JP2014027750A - 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータおよび双方向ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】昇圧動作時の高圧側への出力電流を大きくした場合に、リカバリ損失を低減し、昇圧動作時の出力電力を高めることのできる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを得る。
【解決手段】第一の電源装置（４）と、第二の電源装置（１２）と、トランス（８）と、第一のスイッチング回路（６）と、第二のスイッチング回路（１０）と、制御部とを備え、制御部は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（１３）の両出力端のうち、少なくとも一方の電流を検出する電流検出手段（２１）と、昇圧動作を実行させる際に、検出電流値が大きいほど駆動周波数が低くなるようにスイッチング素子の駆動周波数を算出する駆動周波数算出手段（２２）と、昇圧動作を実行させる際に、駆動周波数算出手段が算出した駆動周波数に基づいてスイッチング素子をオン／オフ制御するための駆動信号を生成する駆動信号生成手段（２６）とを有する。
【選択図】図４

Description

本発明は、スイッチング素子を含む電源装置に関し、さらに詳細には、双方向に出力可能な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータおよび双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法に関する。

従来から、高電圧の直流電圧を所望の直流電圧に降下させるスイッチング素子を含む電源装置として、ＤＣ−ＤＣコンバータがある。より具体的には、直流入力電圧をスイッチング素子により矩形波電圧に変換し、変換した矩形波電圧をトランスの高圧側巻線に印加し、トランスの低圧側巻線から取り出された矩形波電圧を整流素子、チョークコイル、コンデンサなどで構成される回路にて整流、平滑することにより、所望の直流電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータがある。

特に、近年普及が進むハイブリッド自動車や電気自動車などの車両に搭載されるＤＣ−ＤＣコンバータは、モータ駆動用の高電圧バッテリの電圧を、従来からのガソリン自動車等の電源系電圧として採用されている１４Ｖに降圧し、鉛バッテリや電気負荷に電力を供給する。これらＤＣ−ＤＣコンバータの主な目的は、前述したような降圧動作を行うことである。

しかしながら、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、鉛バッテリから高電圧バッテリへ電力を供給する機能を付加すること、すなわち、昇圧動作することも求められている。例えば、高電圧バッテリの充電量が低下しているために、エンジン始動ができない場合が考えられる。このような場合、鉛バッテリから高電圧バッテリへ電力を供給できれば、エンジン始動に必要な分のエネルギーを、高電圧バッテリに補充することができる。

このように、高電圧から低電圧に電圧変換する降圧機能と、低電圧から高電圧に電圧変換する昇圧機能を併せ持つ双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが求められている。そして、このような両機能を併せ持つ双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特許第４７１９５６７号公報

しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
特許文献１に示されたような従来の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（特に、昇圧動作時、低圧側のスイッチング回路において、２つのスイッチング素子がオン期間の重なりを持ちながら交互にオン／オフ制御する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ）には、昇圧動作時に出力電力を高くできないという問題がある。

出力電力を高くできない理由は、昇圧動作時に、高圧側スイッチング回路に備えている還流ダイオード付スイッチング素子がリカバリ損失によって発熱するからである。このリカバリ損失は、低圧側スイッチング回路において二つのスイッチング素子が両方ともオンとなっている期間に発生するトランス巻線間の電圧振動により、還流ダイオードがオン／オフすることで発生する。従って、昇圧動作時の出力電力を高くするには、このリカバリ損失を低減する必要がある。

リカバリ損失は、一般的に、以下に詳細を示すＶ、Ｉｒｒ、ｔｒｒ、およびｆｃのそれぞれに比例する。
Ｖ：還流ダイオード付スイッチング素子に印加される電圧
Ｉｒｒ：順バイアスが与えられている状態からバイアス方向が変化して逆バイアスが与えられた際に、還流ダイオードに流れるリカバリ電流のピーク値
ｔｒｒ：リカバリ時間（リカバリ電流が流れる時間）
ｆｃ：スイッチング素子の駆動周波数

ここで、昇圧動作時におけるＶの大きさは、昇圧動作時の高圧側への出力電圧の値におよそ一致する。また、昇圧動作時におけるＩｒｒの大きさは、一般的に、昇圧動作時の高圧側への出力電流の大きさに比例する。また、ｔｒｒの大きさは、素子固有のパラメータである。

さらに、ｆｃの大きさは、主に低圧側スイッチング回路に備えたスイッチング素子の駆動周波数のことを示す。これは、高圧側スイッチング回路に備えた素子でリカバリ損失が発生するタイミングが、低圧側スイッチング回路に備えた二つのスイッチング素子のスイッチングタイミングに起因するからである。

なお、後述するが、昇圧動作時、高圧側スイッチング回路では、高圧側スイッチング回路に備えた還流ダイオード付スイッチング素子をオン／オフせずに、常時オフにして、ダイオード整流を行うこともある。ただし、常時オフとした場合においても、高圧側スイッチング回路に備えた素子では、リカバリ損失が発生している。

