CN110277908A - 包括功率转换器的装置以及用于功率转换的装置 - Google Patents

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Abstract

本申请公开了包括功率转换器的装置以及用于功率转换的装置。一种包括功率转换器的装置，其包括：多相控制器、用于至少三个调节电路的开关、以及用于至少三个开关式电容电路的开关，其中，所述开关式电容电路中的每一个向相应的调节电路和所述多相控制器两者提供中间电压；其中，所述多相控制器为所述调节电路中的每一个提供调节控制电压；以及其中，所述多相控制器为所述开关式电容电路中的每一个提供一对相电压。

Description

包括功率转换器的装置以及用于功率转换的装置
本申请为于2014年6月19日提交、申请号为201280063037.8、发明名称为“具有电容式能量传递的功率转换器的控制”的中国专利申请的分案申请。所述母案申请的国际申请日为2012年12月19日，国际申请号为PCT/US2012/070555。
相关申请
本申请要求于2011年12月19日提交的美国临时申请案61/577,271的优先权日的权益，其内容通过引用的方式并入本文。
技术领域
本公开涉及利用电容器传递能量的功率转换器的控制。
背景技术
功率转换器一般可包括开关和一个或多个电容器。这类转换器可用于，例如，向便携式电子装置和消费类电子产品供电。
开关模式功率转换器是一种特定类型的功率转换器，其通过利用开关网络将能量存储元件(即，电感器和电容器)切换到不同的电力配置来调节输出电压或电流。
开关式电容转换器是一种主要利用电容传递能量的开关式功率转换器。在这类转换器中，电容器和开关的数量随着变压比的增加而增加。
典型的功率转换器执行变压和输出调节。在许多功率转换器中，比如降压转换器，这两种功能均在一个阶段发生。然而，还可将这两种功能分成两个专门阶段。这类两级功率转换器结构的特点在于独立的变压阶段和独立的调节阶段。变压阶段将一个电压转换成另一电压，而调节阶段则保证功率转换器的输出电压和/或输出电流保持所需的特征。
例如，参照图1，在一个已知的功率转换器10中，开关式电容元件12A在其输入端与电压源14电性连接。调节电路16A的输入端与开关式电容元件12A的输出端电性连接。然后，负载18A与调节电路16A的输出端电性连接。2009年5月8日提交的美国专利申请No.2009/0278520中描述了这种转换器，其内容以引用的方式并入本文。
此外，2012年5月4日提交的PCT申请PCT/2012/36455描述了一种模块化多级功率转换器结构，其内容以引用的方式并入本文。开关式电容元件12A和调节电路16A可以多种不同的方式进行混合和匹配。这为这类功率转换器的组装提供了转换性集成电源解决方案(TIPSTM)。如此，图1所示的配置仅表示向一个或多个开关式电容元件12A配置一个或多个调节电路16A的众多方法中的一种方法。
图2图示了功率转换器10A，其从电压源14接收输入电压VIN并产生比输入电压VIN要低的输出电压VO。功率转换器10A是图1所示功率转换器结构的具体实施例。开关式电容元件12A的特点在于2:1双相串并行开关式电容网络，该开关式电容网络包括电源开关S1-S8和泵电容器C1-C2。相反，调节电路16A的特点在于降压转换器，该降压转换器包括低侧开关SL、高侧开关SH、滤波电感器L1以及驱动级51。
在开关式电容元件12A工作时，电源开关S1、S3、S6、S8和电源开关S2、S4、S5、S7总是处于互补状态。因此，在第一网络状态中，电源开关S1、S3、S6、S8打开，而电源开关S2、S4、S5、S7关闭。在第二网络状态中，电源开关S1、S3、S6、S8关闭，而电源开关S2、S4、S5、S7则打开。开关式电容元件12A循环通过第一网络状态和第二网络状态，产生中间电压VX，该中间电压VX是输入电压VIN的一半。
