WO2018066444A1 - Ｄｃ－ｄｃコンバータ - Google Patents

Ｄｃ－ｄｃコンバータ Download PDF

Info

Publication number
WO2018066444A1
WO2018066444A1 PCT/JP2017/035133 JP2017035133W WO2018066444A1 WO 2018066444 A1 WO2018066444 A1 WO 2018066444A1 JP 2017035133 W JP2017035133 W JP 2017035133W WO 2018066444 A1 WO2018066444 A1 WO 2018066444A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
power converter
connection state
capacitive power
converter
circuit
Prior art date
Application number
PCT/JP2017/035133
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
和則 津田
政成 田子
Original Assignee
株式会社村田製作所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社村田製作所 filed Critical 株式会社村田製作所
Priority to CN201780060266.7A priority Critical patent/CN109792205B/zh
Priority to JP2018543863A priority patent/JP6521187B2/ja
Publication of WO2018066444A1 publication Critical patent/WO2018066444A1/ja
Priority to US16/373,722 priority patent/US10720833B2/en
Priority to US16/895,063 priority patent/US10862393B2/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • H02M3/073—Charge pumps of the Schenkel-type
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • H02M3/072—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps adapted to generate an output voltage whose value is lower than the input voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • H02M3/073—Charge pumps of the Schenkel-type
    • H02M3/077—Charge pumps of the Schenkel-type with parallel connected charge pump stages
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a DC-DC converter provided with a capacitive power converter.
  • a DC-DC converter having a capacitive power converter also called a switched capacitor circuit or a charge pump circuit, is relatively easy to downsize because an inductive element such as a transformer is unnecessary. Therefore, it can be said that it is suitable for a power supply device for small and low power applications.
  • Non-Patent Document 1 is disclosed as a DC-DC converter including a capacitive power converter.
  • the DC-DC converter described in Non-Patent Document 1 does not have an inductor.
  • Patent Document 1 describes a DC-AC converter including a capacitive power converter. Patent Document 1 discloses that an input DC voltage is converted into a sinusoidal AC voltage and output using resonance between an inductor and a capacitor.
  • DC-DC converters equipped with transformers and coils are conventionally used for high power applications.
  • an object of the present invention is to provide a DC-DC converter including a capacitive power converter that is improved in power conversion efficiency while being reduced in size.
  • a DC-DC converter includes an input unit, an output unit, a plurality of first capacitors, a plurality of switch elements, and a control circuit that controls switching of the plurality of switch elements.
  • Capacitive power converter for stepping down the input voltage input from the input unit by switching the switch element and charging / discharging the plurality of first capacitors and outputting the output voltage to the output unit, and provided in the output unit,
  • An LC circuit having an inductor and a second capacitor, wherein the capacitive power converter has at least a first connection state and a second connection state depending on a connection state of the plurality of switch elements, and the control circuit includes: Operates at a switching frequency equal to or higher than the first resonance frequency determined by the capacitance of the capacitive power converter, the capacitance of the LC circuit, and the inductance in the first connection state. Controls on so that, in the second connection state, is controlled to operate at a second resonant frequency above the switching frequency determined capacitive power converter capacitance, the
  • a DC-DC converter includes an input unit, an output unit, a plurality of first capacitors, a plurality of switch elements, and a control circuit that controls switching of the plurality of switch elements.
  • Capacitive power converter that boosts and converts the input voltage input from the input unit by switching the switch element to charge and discharge the plurality of first capacitors and outputs the output voltage to the output unit, and the input unit,
  • An LC circuit having an inductor and a second capacitor, wherein the capacitive power converter has at least a first connection state and a second connection state depending on a connection state of the plurality of switch elements, and the control circuit includes: Operates at a switching frequency equal to or higher than the first resonance frequency determined by the capacitance of the capacitive power converter, the capacitance of the LC circuit, and the inductance in the first connection state. Controls on so that, in the second connection state, is controlled to operate at a second resonant frequency above the switching frequency determined capacitive power converter capacitance, the capacitance
  • the DC-DC converter of the present invention includes a plurality of first capacitors, a plurality of switch elements, and a control circuit that controls the switching of the plurality of switch elements.
  • Capacitive power converter that boosts / decreases voltage by charging / discharging one capacitor, one end and the other end, one end connected to the capacitive power converter, and the other end connected to the inductor
  • the capacitive power converter has at least a first connection state and a second connection state for power conversion, and converts the input voltage to the output voltage. In the first connection state, the period of the first connection state is determined by the capacitance of the capacitive power converter, the capacitance of the LC circuit, and the inductance.
  • the period of the second connection state is half of the reciprocal of the second resonance frequency determined by the capacitance of the capacitive power converter, the capacitance of the LC circuit and the inductance. Shorter.
  • An inductive step-down converter including an inductor and a second capacitor may be connected to the subsequent stage of the capacitive power converter.
  • the step-down converter bears a part of the voltage conversion ratio of the capacitive power converter, so that the load of the capacitive power converter can be reduced, resulting in a higher efficiency with a higher voltage conversion ratio. Power conversion can be performed.
  • An inductive boost converter including an inductor and a second capacitor may be connected to the front stage of the capacitive power converter. According to this configuration, by using the boost converter in combination, the boost converter bears a part of the voltage conversion ratio of the capacitive power converter, so that the burden on the capacitive power converter can be reduced. High-efficiency power conversion can be performed with a high voltage conversion ratio.
  • the LC circuit is preferably connected to a low voltage side terminal of the capacitive power converter.
  • control circuit controls switching between the period of the first connection state and the period of the second connection state according to the load fluctuation. According to this configuration, high power conversion efficiency is maintained even when a load change occurs.
  • the first resonance frequency is preferably equal to the second resonance frequency. According to this configuration, power conversion efficiency is improved in both the first connection state and the second connection state.
  • the input voltage and the output voltage have an integer multiple relationship.
  • the capacitive power converter is configured on a circuit board, and the inductor is formed of a conductor pattern formed on the circuit board. According to this configuration, it is easy to reduce the height while reducing the cost of the inductor.
  • control circuit interleave-controls the equivalent first capacitive power converter and second capacitive power converter.
  • the peak current can be further suppressed, the equivalent switching frequency can be doubled, and the output ripple voltage can be suppressed.
  • switching is performed at a switching frequency equal to or higher than the resonance frequency determined by the capacitance of the capacitive power converter, the capacitance of the LC circuit, and the inductance, thereby reducing the loss and improving the power conversion efficiency.
  • FIG. 1 is a block diagram of a DC-DC converter 1 according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the DC-DC converter 1 according to the first embodiment.
  • 3A, 3B, and 3C are circuit diagrams when the circuit illustrated in FIG. 2 is in the first connection state.
  • FIG. 4 is a diagram showing a resonance circuit in the DC-DC converter.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of another DC-DC converter according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a waveform diagram showing the relationship among the resonance frequency, the switching period, and the switching current in the DC-DC converter.
  • FIG. 7 is a waveform diagram showing the relationship between the switching period and the period of the first connection state and the period of the second connection state in the DC-DC converter. 8A, FIG. 8B, FIG.
  • FIG. 8C, FIG. 8D, and FIG. 8E show the period of the first connection state and the period of the second connection state in the DC-DC converter. It is a time chart which shows the relationship.
  • FIG. 9 is a block diagram of the DC-DC converter 2 according to the second embodiment.
  • FIG. 10 is a block diagram of the DC-DC converter 3 according to the third embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram of the DC-DC converter 1.
  • the DC-DC converter 1 includes a capacitive power converter 10, an LC circuit 20, and a control circuit 17.
  • the LC circuit 20 includes an inductor L10 and a capacitor C20.
  • the LC circuit 20 is connected to the output unit of the capacitive power converter 10.
  • the capacitor C20 corresponds to the “second capacitor” in the present invention.
  • the DC-DC converter 1 steps down the DC voltage Vin of the input power source connected to the first terminal 101 to the DC voltage Vout and supplies it to the load RL.
  • An input current Iin is input to the DC-DC converter 1, and an output current Iout is output to the load RL.
  • FIG. 2 is an example of a circuit diagram of the DC-DC converter 1.
  • the capacitive power converter 10 includes a first capacitive power converter 11 and a second capacitive power converter 12 connected in parallel. The configuration of the first capacitive power converter 11 and the second capacitive power converter 12 is the same.
  • the first capacitive power converter 11 includes a plurality of first capacitors C10, C11, C12, C13 and a plurality of switch elements S111, S112, S113, S114, S115, S116, S117.
  • the second capacitive power converter 12 includes a plurality of first capacitors C10, C11, C12, C13 and a plurality of switch elements S121, S122, S123, S124, S125, S126, S127.
  • Capacitive power converter 10 has devices such as integrated circuits and chip parts mounted on a circuit board or the like.
  • the inductor L10 and the capacitor C20 are, for example, individual chip components mounted on a circuit board.
