WO2017195592A1 - パワーコンバータユニット - Google Patents

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WO2017195592A1
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power converter
capacitive
conversion unit
inductive
unit
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Inventor
和則 津田
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株式会社村田製作所
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Definitions

  • the present invention relates to a power converter unit in which two power conversion units are connected in cascade.
  • Patent Document 1 discloses a DC-DC converter including a capacitive power converter on the input side and an inductive power converter on the output side.
  • the DC-DC converter described in Patent Document 1 steps down the input voltage with a capacitive power converter. This lowers the input voltage to the inductive power converter.
  • the voltage difference between the voltage input to the inductive power converter and the voltage output from the inductive power converter becomes small, and conversion loss can be reduced.
  • the switching frequency can be increased by lowering the input voltage to the inductive power converter.
  • the breakdown voltage of each element of the inductive power converter can be lowered. For this reason, inductive power converters can use small elements, reduce the occupied area on the substrate of each element, and save space.
  • the power supply capability of a capacitive power converter such as a switched capacitor (also referred to as a charge pump circuit) depends on the product of the drive frequency, the capacitance of the capacitor, and the voltage applied to the capacitor. Therefore, in order to adapt to a heavy load, it is necessary to increase each parameter. On the other hand, each parameter is restricted by the circuit manufacturing process, component size, and the like, and therefore cannot be freely changed. For this reason, it is difficult to obtain sufficient power supply capability.
  • Capacitive power converter generates an output voltage lower than the original output voltage under load conditions where the power supply capacity is not sufficient.
  • a decrease in output voltage due to an overload has a very deep relationship with a decrease in conversion efficiency. Therefore, it is very important to secure sufficient power supply capability from the viewpoint of efficient power conversion. Due to such restrictions, switched capacitors are not suitable for heavy load applications, and inductive power converters using inductors are generally used.
  • an object of the present invention is to provide a power converter unit that can adapt to a heavy load while using a capacitive power converter.
  • the power converter unit includes a plurality of capacitors, a plurality of first switching elements, and a control unit that performs switching control of the plurality of first switching elements, and switches the plurality of first switching elements.
  • a plurality of capacitive power converters that step up and down a voltage by charging and discharging the plurality of capacitors, a capacitive power converter in which the plurality of capacitive power converters are connected in parallel, an inductor, and a second switching element And an inductive power converter that steps up and down the voltage by switching the second switching element to discharge the energy to the inductor, and the induction
  • An inductive power converter including at least one capacitive power converter, and for the plurality of capacitive power converters Serial and inductive power conversion unit is cascaded, the number of said plurality of capacitive power converter is characterized in that more than the number of the inductive power converter.
  • This configuration can solve the physical capacitor capacity problem that limits the power supply capability of the capacitive power converter, and the power converter unit can respond to high power demands and can adapt to heavy loads.
  • the driving frequency of the inductive power conversion unit may be higher than the driving frequency of the capacitive power conversion unit.
  • the capacitive power converter can be operated as an equivalent constant current source by increasing the drive frequency of the inductive power converter.
  • the peak of the output current from the capacitive converter can be suppressed, and the loss of power transmission from the capacitive power converter to the inductive power converter can be suppressed.
  • the capacitive power converter may include a phase control circuit that performs interleave control on the plurality of capacitive power converters.
  • This configuration can effectively reduce the output ripple of the capacitive power converter.
  • the capacitive power conversion unit and the inductive power conversion unit may be connected in cascade so that the capacitive power conversion unit is on the input side and the inductive power conversion unit is on the output side.
  • the inductive power conversion unit when the power converter unit for step-down is used, the inductive power conversion unit can be configured with an element having a low withstand voltage. For this reason, an inductor can be made small and a power converter unit can be reduced in size. In addition, the switching frequency of the switching element can be increased.
  • the capacitive power conversion unit and the inductive power conversion unit may be connected in cascade so that the inductive power conversion unit is on the input side and the capacitive power conversion unit is on the output side.
  • the power converter unit may include a plurality of cascade connection circuits of the capacitive power conversion unit and the inductive power conversion unit, and the cascade connection circuits may be connected in parallel.
  • the power converter unit can be used for a larger load.
  • the present invention it is possible to solve the physical capacitor capacity problem that is the limitation of the power supply capability of the capacitive power converter, and to realize a power converter unit that can respond to a high power demand.
  • FIG. 1 is a block diagram of a power converter unit according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the power converter unit according to the first embodiment.
  • FIGS. 3A and 3B are diagrams for explaining switching control in the capacitive power converter.
  • FIG. 4 is a block diagram showing another example power converter unit.
  • FIG. 5 is a block diagram showing another example of the power converter unit.
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating a power converter unit according to the second embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram of a power converter unit 1 according to this embodiment.
  • the power converter unit 1 includes an input unit including a pair of terminals In1 and In2, and an output unit including a terminal Out1 and a terminal Out2.
  • a DC power supply is connected to the terminals In1 and In2.
  • a load is connected to the terminal Out1 and the terminal Out2.
  • the power converter unit 1 steps down a DC voltage V1 (hereinafter referred to as an input voltage V1) input from the terminal In1 and the terminal In2 to a voltage V3 (hereinafter referred to as an output voltage V3), and outputs the voltage from the terminal Out1 and the terminal Out2. .
  • V1 hereinafter referred to as an input voltage V1
  • V3 hereinafter referred to as an output voltage V3
  • the power converter unit 1 includes a capacitive power converter 10, an inductive power converter 20, and a control circuit 30.
  • the capacitive power conversion unit 10 and the inductive power conversion unit 20 are cascade-connected between the terminal In1 and the terminal In2 and the terminal Out1 and the terminal Out2 so that the capacitive power conversion unit 10 is on the input side.
  • Capacitive power conversion unit 10 steps down input voltage V1 to voltage V2 (hereinafter referred to as intermediate voltage V2).
  • the capacitive power conversion unit 10 includes a capacitive power converter 11, a capacitive power converter 12, and a phase control circuit 13.
  • the capacitive power converter 11 and the capacitive power converter 12 are charge pumps, for example, and step down the input voltage V1 by switching a switching element to charge and discharge a capacitor.
  • the capacitive power converter 11 and the capacitive power converter 12 have the same circuit configuration and are connected in parallel.
  • the phase control circuit 13 performs interleave control on the capacitive power converter 11 and the capacitive power converter 12. The control performed by the phase control circuit 13 may be performed by the control circuit 30.