ここで、Ｖ、Ｉｒｒ、ｔｒｒ、ｆｃのいずれかを小さくすれば、高圧側スイッチング回路に備える素子で発生するリカバリ損失を低減することができる。しかしながら、昇圧動作時の出力電力を高めるために、高圧側への出力電圧または出力電流を大きくすると、Ｖ、Ｉｒｒが大きくなるため、リカバリ損失が大きくなる。また、ｔｒｒは、素子固有のパラメータであるため、昇圧動作している間に小さくすることは難しい。

従って、昇圧動作時に高圧側スイッチング回路に備える素子で発生するリカバリ損失を低減しつつ、昇圧動作時の出力電力を高める方法としては、スイッチング素子の駆動周波数ｆｃを低くすることが有効であると考えられる。

双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作時にスイッチング素子の駆動周波数ｆｃを低くする手段について、特許文献１には、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの両出力端のうち、少なくとも一方の電圧を検出し、この検出電圧値に応じて、スイッチング素子の駆動周波数を調整することが記載されている。より具体的には、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの高圧側の出力端の電圧を検出し、この検出電圧値が高い場合には、スイッチング素子の駆動周波数を低くする方法が挙げられている。

しかしながら、高圧側スイッチング回路に備える素子で発生するリカバリ損失が大きくなるのは、高圧側の出力端の電圧が高い場合だけでなく、高圧側の出力端に流れる電流が大きい場合もある。そして、特許文献１の方法では、高圧側の出力端に流れる電流について対策が施されていないため、高圧側の出力端に流れる電流が大きい場合には、高圧側スイッチング回路に備える素子で発生するリカバリ損失を十分に低減することができない。従って、この場合には、リカバリ損失により高圧側スイッチング回路に備える素子が発熱するため、昇圧動作時の出力電力を高めることができないこととなる。

本発明は、以上の問題を解決するためになされたものであり、昇圧動作時の高圧側への出力電流を大きくした場合に、昇圧動作時に高圧側スイッチング回路に備える還流ダイオード付スイッチング素子で発生するリカバリ損失を低減し、昇圧動作時の出力電力を高めることが可能な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータおよび双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法を得ることを目的とする。

本発明に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、第一の電源装置と、第一の電源装置よりも電圧が低い第二の電源装置と、高圧側巻線と低圧側巻線とを有するトランスと、第一の電源装置とトランスの高圧側巻線との間に接続され、直流／交流の電力変換を行う第一のスイッチング回路と、第二の電源装置とトランスの低圧側巻線との間に接続され、直流／交流の電力変換を行う第二のスイッチング回路と、第一のスイッチング回路および第二のスイッチング回路に含まれるスイッチング素子をオン／オフ制御することで、高電圧から低電圧に電圧変換する降圧動作、および低電圧から高電圧に電圧変換する昇圧動作を実行させる制御部とを備える双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、制御部は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの両出力端のうち、少なくとも一方の電流を検出電流値として検出する電流検出手段と、昇圧動作を実行させる際に、電流検出手段による検出電流値に応じて、検出電流値が大きいほど駆動周波数が低くなるようにスイッチング素子の駆動周波数を算出する駆動周波数算出手段と、昇圧動作を実行させる際に、駆動周波数算出手段が算出した駆動周波数に基づいてスイッチング素子をオン／オフ制御するための駆動信号を生成する駆動信号生成手段とを有するものである。

また、本発明に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法は、第一の電源装置と、第一の電源装置よりも電圧が低い第二の電源装置と、高圧側巻線と低圧側巻線とを有するトランスと、第一の電源装置とトランスの高圧側巻線との間に接続され、直流／交流の電力変換を行う第一のスイッチング回路と、第二の電源装置とトランスの低圧側巻線との間に接続され、直流／交流の電力変換を行う第二のスイッチング回路と、第一のスイッチング回路および第二のスイッチング回路に含まれるスイッチング素子をオン／オフ制御することで、高電圧から低電圧に電圧変換する降圧動作、および低電圧から高電圧に電圧変換する昇圧動作を実行させる制御部とを備える双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、制御部において、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの両出力端のうち、少なくとも一方の電流を検出電流値として検出する電流検出ステップと、昇圧動作を実行させる際に、電流検出ステップによる検出電流値に応じて、検出電流値が大きいほど駆動周波数が低くなるようにスイッチング素子の駆動周波数を算出する駆動周波数算出ステップと、昇圧動作を実行させる際に、駆動周波数算出ステップが算出した駆動周波数に基づいてスイッチング素子をオン／オフ制御するための駆動信号を生成する駆動信号生成ステップとを有するものである。

本発明によれば、昇圧動作を実行させる際に、検出電流値が大きいほど駆動周波数が低くなるようにスイッチング素子の駆動周波数を可変設定することにより、昇圧動作時の高圧側への出力電流を大きくした場合に、昇圧動作時に高圧側スイッチング回路に備える還流ダイオード付スイッチング素子で発生するリカバリ損失を低減し、昇圧動作時の出力電力を高めることが可能な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータおよび双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法を得る。

