CN100508345C - 同步整流型正激变流器 - Google Patents

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Abstract

设置用主变压器(T1)的4次线圈(辅助线圈)(N14)中产生的电压控制，控制对换流开关元件(Q3)的控制端子的控制电压的施加的换流开关导通控制用开关元件(Q5)，设置连接在(Q3)的控制端子上，通过导通，控制换流开关元件(Q3)的控制端子电压，使(Q3)断开的换流开关断开控制用开关元件(Q4)。控制用开关元件驱动电路(24)在主开关元件(Q1)的导通定时，把换流开关断开控制用开关元件(Q4)导通。

Description

同步整流型正激变流器
技术领域
本发明涉及开关电源中使用的同步整流型正激变流器。
背景技术
专利文献1中描述以往的同步整流型的正激变流器。图1表示专利文献1中描述的同步整流型的正激变流器的电路。
在图1所示的电路中，如果变压器4的1次一侧的主开关元件2变为导通，2次一侧的整流一侧同步整流元件5就由于变压器4的2次线圈4b中产生的电压而导通，相反，换流一侧同步整流元件6断开。这里，如果换流一侧同步整流元件6断开的定时延迟，就形成通过2个开关元件5、6的短路路线，所以在变压器4的3次线圈4c串联连接设置开关元件7，在1次一侧的主开关元件2导通的定时，用通过脉冲变压器11的控制信号使开关元件7导通。
根据该结构，在1次一侧的主开关元件2导通之前，换流一侧同步整流元件6的寄生电容的电荷通过开关元件7抽出，换流一侧同步整流元件6迅速断开，所以能防止短路。
专利文献1：专利第3339452号公报
发明内容
在该结构中，特别是在处理的电力(主要是电流)增大时，以下描述的各种问题变得显著。
(1)第一问题
首先，换流一侧同步整流元件6的控制电压波形(栅极、源极间电压的波形)变化到负电位。
即首先，如果主开关元件2变为断开，在3次线圈4c就产生使电流流向换流一侧同步整流元件6的栅极的电压，通过处于断开状态的开关元件7的寄生二极管，电流流动，电荷向换流一侧同步整流元件6的栅极、源极之间的寄生电容充电，栅极电位上升，电荷向换流一侧同步整流元件6导通。据此，换流电流不向换流一侧同步整流元件6的寄生二极管，而流过漏极和源极之间。
接着，在主开关元件2变为导通时，从控制电路12输出的使主开关元件2导通的信号通过脉冲变压器11作用于开关元件7，开关元件7比主开关元件2导通稍快地暂时导通。据此，电荷向换流一侧同步整流元件6的栅极、源极之间的寄生电容放电，换流一侧同步整流元件6断开。可是，如果开关元件7的导通期间只有一会，寄生电容的电荷未充分放电，换流一侧同步整流元件6有可能未完全断开。因此，开关元件7考虑各种偏移，设计为导通时间长一些。可是，如果这样，则在开关元件7导通的期间，主开关元件2也导通，在3次线圈4c产生反向的电压，通过导通状态的开关元件7，积极地把换流一侧同步整流元件6的寄生电容的电荷放电。结果，寄生电容的电荷不仅放电，还向反向充电，换流一侧同步整流元件6的栅电压变为负。
为了换流一侧同步整流元件6断开，如果寄生电容的充电电荷放电就足够，没必要反向充电。因此，在反向充电时的寄生电容→3次线圈4c→开关元件7→寄生电容的路线流过的电流、在下一周期把反向的充电电荷放电时的电流是无用的电流，产生该电流路线具有的电阻引起的无用的损失。
如果由DC-DC变换器处理的电力增大，有时并联多个同步整流元件，但是这时，存在并联的数量个电流路线，这部分使损失增加，作为全体，产生大的损失。
(2)第二问题