  • the inductive power converter 20 receives the intermediate voltage V2, and steps down the intermediate voltage V2 to the output voltage V3.
  • the output voltage V3 is supplied to a load connected to the terminal Out1 and the terminal Out2.
  • the inductive power conversion unit 20 according to the present embodiment is an example of the “inductive power converter” according to the present invention.
  • the control circuit 30 detects the input voltage V1, the intermediate voltage V2, and the output voltage V3.
  • the control circuit 30 compares the intermediate voltage V2 and the output voltage V3 with respective target voltage values, and outputs a command signal to the capacitive power converter 10 and the inductive power converter 20 according to the comparison result.
  • the capacitive power conversion unit 10 and the inductive power conversion unit 20 change the drive frequency, for example, according to the command signal.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the power converter unit 1 according to the present embodiment. 2, illustration of the control circuit 30 and the phase control circuit 13 shown in FIG. 1 is omitted.
  • the capacitive power conversion unit 10 includes an input unit including a terminal 101 and a terminal 102, and an output unit including a terminal 103 and a terminal 104.
  • Terminal 101 is connected to terminal In1.
  • Terminal 102 is connected to terminal In2.
  • the terminal 103 is connected to a terminal 201 of the inductive power conversion unit 20 described later.
  • the terminal 104 is connected to a terminal 202 of the inductive power conversion unit 20 described later.
  • the capacitive power converter 11 and the capacitive power converter 12 are connected in parallel between the terminal 101 and the terminal 102, and the terminal 103 and the terminal 104.
  • the capacitive power converter 11 includes a switching element S11, a switching element S12, a switching element S13, a switching element S14, a switching element S15, a switching element S16, a switching element S17, a capacitor C11, and a capacitor C12. And a capacitor C13 and a switching control circuit 111.
  • the switching control circuit 111 performs switching control of the switching elements S11 to S17.
  • the switching control circuit 111 is an example of the “control unit” according to the present invention.
  • the switching element S11 and the switching element S12 are connected in series between the terminal 101 and the terminal 103.
  • a capacitor C11 and a switching element S14 are sequentially connected in series at a connection point between the switching element S11 and the switching element S12.
  • the terminal 103 is connected in series with a switching element S16, a capacitor C12, and a switching element S15.
  • the switching element S13 is connected between the connection point between the capacitor C11 and the switching element S14 and the connection point between the switching element S16 and the capacitor C12.
  • the switching element S17 is connected between the connection point between the capacitor C12 and the switching element S15 and the terminal 103.
  • the capacitor C13 is connected between the terminal 103 and the terminal 104.
  • the capacitive power converter 12 includes a switching element S21, a switching element S22, a switching element S23, a switching element S24, a switching element S25, a switching element S26, a switching element S27, a capacitor C21, and a capacitor C22.
  • the capacitor C23 and the switching control circuit 121 are included.
  • the switching control circuit 121 controls switching of the switching elements S21 to S27.
  • the switching control circuit 121 is an example of the “control unit” according to the present invention.
  • Switching element S21 and switching element S22 are connected in series between terminal 101 and terminal 103.
  • a capacitor C21 and a switching element S24 are sequentially connected in series to a connection point between the switching element S21 and the switching element S22.
  • the terminal 103 is connected in series with a switching element S26, a capacitor C22, and a switching element S25.
  • a switching element S23 is connected between a connection point between the capacitor C21 and the switching element S24 and a connection point between the switching element S26 and the capacitor C22.
  • the switching element S27 is connected between the connection point between the capacitor C22 and the switching element S25 and the terminal 103.
  • the capacitor C23 is connected between the terminal 103 and the terminal 104.
  • FIGS. 3A and 3B are diagrams for explaining switching control in the capacitive power conversion unit 10.
  • the capacitive power converter 11 of the capacitive power converter 10 will be described as an example. Since the switching control in the capacitive power converter 12 is the same as that of the capacitive power converter 11, the description thereof is omitted.
  • the switching control circuit 111 turns on the switching element S11, the switching element S13, and the switching element S17 as shown in FIG.
  • the element S14, the switching element S15, and the switching element S16 are turned off.
  • the terminal 101 is connected to a series circuit of a capacitor C11, a capacitor C12, and a capacitor C13.
  • the capacitor C11, the capacitor C12, and the capacitor C13 are each charged with a voltage of 1.0V.
  • the switching control circuit 111 turns off the switching element S11, the switching element S13, and the switching element S17, and switches the switching element S12 and the switching element S14. Then, the switching element S15 and the switching element S16 are turned on.
  • the terminal 103 has a configuration in which a capacitor C11, a capacitor C12, and a capacitor C13 are connected in parallel. In this case, since the capacitor C11, the capacitor C12, and the capacitor C13 are each charged with a voltage of 1.0 V, the terminal 103 and the terminal 104 output an intermediate voltage V2 of 1.0 V. .
  • the input voltage V1 is stepped down to the intermediate voltage V2 by alternately switching between the state of FIG. 3 (A) and the state of FIG. 3 (B). Further, as described above, the capacitive power converter 11 and the capacitive power converter 12 are interleaved by the phase control circuit 13. For this reason, a voltage is output alternately from the capacitive power converter 11 and the capacitive power converter 12. That is, since the capacitive power conversion unit 10 always outputs a voltage, power conversion by the capacitive power conversion unit 10 can be performed efficiently.
  • the inductive power conversion unit 20 includes a terminal 201 and a terminal 202, and a terminal 203 and a terminal 204.
  • the terminal 201 is connected to the terminal 103 of the capacitive power conversion unit 10.
  • the terminal 202 is connected to the terminal 104 of the capacitive power conversion unit 10.
  • the terminal 203 is connected to the terminal Out1.
  • Terminal 204 is connected to terminal Out2.
  • the inductive power conversion unit 20 is a step-down converter.
  • the inductive power conversion unit 20 includes a switching element Q11, a switching element Q12, an inductor L1, a capacitor C3, and a driver 21.
  • the switching element Q11 is a p-type MOS-FET.
  • the switching element Q12 is an n-type MOS-FET.
  • the driver 21 performs switching control of the switching element Q11 and the switching element Q12.
  • Inductive power conversion unit 20 turns on and off switching element Q11 and switching element Q12 to step down intermediate voltage V2 to output voltage V3.
  • the switching element Q11 and the switching element Q12 are not limited to FETs, and can be changed as appropriate.