本発明の実施の形態１に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを備える車両の主要部を示す概念図である。 本発明の実施の形態１における先の図１に示す双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを昇圧動作させる場合の理想的なタイミングチャートの一例である。 本発明の実施の形態１における先の図１に示す双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを昇圧動作させる場合の実際のタイミングチャートの一例である。 本発明の実施の形態１に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを備える車両の主要部を示す概念図である。 本発明の実施の形態１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、昇圧動作時の高圧側電流および高圧側電圧と、スイッチング素子で発生するリカバリ損失との関係の一例を示す図である。 本発明の実施の形態１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、高圧側電流とスイッチング素子を駆動する目標駆動周波数の設定の一例を示した図である。 本発明の実施の形態１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、高圧側電圧とスイッチング素子を駆動する目標駆動周波数の設定の一例を示した図である。 本発明の実施の形態１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、図１とは異なる低圧側のスイッチング回路を備えた構成の一例を示す図である。 本発明の実施の形態２に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを備える車両の主要部を示す概念図である。 本発明の実施の形態３に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを備える車両の主要部を示す概念図である。 本発明の実施の形態４に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを備える車両の主要部を示す概念図である。

以下、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータおよび双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法の好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを備える車両１００の主要部を示す概念図である。この図１に示す車両１００は、電動機２、インバータ装置３、第一の電源装置４、第二の電源装置１２、および双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３を含んで構成されている。

電動機２は、力行／回生用の電動機であり、例えば、永久磁石式交流同期モータに相当する。インバータ装置３は、力行時には電動機への供給電力を直流から交流に変換し、回生時には電動機の回生電力を交流から直流に変換する。第一の電源装置４は、充放電可能な電源装置であり、例えば、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池に相当する。また、第二の電源装置１２は、第一の電源装置４と同様に、充放電可能な電源装置であり、第一の電源装置４より電圧が低い電源である。

また、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３は、平滑コンデンサ５、フルブリッジ回路６（第一のスイッチング回路に相当）、トランス８、カレントダブラ回路１０（第二のスイッチング回路に相当）、平滑コンデンサ１１、および入出力端子１４ａ、１４ｂ、１５ａ、１５ｂを含んで構成されている。

そして、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３は、入出力端子１４ａ、１４ｂを介して第一の電源装置４と接続され、入出力端子１５ａ、１５ｂを介して第二の電源装置１２と接続されている。このような接続を有する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３は、昇圧機能と降圧機能を備えており、本実施の形態１では、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの一般的な回路方式であるフルブリッジ・カレントダブラ式同期整流方式を例に挙げて説明する。

双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３内のトランス８は、高圧側巻線８ａおよび低圧側巻線８ｂを有している。そして、トランス８の高圧側巻線８ａには、平滑コンデンサ５、およびフルブリッジ回路６を含む高圧側の回路が接続されている。一方、トランス８の低圧側巻線８ｂには、カレントダブラ回路１０、および平滑コンデンサ１１を含む低圧側の回路が接続されている。

そして、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３内の平滑コンデンサ５とフルブリッジ回路６は、入出力端子１４ａ、１４ｂを介して、第一の電源装置４に接続されている。フルブリッジ回路６は、直列接続したスイッチング素子６ａ、６ｃと、直列接続したスイッチング素子６ｂ、６ｄとが並列接続されて構成されている。さらに、各スイッチング素子６ａ〜６ｄには、それぞれ還流ダイオードが並列に接続されている。

そして、直列接続されたスイッチング素子６ａ、６ｃの接続点と、直列接続されたスイッチング素子６ｂ、６ｄの接続点とが、トランス８の高圧側巻線８ａの両端にそれぞれ接続されている。

一方、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３内の平滑コンデンサ１１とカレントダブラ回路１０は、入出力端子１５ａ、１５ｂを介して、第二の電源装置１２に接続されている。カレントダブラ回路１０は、直列接続した平滑コイル９ａ、スイッチング素子１０ａと、直列接続した平滑コイル９ｂとスイッチング素子１０ｂとが並列接続されて構成されている。さらに、各スイッチング素子１０ａ、１０ｂには、それぞれ還流ダイオードが並列に接続されている。

そして、直列接続された平滑コイル９ａとスイッチング素子１０ａの接続点と、直列接続された平滑コイル９ｂとスイッチング素子１０ｂの接続点とが、トランス８の低圧側巻線８ｂの両端にそれぞれ接続されている。

続いて、図１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の具体的な動作について説明する。降圧動作では、第一の電源装置４の交流電圧をフルブリッジ回路６で交流電圧に変換し、変換された交流電圧をトランス８を介してカレントダブラ回路１０へ伝送する。伝送された交流電圧は、カレントダブラ回路１０で整流される。降圧動作する場合のタイミングチャートについては、一般的によく知られており、例えば、先の特許文献１にも記載があるため、説明は省略する。