此外，通过把换流一侧同步整流元件6的寄生电容反向充电时流过3次线圈4c的电流，产生使电流在主开关元件2的方向流向1次线圈4a的作用。电流的方向与主开关元件2导通时的电流为相同方向，所以看起来没有问题，但是实际上，在该阶段，主开关元件2是还未完全导通的状态(正在导通的状态)，处于电阻值较高的状态。要强制使电流流向这样的状态的主开关元件2，所以必然损失增大。
(3)第三问题
此外，在图1所示的结构中，用3次线圈4c中产生的电压控制换流一侧同步整流元件6，但是负荷变轻，主开关元件2的导通期间变短时，3次线圈4c中产生的电压下降，无法使换流一侧同步整流元件6导通。如果能增加3次线圈4c的匝数，就能解决该现象，但是该部分使3次线圈4c的电阻成分增加，损失增大。
因此，本发明的目的在于，提供控制上述的第一～第三问题引起的损失，实现低损失化的同步整流型正激变流器。
为了解决所述课题，本发明的同步整流型正激变流器按如下构成。
一种同步整流型正激变流器，包括具有1次线圈和2次线圈的变压器(T1)、与该变压器(T1)的1次线圈(N11)串联连接的主开关元件(Q1)、与所述变压器(T1)的2次线圈(N12)串联连接的扼流圈(L2)、在输出端子之间并联的平滑电容器(C1)、与所述变压器(T1)的2次线圈(N12)串联连接并且与所述主开关元件(Q1)的导通/断开同步导通/断开的整流开关元件(Q2)、与所述主开关元件(Q1)的导通/断开同步断开/导通并且通过导通构成所述扼流圈(L2)的励磁能量的放出路线的换流开关元件(Q3)、进行所述主开关元件的开关控制的开关控制电路(23)，包含：
生成对所述换流开关元件(Q3)的控制电压的换流开关控制电压生成电路(41)；由所述变压器的辅助线圈(N14)中产生的电压控制，进行对所述换流开关元件(Q3)的控制端子的所述控制电压的施加控制的换流开关导通控制用开关元件(Q5)；连接在所述换流开关元件(Q3)的控制端子上，通过导通，控制所述换流开关元件(Q3)的控制端子电压，使该换流开关元件(Q3)断开的换流开关断开控制用开关元件(Q4)；在绝缘状态把所述主开关元件(Q1)的导通定时信号从所述变压器的1次一侧向2次一侧传送，并且用传送到所述2次一侧的主开关元件导通定时信号使所述换流开关断开控制用开关元件(Q4)导通的控制用开关元件驱动电路(24)。
在所述变压器的辅助线圈(N14)和所述换流开关导通控制用开关元件(Q5)之间串联连接驱动电压调整用电容器(C5)。
此外，在所述变压器的辅助线圈(N14)上连接包含电容器(C5)和电阻(R5)的微分电路，把该微分电路的输出连接在所述换流开关导通控制用开关元件(Q5)的控制端子上。
此外，在所述变压器的辅助线圈(N14)上连接由所述电容器(C5)和二极管(D5)构成的充电电路，把用于防止对所述换流开关导通控制用开关元件(Q5)的控制端子施加反向电压的二极管(D6)与所述电容器(C5)串联连接。
此外，在所述换流开关控制电压生成电路(41)的输出和整流开关元件(Q2)的控制端子之间连接整流开关元件导通控制用开关元件(Q7)，在该整流开关元件导通控制用开关元件(Q7)的控制端子上设置所述主开关元件(Q1)的导通时在所述整流开关元件导通控制用开关元件(Q7)的控制端子上施加导通信号的开关元件(Q6)，在所述换流开关导通控制用开关元件(Q5)的控制端子和所述整流开关元件导通控制用开关元件(Q7)的控制端子之间连接所述换流开关导通控制用开关元件(Q5)中产生的寄生电容的电荷放电用二极管(D14)。
根据本发明，产生以下的效果。