  • the control circuit 30 sets the capacitive power conversion unit 10 and the inductive power conversion unit 20 by setting the drive frequency of the inductive power conversion unit 20 higher than the drive frequency of the capacitive power conversion unit 10. Control.
  • the driving frequency of the inductive power conversion unit 20 is low, the peak value of the current output from the capacitor C13 and the capacitor C23 included in the capacitive power conversion unit 10 to the inductive power conversion unit 20 is large. Since the loss of power transmission is proportional to the square of the current flowing through the line, the loss of power transmission increases when a large current flows. For this reason, the power conversion efficiency in the power converter unit 1 falls.
  • the peak value of the current flowing from the capacitive power converter 10 to the inductive power converter 20 can be reduced by increasing the drive frequency of the inductive power converter 20. That is, by increasing the drive frequency of the inductive power conversion unit 20, the capacitive power conversion unit 10 can be operated as an equivalent constant current source. As a result, a decrease in power conversion efficiency in the power converter unit 1 can be suppressed.
  • the power converter unit 1 steps down the input voltage V1 to the intermediate voltage V2 by the capacitive power conversion unit 10. Then, the inductive power converter 20 further reduces the intermediate voltage V2 to the output voltage V3. That is, the power converter unit 1 steps down the voltage in two stages. Compared with the case where the input voltage V1 is stepped down to the output voltage V3 with only one power conversion unit, for example, the inductive power conversion unit 20, the input / output at each of the capacitive power conversion unit 10 and the inductive power conversion unit 20 The voltage difference is small. For this reason, the power conversion loss in the power converter unit 1 can be reduced.
  • the intermediate voltage V2 input to the inductive power conversion unit 20 is lower than the input voltage V1. For this reason, compared with the case where it pressure
  • the inductive power conversion unit 20 can be configured with an element having a low withstand voltage. In particular, by reducing the withstand voltages of the switching elements Q11 and Q12, which are FETs, the energy required for driving or the resistance value per unit area can be reduced. For this reason, the switching frequency can be increased. Further, the inductor L1 can be reduced, and the power converter unit 1 can be reduced in size.
  • the capacitive power converter 10 has a configuration in which a capacitive power converter 11 and a capacitive power converter 12 are connected in parallel.
  • the power converter unit 1 can be applied to high power applications (heavy load applications).
  • the power converter unit 1 includes only one inductive power conversion unit 20 for the plurality of capacitive power converters 11 and the capacitive power converters 12, no physical space is required and the cost is reduced. The power supply capability can be increased while downing.
  • the power supply capability of a general switched capacitor depends on the product (f * C * V) of the drive frequency f, the capacitance C of the capacitor, and the voltage V applied to the capacitor. For this reason, the power supply capability can be increased by increasing each of the parameter f, the parameter C, and the parameter V.
  • the parameter f cannot be increased if the element breakdown voltage is increased. Further, when the parameter f is increased, the conversion efficiency is lowered.
  • the parameter V is due to the input / output voltage.
  • the two capacitive power converters 11 and the capacitive power converter 12 are connected in parallel, and the control is performed by shifting the phase (interleave control).
  • the parameter C increases, and the driving frequency, that is, the parameter f increases in a pseudo manner.
  • the capacitive power conversion unit 10 can be applied to high power conversion.
  • the output ripple from the capacitive power converter 10 can be reduced by increasing the drive frequency in a pseudo manner.
  • the inductive power conversion unit 20 needs to secure the minimum input voltage V2 necessary for outputting the target output voltage V3.
  • the capacitive power converter 10 may step down the intermediate voltage V2 to 3.5V.
  • the inductive power conversion unit 20 cannot output an output voltage V3 of 3.5V.
  • the ripple voltage of the intermediate voltage V2 becomes small, it becomes possible to ensure a wider voltage necessary for the inductive power conversion unit 20 to output the output voltage V3.
  • the efficiency is lowered. If the frequency can be increased in a pseudo manner, the ripple can be reduced without increasing the capacitors C13 and C23, and the capacitors C13 and C23 can be merged.
  • the power converter unit 1 can solve the problem of the physical capacitor capacity, which is a limitation on the supply capability of the capacitive power converter, and can cope with a high power demand. Furthermore, by connecting the capacitive power converter 11 and the capacitive power converter 12 in parallel and performing interleave control, the output ripple, that is, the input ripple of the inductive power conversion unit 20 can be reduced. That is, the capacitance values of the capacitors C13 and C23 of the capacitive power conversion unit 10 can be reduced.
  • the capacitor C13 and the capacitor C23 may be realized by a single capacitor. In this case, the number of elements can be reduced.
  • the number of capacitive power converters and the number of inductive power converters are not limited to the numbers in the present embodiment.
  • the number of capacitive power converters only needs to be larger than the number of inductive power converters.
  • FIG. 4 is a block diagram showing another example of the power converter unit 1A.
  • the power converter unit 1A includes a capacitive power converter 10A and an inductive power converter 20A.
  • the capacitive power conversion unit 10A includes a capacitive power converter 11A, a capacitive power converter 11B, and a capacitive power converter 11C that are connected in parallel.
  • the configuration of these capacitive power converters 11A, 11B, and 11C is the same as that of the capacitive power converter 11.
  • the inductive power conversion unit 20A includes an inductive power converter 20A1 and an inductive power converter 20A2 that are connected in parallel.
  • the configuration of inductive power converters 20A1 and 20A2 is the same as the configuration of inductive power conversion unit 20 shown in FIG.
  • the power converter unit 1A can be applied to high power applications (heavy load applications).
  • the power converter unit may be configured by switching the connection order of the capacitive power conversion unit 10 and the inductive power conversion unit 20.
  • FIG. 5 is a block diagram showing another example of the power converter unit 1B.
  • the power converter unit 1B is configured by connecting an inductive power conversion unit 20 and a capacitive power conversion unit 10 in cascade.
  • the inductive power conversion unit 20 and the capacitive power conversion unit 10 are connected such that the inductive power conversion unit 20 is on the input side and the capacitive power conversion unit 10 is on the output side.
  • the capacitive power conversion unit 10 is configured by connecting a capacitive power converter 11 and a capacitive power converter 12 in parallel.
  • the power converter unit 1B can be applied to high power applications (heavy load applications).
  • FIG. 6 is a block diagram showing the power converter unit 2 according to the second embodiment.