一方、昇圧動作においては、第二の電源装置１２の直流電圧をカレントダブラ回路１０で交流電圧に変換し、変換された交流電圧をトランス８を介してフルブリッジ回路６へ伝送する。伝送された交流電圧は。フルブリッジ回路６で整流される。

図２は、本発明の実施の形態１における先の図１に示す双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを昇圧動作させる場合の理想的なタイミングチャートの一例である。スイッチング素子１０ａ、１０ｂのゲート信号は、２つのスイッチング素子１０ａ、１０ｂが、オン期間の重なりを持ちながら交互にオン／オフするように出力され、その結果、トランスの低圧側巻線に交流電圧を発生させる。

発生した交流電圧は、トランス８を介してフルブリッジ回路６に伝送される。そして、フルブリッジ回路６は、スイッチング素子６ａ〜６ｄを常時オフとして、スイッチング素子６ａ〜６ｄに並列接続している還流ダイオードで、トランス８の高圧側巻線８ａの交流電圧を直流電圧に整流する。

ここで、還流ダイオードに順方向に電流が流れている期間に、スイッチング素子６ａ〜６ｄをオンにすることで、同期整流することも可能である。また、スイッチング素子１０ａ、１０ｂの両方がオン期間のとき、図２にも示すように、トランスの低圧側巻線間電圧は、理想的には０Ｖである。

ところが、実際は、トランス８の漏れインダクタンスや配線インダクタンス、スイッチング素子１０ａ、１０ｂの寄生容量などの影響で、スイッチング素子１０ａ、１０ｂの両方がオン期間のとき、トランスの低圧側巻線間に電圧振動が発生する。

図３は、本発明の実施の形態１における先の図１に示す双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを昇圧動作させる場合の実際のタイミングチャートの一例である。図３に示したように、トランスの低圧側巻線間に電圧振動が発生した場合には、この電圧振動の影響によって、高圧側のスイッチング素子６ａ〜６ｂに並列接続されている還流ダイオードがオン／オフし、リカバリ損失が発生する。このリカバリ損失による発熱が原因となり、昇圧動作時の出力電力を高くできないという問題が生じる。

図４は、本発明の実施の形態１に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを備える車両４００の主要部を示す概念図であり、上記の問題を解決できる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを示している。この図４における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３は、昇圧動作時の高圧側への出力電流、出力電圧を大きくした場合にも、前述したリカバリ損失を低減し、昇圧動作時の出力電力を高めることが可能な構成となっている。図４において、先の図１と同一部品については、同一符号をつけ、説明は省略する。

スイッチング素子６ａ〜６ｂに並列接続されている還流ダイオードで発生するリカバリ損失は、上述したように、高圧側の電流、電圧、スイッチング素子１０ａ、１０ｂの駆動周波数に比例する。ここで、昇圧動作時の出力電力を高めると、高圧側の電流または電圧が大きくなるため、リカバリ損失が大きくなる。従って、このリカバリ損失を低減するには、スイッチング素子１０ａ、１０ｂの駆動周波数を低くすればよい。以下、昇圧動作を前提として、詳細を説明する。

図４において、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の制御部は、電流検出手段２１、目標駆動周波数算出手段２２、電圧検出手段２３、目標電圧算出手段２４、ｄｕｔｙ算出手段２５、および駆動信号生成手段２６を備えて構成されている。

電流検出手段２１は、例えば、電流センサであり、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の入出力端子１５ａ、１５ｂに流れる電流を検出し、検出電流値を出力する。前述したリカバリ損失は、高圧側の電流に比例するが、ここでは、低圧側の電流を検出している。低圧側の入出力端子１５ａ、１５ｂに流れる電流から高圧側に流れる電流を推定する方法を採用したためである。もちろん、電流検出手段によって、高圧側の電流を検出してもよい。

電圧検出手段２３は、例えば、電圧センサであり、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の入出力端子１４ａ、１４ｂの端子間電圧を検出し、検出電圧値を出力する。目標駆動周波数算出手段２２は、検出電流値および検出電圧値に応じて、スイッチング素子６ａ〜６ｄ、１０ａ、１０ｂの目標駆動周波数を算出する。目標電圧算出手段２４は、少なくとも電圧検出手段２３の検出電圧値に応じて、昇圧動作時の目標電圧を算出する。

ｄｕｔｙ算出手段２５は、検出電圧値と目標電圧に応じて、スイッチング素子６ａ〜６ｄ、１０ａ、１０ｂのｄｕｔｙ（オン／オフ期間）を算出する。駆動信号生成手段２６は、目標駆動周波数とｄｕｔｙに応じて、スイッチング素子６ａ〜６ｄ、１０ａ、１０ｂの駆動信号を生成し、生成した駆動信号をスイッチング素子６ａ〜６ｄ、１０ａ、１０ｂのゲート部に伝送することでスイッチング制御を行う。

図５は、本発明の実施の形態１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、昇圧動作時の高圧側電流および高圧側電圧と、スイッチング素子６ａ〜６ｄで発生するリカバリ損失との関係の一例を示す図である。具体的には、図５（ａ）に、昇圧動作時の高圧側電流とスイッチング素子６ａ〜６ｄで発生するリカバリ損失との関係の一例を示し、図５（ｂ）に、昇圧動作時の高圧側電圧とスイッチング素子６ａ〜６ｄで発生するリカバリ損失との関係の一例を示している。