作为用于驱动换流开关元件(Q3)的电源，另外设置换流开关控制电压生成电路(41)，在该电源和换流开关元件(Q3)之间设置换流开关导通控制用开关元件Q5，通过用辅助线圈(N14)中产生的电压把换流开关导通控制用开关元件(Q5)导通，用从所述换流开关控制电压生成电路(41)供给的电压把换流开关元件(Q3)导通，所以在换流开关元件(Q3)的电荷放电电路中没有4次线圈，也不进行反向充电，所以不产生专利文献1的电路的问题。
据此，换流开关元件(Q3)的栅电压不会变为负电压，能防止它引起的损失。
此外，换流开关导通控制用开关元件(Q5)与换流开关元件(Q3)相比，足够小，所以栅极、源极之间电容也能减小，所以反向流向辅助线圈(N14)的电流也减少，由于流向1次一侧的电流，在主开关元件(Q1)中产生的损失也减小。
作为换流开关元件(Q3)的驱动电源，使用其它电源，作为辅助线圈(N14)，准备最低限度的就可以，不会产生在轻负荷时无法驱动换流开关元件(Q3)的问题。
此外，如果在变压器的辅助线圈(N14)和换流开关导通控制用开关元件(Q5)之间串联连接驱动电压调整用电容器(C5)，就能适当调整换流开关导通控制用开关元件(Q5)的控制电压，能防止向换流开关导通控制用开关元件(Q5)的栅极作用过电压。
此外，如果在变压器的辅助线圈(N14)上连接包含电容器(C5)和电阻(R5)的微分电路，把该微分电路的输出连接在换流开关导通控制用开关元件(Q5)的控制端子上，就把辅助线圈(N14)的输出电压微分，所以能加速换流开关导通控制用开关元件(Q5)、换流开关元件(Q3)的导通，能缩短换流电流流向换流开关元件(Q3)的寄生二极管的期间，能降低整流电路引起的损失。
此外，如果在所述变压器的辅助线圈(N14)上连接由所述电容器(C5)和二极管(D5)构成的充电电路，把用于防止对换流开关导通控制用开关元件(Q5)的控制端子施加反向电压的二极管(D6)与电容器(C5)串联连接，在换流开关断开控制用开关元件(Q4)导通时，向换流开关导通控制用开关元件(Q5)的充电电压(D6阴极电压)消失，所以能降低换流开关断开控制用开关元件(Q4)和换流开关导通控制用开关元件(Q5)的同时导通时间，能降低换流开关元件(Q3)的损失。
此外，如果在换流开关控制电压生成电路(41)的输出和整流开关元件(Q2)的控制端子之间连接整流开关元件导通控制用开关元件(Q7)，在该整流开关元件导通控制用开关元件(Q7)的控制端子上设置主开关元件(Q1)的导通时在整流开关元件导通控制用开关元件(Q7)的控制端子上施加导通信号的开关元件(Q6)，在换流开关导通控制用开关元件(Q5)的控制端子和整流开关元件导通控制用开关元件(Q7)的控制端子之间连接换流开关导通控制用开关元件(Q5)中产生的寄生电容的电荷放电用二极管(D14)，则如果在主开关元件(Q1)的导通定时，开关元件(Q6)导通，则所述导通的源极接地，所以通过二极管(D14)，换流开关导通控制用开关元件(Q5)的栅极、源极之间电容放电，Q5断开。同时，所述开关元件(Q6)导通，从而整流开关元件导通控制用开关元件(Q7)导通，整流开关元件(Q2)和换流开关断开控制用开关元件(Q4)导通。在Q4导通时，通过所述二极管(D14)，Q5的控制端子(寄生电容)的电荷放电，Q5已经断开，所以能消除Q4·Q5同时导通的问题。
附图说明
下面简要说明附图。
图1是表示专利文献1的变流器的结构的电路图。
图2是实施例1的同步整流型正激变流器的电路图。
图3是实施例2的同步整流型正激变流器的电路图。
图4是同一变流器的主要部的波形图。
图5是实施例3的同步整流型正激变流器的电路图。
图6是同一变流器的主要部的波形图。
图7是实施例4的同步整流型正激变流器的电路图。
图8是同一变流器的主要部的电流路线和波形图。