  • the first capacitors C1, C11, C12, C13 and the capacitor C20 are ceramic capacitors mounted on a circuit board, for example. In this configuration, it is easy to suppress the mounting area with a large-capacity ceramic capacitor.
  • the control circuit 17 performs interleave control on the first capacitive power converter 11 and the second capacitive power converter 12.
  • the switch elements S111, S114, S115, S116, S122, S123, and S127 are in the ON state and the switch elements S112, S113, S117, S121, S124, S125, and S126 are in the OFF state.
  • the second connection state is when the switch elements S111, S114, S115, S116, S122, S123, and S127 are in the OFF state and the switch elements S112, S113, S117, S121, S124, S125, and S126 are in the ON state. Let ⁇ 2.
  • the third state is changed from the first connection state to the second connection state. It can also be used as an intermediate state when transitioning from the second connection state to the first connection state.
  • the third connection state is omitted to simplify the description.
  • FIG. 3A is a circuit diagram when the circuit shown in FIG. 2 is in the first connection state ⁇ 1.
  • FIG. 3B shows a case where the impedance of the power source is high (having a certain value that cannot be ignored) in the circuit shown in FIG. 3A, and the capacitances of the capacitors C10 and C11 are represented by C10 and C11, respectively.
  • FIG. 10 is a circuit diagram when C10 >> C11 is not satisfied.
  • FIG. 3C is a circuit diagram in the case where the impedance of the power source is sufficiently low in the circuit shown in FIG.
  • FIG. 3C is also a circuit diagram when the capacitance of the capacitor C10 is sufficiently larger than the capacitance of the capacitor C11 (when C10 >> C11). That is, even if the impedance of the power source is a certain value that cannot be ignored, if C10 >> C11, the capacitor C10 substantially hides the impedance of the power source, and therefore equivalently the circuit shown in FIG. It is represented by
  • FIG. 4 is a circuit diagram in which the circuit shown in FIG. 3B or 3C is further synthesized.
  • the capacitive power converter 10 and the LC circuit 20 form an LC resonance circuit in which a composite capacitor CIN is arranged at the input terminal of the inductor L10 and a capacitor COUT is arranged at the output terminal of the inductor L10. Composed.
  • a resonance current Ih flows through this LC resonance circuit.
  • the capacitance Cin of the composite capacitor CIN is expressed by the following equation.
  • the first capacitive power converter 11 and the second capacitive power converter 12 are represented by independent circuits, but are connected in parallel (double-connected capacitors).
  • the capacitor can be composed of a single capacitor.
  • the capacitors C10 and C10 and the capacitors C13 and C13 can be unified.
  • switches having a dual relationship can be shared. These can reduce the number of parts.
  • FIG. 5 is an example of a circuit diagram of the DC-DC converter 1 and shows that an interleaving operation is possible even if the circuit is not completely duplicated. That is, the first capacitor C10 is shared as an input capacitor. The first capacitor C13 is shared as an output capacitor. Since the switch elements S112, S114, S115, and S117 generate positive and negative pulses, they can be shared by reviewing the connection order of these switch elements.
  • FIG. 6 is a waveform diagram showing the relationship among the resonance frequency Fh, the switching period T, and the switching current Is in the DC-DC converter 1.
  • the total value of the period T1 of the first connection state ⁇ 1 and the period T2 of the second connection state ⁇ 2 is set as the switching period T.
  • the switching frequency Fs is the reciprocal of the switching period T.
  • T T1 + T2
  • the switching current Is in FIG. 6 simulates a current waveform flowing through the switch element S111. Here, the direction toward the output is positive.
  • the resonance frequency Fh is much higher than the switching frequency Fs (Fh >> Fs), as shown in FIG. Since a large peak current is generated, the loss increases.
  • the inductor L10 is connected to the second terminal 201 side, an inductive property appears, and the resonance frequency Fh becomes slightly higher than the switching frequency Fs (Fh> Fs).
  • the switching current Is causess a period of negative polarity.
  • the resonance frequency Fh becomes lower than the switching frequency Fs (Fh ⁇ Fs), and the switching current Is does not have a negative current period as shown in FIG. It changes in.
  • the output current of the capacitive power converter is the total current flowing through each switch, and is obtained from the average value of the total current.
  • the average current value of each waveform indicating the current of the switch element S111 is approximately 1/6 of Iout. Therefore, when the current waveform in FIG. 6 fluctuates negatively, that is, when a reverse current flows, it is necessary to supplement the equivalent positive current in the period T1 of the first connection state ⁇ 1. As a result, the absolute value of the current flowing through the switch increases and the heat loss of the switch also increases, resulting in a decrease in efficiency.
  • each waveform has a different shape and peak value as in FIG.
  • the resonance period Th that is the reciprocal of the resonance frequency Fh is particularly large under the condition that T1> Th / 2, where the period T1 of the first connection state ⁇ 1 is greater than half the resonance period Th that is the reciprocal of the resonance frequency Fh. There is a section that flows in the opposite direction. In this configuration, since two connection states are provided for power transmission, the condition that T1 ⁇ Th / 2 is satisfied, where the period T1 of the first connection state ⁇ 1 is smaller than half of the resonance period Th that is the reciprocal of the resonance frequency Fh It is necessary to satisfy.
  • the resonance frequency Fh when the resonance frequency Fh is higher than the switching frequency Fs, the amount of current passing through the switch element increases due to the reverse current and the forward current, and the loss increases.
  • the heat loss PLS of the switch element is obtained by time integration of a value obtained by multiplying the switch on-resistance RON by the square of the current Is flowing through the switch element. That is, the current peak is not simply reduced by a filter or the like. There may be a case where the loss increases due to the provision of the inductor or due to the parasitic inductance. Based on the calculation of the resonance frequency Fh according to the present embodiment, the power conversion efficiency can be increased by appropriately controlling the ON time TON of the switch element.
  • the control circuit 17 is configured to perform switching at a switching frequency Fs that is equal to or higher than the resonance frequency Fh determined by the capacitance of the capacitive power converter 10 and the capacitance and inductance of the LC circuit 20.
  • switching is performed with a switching cycle in which the ON cycle TN is equal to or less than Th / 2, which is half the resonance cycle Th.
  • N is an integer indicating the connection state of the capacitive power converter.
  • TN is T1 or T2.
  • the switching frequency Fs When the switching frequency Fs is lower than the resonance frequency Fh, the forward current equivalent to that flows as the reverse current flows, and the power conversion efficiency decreases. When the switching frequency Fs is equal to or higher than the resonance frequency Fh, the reverse current does not flow and the power conversion efficiency is improved. If this is similarly replaced with the time axis, it can be said that the efficiency is maximized when the switching period T is shorter than half of the resonance period Th.
  • FIG. 8A, FIG. 8B, FIG. 8C, FIG. 8D, and FIG. 8E show the period of the first connection state ⁇ 1 and the second connection state in the DC-DC converter 1.
  • FIG. It is a time chart which shows the example of the relationship of the period of (PHI) 2.
  • FIG. 8A shows the sum of the period of the first connection state ⁇ 1 and the period of the second connection state ⁇ 2 and the switching period T is the period of the first connection state ⁇ 1 and the period of the second connection state ⁇ 2. It is an example that is a value. That is, the switching duty ratio is 0.5. In this case, the switching frequency Fs is higher than the resonance frequency Fh.
  • FIG. 8B, FIG. 8C, and FIG. 8D it is possible to insert a blank time such as a dead time so that the on-duty is less than 50%. In this case, as described above, the switching period T is shorter than half of the resonance period Th.
  • a means for improving the efficiency by changing the switching frequency according to the load condition of the DC-DC converter is generally used in the inductive switching regulator. Also in this embodiment, for example, when the load is light, by reducing the switching frequency, it is possible to reduce the loss for driving the switch and improve the efficiency. Even in such a case, it is important to keep the switching cycle and the resonance cycle in the above-described relationship.
  • the switching duty ratio is maintained at 0.5 by increasing the period of the first connection state ⁇ 1 and the period of the second connection state ⁇ 2.
  • This control method can be executed within a range in which the relationship between the switching frequency Fs and the resonance frequency Fh can be maintained.
  • FIG. 9 is a block diagram of the DC-DC converter 2 according to the second embodiment.
  • the LC circuit 20 is connected to the input unit of the capacitive power converter 10.
  • the DC-DC converter 2 boosts the DC voltage Vin of the input power source connected to the second terminal 201 to the DC voltage Vout and supplies the boosted voltage to the load RL.
  • An input current Iin is input to the DC-DC converter 2, and an output current Iout is output to the load RL.
  • FIG. 10 is a block diagram of the DC-DC converter 3 according to the third embodiment.
  • the inductive step-down converter 30 is connected to the subsequent stage of the capacitive power converter 10.
  • the LC circuit 20 includes an inductor and a capacitor included in the inductive step-down converter 30.
  • the inductive step-down converter 30 includes a rectifying switch element Q11, a commutation switch element Q12, an inductor L10, a capacitor C20, and a driver 31.
  • the rectifying switch element Q11 is a p-type MOS-FET.
  • the commutation switch element Q12 is an n-type MOS-FET.
  • the driver 31 switches the rectifying switch element Q11 and the commutation switch element Q12 alternately. Note that a plurality of step-down converters 30 may be connected in parallel to perform an interleave operation.
  • FIG. 10 shows an example in which the inductive step-down converter 30 is connected to the subsequent stage of the capacitive power converter 10
  • the inductive boost converter may be connected to the preceding stage of the capacitive power converter 10. That is, in the DC-DC converter 2 shown in FIG. 9, the inductive boost converter is connected to the front stage of the capacitive power converter 10.
  • the LC circuit 20 may be composed of an inductor and a capacitor included in the inductive boost converter.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