前述したように、昇圧動作時の出力電力を高めるためには、昇圧動作時の高圧側電流または高圧側電圧を大きくする必要がある。しかしながら、図５から分かるように、昇圧動作時の高圧側電流または高圧側電圧が大きいほど、スイッチング素子６ａ〜６ｄで発生するリカバリ損失は大きくなる傾向にある。このため、このままでは、昇圧動作時の高圧側電流または高圧側電圧を大きくできない。

この対策として、本発明では、低圧側または高圧側の少なくとも一方の電流を検出し、この検出電流値の大きさに応じて、検出電流値が大きいほど駆動周波数が低くなるようにスイッチング素子の駆動周波数を算出することを技術的特徴としている。図６は、本発明の実施の形態１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、高圧側電流とスイッチング素子６ａ〜６ｄ、１０ａ、１０ｂを駆動する目標駆動周波数の設定の一例を示した図である。また、図７は、本発明の実施の形態１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、高圧側電圧とスイッチング素子６ａ〜６ｄ、１０ａ、１０ｂを駆動する目標駆動周波数の設定の一例を示した図である。

具体的な方法として、目標駆動周波数算出手段２２は、図６（ａ）に示すように、昇圧動作時の高圧側電流が大きいほど、スイッチング素子６ａ〜６ｄ、１０ａ、１０ｂの駆動周波数が低くなる関係を有するように、第一の目標駆動周波数を算出する。

同様に、目標駆動周波数算出手段２２は、図７（ａ）に示すように、昇圧動作時の高圧側電圧が高いほど、スイッチング素子６ａ〜６ｄ、１０ａ、１０ｂの駆動周波数が低くなる関係を有するように、第二の目標駆動周波数を算出する。続いて、目標駆動周波数算出手段２２は、算出した２つの目標駆動周波数にそれぞれの係数を乗算し、それぞれ係数を乗算した両者を加算したものを、スイッチング素子６ａ〜６ｄ、１０ａ、１０ｂの目標駆動周波数として算出する。

これにより、昇圧動作時に高圧側電流、高圧側電圧を大きくしても、スイッチング素子の駆動周波数が低くなるので、還流ダイオードで発生するリカバリ損失を低減できる。すなわち、昇圧動作時の出力電力を高めることが可能となる。昇圧動作時の高圧側電流と目標駆動周波数の関係は、リカバリ損失が発生する素子の特性や実装部品による駆動周波数の上下限などによって、図６（ａ）〜図６（ｃ）のように、種々の設定が可能である。また、図６（ｄ）のように、目標駆動周波数をステップ的に設定しても構わない。この場合、閾値付近でのハンチングを抑制するため、ヒステリシスを設けてもよい。

また、昇圧動作時の高圧側電圧と目標駆動周波数の関係も、図６の場合と同様に、図７（ａ）〜図７（ｄ）のように、種々の設定が可能である。なお、図示しないが、目標駆動周波数算出手段２２は、２入力（高圧側電流、高圧側電圧）１出力（目標駆動周波数）のマップであってもよい。

なお、本実施の形態１では、電流検出手段２１が低圧側に流れる電流を検出している場合を例示しているが、これが高圧側に流れる電流を検出しても問題ない。高圧側に流れる電流を検出し、その検出電流値に応じてスイッチング素子の目標駆動周波数を設定することでも、同様の効果を得ることができる。

また、図８は、本発明の実施の形態１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、図１とは異なる低圧側のスイッチング回路を備えた構成の一例を示す図である。この図８に示すように、低圧側のスイッチング回路１８は、センタータップ式であっても構わない。図８において、先の図１と同一部品については同一符号をつけ、説明は省略する。センタータップ式の特徴は、トランス８０の低圧側巻線８０ｂ間と入出力端子１５ａとの間に、平滑コイル９０が接続されていることである。

これにより、先の図１において必要であった２つの平滑コイル９ａ、９ｂを、１つの平滑コイル９０に削減できる。この場合の昇圧動作は、先の図１に示したカレントダブラ式の動作と同じである。低圧側のスイッチング回路がセンタータップ式であっても、カレントダブラ式の場合と同様の効果を得ることができる。

また、図示しないが、目標電圧算出手段２４により算出した目標電圧の大きさは、電圧検出手段２３により検出した検出電圧値とおよそ一致する。このため、目標駆動周波数算出手段２２が、検出電圧値の代わりに、目標電圧の大きさに応じてスイッチング素子の駆動周波数を調整する方法も有効である。具体的には、前述した目標電圧が大きいほど、目標駆動周波数を低くするとよい。