  • the power converter unit 2 includes the two power converter units 1 described in the first embodiment.
  • the power converter unit 1 is configured by connecting a capacitive power converter 10 and a capacitive power converter 11 in cascade.
  • the capacitive power conversion unit 10 is configured by connecting a capacitive power converter 11 and a capacitive power converter 12 in cascade.
  • the power converter unit 1 in the present embodiment is an example of a “cascade connection circuit” according to the present invention.
  • the power converter unit 2 can be used for a larger load than the power converter unit 1 according to the first embodiment.
  • the power converter unit that performs step-down is described, but the power converter unit may be configured for step-up.
  • the boost power converter unit includes a capacitive power converter 10 and a capacitive power converter so that the inductive power converter is on the input side and the capacitive power converter is on the output side. Are connected in series.
  • the inductive power conversion unit is a boost converter composed of an inductor and a capacitor.
  • the capacitive power conversion unit has the same circuit configuration as the capacitive power conversion unit described in FIG. Then, the terminals 103 and 104 shown in FIG. 2 are connected to the inductive power conversion unit as input units, respectively, and the terminals 101 and 102 are connected to the terminals Out1 and Out2 as output units, respectively.
  • the inductor and the like can be reduced in size, and a low withstand voltage element can be used for each element. Therefore, the inductive power conversion unit can be reduced in size, and the power converter unit The power conversion loss can be reduced.

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Abstract

パワーコンバータユニット（１）は、容量性電力変換器（１１）と容量性電力変換器（１２）とが並列接続される容量性電力変換部（１０）と、誘導性電力変換部（２０）とが縦続接続されてなる。容量性電力変換器（１１，１２）はそれぞれ、複数のキャパシタ（Ｃ１１～Ｃ１３）と、複数の第１スイッチング素子（Ｓ１１～Ｓ１７）とを有し、複数の第１スイッチング素子（Ｓ１１～Ｓ１７）を切り替えて複数のキャパシタ（Ｃ１１～Ｃ１３）を充放電することで電圧を昇降圧する。誘導性電力変換部（２０）は、インダクタ（Ｌ１）と、第２スイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ１２）とを有し、第２スイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ１２）を切り替えてインダクタ（Ｌ１）へのエネルギーを畜放電することで電圧を昇降圧する。

Description

パワーコンバータユニット
　本発明は、２つの電力変換部が縦続接続されたパワーコンバータユニットに関する。
　特許文献１には、入力側に容量性電力変換器、出力側に誘導性電力変換器を備えたＤＣ－ＤＣコンバータが開示されている。特許文献１に記載のＤＣ－ＤＣコンバータは、容量性電力変換器で入力電圧を降圧している。これにより、誘導性電力変換器への入力電圧を低くする。この結果、誘導性電力変換器に入力される電圧と誘導性電力変換器から出力される電圧との電圧差は小さくなり、変換損失を低減できる。また、誘導性電力変換器への入力電圧を低くすることで、スイッチング周波数を高周波化できる。さらに、誘導性電力変換器の各素子の耐圧を下げることができる。このため、誘導性電力変換器では、小型の素子を用いることができ、各素子の基板上の占有面積等を小さくでき、省スペース化が図れる。
米国特許第８２１２５４１号明細書
　一般的に、スイッチトキャパシタ（チャージポンプ回路とも言う）等の容量性電力変換器の電力供給能力は、駆動周波数と、キャパシタの容量と、キャパシタへの印加電圧との積に依存する。そのため、重負荷に適応させるためには、各パラメータを大きくする必要がある。一方で、各パラメータは、回路の製造プロセス、及び、部品サイズ等によって制約を受けるため、自由に変更できない。このため、十分な電力供給能力を得ることが困難である。