参照图2，开关式电容元件12A在第一相电压VA较高且第二相电压VB较低时处于第一网络状态。相反，开关式电容元件12A在第一相电压VA较低且第二相电压VB较高时处于第二网络状态。两个相电压VA、VB不重叠且具有大约50％的占空比。
在调节电路16A工作时，低侧开关SL和高侧开关SH将中间电压VX斩波为开关电压VLX。LC滤波器接收开关电压VLX，生成与平均开关电压VLX相等的输出电压VO。为了保证所需的输出电压VO，调节控制电压VR对低侧开关SL和高侧开关SH的占空比进行控制。此外，驱动级51提供能量以打开和关闭低侧和高侧开关SL、SH。
在先公开分别探讨了对开关式电容元件12A和调节电路16A的控制。这存在许多缺点，其中一个缺点在于中间电压VX纹波会馈通至输出电压VO。一种解决该问题的可能方案是建立反馈控制回路，该反馈控制回路速度够快，能使中间电压VX纹波对输出电压VO的影响减弱。为了实现该目标，调节电路16A的频率必须明显高于开关式电容元件12A的频率。
另一种解决该问题的可能方案是向调节电路16A增加前馈控制回路。然而，就像快速反馈解决方案的情况一样，前馈解决方案仅在调节电路16A的频率明显高于开关式电容元件12A的频率时方才有效。因此，这两种解决方案都对开关式电容元件12A和调节电路16A造成了严重的频率制约。
此外，开关式电容元件12A的第一网络状态和第二网络状态之间通常存在死区时间间隔DT。在该死区时间间隔DT期间，开关式电容元件12A中的所有开关均打开。这保证开关式电容元件12A的第一网络状态和第二网络状态之间的完全转换，反之亦然。如果调节电路16A在死区时间间隔DT期间尝试消耗电流，在开关式电容元件12A和调节电路16A之间的节点处会发生电压“毛刺”。
通过使用毛刺电容器CX可以减少电压“毛刺”。遗憾的是，每次开关式电容元件12A在第一网络状态和第二网络状态之间转换时，存储在毛刺电容器CX上的部分能量便会丢掉，反之亦然。能量损失由毛刺电容器CX短路到不同电压的电容器(比如，泵电容器C1、C2)引起的。因此，在死区时间间隔DT期间使用毛刺电容器CX提供能量是一种有效的解决方案，但这需要一个额外的电容器，会降低功率转换器10A的效率。
发明内容
在本发明的总体方面，提供了一种用于功率转换的装置，其包括：变压元件、调节元件以及控制器；其中，所述变压元件的周期等于系数和所述调节电路的周期之积，其中，所述系数选自由正整数和所述整数的倒数组成的组。本发明这方面的实施例可包括一个或多个下列特征。
调节元件配置为使连续电流从其中通过。作为替代方案，所述调节元件配置为使不连续电流从其中通过。
对所述调节元件进行控制，以避免在所述变压元件的死区时间期间使电流从其中通过。
所述控制器配置为对所述调节元件和所述变压元件中出现的多个相位进行控制。所述控制器配置为对所述调节元件和所述变压元件中出现的多个相位进行控制，以避免在与各个所述多个相位关联的死区时间期间使电流从其中通过。
所述装置进一步包括：数据处理单元和存储单元，所述数据处理单元和所述存储单元中的至少一个配置为消耗由所述功率转换电路提供的功率。
在其他实施例中，所述装置进一步包括：数据处理单元、显示器以及无线发射机和接收器，所述数据处理单元、所述显示器以及所述无线发射机和接收器中的至少一个配置为消耗由所述功率转换电路提供的功率。
在本发明的另一方面，提供了一种用于功率转换的装置，其包括：第一元件，其配置为接受具有第一电压的输入信号并输出具有第二电压的中间信号；第二元件，其配置为接收来自所述第一元件的中间信号并输出具有第三电压的输出信号。所述第一元件选自由变压元件和调节元件组成的组，所述第二元件在所述第一元件是变压元件时为调节元件，否则为变压元件；以及控制器，其配置为对所述变压元件的周期和所述调节元件的周期进行控制，所述控制器配置为使所述变压元件的周期与系数和所述调节元件的周期之积同步，所述系数选自由正整数和所述整数的倒数组成的组。