图9是实施例5的同步整流型正激变流器的电路图。
图10是实施例6的同步整流型正激变流器的电路图。
图11是同一变流器的主要部的波形图。
图12是实施例7的同步整流型正激变流器的电路图。
符号的说明。
21—输入端子；22—3次整流平滑电路；23—开关控制电路；24—控制用开关元件驱动电路；32—输出端子；41—换流开关控制电压生成电路；C1—平滑电容器；C2—电容器；C3—电容器；D1、D2—二极管；L1、L2—扼流圈；N11—1次线圈；N12—2次线圈；N13—3次线圈；N14—4次线圈；Q1—主开关元件；Q2—整流开关元件；Q3—换流开关元件；Q4—换流开关断开控制用开关元件；Q5—换流开关导通控制用开关元件；Q6、Q7—控制用开关元件；Q8—整流开关控制用开关元件；T1—主变压器；N11—1次线圈；N12—2次线圈；N13—3次线圈；N14—4次线圈；L1、L2—扼流圈；C1—平滑电容器；DV—驱动电路。
具体实施方式
实施例1
根据图2说明实施例1的同步整流型正激变流器的结构。
图2是把一部分块化和记号化的同步整流型正激变流器的电路图。如图2所示，在主变压器T1具有1次线圈N11、2次线圈N12、3次线圈N13、4次线圈(与各权利要求有关的“辅助线圈”)N14。在1次线圈N11串联连接主开关元件Q1，在输入端子21(21a、21b)之间连接电容器C2。在主变压器T1的2次线圈N12串联连接扼流圈L2和整流开关元件Q2，在输出端子32(32a、32b)之间连接平滑电容器C1。此外，扼流圈L2和平滑电容器C1一起构成环路，在成为扼流圈L2的励磁能量的放出时的换流路线的位置设置换流开关元件Q3。
在主变压器T1的3次线圈N13连接由二极管D1、D2、扼流圈L1、电容器C3构成的3次整流平滑电路22。开关控制电路23把3次整流平滑电路22的输出作为电源，把间接的输出电压检测信号作为输入，对主开关元件Q1输出开关控制信号。
按照在整流开关元件Q2的控制端子施加主变压器T1的2次线圈N12的开路电压的方式构成电路。
首先，如果主开关元件Q1断开，就用4次线圈N14中产生的电压，换流开关导通控制用开关元件Q5的栅极、源极之间的电容充电到Q5的阈值电压以上，Q5导通。用从换流开关控制电压生成电路41通过Q5流入的电流把换流开关元件Q3的栅极、源极之间的电容充电，Q3导通。这时，换流开关断开控制用开关元件Q4变为断开状态。因此，换流开关元件Q3维持导通状态。
接着，如果通过开关控制电路23的控制，主开关元件Q1导通，整流开关元件Q2就由于主变压器T1的2次线圈N12中产生的电压而导通，相反，换流开关元件Q3断开。
控制用开关元件驱动电路24输入从开关控制电路23输出的对主开关元件Q1的开关控制信号(Q1的导通定时信号)，在与它同步的定时驱动换流开关断开控制用开关元件Q4。该换流开关断开控制用开关元件Q4由于该导通，把换流开关元件Q3的栅极、源极之间的电容的充电电荷放电，强制断开Q3。
通过设置换流开关控制电压生成电路41和换流开关导通控制用开关元件Q5，断开换流开关元件Q3的栅极和4次线圈N14，Q3的栅电压不会变为负电压，能降低Q3的驱动损失。
此外，从与主变压器T1的4次线圈N14不同的换流开关控制电压生成电路41供给电压，所以能使换流开关元件Q3的控制电压一定，稳定的控制成为可能。
实施例2
下面根据图3、图4，说明实施例2的同步整流型正激变流器的结构。
图3是实施例2的同步整流型正激变流器的电路图。
