率的正向电力传输。由此，即使作为开关元件S1～S4和二极管DS1～DS4使用例如高耐压MOSFET及其体二极管，也能够实现有效率的正向电力传输。
接着，在反向电力传输时，将开关SW2保持在接通状态，将开关元件SW1保持在断开状态。使开关元件S1、S2互补地进行接通断开动作，并且使开关元件S4、S3分别与开关元件S1、S2同步地进行接通断开动作，在线圈N2中流过交流的谐振电流。在线圈N1中产生的感应电流通过谐振电容器Cr和谐振电抗器Lr，由二极管DH1、DH2进行整流，经由二极管D1向直流电源V1供给电力。
此时，即使作为二极管DH1、DH2利用反向恢复特性比较慢的元件，反向恢复特性比较快的二极管D1也能够防止从直流电源V1或平滑电容器C1向二极管DH1、DH2的电力逆流，可进行有效率的反向电力传输。由此，作为开关元件H1、H2和二极管DH1、DH2，即使利用高耐压MOSFET及其体二极管，也可进行有效率的反向电力传输。
一般地，二极管提高耐压值则反向恢复特性会恶化。在本实施例3中，在直流电源V1和直流电源V2的两方电压比较高且二极管DH1、DH2、DS1～DS4的全部耐压值比较高的情况下，也能防止来自直流电源V1、V2的电力逆流，并能在双向上进行高效率的电力变换。
二极管D1、D2、开关元件SW1、SW2所带来效果因为与上述的实施例1或实施例2相同，因此省略详细的说明。
另外，虽然在本实施例3中，用的是单端放大推挽电路和全桥电路进行组合，但也可用半桥电路或中心抽头电路组合的结构。
因此，本发明在绝缘型双向DC-DC变换器的电压型电路所具备的平滑电容器和开关电路之间，插入具备了反向并联二极管的开关，因此能够得到本说明书中示出的效果，也就理所当然适用于具备了电压型电路的多个绝缘型双向DC-DC变换器。
(产业上的利用可能性)
如以上进行说明的本发明可整个适用于具有绝缘功能的双向DC-DC变换器。

Claims (16)

1.一种双向DC-DC变换器，具备：
第1平滑电容器，其在第1直流电源与第1开关电路之间，与所述第1直流电源并联连接，且并联连接在所述第1开关电路的直流端子间；
第2平滑电容器，其与第2直流电源并联连接，且连接在第2开关电路的直流端子间；
一次线圈，其连接在所述第1开关电路的交流端子间；
二次线圈，其连接在所述第2开关电路的交流端子间；
变压器，其对所述一次线圈和所述二次线圈进行磁耦合；和
控制单元，其按照在所述第1、第2直流电源间授受电力的方式来对所述第1、第2开关电路进行控制，
该双向DC-DC变换器还具备：
第1二极管，其在所述第1平滑电容器和所述第1开关电路的直流端子间，按照为了防止从所述第1平滑电容器向所述第1开关电路的电力的流入，使阴极朝向所述第1直流电源的正极的方式串联插入；和
第1开关，其与所述第1二极管并联连接，
所述第1开关电路构成为包含整流元件，
所述第1二极管的反向恢复特性比所述整流元件的反向恢复特性快，
所述控制单元在从所述第1直流电源向所述第2直流电源传送电力的情况下，使所述第1开关为接通状态，在从所述第2直流电源向所述第1直流电源传送电力的情况下，使所述第1开关为断开状态。
2.根据权利要求1所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，
该双向DC-DC变换器具备串联插入到所述一次线圈和/或所述二次线圈的谐振电抗器。
3.根据权利要求1所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，
该双向DC-DC变换器具备串联插入到所述一次线圈和/或所述二次线圈的谐振电容器。
4.根据权利要求1所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，
所述第1开关电路具备：
串联连接第1、第2开关元件的第1开关引脚；和
串联连接第三、第四开关元件且与所述第1开关引脚并联连接的第2开关引脚；
将所述第1开关引脚的两端间作为直流端子间，将所述第1、第2开关元件的串联连接点与所述第三、第四开关元件的串联连接点之间作为交流端子间。
5.根据权利要求4所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，
将所述第三、第四开关元件分别替换为第1、第2电容器。
6.根据权利要求1所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，
所述一次线圈具备第1一次线圈的一端与第2一次线圈的一端的连接体，所述第1开关电路具备第1、第2开关元件，