本发明的这方面的实施例可包括一个或多个下列特征。
所述系数是正整数，或作为替代方案，是所述正整数的倒数。
所述控制器配置为接收来自所述第一元件的中间信号和来自所述第二元件的输出信号。所述控制器配置为接收所述输入信号。所述控制器配置为基于所述输出信号生成第一控制信号；以及，将所述第一控制信号发送给所述调节元件。所述控制器配置为基于所述中间信号生成第二控制信号；以及，将所述第二控制信号发送给所述变压元件。所述控制器配置为提供线性电压模式控制。所述控制器配置为提供峰值电流模式控制。
输送调节元件配置为使连续电流从其中通过，或作为替代方案，所述调节元件配置为使不连续电流从其中通过。所述调节元件配置为避免在所述变压元件的死区时间期间使电流从其中通过。
所述变压元件包括多个变压子元件，所述调节元件包括多个调节子元件，其中，各个变压子元件与所述调节子元件中相对应的一个关联。所述第一元件包括变压元件，或包括调节元件。
附图说明
本文所述电路和技术的上述特点可从下列对附图的描述中得以更充分地理解，图中：
图1示出了已知的功率转换器结构；
图2示出了图1中的功率转换器结构的特定实施方式；
图3示出了与图2中的功率转换器耦合的控制器；
图4示出了图3中的控制器的特定实施方式；
图5示出了来自图4中的实施例的相关信号的时序图；
图6示出了图5中的所选信号的特写；
图7示出了开关式电容元件的直流模型；
图8A-8B示出了负载电流和中间电压纹波之间的关系；
图9示出了使开关式电容元件之前的调节电路同步的控制器；
图10示出了使三相调节电路之前的三相开关式电容元件同步的三相控制器；
图11示出了图10中的三相控制器的特定实施方式；以及
图12A-12B示出了来自图11中的实施例的相关信号的时序图。
具体实施方式
本文所述的装置提供了一种在模块化多级功率转换器结构中对开关式电容元件12A和调节电路16A进行控制的方式。
在对利用电容器传递能量的功率转换器所用的控制器的多个示例性实施例进行描述之前，应了解，为了更清楚地对概念进行解释，本文有时参考利用电容器传递能量的功率转换器所用的具体控制器。应理解，这类参考仅仅是示例性的，不应被理解为具有限制性。在阅读本文提供的说明书之后，本领域的技术人员会理解如何应用本文所述的概念以提供利用电容器传递能量的功率转换器所用的特定控制器。
应理解，本文有时还参考特定的频率以及特定的变压比。应理解，这类参考仅仅是示例性的，不应被理解为具有限制性。
本文有时还可能参考特定应用。这类参考仅仅是示例性的，不应认为是将本文所述概念限制在特定应用中。
因此，虽然本文提供的说明针对特定电路方面或特定应用方面或特定频率方面的发明概念进行了解释，但是本领域的技术人员要了解，这些概念同样适用于其他电路或应用或频率。
本文所示的实施例至少部分地依赖于如下认识：通过使开关式电容元件12A和调节电路16A同步，可最大程度地降低中间电压VX纹波对输出电压VO和电压“毛刺”的影响。
图3图示了第一通用控制器20，该第一通用控制器20在图2所示的功率转换器10A中使开关式电容元件12A和调节电路16A同步。第一通用控制器20接收五个输入信号，并提供三个输出信号。输入信号包括输入电压VIN、输出电压VO、中间电压VX、参考电压VREF以及时钟电压VCLK。输出信号包括调节控制电压VR、第一相电压VA和第二相电压VB。时钟电压VCLK设置调节控制电压VR的周期，参考电压VREF设置所需的输出电压VO。
开关式电容元件12A与调节电路16A的同步使得中间电压VX纹波与开关电压VLX同相。在这种场景中，如果调节电路16A的频率高于或等于开关式电容元件12A的频率，那么前馈控制有效，从而减轻对单独控制级的严重频率制约。
此外，当调节电路16A没有消耗输入电流时，如果开关式电容元件12A出现死区时间间隔DT，图2所示的毛刺电容器CX可全部移除。开关式电容元件12A和调节电路16A的同步保证了在死区时间间隔DT和调节电路16A没有消耗输入电流的间隔之间的固有时间。