如图3所示，开关控制电路23具有把来自3次整流平滑电路22的输出作为电源工作，并且输入基于相同输出的电阻R2、R3的分压电压的开关控制用IC230。开关控制用IC230通过脉冲变压器T2的1次线圈N21向主开关元件Q1的栅极输出开关控制信号。这时，根据输入的所述分压电压和基准电压，对主开关元件Q1进行PWM控制，从而所述分压电压与基准电压一致。
在脉冲变压器T2的1次线圈N21连接脉冲变压器T2的励磁复原用的二极管D3。通过使二极管D3的方向为这样，只在从开关控制电路23输出导通主开关元件Q1的信号时，从2次线圈N22输出导通定时信号的脉冲。通过脉冲变压器T2和二极管D3，构成控制用开关元件驱动电路24。
在整流开关元件Q2的栅极连接2次线圈N12的一端。
在主变压器T1的4次线圈N14的一端和换流开关导通控制用开关元件Q5的栅极之间连接电容器C5。
在2次一侧的扼流圈L2的2次线圈通过二极管D4连接电容器C4。在电容器C4的两端连接换流开关导通控制用开关元件Q5和电阻R4的串联连接电路。该电阻R4的两端电压作用在换流开关元件Q3的栅极、源极之间地构成电路。
此外，在换流开关元件Q3的栅极、源极之间连接换流开关断开控制用开关元件Q4。
换流开关控制电压生成电路41用二极管D4把扼流圈L2上设置的2次线圈的电压整流，通过对电容器C4充电，生成用于对换流开关元件Q3提供控制电压的电压。须指出的是，换流开关控制电压生成电路41并不局限于该结构，可以是任意的结构。
所述电容器C5用于把与换流开关导通控制用开关元件Q5的栅极、源极之间电容之间在4次线圈N14中产生的电压分压，不是必须的。其它结构基本与实施例1所示的结构相同。
图4是图3所示的同步整流型正激变流器的主要部的波形图。
图4中的(a)是主变压器T1的4次线圈N14的两端电压，(b)是换流开关元件Q3的栅极、源极之间电压，(c)是整流开关元件Q2的栅极、源极之间电压的波形。
图4中的各期间A～E的状态如下。
期间A：Q1导通期间、变压器导通期间
期间B：扼流圈L2的反相期间、Q1断开期间、变压器导通期间
期间C：Q3的寄生二极管导通期间
期间D：Q1断开期间、Q3的导通期间
期间E：Q4的导通期间
如果通过开关控制电路23的控制，主开关元件Q1断开，2次线圈N12的开路电压反相，整流开关元件Q2的控制端子电压反相，所以Q2断开。此外，控制用开关元件驱动电路24与主开关元件Q1的导通同步，把换流开关断开控制用开关元件Q4导通。据此，在L2→Q3→C1→L2的路线中产生换流。
通过所述主开关元件Q1的导通、断开，重复所述整流和换流。
假设用主变压器T1的4次线圈N14直接驱动换流开关元件Q3时，栅极驱动到负电位，但是在该实施例中，如图4所示，通过换流开关导通控制用开关元件Q5间接驱动Q3，所以Q3的栅极不会变为负电位，能降低Q3的驱动电力。
此外，假设用N14直接驱动换流开关元件Q3时，把Q3的驱动端子充电到负电位，所以用流向N14的电流使电流流向1次线圈N11，在主开关元件Q1的导通时，开关损失增大，但是在本实施例的结构中，Q1的开关损失也能降低。
换流开关元件Q3的驱动电压不会上升到电容器C4的充电电压以上，所以能防止向Q3的栅极作用过电压。因此，作为换流开关元件Q3，能采用栅电压低的元件。
实施例3
下面，根据图5、图6，说明实施例3的同步整流型正激变流器的结构。
图5是实施例3的同步整流型正激变流器的电路图。与图3所示的电路的不同点在于，在主变压器T1的4次线圈N14连接由电容器C5和电阻R5构成的微分电路，把其输出连接在换流开关导通控制用开关元件Q5的栅极上。其它结构与图3所示的结构同样。
通过用把4次线圈N14的电压微分的信号驱动换流开关导通控制用开关元件Q5，能加快Q5和换流开关元件Q3的导通定时，能缩短电流流向Q3的寄生二极管的期间(换流电流的开始电流的大电流的通电时间)，这时，能降低整流电路引起的损失。