また、本実施の形態１では、高圧側電流と高圧側電圧の両方に応じて目標駆動周波数を設定しているが、高圧側電流のみに応じて目標駆動周波数を設定しても構わない。

また、本実施の形態１では、電圧制御を例として説明したが、これが電流制御であっても、同様の効果を得ることができる。また、本実施の形態１では、特に指定していないが、スイッチング素子６ａ〜６ｄ、１０ａ、１０ｂには、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ、ＳｉＣ、ＧａＮなど、種々のスイッチング素子を適用することができる。

以上のように、実施の形態１によれば、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作時の高圧側電流を大きくした場合にも、その検出電流値に応じてスイッチング素子の駆動周波数を低くすることによって、リカバリ損失を低減することができる。さらに、昇圧動作時の高圧側電流と高圧側電圧の両方を考慮し、検出電流値が大きいほど駆動周波数を低くし、かつ検出電圧値が大きいほど駆動周波数を低くすることによっても、リカバリ損失を低減することができる。これにより、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作時の出力電力を高めることができる。

実施の形態２．
本実施の形態２では、昇圧動作時には、先の実施の形態１で説明したようにスイッチング素子の駆動周波数を可変する一方で、降圧動作時には、スイッチング素子の駆動周波数を固定する場合について説明する。

図９は、本発明の実施の形態２に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを備える車両９００の主要部を示す概念図である。図９において、図１と同一部品については同一符号をつけ、説明は省略する。また、昇圧動作、降圧動作は、先の実施の形態１と同様であるため省略する。

図９において、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の制御部は、電流検出手段２１、目標駆動周波数算出手段２２、電圧検出手段２３、目標電圧算出手段２４、ｄｕｔｙ算出手段２５、昇圧用オン／オフ波形生成手段２７、目標駆動周波数出力手段３２、電圧検出手段３３、目標電圧算出手段３４、ｄｕｔｙ算出手段３５、昇圧用オン／オフ波形生成手段３７、オン／オフ波形選択手段３８、および駆動信号生成手段３９を備えて構成されている。

ここで、目標駆動周波数出力手段３２、電圧検出手段３３、目標電圧算出手段３４、ｄｕｔｙ算出手段３５、および昇圧用オン／オフ波形生成手段３７は、降圧動作時の駆動信号を生成するための回路部であり、これらの構成を中心に、以下に説明する。

電圧検出手段３３は、例えば、電圧センサであり、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の入出力端子１５ａ、１５ｂの端子間電圧を検出する。目標電圧算出手段３４は、少なくとも電圧検出手段３３の検出電圧値に応じて降圧動作時の目標電圧を算出する。ｄｕｔｙ算出手段３５は、電圧検出手段３３の検出電圧値と降圧動作時の目標電圧に応じて、降圧動作時のスイッチング素子６ａ〜６ｄ、１０ａ、１０ｂのｄｕｔｙ（オン／オフ期間）を算出する。

目標駆動周波数出力手段３２は、降圧動作時のスイッチング素子の駆動周波数（固定値）を出力している。なお、目標駆動周波数算出手段２２により可変値として算出される昇圧動作用の駆動周波数は、目標駆動周波数出力手段３２により固定値として設定される降圧動作用の駆動周波数よりも低い値として設定されている。

降圧用オン／オフ波形生成手段３７は、例えば、制御ＩＣで構成され、駆動周波数（固定値）とｄｕｔｙに応じて、降圧動作時におけるスイッチング素子のオン／オフ波形（以下、降圧用オン／オフ波形と呼ぶ）を生成する。

一方、昇圧用オン／オフ波形生成手段２７は、例えば、制御ＩＣで構成され、目標駆動周波数（可変値）とｄｕｔｙに応じて、昇圧動作時のスイッチング素子のオン／オフ波形（以下、昇圧用オン／オフ波形と呼ぶ）を生成する。

そして、オン／オフ波形選択手段３８は、例えば、リレーとして構成され、降圧用オン／オフ波形生成手段３７が生成した降圧用オン／オフ波形、あるいは昇圧用オン／オフ波形生成手段２７が生成した昇圧用オン／オフ波形のどちらか一方を選択し、選択した波形を出力する。

駆動信号生成手段３９は、例えば、駆動ＩＣとして構成され、オン／オフ波形選択手段３８で選択された波形を、スイッチング素子を駆動できるように電力増幅して、スイッチング素子６ａ〜６ｄ、１０ａ、１０ｂのゲート部に伝送する。

このような構成とすることで、電力増幅される前の段階で、オン／オフ波形選択手段において、昇圧／降圧動作時のオン／オフ波形を選択することができるので、オン／オフ波形選択手段３８の容量を小さくすることが可能となる。

また、図示しないが、昇圧用オン／オフ波形生成手段２７、降圧用オン／オフ波形選択手段３８にイネーブル端子を設け、オン／オフ波形選択手段３８において他方が選択されている間は動作を停止させておくことで、消費電力を抑えることも可能である。

また、降圧動作時には昇圧用オン／オフ波形生成手段２７を停止し、昇圧動作時には降圧用オン／オフ波形生成手段３７を停止するようにすることで、オン／オフ波形選択手段３８は、ＯＲ論理回路とすることも可能である。