开关式电容元件12A和调节电路16A同步的另一益处在于，能够在零电流流经电源开关S1-S8时打开和关闭开关式电容元件12A中的电源开关S1-S8。这种技术常常称作零电流开关。为了实现零电流开关，当调节电路16A没有消耗输入电流时，死区时间间隔DT必须出现。
图4图示了作为第一通用控制器20的优选实施例的控制器20A。控制器20A可以分为第一控制部分和第二控制部分。用于调节电路16A的控制电路位于第一控制部分，该控制电路包括第一、第二、第三和第四控制块30、31、32和33。相反，用于开关式电容元件12A的控制电路位于第二控制部分，该控制电路包括第五、第六和第七控制块34、35和36。第四控制块33和第五控制块34之间的“链路”使第一和第二控制部分能够同步。
为了更清楚地解释控制器20A的运行，图5图示了由控制器20A生成的某些相关信号。相关信号包括时钟电压VCLK、锯齿电压VSAW、调节控制电压VR、开关电压VLX、滤波电感电流IL、中间电压VX、第一相电压VA和第二相电压VB。此外，图6图示了图5中的一些波形的特写，其中，调节控制电压周期TSW与调节控制电压VR的频率相逆。
回头参照图4，控制器20A中的第一控制部分使用线性电压模式控制方案对调节电路16A进行控制。控制器20A将输出电压VO与参考电压VREF进行比较，从而生成由第二控制块31调适的残余电压。生成的误差电压VERR然后流入第三控制块32，在该第三控制块32中，将误差电压VERR与锯齿电压VSAW进行比较。最后，第三控制块32的输出进一步由第四控制块33调适，生成调节控制电压VR。
第一控制块30通过从时钟电压VCLK生成锯齿电压VSAW来设置调节控制电压VR的频率。此外，通过基于输入电压VIN调节锯齿电压VSAW的峰值电压，第一控制块30提供了调节电路16A的前馈控制。作为替代方案，通过在第二控制块31中相对于输入电压VIN对误差电压VERR进行调节,可以实施前馈控制。
控制器20A中的第二控制部分使用滞环控制方案控制开关式电容元件12A。控制器20A基于滞环使第一相电压和第二相电压VA、VB在第一网络状态和第二网络状态之间来回循环通过开关式电容元件12A。
在运行期间，第六控制块35继续比较中间电压VX和触发电压VXL。当中间电压VX降到低于触发电压VXL时，第五控制块34被触发，然后等待确认信号。一旦第四控制块33发送通知第五控制块34其可进行状态改变的信号，图6所示的死区时间间隔DT便开始。在死区时间间隔DT期间，第一相电压和第二相电压VA、VB设为低。在死区时间间隔DT之后，将第一相电压VA设为高而第二相电压VB保持为低，还是将第一相电压VA保持为低而第二相电压VB设为高，取决于初始状态。在状态改变之后，重置第五控制块34，该序列重复。
控制器20A因此使开关式电容元件12A的频率成为调节电路16A频率的约数。图5图示了这一约束，其中，第一相电压VA和第二相电压VB的频率远低于调节控制电压VR的频率。在某些实际应用中，第二相电压VB的频率仅仅是控制电压VR的频率的十分之一。
由于开关式电容元件12A由非电容调节电路16A所加载，所以中间电压VX上的电压纹波是锯齿波形的分段线性近似。如本文中所使用的，中间峰-峰电压纹波ΔVX等于最大中间电压减去平稳状态条件下的最小中间电压。通常，中间电压VX包括来自调节电路16A的高频分量，该高频分量叠加在来自开关式电容元件12A的低频锯齿波形。
遗憾的是，在第五控制块34等待状态改变时，中间电压VX使三角电压ΔVD降到低于触发电压VXL，如图5中中间电压VX曲线所示。通常，三角电压ΔVD很小，尤其是如果开关式元件12A的频率远低于调节电路16A的频率。三角电压ΔVD最大可等于中间峰-峰电压纹波ΔVX的一半，这在开关式电容元件12A的频率等于调节电路16A的频率时出现。