图6是图5所示的同步整流型正激变流器的主要部的波形图。
图6中的(a)是主变压器T1的4次线圈N14的两端电压，(b)是Q5的栅极-Q3的源极之间电压，(c)是Q3的栅极、源极之间电压，(d)是Q2的栅极、源极之间电压的波形。图中的各期间A～E的状态与实施例2中图4所示的状态同样。
图6的(b)所示的Q5的栅极-Q3的源极之间电压是把4次线圈N14的两端电压的微分波形和Q3的栅极、源极之间电压相加的波形。在实施例1中，如图4所示，换流开关元件Q3的栅极、源极之间电压达到Q3的栅极阈值电压之前，电流通过Q3的寄生二极管流过的期间C较长地产生，但是在实施例3中，如图6所示，Q3的栅极、源极之间电压的上升比较急剧，所以能缩短Q3的寄生二极管的导通期间。因此，能进一步降低损失。
实施例4
根据图7、图8，说明实施例4的同步整流型正激变流器的结构。
图7是实施例4的同步整流型正激变流器的电路图。与图5所示的电路的不同点在于，在主变压器T1的4次线圈N14连接由电容器C5和二极管D5构成的充电电路，对于电容器C5，串联连接用于防止对换流开关导通控制用开关元件Q5的栅极施加反向电压的二极管D6。其它结构与图5所示的结构同样。
图8(A)是表示主开关元件Q1导通时和断开时的电流路线的图。在图8(A)中，中间白色的箭头表示主开关元件Q1的导通时流过的电流的方向，电容器C5用该电流充电。此外，带阴影的箭头表示主开关元件Q1的断开时的电流路线，通过该电流把C5的充电电压和4次线圈N14的输出电压微分的电压作用于换流开关导通控制用开关元件Q5的栅极。
在主开关元件Q1的导通时，由通过二极管D5的电流把电容器C5充电，在Q1的断开时，该充电电压与主变压器T1的4次线圈N14中产生的电压相加，把它微分的电压作用于换流开关导通控制用开关元件Q5的栅极。据此，能进一步加快换流开关元件Q3的导通定时。
电阻R5是对换流开关导通控制用开关元件Q5的栅极、源极之间的电容充电的电荷的放电用电阻。即在换流开关断开控制用开关元件Q4的导通时，换流开关导通控制用开关元件Q5的栅极和接地之间通过电阻R5连接，如果Q4导通，则Q5的栅极、源极之间的电容立刻放电，Q5断开。因此，Q4、Q5不同时导通。
可是，在图7所示的电路中，考虑电容器C4→Q5→Q4→C4的电流环路。假设Q4、Q5同时导通，把C4放电的短路电流流过，产生它引起的损失和Q4、Q5的发热问题。可是，如上所述，Q4、Q5不同时导通，所以在实施例4中不存在该问题。
此外，图8(B)是图7所示的同步整流型正激变流器的主要部的波形图。
图8(B)中的(a)是主变压器T1的4次线圈N14的两端电压，(b)是二极管D6的阳极-Q3的源极之间电压，(c)是Q5的栅极-Q3的源极之间电压，(d)是Q3的栅极、源极之间电压，(e)是Q2的栅极、源极之间电压的波形。
(b)的D6阳极-Q3源极之间电压是N14的两端电压的微分波形。(c)的Q5栅极-Q3源极之间电压是描绘所述微分波形的波形。图中的各期间A～E的状态与实施例2中图4所示的波形同样。
实施例5
下面，根据图9说明实施例5的同步整流型正激变流器的结构。
在图7所示的例子中，作为换流开关导通控制用开关元件Q5，使用FET，但是在图9所示的例子中，作为开关元件Q5，使用NPN晶体管。此外，伴随着此，在二极管D6的阴极—换流开关导通控制用开关元件Q5的发射极之间串联连接电阻R5和电阻R6，换流开关导通控制用开关元件Q5的基极与电阻R5和电阻R6的连接点连接。其它结构与图7所示的结构同样。