ＤＣ－ＤＣコンバータ（１）は、第１端子（１０１）側に接続された容量性電力変換器（１０）と、インダクタ（Ｌ１０）と、第２キャパシタ（Ｃ２０）と、を有し、第２端子（２０１）側に接続された、ＬＣ回路（２０）と、複数のスイッチ素子をスイッチングする制御回路（１７）と、を備える。制御回路（１７）は、容量性電力変換器（１０）のキャパシタンス、ＬＣ回路（２０）のキャパシタンスおよびインダクタンスにより定まる共振周波数以上のスイッチング周波数でスイッチングを行い、第１端子（１０１）に入力された直流電圧（Ｖｉｎ）を降圧して第２端子（２０１）から直流電圧（Ｖｏｕｔ）として出力する。

Description

ＤＣ－ＤＣコンバータ
　本発明は、容量性電力変換器を備えたＤＣ－ＤＣコンバータに関する。
　スイッチトキャパシタ回路やチャージポンプ回路とも称される容量性電力変換器を備えたＤＣ－ＤＣコンバータは、トランスなどの誘導性素子が不要となることから、小型化が比較的容易である。そのため、小型・小電力用途の電源装置に適しているといえる。
　容量性電力変換器を備えたＤＣ－ＤＣコンバータとしては、例えば非特許文献１が開示されている。非特許文献１に記載のＤＣ－ＤＣコンバータは、インダクタを有していない。
　一方、特許文献１には、容量性電力変換器を備えたＤＣ－ＡＣコンバータが記載されている。特許文献１には、インダクタとキャパシタとの共振を利用して、入力された直流電圧を正弦波状の交流電圧に変換して出力することが示されている。
特開平８－１１６６７９号公報
VincentWai-Shan Ng and Seth R. Sanders;"Switched Capacitor DC-DC Converter:Superior where the Buck Converter has Dominated"; EECS Department Universityof California, Berkeley Technical Report No. UCB/EECS-2011-94 August 17, 2011
　小電力の用途では、ＤＣ－ＤＣコンバータの電力変換効率に起因する発熱が問題となることは少ない。また、集積回路技術の進歩により、小電力の領域では、小型化が比較的容易な容量性電力変換器を備えたＤＣ－ＤＣコンバータが普及しつつある。
　一方、大電力の用途では、従来、トランスやコイルを備えたＤＣ－ＤＣコンバータが用いられている。
　近年、チップコンデンサの大容量化が進み、容量性電力変換器を備えたＤＣ－ＤＣコンバータにおいても、従来よりも大電力を扱うことが可能となった。そのため、今後、容量性電力変換器を備えたＤＣ－ＤＣコンバータにおいても、電力変換効率を高めるための取り組みが必要となりつつある。つまり、容量性電力変換器を用いて、例えば数百ｍＷ以上の電力を変換しようとする場合、発熱を考慮して電力変換効率を高めることも必要になる。
　一方、容量性電力変換器を用いて数百ｍＷ以上の電力を変換しようとする場合、容量性の電力変換器であるがゆえに大きなピーク電流が発生し、この大きなピーク電流による損失の軽減や、電力変換器のキャパシタンスと当該電力変換器が有する寄生インダクタンスとの共振現象により生じる損失を低減することが必要になることを本願の発明者等は見出した。
　そこで本発明の目的は、小型化を図りながら電力変換効率を改善した容量性電力変換器を備えたＤＣ－ＤＣコンバータを提供することにある。
（１）本発明のＤＣ－ＤＣコンバータは、入力部と、出力部と、複数の第１キャパシタと、複数のスイッチ素子と、複数のスイッチ素子をスイッチング制御する制御回路とを有し、複数のスイッチ素子を切り替えて複数の第１キャパシタを充放電することで入力部から入力された入力電圧を降圧変換して出力部へ出力電圧を出力する容量性電力変換器と、出力部に設けられ、インダクタと第２キャパシタとを有するＬＣ回路と、を備え、容量性電力変換器は、複数のスイッチ素子の接続状態によって、少なくとも第１接続状態と第２接続状態とを有し、制御回路は、第１接続状態において、容量性電力変換器のキャパシタンス、ＬＣ回路のキャパシタンスおよびインダクタンスにより定まる第１の共振周波数以上のスイッチング周波数で動作するように制御し、第２接続状態において、容量性電力変換器のキャパシタンス、ＬＣ回路のキャパシタンスおよびインダクタンスにより定まる第２の共振周波数以上のスイッチング周波数で動作するように制御する。
（２）本発明のＤＣ－ＤＣコンバータは、入力部と、出力部と、複数の第１キャパシタと、複数のスイッチ素子と、複数のスイッチ素子をスイッチング制御する制御回路とを有し、複数のスイッチ素子を切り替えて複数の第１キャパシタを充放電することで入力部から入力された入力電圧を昇圧変換して出力部へ出力電圧を出力する容量性電力変換器と、入力部に設けられ、インダクタと第２キャパシタとを有するＬＣ回路と、を備え、容量性電力変換器は、複数のスイッチ素子の接続状態によって、少なくとも第１接続状態と第２接続状態とを有し、制御回路は、第１接続状態において、容量性電力変換器のキャパシタンス、ＬＣ回路のキャパシタンスおよびインダクタンスにより定まる第１の共振周波数以上のスイッチング周波数で動作するように制御し、第２接続状態において、容量性電力変換器のキャパシタンス、ＬＣ回路のキャパシタンスおよびインダクタンスにより定まる第２の共振周波数以上のスイッチング周波数で動作するように制御する。
（３）本発明のＤＣ－ＤＣコンバータは、複数の第１キャパシタと、複数のスイッチ素子と、複数のスイッチ素子をスイッチング制御する制御回路とを有し、複数のスイッチ素子を切り替えて複数の第１キャパシタを充放電することで電圧を昇降圧する容量性電力変換器と、一方端と他方端とを有し、一方端が容量性電力変換器に接続されるインダクタと、インダクタの他方端に接続される第２キャパシタとを有するＬＣ回路、を備え、容量性電力変換器は、電力変換のための少なくとも第１接続状態と第２接続状態とを有し、入力電圧を出力電圧に変換するように制御回路により制御され、第１接続状態において、第１接続状態の期間は、容量性電力変換器のキャパシタンス、ＬＣ回路のキャパシタンスおよびインダクタンスにより定まる第１の共振周波数の逆数の半分より短く、第２接続状態において、第２接続状態の期間は、容量性電力変換器のキャパシタンス、ＬＣ回路のキャパシタンスおよびインダクタンスにより定まる第２の共振周波数の逆数の半分より短い。
　上記（１）（２）（３）に記載のいずれの構成でも、ＬＣ回路のインダクタンスによって容量性電力変換器から発生する大きなピーク電流による損失が軽減される。さらに、スイッチング動作を行うことで、容量性電力変換器のキャパシタンス、ＬＣ回路のキャパシタンスおよびインダクタンスにより生じる共振現象による逆電流の発生が抑制される。よって、電力変換効率が改善される。
（４）容量性電力変換器の後段には、インダクタおよび第２キャパシタを含む誘導性降圧コンバータが接続されてもよい。この構成によれば、容量性電力変換器の電圧変換比の一部を降圧コンバータが担うことにより、容量性電力変換器の負荷を減らすことができ、結果的により高い電圧変換比で高効率の電力変換を行うことができる。
（５）容量性電力変換器の前段には、インダクタおよび第２キャパシタを含む誘導性昇圧コンバータが接続されてもよい。この構成によれば、昇圧コンバータを併用することで、容量性電力変換器の電圧変換比の一部を昇圧コンバータが担うことにより、容量性電力変換器の負担を減らすことができ、結果的により高い電圧変換比で高効率の電力変換を行うことができる。
（６）ＬＣ回路は、前記容量性電力変換器の低電圧側の端子に接続されることが好ましい。
（７）制御回路は、負荷変動に応じて、第１接続状態の期間と第２接続状態の期間の切り替えを制御することが好ましい。この構成によれば、負荷変動が生じた場合でも高い電力変換効率が維持される。
（８）第１の共振周波数は、第２の共振周波数と等しいことが好ましい。この構成によれば、第１接続状態と第２接続状態のいずれにおいても電力変換効率が改善される。
（９）容量性電力変換器は、入力電圧と出力電圧が整数倍の関係となることが好ましい。
（１０）容量性電力変換器は回路基板に構成され、インダクタは回路基板に形成された導体パターンからなることが好ましい。この構成によれば、インダクタのコストを削減しつつ、低背化が容易になる。
（１１）第１接続状態と第２接続状態のオン時間は等しいことが好ましい。この構成では、スイッチング周波数の最適値が定まりやすい。
（１２）制御回路は、等価な第１容量性電力変換器および第２容量性電力変換器をインターリーブ制御することが好ましい。
　この構成では、インターリーブ制御を行うことで、ピーク電流をさらに抑えることができ、さらに等価的なスイッチング周波数が２倍になり、出力リップル電圧を抑えることができる。
　本発明によれば、容量性電力変換器のキャパシタンス、ＬＣ回路のキャパシタンスおよびインダクタンスにより定まる共振周波数以上のスイッチング周波数でスイッチングを行うことで、損失が軽減されるとともに、電力変換効率が改善される。