图7图示了耦合在电压源14和调节电路16A之间的开关式电容元件12A的直流模型。直流模型包括具有有限输出电阻RO的变压器。假设开关式电容元件12A传送中间电流IX，中间电压VX的平均值可以利用下式计算得到：
开关式电容元件12A中开关和电容器的配置设置变压比为N1:N2。同时，开关式电容元件12A的输出电阻RO考虑了泵电容器充电/放电时产生的能量损失。
基于图5中的波形，中间电压VX的平均值可以利用下式计算得到：
通过等化上面两个方程式，中间峰-峰电压纹波ΔVX可表示为：
因此，中间峰-峰电压纹波ΔVX是操作参数(比如，中间电流IX和输入电压VIN等)的函数。此外，由于受到同步的约束，中间峰-峰电压纹波ΔVX还是三角电压ΔVD的函数。
遗憾的是，中间峰-峰电压纹波ΔVX的较大变化可能会使调节电路16A应力过大。为了最大程度地减小中间峰-峰电压纹波ΔVX的变化，可动态调节触发电压VXL，如图4所示。例如，第七控制块36利用输入电压VIN和中间电压VX决定触发电压VXL的合适值。因此，当输入电压VIN上升时，触发电压VXL同步上升。
图6图示的关键思想在于，死区时间间隔DT出现在图2中的高侧功率开关SH处于关闭状态期间。为了保证该结果，调节电路16A的占空比存在一个上限，其中，最大占空比DMAX利用下式确定：
如上式所示，死区时间间隔DT设置最大占空比DMAX。通常需要最大程度地减小死区时间间隔DT，从而扩大调节电路16A的占空比范围。
具有占空比上限并非罕见，尤其是在如果由于电磁兼容性原因要求调节电路16A恒频运行的情况下。在这些情况中，因为用于调节电路16A的反馈控制回路具有占空比上限,所以对于最大占空比DMAX的约束不会太过麻烦。
图8A图示了根据输出电流的开关式电容元件12A的周期和中间峰-峰电压纹波ΔVX。随着输出电流的降低，中间电压VX上的电压纹波斜率也降低。这降低了第一相电压和第二相电压VA、VB的频率。受同步的影响，频率降低仅突然发生在特定输出电流值。每当中间峰-峰电压纹波ΔVX等于最大峰-峰电压纹波ΔVMAX除以2时，频率便会发生改变。结果，中间峰-峰电压纹波ΔVX紧随带有固定波谷电压的锯齿波形。此外，当输出电流接近零时，中间峰-峰电压纹波ΔVX接近最大峰-峰电压纹波ΔVMAX的一半。
对控制器20A进行一些修改，也可以使中间峰-峰电压纹波ΔVX紧随带有固定峰值电压的锯齿波形，如图8B所图示。在这种场景中，当输出电流接近零时，中间峰-峰电压纹波ΔVX接近最大峰-峰电压纹波ΔVMAX。图8A中第一种方法和图8B中第二种方法之间的主要区别在于，在输出电流范围内频率和中间峰-峰电压纹波ΔVX的分布。
图4中阐述的和上述的控制器20A是第一通用控制器20众多可能性实施方式中的一种，该第一通用控制器20可同步功率转换器10A或任何包括在调节电路16A之前的开关式电容元件12A的功率转换器。在模块化多级功率转换器结构中，开关式电容元件12A和调节电路16A可以多种不同的方式进行混合和匹配。例如，图9图示了一种可替代的功率转换器10B，其中，调节电路16A在开关式电容元件12A之前。
在图9中，第二通用控制器21使调节电路16A和开关式电容元件12A同步。第二通用控制器21的输入和输出信号与第一通用控制器20相同。在功率转换器10B中，调节电路16A可包括各种类型的开关模式功率转换器，比如升压转换器、谐振转换器和反激式转换器。类似地，开关式电容元件12A可包括各种类型的开关式电容转换器，比如串并行充电泵、倍压器和级联倍增器等。无论是选择调节电路16A还是开关式电容元件12A，如果两级同步，那么随着功率转换器10B输出电流的变化，开关式电容元件12A的频率分步变化。
除了可替代的模块化多级功率转换器结构之外，还可以使多相实施方式同步。图10图示了三相功率转换器10C和使不同级同步的通用三相控制器22。三相功率转换器10C包括三个调节子元件：第一调节电路16A、第二调节电路16B、第三调节电路16C以及三个变压子元件，这三个变压子元件是：第一开关式电容元件12A、第二开关式电容元件12B和第三开关式电容元件12C。第一、第二和第三开关式电容元件12A、12B和12C分别提供第一、第二和第三中间电压VX1、VX2、VX3。