また、本実施の形態２では、降圧動作時におけるスイッチング素子の駆動周波数を固定としたが、昇圧動作時と同様に、スイッチング素子の駆動周波数を可変としても問題ない。

以上のように、実施の形態２によれば、昇圧動作時の出力電力を高めた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、簡単な構成で、昇圧／降圧動作を切り替えることが可能となる。

実施の形態３．
本実施の形態３では、昇圧動作時のスイッチング素子のオン／オフ波形を生成する回路部分を、マイクロコントローラに内蔵させる場合について説明する。

図１０は、本発明の実施の形態３に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを備える車両１０００の主要部を示す概念図である。この図１０の構成は、基本的には先の図９と同じであるが、先の図９の目標駆動周波数算出手段２２、目標電圧算出手段２４、ｄｕｔｙ算出手段２５、および昇圧用オン／オフ波形生成手段２７を、ＣＰＵに内蔵したことを特徴としている。具体的には、昇圧動作時のスイッチング素子のオン／オフ波形を、例えば、マイコンまたはＤＳＰで生成する。

前述したように、昇圧動作時の出力電力を高める場合、スイッチング素子の駆動周波数を低く設定することがある。このため、昇圧動作においては、先の実施の形態２で示したような制御ＩＣによる高速駆動が不要となる場合がある。そこで、昇圧動作時のスイッチング素子のオン／オフ波形をマイコンまたはＤＳＰで生成することで、制御ＩＣを削減することが可能となる。

以上のように、実施の形態３によれば、昇圧動作時の出力電力を高めた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、簡単な構成で、昇圧／降圧動作を切り替えることが可能となるとともに、高速駆動が不要となる、昇圧動作時のスイッチング素子のオン／オフ波形をマイコンまたはＤＳＰで生成することにより、制御ＩＣを削減した構成が可能となる。

実施の形態４．
本実施の形態４では、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の内部構成が、先の実施の形態１〜３とは異なる場合について説明する。

図１１は、本発明の実施の形態４に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを備える車両１１００の主要部を示す概念図である。図１１において、図１と同一部品については同一符号をつけ、説明を省略する。

本実施の形態４における図１１の構成は、先の図４、図１０に示した構成と比較すると、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１３が、共振コイル７、およびダイオード４１ａ、４１ｂをさらに備えている点が異なっている。

共振コイル７は、降圧動作時においてＺＶＳ（ｚｅｒｏ−ｖｏｌｔａｇｅ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）を実現する際に利用する。なお、共振コイル７は、トランス８の漏れインダクタンスで代替できる場合もある。この場合は、共振コイル７をなくすことが可能である。

共振コイル７は、直列接続されたスイッチング素子６ａ、６ｃの直列接続間と、トランス８の高圧側巻線８ａの一端との間に接続されている。また、直列接続されたダイオード４１ａ、４１ｂは、フルブリッジ回路６と並列に接続されている。また、直列接続されたダイオード４１ａ、４１ｂの直列接続点と、共振コイル７とトランス８の高圧側巻線８ａとの接続点とが、接続されている。

降圧動作時の効率向上のために共振コイル７を接続した場合、昇圧動作時には、この共振コイルにおける電圧降下のために、出力電力が低下する。そこで、ダイオード４１ａ、４１ｂを接続することで、昇圧動作時には、共振コイル７を通らない電流経路を構成することができる。これにより、共振コイル７を追加したことによる昇圧動作時の出力電力の低下を抑制することができる。

以上のように、実施の形態４によれば、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作時の出力電力を低下させることなく、降圧動作時の効率を向上させることができる。

２ 電動機、３ インバータ装置、４ 第一の電源装置、５ 平滑コンデンサ、６ フルブリッジ回路（第一のスイッチング回路）、６ａ〜６ｄ スイッチング素子、７ 共振コイル、８ トランス、８ａ 高圧側巻線、８ｂ 低圧側巻線、９ａ、９ｂ 平滑コイル、１０ カレントダブラ回路（第二のスイッチング回路）、１０ａ、１０ｂ スイッチング素子、１１ 平滑コンデンサ、１２ 第二の電源装置、１３ 双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ、１４ａ、１４ｂ、１５ａ、１５ｂ 入出力端子、１８ 第二のスイッチング回路、２１ 電流検出手段、２２ 目標駆動周波数算出手段（駆動周波数算出手段）、２３ 電圧検出手段、２４ 目標電圧算出手段、２５ ｄｕｔｙ算出手段、２６ 駆動信号生成手段、２７ 昇圧用オン／オフ波形生成手段、３２ 目標駆動周波数出力手段（駆動周波数算出手段）、３３ 電圧検出手段、３４ 目標電圧算出手段、３５ ｄｕｔｙ算出手段、３７ 降圧用オン／オフ波形生成手段、３８ オン／オフ波形選択手段、３９ 駆動信号生成手段、４１ａ、４１ｂ ダイオード、８０ トランス、８０ａ 高圧側巻線、８０ｂ 低圧側巻線、９０ 平滑コイル。