図１は、第１の実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ１のブロック図である。 図２は、第１の実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ１の回路図である。 図３（Ａ）、図３（Ｂ）、図３（Ｃ）は、図２に示す回路が第１接続状態のときの回路図である。 図４は、ＤＣ－ＤＣコンバータにおける共振回路を示す図である。 図５は、第１の実施形態に係る別のＤＣ－ＤＣコンバータの回路図である。 図６は、ＤＣ－ＤＣコンバータにおける、共振周波数とスイッチング周期とスイッチング電流との関係を示す波形図である。 図７は、ＤＣ－ＤＣコンバータにおける、第１接続状態の期間および第２接続状態の期間とスイッチング電流との関係を示す波形図である。 図８（Ａ），図８（Ｂ），図８（Ｃ），図８（Ｄ），図８（Ｅ）は、ＤＣ－ＤＣコンバータにおける、第１接続状態の期間と第２接続状態の期間の関係を示すタイムチャートである。 図９は、第２の実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ２のブロック図である。 図１０は、第３の実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ３のブロック図である。
　以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。要点の説明または理解の容易性を考慮して、便宜上実施形態を分けて示すが、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能である。第２の実施形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。
《第１の実施形態》
　図１はＤＣ－ＤＣコンバータ１のブロック図である。ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、容量性電力変換器１０、ＬＣ回路２０および制御回路１７を備える。ＬＣ回路２０は、インダクタＬ１０とキャパシタＣ２０とで構成される。本実施形態では、ＬＣ回路２０は容量性電力変換器１０の出力部に接続される。キャパシタＣ２０は本発明における「第２キャパシタ」に相当する。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、第１端子１０１に接続される入力電源の直流電圧Ｖｉｎを直流電圧Ｖｏｕｔに降圧して負荷ＲＬに供給する。ＤＣ－ＤＣコンバータ１には入力電流Iinが入力され、負荷ＲＬへ出力電流Ioutが出力される。
　図２はＤＣ－ＤＣコンバータ１の回路図の一例である。容量性電力変換器１０は、並列接続された第１容量性電力変換器１１と、第２容量性電力変換器１２とを備える。第１容量性電力変換器１１と第２容量性電力変換器１２の構成は同じである。第１容量性電力変換器１１には、複数の第１キャパシタＣ１０，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３および複数のスイッチ素子Ｓ１１１，Ｓ１１２，Ｓ１１３，Ｓ１１４，Ｓ１１５，Ｓ１１６，Ｓ１１７が配されている。第２容量性電力変換器１２には、複数の第１キャパシタＣ１０，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３および複数のスイッチ素子Ｓ１２１，Ｓ１２２，Ｓ１２３，Ｓ１２４，Ｓ１２５，Ｓ１２６，Ｓ１２７が配されている。
　容量性電力変換器１０は、集積回路やチップ部品などのデバイスが回路基板などに実装されてなる。インダクタＬ１０とキャパシタＣ２０は、例えばそれぞれ回路基板に実装された個別のチップ部品である。第１キャパシタＣ１，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３およびキャパシタＣ２０は、例えば回路基板に実装されたセラミックコンデンサである。この構成では、大容量のセラミックコンデンサによって実装面積を抑えることが容易となる。
　制御回路１７は、第１容量性電力変換器１１および第２容量性電力変換器１２をインターリーブ制御する。図２に示す例では、スイッチ素子Ｓ１１１，Ｓ１１４，Ｓ１１５，Ｓ１１６，Ｓ１２２，Ｓ１２３，Ｓ１２７がＯＮ状態であり、且つ、スイッチ素子Ｓ１１２，Ｓ１１３，Ｓ１１７，Ｓ１２１，Ｓ１２４，Ｓ１２５，Ｓ１２６がＯＦＦ状態のときを第１接続状態Φ１とする。また、スイッチ素子Ｓ１１１，Ｓ１１４，Ｓ１１５，Ｓ１１６，Ｓ１２２，Ｓ１２３，Ｓ１２７がＯＦＦ状態であり、且つ、スイッチ素子Ｓ１１２，Ｓ１１３，Ｓ１１７，Ｓ１２１，Ｓ１２４，Ｓ１２５，Ｓ１２６がＯＮ状態のときを第２接続状態Φ２とする。
　また、スイッチ素子全てをＯＦＦ状態とし、貫通電流などの好ましくない電力消費を回避するための第３の接続状態を設け、この第３状態を、第１接続状態から第２接続状態へ遷移する際の、または第２接続状態から第１接続状態へ遷移する際の、中間状態として利用することもできる。本実施形態では説明の簡略化のために第３の接続状態は省略して説明する。
　図３（Ａ）は、図２に示す回路が第１接続状態Φ１のときの回路図である。
　図３（Ｂ）は、図３（Ａ）に示す回路において、電源のインピーダンスが高く（無視できない或る値を有していて）、キャパシタＣ１０，Ｃ１１のキャパシタンスをそれぞれC10，C11で表すとき、C10>>C11ではない場合の回路図である。
　図３（Ｃ）は、図３（Ａ）に示す回路において、電源のインピーダンスが十分に低い場合の回路図である。また、図３（Ｃ）は、キャパシタＣ１０のキャパシタンスがキャパシタＣ１１のキャパシタンスより充分に大きい場合（C10>>C11である場合）の回路図でもある。つまり、電源のインピーダンスが無視できない或る値であっても、C10>>C11であれば、キャパシタＣ１０は電源のインピーダンスを実質的に見えなくするので、等価的に図３（Ｃ）に示す回路で表される。
　なお、図３（Ｂ）、図３（Ｃ）においては、各スイッチ素子のオン抵抗ＲＯＮは無視できるほど小さい値であるものとしている。
　図４は、図３（Ｂ）または図３（Ｃ）に示す回路をさらに合成した回路図である。この図４に示すように、容量性電力変換器１０とＬＣ回路２０とによって、インダクタＬ１０の入力端に合成キャパシタＣＩＮが配され、インダクタＬ１０の出力端にキャパシタＣＯＵＴが配されるＬＣ共振回路が構成される。このＬＣ共振回路に共振電流Ｉｈが流れる。
　電源のインピーダンスが高く且つキャパシタＣ１０のキャパシタンスが小さい（C10>>C11でない）場合、すなわち等価的に図３（Ｂ）で表せる場合の合成キャパシタＣＩＮのキャパシタンスＣｉｎは次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　また、電源のインピーダンスが十分に低い理想的な電源である場合、または、電源のインピーダンスが無視できない或る値であっても、C10>>C11である場合、すなわち図３（Ｃ）で表せる場合の合成キャパシタＣＩＮのキャパシタンスＣｉｎは次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　また、図４に示す共振回路の共振周波数Ｆｈは次式で求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　なお、理解の容易性を考慮して、第１容量性電力変換器１１と第２容量性電力変換器１２とを独立した回路で表したが、並列接続されるキャパシタ（二重に接続されるキャパシタ）は単一のキャパシタで構成することができる。例えば、キャパシタＣ１０，Ｃ１０やキャパシタＣ１３，Ｃ１３はそれぞれ単一化できる。また、スイッチについても同様に、二重関係にあるスイッチは共用化できる。これらのことで部品点数を削減できる。
　図５は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１の回路図の一例であり、回路を完全に二重構成にしなくても、インターリーブ動作が可能であることを示している。つまり、第１キャパシタＣ１０は入力コンデンサとして共有している。第１キャパシタＣ１３は出力コンデンサとして共有している。スイッチ素子Ｓ１１２，Ｓ１１４，Ｓ１１５，Ｓ１１７は、正負のパルスを生成しているので、それらスイッチ素子の接続順番を見直すことで共有が可能である。
　図６は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１における、共振周波数Ｆｈとスイッチング周期Ｔとスイッチング電流Ｉｓとの関係を示す波形図である。ここでは、第１接続状態Φ１の期間Ｔ１と、第２接続状態Φ２の期間Ｔ２の合計値をスイッチング周期Ｔとしている。
　スイッチング周波数Ｆｓはスイッチング周期Ｔの逆数である。全てのスイッチをオフさせるブランクタイムなどを考慮しない場合、Ｔ＝Ｔ１＋Ｔ２となり、Ｆｓ＝１／Ｔが成立する。説明を簡略化するために、この条件にて説明を行う。図６中のスイッチング電流Ｉｓは、スイッチ素子Ｓ１１１を流れる電流波形を模擬している。ここでは出力に向かう方向を正としている。