第一、第二和第三调节控制电压VR1、VR2和VR3分别对第一、第二和第三调节电路16A、16B和16C进行控制。此外，第一相电压和第二相电压VA1、VB1对第一开关式电容元件12A进行控制；第三和第四相电压VA2、VB2对第二开关式电容元件12B进行控制；第五和第六相电压VA3、VB3对第三开关式电容元件12C进行控制。此外，调节控制总线BVR包括第一、第二和第三调节控制电压VR1、VR2和VR3。第一相位总线BVA包括第一、第三和第五相电压VA1、VA2、VA3。最后，第二相位总线BVB包括第二、第四和第六相电压VB1、VB2和VB3。
图11图示了作为通用三相控制器22的优选实施例的三相控制器22A。三相控制器22A可分为第一控制部分和第二控制部分。用于第一、第二和第三调节电路16A、16B和16C的控制电路位于第一控制部分中，该控制电路包括第一、第二、第三、第四、第五和第六控制块30、31、32A、32B、32C和33。相反，用于第一、第二和第三开关式电容元件12A、12B和12C的控制电路则位于第二控制部分中，该控制电路包括第七、第八、第九、第十和第十一控制块34、35A、35B、35C和36。
三相控制器22A看上去与图4中的控制器20A非常相似，但是三相控制器22A具有附加的输入和输出信号。在三相控制器22A中，采用线性电压模式控制方案对调节电路16A-16C进行控制，采用滞环控制方案对开关式电容元件12A-12C进行控制。结果，三相控制器22A中第一控制部分和第二控制部分的运行与图4有关的描述相似。
在第一控制部分中，第一控制块30对第一、第二和第三调节控制电压VR1、VR2和VR3的频率和相位进行设置。第一控制块30生成第一、第二和第三锯齿电压VSAW1、VSAW2和VSAW3，第一、第二和第三锯齿电压VSAW1、VSAW2和VSAW3分别通过第三、第四和第五控制块32A、32B和32C与误差电压VERR进行比较。生成的三个输出进一步由第六控制块33调适，该第六控制块33生成调节控制总线BVR。
在第二控制部分中，将第一、第二和第三中间电压VX1、VX2和VX3与由第十一控制块36产生的触发电压VXL进行比较。第八、第九和第十控制块35A、35B和35C的输出进一步由第七控制块34调适，生成第一和第二相位总线BVA、BVB。第六控制块33和第七控制块34之间的“链路”能够使第一和第二控制部分同步。
为了更清楚，图12A图示了由三相控制器22A生成的某些相关信号。第一、第二和第三调节控制电压VR1、VR2和VR3彼此呈120度异相。同时，相电压VA1、VA2和VA3在时间上相对于彼此移动的量与其对应的调节控制电压VR1、VR2和VR3在时间上相对于彼此移动的量相同。此外，第二、第四和第六相电压VB1、VB2和VB3分别与第一、第三和第五相电压VA1、VA2和VA3呈180度异相。
例如，如果第一、第二和第三调节电路16A、16B和16C的频率为1兆赫，那么第一、第二和第三调节控制电压VR1、VR2和VR3的上升和/或下降缘隔开三分之一微秒。结果，第一、第三和第五相电压VA1、VA2和VA3的上升和/或下降缘隔开三分之一微秒，而第二、第四和第六相电压VB1,VB2,VB3的上升和/或下降缘隔开三分之一微秒。
对三相控制器22A进行一些修改，可以将第一、第三和第五相电压VA1、VA2和VA3进一步移动调节电路16A-16C的一个或多个全周期，如图12B所示。