全体的动作与实施例4的情形同样，产生同样的效果。
实施例6
下面，根据图10·图11，说明实施例6的同步整流型正激变流器的结构。
图10是它的电路图。在图10所示的同步整流型正激变流器中，使用单一的脉冲变压器T2，把主开关元件Q1的导通触发脉冲和断开触发脉冲向二次一侧传递。在脉冲变压器T2的2次线圈N22上设置基于二极管D9、D10的二极管桥。此外，1次一侧的二极管D7、D8把脉冲变压器T2的导通、断开时的励磁复原。此外，在实施例6中，与实施例1～5不同，用从脉冲变压器T2输出的Q1导通定时信号把Q6导通，把Q7导通，从而把换流开关控制电压生成电路41的输出电压作用于Q4的栅极，把Q4导通。
脉冲变压器T2的2次线圈N22的一端和二极管D9的阴极的连接点与整流开关控制用开关元件Q8的栅极之间通过用于防止反向电流的二极管D11连接。在Q8的栅极和接地之间连接电阻R8，在脉冲变压器T2的2次线圈N22的另一端和接地之间连接电阻R7。这2个电阻R7、R8是用于调整主开关元件Q1的断开触发脉冲发生时的脉冲变压器T2的2次线圈N22中产生的电压的电阻。
脉冲变压器T2的2次线圈N22的一端和二极管D10的阴极的连接点与控制用开关元件Q6的栅极之间通过用于防止反向电流的二极管D13连接。Q6的栅极和接地之间连接电阻R10，在脉冲变压器T2的2次线圈N22的另一端和接地之间连接电阻R6。这2个电阻R6、R10是用于调整主开关元件Q1的导通触发脉冲发生时的脉冲变压器T2的2次线圈N22中产生的电压的电阻。
在控制用开关元件Q6的漏极和整流开关控制用开关元件Q8的栅极之间连接二极管D12。通过二极管D12，Q6导通时(Q7导通时)，Q8一定断开，所以能防止Q7和Q8的同时导通，能防止它引起的Q8的损失增加。
其它结构与图7所示的结构同样。
图11是图10所示的同步整流型正激变流器的主要部的波形图。这里，(a)是主开关元件Q1的栅电压，(b)是主变压器T1的1次线圈N11的两端电压，(c)是脉冲变压器T2的2次线圈N22的两端电压中断开定时的信号，(d)是导通定时(Q6的导通定时)的信号，(e)是Q3的栅电压，(f)是Q2的栅电压的波形。
图11中，如时间Tb所示，换流开关元件Q3比主开关元件Q1的导通和主变压器T1的电压反相定时先断开，如时间Td所示，整流开关元件Q2在Q1的上升之前起动。此外，如图10所示，通过驱动电路DV驱动主开关元件Q1，如时间Tc所示，Q1比整流开关元件Q2更快断开，能降低Q1的开关损失。此外，整流开关元件Q2的导通比主开关元件Q1早，所以能降低在主变压器T1的两端电压产生时，由于Q2的导通延迟，通过Q4的寄生二极管流过的电流引起的损失。
此外，用整流开关元件Q2的导通电压进行换流开关断开控制用开关元件Q4的导通，从而能防止Q2和换流开关元件Q3的同时导通、主变压器T1的两端电压发生同时发生，主变压器T1短路。整流开关元件Q2的栅电压从主变压器T1的线圈(2次线圈N12)取得时，即使把换流开关断开控制用开关元件Q4的栅极与Q2的栅极连接，主变压器T1的电压发生和Q2、Q3同时导通期间重叠，所以无法取得所述短路防止效果。
此外，换流开关导通控制用开关元件Q5的栅极和控制用开关元件Q6的漏极通过二极管D14连接，所以，如果使主开关元件Q1导通的信号通过脉冲变压器T2传递到2次一侧，就用通过二极管D13传递的信号把Q6导通。这时，控制用开关元件Q6的源极接地，所以通过二极管D14，换流开关导通控制用开关元件Q5的栅极、源极之间的电容放电，Q5断开。同时，控制用开关元件Q6导通，从而控制用开关元件Q7导通，整流开关元件Q2和换流开关断开控制用开关元件Q4导通。因此，如时间Ta所示，在换流开关断开控制用开关元件Q4导通之前，换流开关导通控制用开关元件Q5断开，不产生Q4、Q5的同时导通的问题。