　電力供給能力に余裕が無い負荷条件においては、容量性電力変換器は本来の出力電圧より低い出力電圧を発生させる。容量性電力変換器は、過負荷による出力電圧低下が、変換効率の低下と非常に深い関係を持つ。そのため、効率的な電力変換という観点でも、十分な電力供給能力の確保は非常に重要である。このような制約により、スイッチトキャパシタ等は重負荷用途には適さず、インダクタを用いた誘導性電力変換器が一般的に用いられている。
　そこで、本発明の目的は、容量性電力変換器を用いながらも重負荷に適応し得るパワーコンバータユニットを提供することである。
　本発明に係るパワーコンバータユニットは、複数のキャパシタと、複数の第１スイッチング素子と、前記複数の第１スイッチング素子をスイッチング制御する制御部とを有し、前記複数の第１スイッチング素子を切り替えて前記複数のキャパシタを充放電することで電圧を昇降圧する複数の容量性電力変換器と、前記複数の容量性電力変換器が並列接続された容量性電力変換部と、インダクタと、第２スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子をスイッチング制御する制御部とを有し、前記第２スイッチング素子を切り替えて前記インダクタへのエネルギーを畜放電することで電圧を昇降圧する誘導性電力変換器と、前記誘導性電力変換器を少なくともひとつ含む誘導性電力変換部と、を備え、前記複数の容量性電力変換部に対して前記誘導性電力変換部が縦続接続されており、前記複数の容量性電力変換器の数は前記誘導性電力変換器の数よりも多いことを特徴とする。
　この構成では、容量性電力変換器の電力供給能力の制約となっている物理的なキャパシタ容量の問題を解決でき、パワーコンバータユニットは大電力要求に対応可能となり、重負荷に適応し得る。
　前記誘導性電力変換部の駆動周波数は、前記容量性電力変換部の駆動周波数より高くてもよい。
　この構成では、誘導性電力変換部の駆動周波数を高くすることで、容量性電力変換部を等価的な定電流源として作用させることができる。この結果、容量性変換部からの出力電流のピークが抑えられ、容量性電力変換部から誘導性電力変換部への電力伝送の損失を抑制できる。
　前記容量性電力変換部は、前記複数の容量性電力変換器をインターリーブ制御する位相制御回路を備えてもよい。
　この構成では、容量性電力変換部の出力リップルを効果的に低減できる。
　前記容量性電力変換部、及び前記誘導性電力変換部は、前記容量性電力変換部が入力側、前記誘導性電力変換部が出力側となるように縦続接続されていてもよい。
　この構成では、降圧用のパワーコンバータユニットとする場合に、誘導性電力変換部を耐圧が低い素子で構成できる。このため、インダクタを小さくでき、パワーコンバータユニットを小型化できる。また、スイッチング素子のスイッチング周波数の高周波化が可能となる。
　前記容量性電力変換部、及び前記誘導性電力変換部は、前記誘導性電力変換部が入力側、前記容量性電力変換部が出力側となるように縦続接続されていてもよい。
　この構成では、昇圧用のパワーコンバータユニットを実現できる。
　前記パワーコンバータユニットは、前記容量性電力変換部と前記誘導性電力変換部との縦続接続回路を複数有し、前記縦続接続回路は並列に接続されていてもよい。
　この構成では、パワーコンバータユニットを、より大きな負荷に対して用いることができる。
　本発明によれば、容量性電力変換器の電力供給能力の制約となっている物理的なキャパシタ容量の問題を解決でき、大電力要求に対応可能なパワーコンバータユニットを実現できる。
図１は、実施形態１に係るパワーコンバータユニットのブロック図である。 図２は、実施形態１に係るパワーコンバータユニットの回路図である。 図３（Ａ）及び図３（Ｂ）は、容量性電力変換部でのスイッチング制御を説明するための図である。 図４は、別の例のパワーコンバータユニットを示すブロック図である。 図５は、別の例のパワーコンバータユニットを示すブロック図である。 図６は、実施形態２に係るパワーコンバータユニットを示すブロック図である。
　図１は、本実施形態に係るパワーコンバータユニット１のブロック図である。
　パワーコンバータユニット１は、一対の端子Ｉｎ１及び端子Ｉｎ２でなる入力部と、端子Ｏｕｔ１及び端子Ｏｕｔ２でなる出力部を備える。端子Ｉｎ１及び端子Ｉｎ２には直流電源が接続される。端子Ｏｕｔ１及び端子Ｏｕｔ２には負荷が接続される。パワーコンバータユニット１は、端子Ｉｎ１及び端子Ｉｎ２から入力される直流電圧Ｖ１（以下、入力電圧Ｖ１という）を電圧Ｖ３（以下、出力電圧Ｖ３という）に降圧して、端子Ｏｕｔ１及び端子Ｏｕｔ２から出力する。
　パワーコンバータユニット１は、容量性電力変換部１０と、誘導性電力変換部２０と、制御回路３０とを備える。容量性電力変換部１０と、誘導性電力変換部２０とは、容量性電力変換部１０が入力側となるように、端子Ｉｎ１及び端子Ｉｎ２と、端子Ｏｕｔ１及び端子Ｏｕｔ２との間で縦続接続される。
　容量性電力変換部１０は、入力電圧Ｖ１を電圧Ｖ２（以下、中間電圧Ｖ２という）に降圧する。容量性電力変換部１０は、容量性電力変換器１１と、容量性電力変換器１２と、位相制御回路１３とを有する。容量性電力変換器１１及び容量性電力変換器１２は、例えばチャージポンプであり、スイッチング素子を切り替えてキャパシタを充放電させることで、入力電圧Ｖ１を降圧する。容量性電力変換器１１と容量性電力変換器１２とは回路構成が同じであり、並列接続される。位相制御回路１３は、容量性電力変換器１１及び容量性電力変換器１２をインターリーブ制御する。なお、位相制御回路１３が行う制御は、制御回路３０により行われてもよい。
　誘導性電力変換部２０は、中間電圧Ｖ２を入力し、その中間電圧Ｖ２を出力電圧Ｖ３に降圧する。出力電圧Ｖ３は、端子Ｏｕｔ１及び端子Ｏｕｔ２に接続される負荷へ供給される。本実施形態に係る誘導性電力変換部２０は、本発明に係る「誘導性電力変換器」の一例である。
　制御回路３０は、入力電圧Ｖ１と、中間電圧Ｖ２と、出力電圧Ｖ３とを検出する。制御回路３０は、中間電圧Ｖ２及び出力電圧Ｖ３をそれぞれの目標電圧値と比較し、その比較結果に応じて、容量性電力変換部１０及び誘導性電力変換部２０へ指令信号を出力する。容量性電力変換部１０及び誘導性電力変換部２０は、指令信号に応じて、例えば、駆動周波数を変更する。
　図２は、本実施形態に係るパワーコンバータユニット１の回路図である。図２では、図１に示す制御回路３０、及び位相制御回路１３の図示を省略する。
　容量性電力変換部１０は、端子１０１及び端子１０２とからなる入力部と、端子１０３及び端子１０４とからなる出力部を有する。端子１０１は端子Ｉｎ１に接続される。端子１０２は端子Ｉｎ２に接続される。端子１０３は、後述する誘導性電力変換部２０の端子２０１に接続される。端子１０４は、後述する誘導性電力変換部２０の端子２０２に接続される。容量性電力変換器１１及び容量性電力変換器１２は、端子１０１及び端子１０２と、端子１０３及び端子１０４との間で並列接続される。