例如，如果各个调节电路16A-16C的频率为1兆赫，那么各个调节电路16A-16C的周期为1微秒。假设移动了一个周期，那么第一、第三和第五相电压VA1、VA2和VA3的上升和/或下降缘隔开一又三分之一微秒，而第二、第四和第六相位VB1,VB2,VB3的上升和/或下降缘隔开一又三分之一微秒。在其他优势中，第一中间电压VX1纹波、第二中间电压VX2纹波和第三中间电压VX3纹波的间隔越均匀，对输出电压VO的影响就会越少。
在单相情况中，当开关式电容元件12A、12B和12C相应的调节电路16A、16B和16C通过电感元件既不吸收电流也不提供电流时，如果各个开关式电容元件12A、12B和12C的死区时间间隔DT出现，那么毛刺电容器CX可全部移除。例如，在降压转换器中，滤波电感器仅在一部分的时间内吸收来自输入的电流，然而，在升压转换器中，滤波电感器仅在一部分的时间内向输出提供电流。这些功率转换器在电流吸收或提供期间具有不连续的电流间隔。因此，在不连续的输入电流间隔期间，如果各个开关式电容元件12A、12B和12C的死区时间间隔DT出现，则不需要毛刺电容器CX。
图4中的控制器20A和图11中的三相控制器22A均采用线性电压模式控制。然而，也可采用其他控制技术，比如，非线性电压模式控制、峰值电流模式控制和平均电流模式控制。
本文所述的控制电路使开关式电容元件12A与模块化多级功率转换器结构中的调节电路16A同步。在众多优势中，本文所述的控制电路提供了一种最大程度地降低中间电压VX纹波对输出电压VO的影响和最大程度地减少开关式电容元件12A的死区时间间隔DT期间产生电压”毛刺”的发生。
本文已对利用电容器传递能量的功率转换器的控制技术的各种特征、方面和实施例进行了描述。本领域的技术人员要理解，本文所述的特征、方面和多个实施例易于彼此组合，还易于变形和修改。因此，本公开应认为是包含这类组合、变形以及修改。此外，本文采用的术语和表达用于说明之目的，不构成限制。使用这类术语和表达不旨在排除任何本文所示和所述的特征(或其部分)的等效物。要了解，处于随附权利要求保护范围内的各种修改都是可能的。其他修改、变型和替代也是可能的。因此，权利要求书旨在涵盖所有这类等效物。
虽然已对本发明及其优选实施例进行了描述，但是作为新的受专利证书保护的权利要求书为如下。
关于包括以上实施例的实施方式，还公开下述的技术方案：
1.一种用于功率转换的装置，其包括：变压元件、调节元件以及控制器；其中，所述变压元件的周期等于系数和所述调节电路的周期之积，其中，所述系数选自由正整数和所述整数的倒数组成的组。
2.根据1所述的装置，其中，所述调节元件配置为使连续电流从其中通过。
3.根据1所述的装置，其中，所述调节元件配置为使不连续电流从其中通过。
4.根据3所述的装置，其中，对所述调节元件进行控制，以避免在所述变压元件的死区时间期间使电流从其中通过。
5.根据1所述的装置，其中，所述控制器配置为对所述调节元件和所述变压元件中出现的多个相位进行控制。
6.根据1所述的装置，其中，所述控制器配置为对所述调节元件和所述变压元件中出现的多个相位进行控制，以避免在与各个所述多个相位关联的死区时间期间使电流从其中通过。
7.根据1所述的装置，其进一步包括：数据处理单元和存储单元，所述数据处理单元和所述存储单元中的至少一个配置为消耗由所述功率转换电路提供的功率。
8.根据1所述的装置，其进一步包括：数据处理单元、显示器以及无线发射机和接收器，所述数据处理单元、所述显示器以及所述无线发射机和接收器中的至少一个配置为消耗由所述功率转换电路提供的功率。
9.一种用于功率转换的装置，所述装置包括：第一元件，其配置为接受具有第一电压的输入信号并输出具有第二电压的中间信号；第二元件，其配置为接收来自所述第一元件的中间信号并输出具有第三电压的输出信号，其中，所述第一元件选自由变压元件和调节元件组成的组，所述第二元件在所述第一元件是变压元件时为调节元件，否则为变压元件；以及控制器，其配置为对所述变压元件的周期和所述调节元件的周期进行控制，所述控制器配置为使所述变压元件的周期与系数和所述调节元件的周期之积同步，其中，所述系数选自由正整数和所述整数的倒数组成的组。