在所述第1一次线圈的另一端连接所述第1开关元件的一端，在所述第2一次线圈的另一端连接所述第2开关元件的一端，连接所述第1开关元件的另一端与所述第2开关元件的另一端，将所述第1、第2开关元件的连接点与所述第1、第2一次线圈的连接点之间作为直流端子间。
7.根据权利要求1所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，
所述第2开关电路具备：平滑电抗器；串联连接了第五、第六开关元件的第三开关引脚；及串联连接了第七、第八开关元件且与所述第三开关引脚并联连接的第四开关引脚，
在所述第三开关引脚的一端连接所述平滑电抗器的一端，将所述平滑电抗器的另一端与所述第三开关引脚的另一端之间作为直流端子间，将所述第五、第六开关元件的串联连接点与所述第七、第八开关元件的串联连接点之间作为交流端子间。
8.根据权利要求1所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，
所述二次线圈具备第1二次线圈的一端与第2二次线圈的一端的连接体，所述第2开关电路具备平滑电抗器、第五、第六开关元件，
在所述第1二次线圈的另一端连接所述第五开关元件的一端，在所述第2二次线圈的另一端连接所述第六开关元件的一端，连接所述第五开关元件的另一端与所述第六开关元件的另一端，在所述第1、第2二次线圈的连接点连接所述平滑电抗器的一端，将所述平滑电抗器的另一端与所述第五、第六开关元件的连接点之间作为直流端子间。
9.根据权利要求1所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，
所述第2开关电路具备：第1平滑电抗器的一端与第2平滑电抗器的一端的连接体；和第五开关元件的一端与第六开关元件的一端的连接体，
在所述第五开关元件的另一端连接所述第1平滑电抗器的另一端，在所述第六开关元件的另一端连接所述第2平滑电抗器的另一端，将所述第五开关元件的另一端与所述第六开关元件的另一端之间作为交流端子间，将所述第1、第2平滑电抗器的连接点与所述第五、第六开关元件的连接点之间作为直流端子间。
10.根据权利要求1所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，
该双向DC-DC变换器具备：在所述第2直流电源及所述第2平滑电容器和所述第2开关电路的直流端子之间按照使阴极朝向所述第2直流电源的正极的方式来串联插入的第2二极管；和与所述第2二极管并联连接的第2开关，
所述控制单元在从所述第2直流电源向所述第1直流电源传送电力的情况下，将所述第2开关保持在接通状态，在从所述第1直流电源向所述第2直流电源传送电力的情况下，将所述第2开关保持在断开状态。
11.根据权利要求10所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，
所述第2开关电路具备：串联连接第五、第六开关元件的第三开关引脚；和串联连接第七、第八开关元件且与所述第三开关引脚并联连接的第四开关引脚，
将所述第三开关引脚的两端间作为直流端子间，将所述第五、第六开关元件的串联连接点与所述第七、第八开关元件的串联连接点之间作为交流端子间。
12.根据权利要求11所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，
该双向DC-DC变换器将所述第七、第八开关元件分别替换为第三、第四电容器。
13.根据权利要求10所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，
所述二次线圈具备第1二次线圈的一端与第2二次线圈的一端的连接体，所述第2开关电路具备第五、第六开关元件，在所述第1二次线圈的另一端连接所述第五开关元件的一端，在所述第2二次线圈的另一端连接所述第六开关元件的一端，连接所述第五开关元件的另一端与所述第六开关元件的另一端，将所述第五、第六开关元件的连接点与所述第1、第2二次线圈的连接点之间作为直流端子间。
14.根据权利要求10所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，
所述第1、第2开关为电磁继电器。
15.根据权利要求7所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，
所述第1～第八开关元件为MOSFET。
16.根据权利要求10所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，
所述第1、第2二极管比起所述第1～第八开关元件的体二极管和/或所述反向并联二极管，其反向恢复特性快。
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