　容量性電力変換器１１は、スイッチング素子Ｓ１１と、スイッチング素子Ｓ１２と、スイッチング素子Ｓ１３と、スイッチング素子Ｓ１４と、スイッチング素子Ｓ１５と、スイッチング素子Ｓ１６と、スイッチング素子Ｓ１７と、キャパシタＣ１１と、キャパシタＣ１２と、キャパシタＣ１３と、スイッチング制御回路１１１とを有する。スイッチング制御回路１１１は、スイッチング素子Ｓ１１～Ｓ１７をスイッチング制御する。スイッチング制御回路１１１は、本発明に係る「制御部」の一例である。
　スイッチング素子Ｓ１１とスイッチング素子Ｓ１２とは、端子１０１と端子１０３との間で直列接続される。スイッチング素子Ｓ１１とスイッチング素子Ｓ１２との接続点には、キャパシタＣ１１とスイッチング素子Ｓ１４とが順に直列接続される。端子１０３には、スイッチング素子Ｓ１６と、キャパシタＣ１２と、スイッチング素子Ｓ１５とが順に直列接続される。キャパシタＣ１１とスイッチング素子Ｓ１４との接続点と、スイッチング素子Ｓ１６とキャパシタＣ１２との接続点との間には、スイッチング素子Ｓ１３が接続される。また、キャパシタＣ１２とスイッチング素子Ｓ１５との接続点と、端子１０３との間には、スイッチング素子Ｓ１７が接続される。キャパシタＣ１３は、端子１０３と端子１０４との間に接続される。
　容量性電力変換器１２は、スイッチング素子Ｓ２１と、スイッチング素子Ｓ２２と、スイッチング素子Ｓ２３と、スイッチング素子Ｓ２４と、スイッチング素子Ｓ２５と、スイッチング素子Ｓ２６と、スイッチング素子Ｓ２７と、キャパシタＣ２１と、キャパシタＣ２２と、キャパシタＣ２３と、スイッチング制御回路１２１とを有する。スイッチング制御回路１２１は、スイッチング素子Ｓ２１～Ｓ２７をスイッチング制御する。スイッチング制御回路１２１は、本発明に係る「制御部」の一例である。
　スイッチング素子Ｓ２１とスイッチング素子Ｓ２２とは、端子１０１と端子１０３との間で直列接続される。スイッチング素子Ｓ２１とスイッチング素子Ｓ２２との接続点には、キャパシタＣ２１とスイッチング素子Ｓ２４とが順に直列接続される。端子１０３には、スイッチング素子Ｓ２６と、キャパシタＣ２２と、スイッチング素子Ｓ２５とが順に直列接続される。キャパシタＣ２１とスイッチング素子Ｓ２４との接続点と、スイッチング素子Ｓ２６とキャパシタＣ２２との接続点との間には、スイッチング素子Ｓ２３が接続される。また、キャパシタＣ２２とスイッチング素子Ｓ２５との接続点と、端子１０３との間には、スイッチング素子Ｓ２７が接続される。キャパシタＣ２３は、端子１０３と端子１０４との間に接続される。
　以下に、容量性電力変換部１０での降圧動作について説明する。
　図３（Ａ）及び図３（Ｂ）は、容量性電力変換部１０でのスイッチング制御を説明するための図である。図３（Ａ）及び図３（Ｂ）では、容量性電力変換部１０の容量性電力変換器１１を例に挙げて説明する。容量性電力変換器１２でのスイッチング制御は、容量性電力変換器１１と同じであるため、その説明は省略する。
　この例では、容量性電力変換器１１は、３．０Ｖの入力電圧Ｖ１を、１．０Ｖの中間電圧Ｖ２に降圧する場合について考える。また、キャパシタＣ１１のキャパシタンスと、キャパシタＣ１２のキャパシタンスと、キャパシタＣ１３のキャパシタンスとがそれぞれ同じであるとする。
　スイッチング制御回路１１１（図２参照）は、第１状態で、図３（Ａ）に示すように、スイッチング素子Ｓ１１と、スイッチング素子Ｓ１３と、スイッチング素子Ｓ１７とをオンにし、スイッチング素子Ｓ１２と、スイッチング素子Ｓ１４と、スイッチング素子Ｓ１５と、スイッチング素子Ｓ１６とをオフにする。この場合、図３（Ａ）の矢印で示すように、端子１０１には、キャパシタＣ１１と、キャパシタＣ１２と、キャパシタＣ１３との直列回路が接続される構成となる。この場合には、入力電圧Ｖ１は３．０Ｖであるため、キャパシタＣ１１と、キャパシタＣ１２と、キャパシタＣ１３とには、それぞれ１．０Ｖの電圧が充電される。
　次に、スイッチング制御回路１１１は、第２状態で、図３（Ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｓ１１と、スイッチング素子Ｓ１３と、スイッチング素子Ｓ１７とをオフにし、スイッチング素子Ｓ１２と、スイッチング素子Ｓ１４と、スイッチング素子Ｓ１５と、スイッチング素子Ｓ１６とをオンにする。この場合、図３（Ｂ）に示すように、端子１０３には、キャパシタＣ１１と、キャパシタＣ１２と、キャパシタＣ１３とがそれぞれ並列に接続される構成となる。この場合には、キャパシタＣ１１と、キャパシタＣ１２と、キャパシタＣ１３とにはそれぞれ１．０Ｖの電圧が充電されているため、端子１０３と端子１０４とからは１．０Ｖの中間電圧Ｖ２が出力される。
　このように、容量性電力変換器１１において、図３（Ａ）の状態と、図３（Ｂ）の状態とを交互に切り替えることによって、入力電圧Ｖ１は中間電圧Ｖ２に降圧される。また、前記のように、容量性電力変換器１１と容量性電力変換器１２とは位相制御回路１３によりインターリーブ制御される。このため、容量性電力変換器１１と容量性電力変換器１２からは交互に電圧が出力される。つまり、容量性電力変換部１０は常に電圧を出力するため、容量性電力変換部１０での電力変換を効率よく行える。
　図２に戻り、誘導性電力変換部２０は、端子２０１及び端子２０２と、端子２０３及び端子２０４とを有する。端子２０１は、容量性電力変換部１０の端子１０３に接続される。端子２０２は、容量性電力変換部１０の端子１０４に接続される。端子２０３は端子Ｏｕｔ１に接続される。端子２０４は端子Ｏｕｔ２に接続される。
　誘導性電力変換部２０は降圧コンバータである。誘導性電力変換部２０は、スイッチング素子Ｑ１１と、スイッチング素子Ｑ１２と、インダクタＬ１と、キャパシタＣ３と、ドライバ２１とを有する。スイッチング素子Ｑ１１はｐ型ＭＯＳ－ＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ１２はｎ型ＭＯＳ－ＦＥＴである。ドライバ２１は、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２とをスイッチング制御する。誘導性電力変換部２０は、スイッチング素子Ｑ１１と、スイッチング素子Ｑ１２とをオンオフして、中間電圧Ｖ２を出力電圧Ｖ３に降圧する。なお、スイッチング素子Ｑ１１及びスイッチング素子Ｑ１２はＦＥＴに限定されるものではなく、適宜変更可能である。