10.根据9所述的装置，其中，所述系数为正整数。
11.根据9所述的装置，其中，所述系数为所述正整数的倒数。
12.根据9所述的装置，其中，所述控制器配置为接收来自所述第一元件的中间信号和来自所述第二元件的输出信号。
13.根据12所述的装置，其中，所述控制器配置为接收所述输入信号。
14.根据12所述的装置，其中，所述控制器配置为基于所述输出信号生成第一控制信号；以及，将所述第一控制信号发送给所述调节元件。
15.根据14所述的装置，其中，所述控制器配置为基于所述中间信号生成第二控制信号；以及，将所述第二控制信号发送给所述变压元件。
16.根据9所述的装置，其中，所述控制器配置为提供线性电压模式控制。
17.根据9所述的装置，其中，所述控制器配置为提供峰值电流模式控制。
18.根据9所述的装置，其中，所述调节元件配置为使连续电流从其中通过。
19.根据9所述的装置，其中，所述调节元件配置为使不连续电流从其中通过。
20.根据9所述的装置，其中，所述调节元件配置为避免在所述变压元件的死区时间期间使电流从其中通过。
21.根据9所述的装置，其中，所述变压元件包括多个变压子元件，所述调节元件包括多个调节子元件，其中，各个变压子元件与所述调节子元件中相对应的一个关联。
22.根据9所述的装置，其中，所述第一元件包括变压元件。
23.根据9所述的装置，其中，所述第一元件包括调节元件。

Claims (3)

1.一种包括功率转换器的装置，所述功率转换器包括：
多相控制器(22)；
用于至少三个调节电路(16A，16B，16C)的开关；以及
用于至少三个开关式电容电路(12A，12B，12C)的开关，
其中，所述开关式电容电路中的每一个向相应的调节电路和所述多相控制器两者提供中间电压，
其中，所述多相控制器为所述调节电路中的每一个提供调节控制电压(VR1，VR2，VR3)，并且
其中，所述多相控制器为所述开关式电容电路中的每一个提供一对相电压(VA，VB)。
2.一种用于功率转换的装置，所述装置包括：
控制器；
第一元件，其被配置为接受具有第一电压(VIN)的输入信号并输出具有第二电压(VX)的中间信号；以及
第二元件，其被配置为接收来自所述第一元件的中间信号(VX)并输出具有第三电压(VO)的输出信号，
其中，所述第一元件为变压元件或调节元件，
其中，当所述第一元件是变压元件时，所述第二元件为调节元件，
其中，当所述第一元件是调节元件时，所述第二元件为变压元件，
其中，所述控制器接收时钟电压(VCLK)，
其中，所述控制器至少部分地基于所述时钟电压给所述调节元件提供调节控制电压(VR)，并且
其中，所述控制器至少部分地基于所述时钟电压给所述变压元件提供相电压(VA，VB)。
3.一种用于功率转换的装置，所述装置包括：
第一元件，其接受具有第一电压的输入信号并输出中间信号，每个中间信号具有相对应的第二电压；以及
第二元件，其接收所述中间信号并输出具有第三电压的输出信号，
其中，第一组包括变压子元件，
其中，第二组包括电感子元件，每个电感子元件包括电感器，
其中，每个变压子元件连接至所述电感子元件中相对应的一个，
其中，所述第一元件和所述第二元件选自包括所述第一组和所述第二组的组，
其中，所述装置还包括多相控制器，所述多相控制器接收所述中间电压和用于控制周期的时钟电压，每个周期是用于操作所述变压子元件中的一个的周期，
其中，所述控制器的每个相控制所述变压子元件中的一个以及所述电感子元件中相对应的一个，
其中，所述多相控制器提供分别用于控制所述电感子元件和所述变压子元件的第一输出和第二输出，并且
其中，所述周期被选择以使在所述周期中的特定周期内进行操作的所述变压子元件内的功率开关仅在零电流流经所述功率开关时断开而仅在零电流在所述开关闭合之后将流经所述功率开关时使所述功率开关闭合。
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