实施例7
下面，根据图12，说明实施例7的同步整流型正激变流器。
在实施例2～实施例6所示的例子中，作为换流开关控制电压生成电路41，把2次一侧的扼流圈L2的2次线圈中产生的电压整流平滑，取得换流开关元件Q3的控制电压，但是在实施例7中，表示构成其它结构的换流开关控制电压生成电路的例子。
在图12中，Q3充电电路CH是相对于实施例2～6中连接在Q3的栅极上的换流开关导通控制用开关元件Q5的电路。
换流开关控制电压生成电路41由二极管D4和电容器C4构成，对换流开关控制电压生成电路41，无论从图中的a、b、c各点的哪个供给电压，都能产生对Q3充电电路CH供给的电压(换流开关控制电压)。
须指出的是，这时，用调整器把对换流开关控制电压生成电路41的电容器C4充电的电压升压。
此外，在主变压器T1的线圈(2次线圈N12)或其它线圈的输出设置电路，构成电源电路。
也可以把输出端子32的电压作为输入，构成其它电源电路。

Claims (5)

1.一种同步整流型正激变流器，包括：具有1次线圈和2次线圈的变压器；与该变压器的1次线圈串联连接的主开关元件；与所述变压器的2次线圈串联连接的扼流圈；在输出端子之间并联的平滑电容器；与所述变压器的2次线圈串联连接并且与所述主开关元件的导通/断开同步而导通/断开的整流开关元件；与所述主开关元件的导通/断开同步而断开/导通并且通过导通构成所述扼流圈的励磁能量的放出路线的换流开关元件；和进行所述主开关元件的开关控制的开关控制电路，
同步整流型正激变流器包含：
换流开关控制电压生成电路，生成对所述换流开关元件的控制电压；
换流开关导通控制用开关元件，由所述变压器的辅助线圈中产生的电压所控制，进行对所述换流开关元件的控制端子施加所述控制电压的施加控制；
换流开关断开控制用开关元件，连接在所述换流开关元件的控制端子上，通过导通，控制所述换流开关元件的控制端子电压，使该换流开关元件断开；和
控制用开关元件驱动电路，在绝缘状态将所述主开关元件的导通定时信号从所述变压器的1次一侧向2次一侧传送，并且用传送到所述2次一侧的主开关元件导通定时信号使所述换流开关断开控制用开关元件导通。
2.根据权利要求1所述的同步整流型正激变流器，其中：
在所述变压器的辅助线圈和所述换流开关导通控制用开关元件之间串联连接驱动电压调整用电容器。
3.根据权利要求1所述的同步整流型正激变流器，其中：
在所述变压器的辅助线圈上连接包含电容器和电阻的微分电路，将该微分电路的输出连接在所述换流开关导通控制用开关元件的控制端子上。
4.根据权利要求3所述的同步整流型正激变流器，其中：
在所述变压器的辅助线圈侧具有由所述辅助线圈、所述电容器和二极管构成的充电电路，将用于防止对所述换流开关导通控制用开关元件的控制端子施加反向电压的二极管与所述电容器串联连接。
5.根据权利要求4所述的同步整流型正激变流器，其中：
在所述换流开关控制电压生成电路的输出和整流开关元件的控制端子之间连接整流开关元件导通控制用开关元件，在该整流开关元件导通控制用开关元件的控制端子上设置在所述主开关元件导通时所述整流开关元件导通控制用开关元件的控制端子上施加导通信号的开关元件，
在所述换流开关导通控制用开关元件的控制端子和所述整流开关元件导通控制用开关元件的控制端子之间连接所述换流开关导通控制用开关元件中产生的寄生电容的电荷放电用二极管。
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