　制御回路３０（図１参照）は、誘導性電力変換部２０の駆動周波数を、容量性電力変換部１０の駆動周波数よりも高くして、容量性電力変換部１０及び誘導性電力変換部２０を制御する。誘導性電力変換部２０の駆動周波数が低いと、容量性電力変換部１０が有するキャパシタＣ１３及びキャパシタＣ２３から、誘導性電力変換部２０へ出力される電流のピーク値は大きい。電力伝送の損失は、線路を流れる電流の２乗に比例することから、大きい電流が流れると、電力伝送の損失も大きくなる。このため、パワーコンバータユニット１での電力変換効率は低下する。
　これに対し、誘導性電力変換部２０の駆動周波数を高くすることで、容量性電力変換部１０から誘導性電力変換部２０へ流れる電流のピーク値は小さくできる。つまり、誘導性電力変換部２０の駆動周波数を高くすることで、容量性電力変換部１０を等価的な定電流源として作用させることができる。この結果、パワーコンバータユニット１での電力変換効率の低下を抑制できる。
　このように、パワーコンバータユニット１は、入力電圧Ｖ１を容量性電力変換部１０で中間電圧Ｖ２に降圧する。そして、誘導性電力変換部２０で中間電圧Ｖ２を出力電圧Ｖ３にさらに降圧する。つまり、パワーコンバータユニット１は、電圧を２段階に降圧する。一つの電力変換部、例えば、誘導性電力変換部２０のみで、入力電圧Ｖ１を出力電圧Ｖ３に降圧する場合と比べると、容量性電力変換部１０及び誘導性電力変換部２０それぞれでの入出力電圧差は小さい。このため、パワーコンバータユニット１での電力変換損失の低減化が図れる。
　また、誘導性電力変換部２０に入力される中間電圧Ｖ２は、入力電圧Ｖ１よりも低い。このため、誘導性電力変換部２０のみで降圧する場合と比べて、誘導性電力変換部２０でのスイッチングノイズは小さくなり、スイッチング損失も低減する。また、誘導性電力変換部２０は耐圧が低い素子で構成できる。特に、ＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ１１及びスイッチング素子Ｑ１２の耐圧を下げることで、駆動にかかるエネルギー、又は、単位面積当たりの抵抗値を下げることができる。このため、スイッチング周波数の高周波化が可能となる。さらに、インダクタＬ１を小さくでき、パワーコンバータユニット１の小型化を実現できる。
　さらに、本実施形態に係る容量性電力変換部１０は、容量性電力変換器１１と容量性電力変換器１２とを並列接続した構成である。この構成とすることで、パワーコンバータユニット１は、大電力用途（重負荷用途）に適用することができる。また、パワーコンバータユニット１は、複数の容量性電力変換器１１と容量性電力変換器１２に対して誘導性電力変換部２０を１つしか備えないので、物理的なスペースを必要とせず、コストダウンを図りつつ、電力供給能力を高めることができる。
　一般的なスイッチトキャパシタの電力供給能力は、駆動周波数ｆと、キャパシタの容量Ｃと、キャパシタへの印加電圧Ｖの積（ｆ＊Ｃ＊Ｖ）に依存する。このため、パラメータｆと、パラメータＣと、パラメータＶそれぞれを高くすることで電力供給能力を高めることができる。しかしながら、駆動周波数と素子耐圧とはトレードオフの関係にあることから、素子耐圧を上げるとパラメータｆが大きくできない。また、パラメータｆを高くすると変換効率は低下する。パラメータＶは入出力電圧に起因する。さらに、効率低下抑制のために等価直列抵抗（ＥＳＲ）を抑える必要があるため、スイッチトキャパシタはチップコンデンサ等のＥＳＲが低い素子を用いることが望ましく、パラメータＣは十分に大きくできない。これらの理由により、スイッチトキャパシタは、大電力変換に向かない。しかしながら、前記のように、容量性電力変換器１１と容量性電力変換器１２とを並列接続することで、容量性電力変換器の電力供給能力の制約となっている物理的なキャパシタ容量の問題を解決している。
　また、本実施形態では、２つの容量性電力変換器１１及び容量性電力変換器１２を並列接続して、位相をずらして制御（インターリーブ制御）している。これにより、前記のパラメータＣは大きくなり、駆動周波数、すなわち、パラメータｆは擬似的に高くなる。この結果、容量性電力変換部１０は大電力変換に適用可能となる。また、駆動周波数を擬似的に高くすることで、容量性電力変換部１０からの出力リップルを低減できる。
　この出力リップルの低減により、容量性電力変換部１０での入出力電圧差を小さくでき、誘導性電力変換部２０の入力電圧を安定化できる。誘導性電力変換部２０は目標となる出力電圧Ｖ３を出力するために最低限必要な入力電圧Ｖ２を確保する必要がある。例えば、パワーコンバータユニット１で、１２Ｖの入力電圧Ｖ１を、３．５Ｖの出力電圧Ｖ３に降圧したい場合、容量性電力変換部１０で中間電圧Ｖ２が３．５Ｖまで降圧されるおそれがある。この場合、誘導性電力変換部２０は３．５Ｖの出力電圧Ｖ３を出力することはできない。このため、中間電圧Ｖ２のリップル電圧が小さくなれば、誘導性電力変換部２０が出力電圧Ｖ３を出力するために必要な電圧をより幅広く確保することが可能になる。また、出力電圧Ｖ３に現れる中間電圧Ｖ２に起因する雑音を縮小することにも効果がある。これは容量性電力変換器１１のキャパシタＣ１３及び容量性電力変換器１２のキャパシタＣ２３それぞれの容量を大きくすることでも実現可能である。
　ただし、この場合、充放電のみを繰り返すキャパシタの寄与度合いを大きくすることにつながる為、効率の低下を招く。擬似的に周波数を上げることができるのならば、キャパシタＣ１３とキャパシタＣ２３を大きくせずリップルを小さくでき、さらにこのキャパシタＣ１３とキャパシタＣ２３をマージすることもできる。
　以上のように、本実施形態に係るパワーコンバータユニット１は、容量性電力変換器の供給能力制約となっている物理的なキャパシタ容量の問題を解決でき、大電力要求にも対応可能となる。さらに、容量性電力変換器１１と容量性電力変換器１２とを並列接続し、インターリーブ制御することにより、出力リップル、つまり、誘導性電力変換部２０の入力リップルを低減できる。すなわち、容量性電力変換部１０のキャパシタＣ１３とキャパシタＣ２３とのそれぞれの容量値を低減させることが可能となる。このキャパシタＣ１３とキャパシタＣ２３とは、一つのキャパシタで実現するようにしてもよい。この場合、素子数を減らすことができる。
　なお、容量性電力変換器の数と、誘導性電力変換器の数は、本実施形態での数に限定されない。容量性電力変換器の数は、誘導性電力変換器の数よりも多ければよい。
　図４は、別の例のパワーコンバータユニット１Ａを示すブロック図である。