Claims (9)

1. 第一の電源装置と、
   前記第一の電源装置よりも電圧が低い第二の電源装置と、
   高圧側巻線と低圧側巻線とを有するトランスと、
   前記第一の電源装置と前記トランスの前記高圧側巻線との間に接続され、直流／交流の電力変換を行う第一のスイッチング回路と、
   前記第二の電源装置と前記トランスの前記低圧側巻線との間に接続され、直流／交流の電力変換を行う第二のスイッチング回路と、
   前記第一のスイッチング回路および前記第二のスイッチング回路に含まれる還流ダイオード付のスイッチング素子をオン／オフ制御することで、高電圧から低電圧に電圧変換する降圧動作、および低電圧から高電圧に電圧変換する昇圧動作を実行させる制御部と
   を備える双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   前記制御部は、
   前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの両出力端のうち、少なくとも一方の電流を検出電流値として検出する電流検出手段と、
   前記昇圧動作を実行させる際に、前記電流検出手段による前記検出電流値に応じて、前記検出電流値が大きいほど駆動周波数が低くなるように前記スイッチング素子の駆動周波数を算出する駆動周波数算出手段と、
   前記昇圧動作を実行させる際に、前記駆動周波数算出手段が算出した前記駆動周波数に基づいて前記スイッチング素子をオン／オフ制御するための駆動信号を生成する駆動信号生成手段と
   を有することを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 請求項１に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記制御部は、前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの両出力端のうち、高圧側の電圧を検出電圧値として検出する電圧検出手段
   をさらに有し、
   前記駆動周波数算出手段は、前記昇圧動作を実行させる際に、前記電流検出手段による前記検出電流値および前記電圧検出手段による前記検出電圧値に応じて、前記検出電流値が大きいほど前記駆動周波数が低くなるように、かつ前記検出電圧値が大きいほど前記駆動周波数が低くなるように、前記スイッチング素子の駆動周波数を算出する
   ことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 請求項１または２に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記駆動周波数算出手段は、前記降圧動作を実行させる際に、前記スイッチング素子の駆動周波数を所定の固定値として設定し、
   前記駆動信号生成手段は、前記降圧動作を実行させる際に、前記駆動周波数算出手段が設定した前記駆動周波数に基づいて前記スイッチング素子をオン／オフ制御するための駆動信号を生成する
   ことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 請求項３に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記駆動周波数算出手段は、前記昇圧動作を実行させる際の駆動周波数を、前記所定の固定値よりも低い値となるように算出する
   ことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 請求項１または２に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記駆動周波数算出手段および前記駆動信号生成手段は、マイクロコントローラに内蔵される
   ことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 請求項１ないし５のいずれか１項に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記第二のスイッチング回路は、前記トランスの前記低圧側巻線の間と、一方の出力端とを接続する平滑コイルを有するセンタータップ方式で構成される
   ことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. 請求項１ないし６のいずれか１項に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記トランスの前記高圧側巻線の一端と、前記第一のスイッチング回路の一方の交流端子とを接続する共振コイル
   をさらに備えることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
8. 請求項７に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   ２つのダイオードを直列接続して構成され、前記第一のスイッチング回路と並列接続されたダイオード回路をさらに備え、
   前記ダイオード回路のアノード側に前記第一の電源装置のネガティブ側が接続され、
   前記ダイオード回路のカソード側に前記第一の電源装置のポジティブ側が接続され、
   前記ダイオード回路の前記二つのダイオードの直列接続点と、前記トランスの前記高圧側巻線の一端と前記共振コイルとの接続点とが接続されている
   ことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
9. 第一の電源装置と、
   前記第一の電源装置よりも電圧が低い第二の電源装置と、
   高圧側巻線と低圧側巻線とを有するトランスと、
   前記第一の電源装置と前記トランスの前記高圧側巻線との間に接続され、直流／交流の電力変換を行う第一のスイッチング回路と、
   前記第二の電源装置と前記トランスの前記低圧側巻線との間に接続され、直流／交流の電力変換を行う第二のスイッチング回路と、
   前記第一のスイッチング回路および前記第二のスイッチング回路に含まれる還流ダイオード付のスイッチング素子をオン／オフ制御することで、高電圧から低電圧に電圧変換する降圧動作、および低電圧から高電圧に電圧変換する昇圧動作を実行させる制御部と
   を備える双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、
   前記制御部において、
   前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの両出力端のうち、少なくとも一方の電流を検出電流値として検出する電流検出ステップと、
   前記昇圧動作を実行させる際に、前記電流検出ステップによる前記検出電流値に応じて、前記検出電流値が大きいほど駆動周波数が低くなるように前記スイッチング素子の駆動周波数を算出する駆動周波数算出ステップと、
   前記昇圧動作を実行させる際に、前記駆動周波数算出ステップが算出した前記駆動周波数に基づいて前記スイッチング素子をオン／オフ制御するための駆動信号を生成する駆動信号生成ステップと
   を有することを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。

Images