　容量性電力変換器１０から容量性または抵抗性の負荷ＲＬに電力伝送を行う場合、共振周波数Ｆｈはスイッチング周波数Ｆｓよりも非常に高くなり（Ｆｈ＞＞Ｆｓ）、図６に示すように、非常に大きなピーク電流が発生するため、損失が大きくなる。一方、第２端子２０１側にインダクタＬ１０を接続すると誘導性の性質が現れて、共振周波数Ｆｈはスイッチング周波数Ｆｓよりもやや高い状態となり（Ｆｈ＞Ｆｓ）、図６に示すように、スイッチング電流Ｉｓは負極性に振れる期間が生じる。また、インダクタＬ１０のインダクタンスを大きくすると、共振周波数Ｆｈはスイッチング周波数Ｆｓよりも低くなり（Ｆｈ＜Ｆｓ）、図６に示すように、スイッチング電流Ｉｓには負電流期間が生じず、非常に小さい値で推移する。
　容量性電力変換器の出力電流は、各スイッチを流れる合計電流であり、当該合計電流の平均値により求まる。図６における３条件に関して、ＤＣ－ＤＣコンバータの総出力電流が全てIoutであるとき、スイッチ素子Ｓ１１１の電流を示している各波形の平均電流値は、おおよそIoutの６分の１となる。そのため、図６における電流波形が負に振れた場合、つまり逆方向電流が流れ場合は、第１接続状態Φ１の期間Ｔ１内において、同等の正方向電流を補う必要が生じる。そのため、スイッチを流れる電流の絶対値が増加し、スイッチの熱損失も増加することになり、結果的に効率が低下してしまう。
　ＬＣ共振現象による電流は、本実施形態の回路構成によれば、インダクタを流れる電流を観測することで効果的に確認することができる。その波形の例を図７に示す。図７において、各波形の平均電流値は、ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電流に等しい。一方、共振周波数Ｆｈとスイッチング周波数Ｆｓとの関係により、図６と同様に、各波形はそれぞれ異なる形状や波高値を持つ。
　共振周波数Ｆｈの逆数である共振周期Ｔｈは、特に第１接続状態Φ１の期間Ｔ１が共振周波数Ｆｈの逆数である共振周期Ｔｈの半分より大きい、Ｔ１＞Ｔｈ／２となる条件下では、電流が逆方向に流れる区間が存在する。本構成では電力伝送として２つの接続状態が備えられているため、第１接続状態Φ１の期間Ｔ１が共振周波数Ｆｈの逆数である共振周期Ｔｈの半分より小さい、Ｔ１＜Ｔｈ／２となる条件を満たす必要がある。また、第２接続状態Φ２の期間Ｔ２が共振周波数Ｆｈの逆数である共振周期Ｔｈの半分より小さい、Ｔ２＜Ｔｈ／２となる条件を満たす必要がある。なお、デッドタイムなどの非接続状態においてはその限りではない。
　上述の通り、共振周波数Ｆｈがスイッチング周波数Ｆｓよりも高い場合、逆方向電流および順方向電流によってスイッチ素子を通過する電流量が増え、損失が増大する。スイッチ素子の熱損失ＰＬＳはスイッチのオン抵抗ＲＯＮに、スイッチ素子に流れる電流Ｉｓの２乗を乗じた値を時間積分したものである。つまり、電流のピークを単純にフィルタ等で軽減すればよいというわけではない。インダクタを設けたために、または寄生インダクタンスにより、損失が増大するケースも生じ得る。本実施形態に係る共振周波数Ｆｈの算定に基づき、スイッチ素子のオン時間ＴＯＮを適切に制御することによって、電力変換効率を高めることができる。
　そのため、本実施形態では、制御回路１７は、容量性電力変換器１０のキャパシタンス、ＬＣ回路２０のキャパシタンスおよびインダクタンスにより定まる共振周波数Ｆｈ以上のスイッチング周波数Ｆｓでスイッチングを行う構成となっている。言い換えれば、オン周期ＴＮが、共振周期Ｔｈの半分のＴｈ／２以下となるスイッチング周期でスイッチングをおこなう。ここで、Ｎは容量性電力変換器の接続状態を示す整数であり、この例でＴＮは、Ｔ１またはＴ２である。
　スイッチング周波数Ｆｓが共振周波数Ｆｈよりも低い場合、逆方向電流が流れることに伴って、それと同等の順方向電流が流れることとなり、電力変換効率は低下する。スイッチング周波数Ｆｓが共振周波数Ｆｈ以上である場合、逆方向電流が流れず、電力変換効率は改善される。こちらも同様に時間軸に置き換えるならば、スイッチング周期Ｔが共振周期Ｔｈの半分よりも短ければ効率が最大限に改善されるといえる。
　図８（Ａ），図８（Ｂ），図８（Ｃ），図８（Ｄ），図８（Ｅ）は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１における、第１接続状態Φ１の期間と第２接続状態Φ２の期間の関係の例を示すタイムチャートである。図８（Ａ）は、第１接続状態Φ１の期間と第２接続状態Φ２の期間とが等しく、且つ、スイッチング周期Ｔが第１接続状態Φ１の期間と第２接続状態Φ２の期間との合計値である例である。つまり、スイッチングのデューティ比は０．５である。この場合、スイッチング周波数Ｆｓは共振周波数Ｆｈより高い。一方、図８（Ｂ），図８（Ｃ），図８（Ｄ）に示すように、デッドタイムなどのブランク時間を挿入し、オンデューティを５０％より少ない値にすることも可能である。この場合は前述のとおり、スイッチング周期Ｔは共振周期Ｔｈの半分より短い。
　ＤＣ－ＤＣコンバータの負荷条件に応じて、スイッチング周波数を変動させることで効率を改善させる手段は、誘導性スイッチングレギュレータでは一般的に用いられている。本実施形態でも、例えば負荷が軽い状態において、スイッチング周波数を低減することで、スイッチ駆動にかかる損失を低減させ、効率を向上させることができる。このような場合においても、スイッチング周期と共振周期とを上述の関係に保つことが重要である。
　上記以外の方法としては、図８（Ｅ）のように、第１接続状態Φ１の期間と第２接続状態Φ２の期間をそれぞれ大きくすることで、スイッチングのデューティ比を０．５に保ったまま、スイッチング周期を大きくする方法がある。この制御方法は、スイッチング周波数Ｆｓと共振周波数Ｆｈとの関係が維持できている範囲内で実行可能である。
《第２の実施形態》
　図９は第２の実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ２のブロック図である。本実施形態では、ＬＣ回路２０は容量性電力変換器１０の入力部に接続される。ＤＣ－ＤＣコンバータ２は、第２端子２０１に接続される入力電源の直流電圧Ｖｉｎを直流電圧Ｖｏｕｔに昇圧して負荷ＲＬに供給する。ＤＣ－ＤＣコンバータ２には入力電流Iinが入力され、負荷ＲＬへ出力電流Ioutが出力される。
　容量性電力変換器１０には、図２に示した回路と同じ回路を用いることができる。但し、図２に示した容量性電力変換器１０の入力と出力の関係は逆にして用いる。
《第３の実施形態》
　図１０は第３の実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ３のブロック図である。本実施形態では、誘導性降圧コンバータ３０が容量性電力変換器１０の後段に接続される。ＬＣ回路２０は誘導性降圧コンバータ３０に含まれるインダクタおよびキャパシタで構成される。
　誘導性降圧コンバータ３０は、整流スイッチ素子Ｑ１１と、転流スイッチ素子Ｑ１２と、インダクタＬ１０と、キャパシタＣ２０と、ドライバ３１とを有する。整流スイッチ素子Ｑ１１はｐ型ＭＯＳ－ＦＥＴである。転流スイッチ素子Ｑ１２はｎ型ＭＯＳ－ＦＥＴである。ドライバ３１は、整流スイッチ素子Ｑ１１と転流スイッチ素子Ｑ１２とを交互にスイッチングする。なお、この降圧コンバータ３０は、複数並列に接続してインターリーブ動作させてもよい。
《他の実施形態》
　図１０では、誘導性降圧コンバータ３０が容量性電力変換器１０の後段に接続された例を示したが、誘導性昇圧コンバータが容量性電力変換器１０の前段に接続されてもよい。すなわち、図９に示したＤＣ－ＤＣコンバータ２において、誘導性昇圧コンバータを容量性電力変換器１０の前段に接続する。この場合、ＬＣ回路２０は誘導性昇圧コンバータに含まれるインダクタおよびキャパシタで構成してもよい。
　また、各実施形態では２つのディクソン型回路を並列接続してインターリーブ駆動する例を説明したが、単一のシリーズパラレルチャージポンプ回路を用いることができる。また、単相や二相以外に、多相（マルチフェーズ）の容量性電力変換器を構成することも可能である。
　以上の各実施形態で示したＤＣ－ＤＣコンバータでは、説明の簡便さから、ＬＣ回路２０を構成するインダクタおよびキャパシタがひとつずつ配されている例を説明したが、複数のインダクタおよび複数のキャパシタを用いてもよい。また、チップ部品が実装された回路基板からなる容量性電力変換器１０の例を説明したが、容量性電力変換器１０を構成するキャパシタの一部または全部が多層基板に内装されていてもよい。
　最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではない。当業者にとって変形および変更が適宜可能である。例えば、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
１，２，３…ＤＣ－ＤＣコンバータ
１０…容量性電力変換器
１１…第１容量性電力変換器
１２…第２容量性電力変換器
２０…ＬＣ回路
１０１…第１端子
２０１…第２端子
Ｃ１０，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３…第１キャパシタ
Ｃ２０…第２キャパシタ
Ｌ１０…インダクタ
Ｓ１１１，Ｓ１１２，Ｓ１１３，Ｓ１１４，Ｓ１１５，Ｓ１１６，Ｓ１１７，Ｓ１２１，Ｓ１２２，Ｓ１２３，Ｓ１２４，Ｓ１２５，Ｓ１２６，Ｓ１２７…スイッチ素子