　パワーコンバータユニット１Ａは、容量性電力変換部１０Ａ及び誘導性電力変換部２０Ａを備える。容量性電力変換部１０Ａは、並列接続される、容量性電力変換器１１Ａと、容量性電力変換器１１Ｂと、容量性電力変換器１１Ｃとを有する。これら容量性電力変換器１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃの構成は、容量性電力変換器１１と同じである。誘導性電力変換部２０Ａは、並列接続される誘導性電力変換器２０Ａ１と誘導性電力変換器２０Ａ２とを有する。誘導性電力変換器２０Ａ１，２０Ａ２の構成は、図２に示す誘導性電力変換部２０の構成と同じである。
　この構成であっても、パワーコンバータユニット１Ａは、大電力用途（重負荷用途）に適用することができる。
　また、容量性電力変換部１０と、誘導性電力変換部２０との接続順序を入れ換えて、パワーコンバータユニットを構成してもよい。
　図５は、別の例のパワーコンバータユニット１Ｂを示すブロック図である。
　パワーコンバータユニット１Ｂは、誘導性電力変換部２０と、容量性電力変換部１０とが縦続に接続されて構成される。誘導性電力変換部２０と、容量性電力変換部１０とは、誘導性電力変換部２０が入力側、容量性電力変換部１０が出力側となるように接続される。容量性電力変換部１０は、容量性電力変換器１１と容量性電力変換器１２とが並列接続されて構成される。
　この構成であっても、パワーコンバータユニット１Ｂは、大電力用途（重負荷用途）に適用することができる。
（実施形態２）
　図６は、実施形態２に係るパワーコンバータユニット２を示すブロック図である。
　パワーコンバータユニット２は、実施形態１で説明したパワーコンバータユニット１を２つ備える。パワーコンバータユニット１は、容量性電力変換部１０と容量性電力変換器１１とが縦続接続されて構成される。容量性電力変換部１０は、容量性電力変換器１１と容量性電力変換器１２とが縦続接続されて構成される。本実施形態でのパワーコンバータユニット１は、本発明に係る「縦続接続回路」の一例である。
　２つのパワーコンバータユニット１を並列接続して、一つのモジュールとすることで、パワーコンバータユニット２は、実施形態１に係るパワーコンバータユニット１よりも、さらに大きな負荷に対して用いることができる。
　以上、実施形態１，２では、降圧するパワーコンバータユニットについて説明したが、パワーコンバータユニットは、昇圧用に構成してもよい。例えば、昇圧用のパワーコンバータユニットは、図５に示すように、誘導性電力変換部が入力側、容量性電力変換部が出力側となるように、容量性電力変換部１０と容量性電力変換部とが直列接続されて構成される。
　誘導性電力変換部は、インダクタとキャパシタとで構成する昇圧コンバータとする。容量性電力変換部は、図２で説明した容量性電力変換部と回路構成を同じにする。そして、図２に示す端子１０３と端子１０４をそれぞれ入力部として誘導性電力変換部に接続し、端子１０１と端子１０２をそれぞれ出力部として、端子Ｏｕｔ１と端子Ｏｕｔ２とに接続する。
　この構成とすることで、入力電圧を昇圧するパワーコンバータユニットを実現できる。この場合、実施形態１，２と同様に、インダクタ等の小型化でき、各素子には低い耐圧素子を用いることができるため、誘導性電力変換部を小型化でき、また、パワーコンバータユニットでの電力変換損失の低減化が図れる。
Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３，…キャパシタ
Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ２３…キャパシタ
Ｃ３…キャパシタ
Ｉｎ１，Ｉｎ２…端子
Ｌ１…インダクタ
Ｏｕｔ１，Ｏｕｔ２…端子
Ｑ１１，Ｑ１２…スイッチング素子
Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１４，Ｓ１５，Ｓ１６，Ｓ１７…スイッチング素子
Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，Ｓ２４，Ｓ２５，Ｓ２６，Ｓ２７…スイッチング素子
Ｖ１…入力電圧
Ｖ２…中間電圧
Ｖ３…出力電圧
１…パワーコンバータユニット（縦続接続回路）
１Ａ…パワーコンバータユニット
２…パワーコンバータユニット
１０，１０Ａ…容量性電力変換部
１０１，１０２，１０３，１０４…端子
１１，１２…容量性電力変換器
１３…位相制御回路
２０，２０Ａ…誘導性電力変換部
２０Ａ１，２０Ａ２…誘導性電力変換器
２０１，２０２，２０３，２０４…端子
２１…ドライバ
３０…制御回路
１１１，１２１…スイッチング制御回路

Claims (6)

  1. 　複数のキャパシタと、複数の第１スイッチング素子と、前記複数の第１スイッチング素子をスイッチング制御する制御部とを有し、前記複数の第１スイッチング素子を切り替えて前記複数のキャパシタを充放電することで電圧を昇降圧する複数の容量性電力変換器と、
    　前記複数の容量性電力変換器が並列接続された容量性電力変換部と、
    　インダクタと、第２スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子をスイッチング制御する制御部とを有し、前記第２スイッチング素子を切り替えて前記インダクタへのエネルギーを畜放電することで電圧を昇降圧する誘導性電力変換器と、
    　前記誘導性電力変換器を少なくともひとつ含む誘導性電力変換部と、を備え、
    　前記複数の容量性電力変換部に対して前記誘導性電力変換部が縦続接続されており、前記複数の容量性電力変換器の数は前記誘導性電力変換器の数よりも多い、
    　パワーコンバータユニット。
  2. 　前記誘導性電力変換部の駆動周波数は、前記容量性電力変換部の駆動周波数より高い、
    　請求項１に記載のパワーコンバータユニット。
  3. 　前記容量性電力変換部は、前記複数の容量性電力変換器をインターリーブ制御する位相制御回路、
    　を備える請求項１又は２に記載のパワーコンバータユニット。
  4. 　前記容量性電力変換部、及び前記誘導性電力変換部は、
    　前記容量性電力変換部が入力側、前記誘導性電力変換部が出力側となるように縦続接続されている、
    　請求項１から３の何れかに記載のパワーコンバータユニット。
  5. 　前記容量性電力変換部、及び前記誘導性電力変換部は、
    　前記誘導性電力変換部が入力側、前記容量性電力変換部が出力側となるように縦続接続されている、
    　請求項１から３の何れかに記載のパワーコンバータユニット。
  6. 　前記容量性電力変換部と前記誘導性電力変換部との縦続接続回路を複数有し、
    　前記縦続接続回路は並列に接続されている、
    　請求項１から５の何れかに記載のパワーコンバータユニット。
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