Claims (12)

  1. 　入力部と、出力部と、複数の第１キャパシタと、複数のスイッチ素子と、前記複数のスイッチ素子をスイッチング制御する制御回路とを有し、前記複数のスイッチ素子を切り替えて前記複数の第１キャパシタを充放電することで前記入力部から入力された入力電圧を降圧変換して前記出力部へ出力電圧を出力する容量性電力変換器と、
    　前記出力部に設けられ、インダクタと第２キャパシタとを有するＬＣ回路と、を備え、
    　前記容量性電力変換器は、前記複数のスイッチ素子の接続状態によって、少なくとも第１接続状態と第２接続状態とを有し、
    　前記制御回路は、
    　前記第１接続状態において、前記容量性電力変換器のキャパシタンス、前記ＬＣ回路のキャパシタンスおよびインダクタンスにより定まる第１の共振周波数以上のスイッチング周波数で動作するように制御し、
    　前記第２接続状態において、前記容量性電力変換器のキャパシタンス、前記ＬＣ回路のキャパシタンスおよびインダクタンスにより定まる第２の共振周波数以上のスイッチング周波数で動作するように制御する、
    　ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  2. 　入力部と、出力部と、複数の第１キャパシタと、複数のスイッチ素子と、前記複数のスイッチ素子をスイッチング制御する制御回路とを有し、前記複数のスイッチ素子を切り替えて前記複数の第１キャパシタを充放電することで前記入力部から入力された入力電圧を昇圧変換して前記出力部へ出力電圧を出力する容量性電力変換器と、
    　前記入力部に設けられ、インダクタと第２キャパシタとを有するＬＣ回路と、を備え、
    　前記容量性電力変換器は、前記複数のスイッチ素子の接続状態によって、少なくとも第１接続状態と第２接続状態とを有し、
    　前記制御回路は、
    　前記第１接続状態において、前記容量性電力変換器のキャパシタンス、前記ＬＣ回路のキャパシタンスおよびインダクタンスにより定まる第１の共振周波数以上のスイッチング周波数で動作するように制御し、
    　前記第２接続状態において、前記容量性電力変換器のキャパシタンス、前記ＬＣ回路のキャパシタンスおよびインダクタンスにより定まる第２の共振周波数以上のスイッチング周波数で動作するように制御する、
    　ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  3. 　複数の第１キャパシタと、複数のスイッチ素子と、前記複数のスイッチ素子をスイッチング制御する制御回路とを有し、前記複数のスイッチ素子を切り替えて前記複数の第１キャパシタを充放電することで電圧を昇降圧する容量性電力変換器と、
    　一方端と他方端とを有し、前記一方端が前記容量性電力変換器に接続されるインダクタと、前記インダクタの前記他方端に接続される第２キャパシタとを有するＬＣ回路、を備え、
    　前記容量性電力変換器は、電力変換のための少なくとも第１接続状態と第２接続状態とを有し、入力電圧を出力電圧に変換するように前記制御回路により制御され、
    　前記第１接続状態において、前記第１接続状態の期間は、前記容量性電力変換器のキャパシタンス、前記ＬＣ回路のキャパシタンスおよびインダクタンスにより定まる第１の共振周波数の逆数の半分より短く、
    　前記第２接続状態において、前記第２接続状態の期間は、前記容量性電力変換器のキャパシタンス、前記ＬＣ回路のキャパシタンスおよびインダクタンスにより定まる第２の共振周波数の逆数の半分より短い、
    ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  4. 　前記容量性電力変換器の後段に接続され、前記インダクタおよび前記第２キャパシタを含む誘導性降圧コンバータを備える、
    　請求項１または３に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  5. 　前記容量性電力変換器の前段に接続され、前記インダクタおよび前記第２キャパシタを含む誘導性昇圧コンバータを備える、
    　請求項２または３に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  6. 　前記ＬＣ回路は、前記容量性電力変換器の低電圧側の端子に接続される、
    　請求項１から５のいずれかに記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  7. 　前記制御回路は、負荷変動に応じて、前記第１接続状態の期間と前記第２接続状態の期間の切り替えを制御する、
    　請求項１から３のいずれかに記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  8. 　前記第１の共振周波数は、前記第２の共振周波数と等しい、
    　請求項１から７のいずれかに記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  9. 　前記容量性電力変換器は、前記入力電圧と前記出力電圧が整数倍の関係となる、
    　請求項１から８のいずれかに記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  10. 　前記容量性電力変換器は回路基板に構成され、
    　前記インダクタは前記回路基板に形成された導体パターンからなる、
    　請求項１から９のいずれかに記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  11. 　前記第１接続状態と前記第２接続状態のオン時間は等しい、
    　請求項１から１０のいずれかに記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  12. 　前記容量性電力変換器は、等価な第１容量性電力変換器および第２容量性電力変換器で構成され、
    　前記制御回路は、前記第１容量性電力変換器と前記第２容量性電力変換器をインターリーブ制御する、
    　請求項１から１１のいずれかに記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
PCT/JP2017/035133 2016-10-06 2017-09-28 Ｄｃ－ｄｃコンバータ WO2018066444A1 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201780060266.7A CN109792205B (zh) 2016-10-06 2017-09-28 Dc-dc转换器
JP2018543863A JP6521187B2 (ja) 2016-10-06 2017-09-28 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US16/373,722 US10720833B2 (en) 2016-10-06 2019-04-03 DC-DC converter
US16/895,063 US10862393B2 (en) 2016-10-06 2020-06-08 DC-DC converter

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2016-198464 2016-10-06
JP2016198464 2016-10-06
JP2016-227590 2016-11-24
JP2016227590 2016-11-24

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US16/373,722 Continuation US10720833B2 (en) 2016-10-06 2019-04-03 DC-DC converter

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2018066444A1 true WO2018066444A1 (ja) 2018-04-12

Family

ID=61830956

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2017/035133 WO2018066444A1 (ja) 2016-10-06 2017-09-28 Ｄｃ－ｄｃコンバータ

Country Status (4)

Country Link
US (2) US10720833B2 (ja)
JP (1) JP6521187B2 (ja)
CN (1) CN109792205B (ja)
WO (1) WO2018066444A1 (ja)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113795403A (zh) * 2019-03-20 2021-12-14 理查德·赫·谢拉特和苏珊·毕·谢拉特可撤销信托基金 使用多线电感器的高能电容变换设备
CN114362520A (zh) * 2022-01-07 2022-04-15 河源广工大协同创新研究院 一种改进型混合电源转换器
JP2022131740A (ja) * 2021-02-26 2022-09-07 株式会社村田製作所 電圧変換器
JP2022131739A (ja) * 2021-02-26 2022-09-07 株式会社村田製作所 電圧変換器

Families Citing this family (31)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2018066444A1 (ja) * 2016-10-06 2018-04-12 株式会社村田製作所 Ｄｃ－ｄｃコンバータ
US10158330B1 (en) 2017-07-17 2018-12-18 Qorvo Us, Inc. Multi-mode envelope tracking amplifier circuit
CN108092513B (zh) * 2017-12-26 2020-03-06 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 直流-直流转换器
EP3732703B1 (en) 2018-01-22 2022-08-31 Transient Plasma Systems, Inc. Inductively coupled pulsed rf voltage multiplier
WO2019144037A1 (en) * 2018-01-22 2019-07-25 Transient Plasma Systems, Inc. Resonant pulsed voltage multiplier and capacitor charger
US11629860B2 (en) 2018-07-17 2023-04-18 Transient Plasma Systems, Inc. Method and system for treating emissions using a transient pulsed plasma
EP3824223B1 (en) 2018-07-17 2024-03-06 Transient Plasma Systems, Inc. Method and system for treating cooking smoke emissions using a transient pulsed plasma
US11811316B2 (en) * 2018-12-20 2023-11-07 Infineon Technologies Austria Ag Adaptive control of a switched voltage converter
US11374482B2 (en) 2019-04-02 2022-06-28 Qorvo Us, Inc. Dual-modulation power management circuit
US11424719B2 (en) 2019-04-18 2022-08-23 Qorvo Us, Inc. Multi-bandwidth envelope tracking integrated circuit
WO2020226977A1 (en) * 2019-05-07 2020-11-12 Transient Plasma Systems, Inc. Pulsed non-thermal atmospheric pressure plasma processing system
US11349436B2 (en) 2019-05-30 2022-05-31 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking integrated circuit
US11539289B2 (en) * 2019-08-02 2022-12-27 Qorvo Us, Inc. Multi-level charge pump circuit
CN112491269B (zh) * 2019-09-11 2022-08-12 台达电子工业股份有限公司 电源转换系统
CN110649808B (zh) * 2019-09-20 2021-03-23 山东建筑大学 交错并联dc-dc变换器的切换控制方法、控制器及系统
CN110729888B (zh) * 2019-10-29 2020-11-06 上海南芯半导体科技有限公司 一种高电压转换比的混合电源变换器
TWI692185B (zh) * 2019-10-31 2020-04-21 宏碁股份有限公司 升壓轉換器
US11309922B2 (en) 2019-12-13 2022-04-19 Qorvo Us, Inc. Multi-mode power management integrated circuit in a small formfactor wireless apparatus
US11349513B2 (en) 2019-12-20 2022-05-31 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking system
US11539330B2 (en) 2020-01-17 2022-12-27 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking integrated circuit supporting multiple types of power amplifiers
US11716057B2 (en) 2020-01-28 2023-08-01 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking circuitry
US11728774B2 (en) 2020-02-26 2023-08-15 Qorvo Us, Inc. Average power tracking power management integrated circuit
US10903741B1 (en) * 2020-03-11 2021-01-26 Apple Inc. Regulated power converter with adiabatic charge pump
US11588449B2 (en) 2020-09-25 2023-02-21 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking power amplifier apparatus
US11909385B2 (en) 2020-10-19 2024-02-20 Qorvo Us, Inc. Fast-switching power management circuit and related apparatus
EP4302403A1 (en) 2021-03-03 2024-01-10 Transient Plasma Systems, Inc. Apparatus and methods of detecting transient discharge modes and/or closed loop control of pulsed systems employing same
CN115085538A (zh) * 2021-03-15 2022-09-20 上海南芯半导体科技股份有限公司 一种应用于谐振式开关电容电压转换器的控制电路
JP2022144011A (ja) * 2021-03-18 2022-10-03 キオクシア株式会社 電源回路及び半導体集積回路
WO2022261914A1 (zh) * 2021-06-17 2022-12-22 华为技术有限公司 谐振电源的控制方法、谐振变换控制器及存储介质
CN114598147A (zh) * 2022-03-03 2022-06-07 珠海澳大科技研究院 降压直流-直流转换器、控制方法及电子设备
CN117833667A (zh) * 2024-02-04 2024-04-05 希荻微电子集团股份有限公司 功率转换器

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08116679A (ja) * 1994-10-14 1996-05-07 Matsushita Electric Works Ltd 電力変換回路
JPH08297986A (ja) * 1995-04-24 1996-11-12 Sharp Corp 不揮発性半導体記憶装置
JP2009219250A (ja) * 2008-03-11 2009-09-24 Mitsubishi Electric Corp Ｄｃ／ｄｃ電力変換装置
JP2010074930A (ja) * 2008-09-18 2010-04-02 Sumitomo Electric Ind Ltd 電圧変換回路
JP2010178447A (ja) * 2009-01-28 2010-08-12 Mitsubishi Electric Corp 半導体回路装置
WO2015124514A1 (en) * 2014-02-24 2015-08-27 Koninklijke Philips N.V. Driver circuit with extended operation range

Family Cites Families (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5262931A (en) * 1991-07-19 1993-11-16 Powering, Inc. Power converter
US5610807A (en) * 1994-10-14 1997-03-11 Matsushita Electric Works, Ltd. Power converting system with a plurality of charging capacitors
US7786712B2 (en) * 2006-12-30 2010-08-31 Advanced Analogic Technologies, Inc. High-efficiency DC/DC voltage converter including up inductive switching pre-regulator and capacitive switching post-converter
US7777459B2 (en) * 2006-12-30 2010-08-17 Advanced Analogic Technologies, Inc. High-efficiency DC/DC voltage converter including capacitive switching pre-converter and down inductive switching post-regulator
US8212541B2 (en) * 2008-05-08 2012-07-03 Massachusetts Institute Of Technology Power converter with capacitive energy transfer and fast dynamic response
WO2010109371A1 (en) * 2009-03-23 2010-09-30 Koninklijke Philips Electronics N.V. Supply circuit
US8350540B2 (en) * 2009-09-10 2013-01-08 Cuks, Llc Storageless step-down switching DC-DC converter
US20110169474A1 (en) * 2010-01-09 2011-07-14 Cuks, Llc Step-down switching PFC converter
US20110175591A1 (en) * 2010-01-16 2011-07-21 Cuks, Llc Step-down low ripple switching converter
US10389235B2 (en) * 2011-05-05 2019-08-20 Psemi Corporation Power converter
US8773102B2 (en) * 2011-01-03 2014-07-08 Eta Semiconductor Inc. Hysteretic CL power converter
US10381924B2 (en) * 2011-05-05 2019-08-13 Psemi Corporation Power converters with modular stages
KR101556838B1 (ko) * 2011-05-05 2015-10-13 아크틱 샌드 테크놀로지스, 인크. 모듈형 단계들을 구비한 dc-dc 컨버터
US9882471B2 (en) * 2011-05-05 2018-01-30 Peregrine Semiconductor Corporation DC-DC converter with modular stages
WO2013086445A1 (en) * 2011-12-09 2013-06-13 The Regents Of The University Of California Switched-capacitor isolated led driver
US8723491B2 (en) * 2011-12-19 2014-05-13 Arctic Sand Technologies, Inc. Control of power converters with capacitive energy transfer
GB2538664A (en) * 2014-03-14 2016-11-23 Arctic Sand Technologies Inc Charge balanced charge pump control
US9712050B2 (en) * 2014-07-17 2017-07-18 Infineon Technologies Americas Corp. Power converter utilizing a resonant half-bridge and charge pump circuit
US9979283B2 (en) * 2014-11-05 2018-05-22 Samsung Sdi Co., Ltd. DC boosting circuit with at least one energy storage element
CN109155586B (zh) * 2016-03-14 2020-10-23 派赛公司 用于ac-dc应用的摆动控制开关电容器
DE102016217040A1 (de) * 2016-09-07 2018-03-08 Brusa Elektronik Ag Hochleistungs-Ladungspumpe mit induktiven Elementen
WO2018066444A1 (ja) * 2016-10-06 2018-04-12 株式会社村田製作所 Ｄｃ－ｄｃコンバータ
US10224803B1 (en) * 2017-12-20 2019-03-05 Infineon Technologies Austria Ag Switched capacitor converter with compensation inductor

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08116679A (ja) * 1994-10-14 1996-05-07 Matsushita Electric Works Ltd 電力変換回路
JPH08297986A (ja) * 1995-04-24 1996-11-12 Sharp Corp 不揮発性半導体記憶装置
JP2009219250A (ja) * 2008-03-11 2009-09-24 Mitsubishi Electric Corp Ｄｃ／ｄｃ電力変換装置
JP2010074930A (ja) * 2008-09-18 2010-04-02 Sumitomo Electric Ind Ltd 電圧変換回路
JP2010178447A (ja) * 2009-01-28 2010-08-12 Mitsubishi Electric Corp 半導体回路装置
WO2015124514A1 (en) * 2014-02-24 2015-08-27 Koninklijke Philips N.V. Driver circuit with extended operation range

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113795403A (zh) * 2019-03-20 2021-12-14 理查德·赫·谢拉特和苏珊·毕·谢拉特可撤销信托基金 使用多线电感器的高能电容变换设备
US11631988B2 (en) * 2019-03-20 2023-04-18 Richard H. Sherratt and Susan B. Sherratt Revocable Trust Fund High-energy capacitive transform device using multifilar inductor
JP2022131740A (ja) * 2021-02-26 2022-09-07 株式会社村田製作所 電圧変換器
JP2022131739A (ja) * 2021-02-26 2022-09-07 株式会社村田製作所 電圧変換器
US11705809B2 (en) 2021-02-26 2023-07-18 Murata Manufacturing Co., Ltd. Voltage converter
JP7334752B2 (ja) 2021-02-26 2023-08-29 株式会社村田製作所 電圧変換器
JP7342900B2 (ja) 2021-02-26 2023-09-12 株式会社村田製作所 電圧変換器
CN114362520A (zh) * 2022-01-07 2022-04-15 河源广工大协同创新研究院 一种改进型混合电源转换器
CN114362520B (zh) * 2022-01-07 2023-07-07 河源广工大协同创新研究院 一种混合电源转换器

Also Published As

Publication number Publication date
CN109792205B (zh) 2020-10-30
US20190229623A1 (en) 2019-07-25
JP6521187B2 (ja) 2019-05-29
CN109792205A (zh) 2019-05-21
US10720833B2 (en) 2020-07-21
JPWO2018066444A1 (ja) 2019-06-24
US20200304022A1 (en) 2020-09-24
US10862393B2 (en) 2020-12-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2018066444A1 (ja) Ｄｃ－ｄｃコンバータ
KR101920624B1 (ko) 스위치 전원 및 상기 스위치 전원을 제어하는 방법
JP5049637B2 (ja) Ｄｃ／ｄｃ電力変換装置
TWI492510B (zh) High Efficiency Buck - Boost Converter and Its Control
TW201401753A (zh) 高效率的交流－直流電壓轉換電路
CN111245236B (zh) 一种降压式直流-直流转换器拓扑结构
JP7342900B2 (ja) 電圧変換器
KR20090044137A (ko) 무변압기형 부스트 컨버터
Chen et al. A 92.7%-efficiency 30A 48V-to-1V dual-path hybrid Dickson converter for PoL applications
KR102344735B1 (ko) 스위칭 전력 손실을 개선한 dc-dc컨버터 및 그 제어 방법
JP2009219333A (ja) 降圧型スイッチングｄｃ／ｄｃコンバータ
WO2017195592A1 (ja) パワーコンバータユニット
KR20130067338A (ko) 인터리브 방식으로 구동되는 양방향 ｄｃ/ｄｃ 컨버터 시스템 및 이의 구동 방법
CN109309448A (zh) 一种宽输入宽输出Cuk DC-DC变换器
JP7334752B2 (ja) 電圧変換器
CN209170226U (zh) 一种新型可扩展Zeta DC-DC变换器
CN109274267A (zh) 一种新型可扩展Zeta DC-DC变换器
CN111404384B (zh) 一种多级并联dc-dc变换器
US20230026364A1 (en) Hybrid Architecture for DC-DC Conversion
CN209184482U (zh) 一种宽输入宽输出Cuk DC-DC变换器
TWI444811B (zh) High boost ratio circuit
Sundararaman et al. A Switched Capacitor Hybrid Fibonacci Converter With Reduced Switches for LED Applications
TWI411210B (zh) 具電荷泵控制之單電感多重輸出直流轉換器
He Multilevel DC-DC power conversion system with multiple bridge modular switched-capacitor converter
JP5284188B2 (ja) スイッチング電源装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 17858282

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2018543863

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 17858282

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1