CN102904450A

CN102904450A - 电流型绝缘转换器

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Publication number: CN102904450A
Application number: CN2012102653446A
Authority: CN
Inventors: 竹上荣治
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 2011-07-29
Filing date: 2012-07-27
Publication date: 2013-01-30
Anticipated expiration: 2032-07-27
Also published as: JP2013031307A; CN102904450B; US20130027984A1; JP5387628B2; US8885370B2

Abstract

本发明提供设计容易且具备稳定地进行动作的再生型的缓冲电路的电流型绝缘转换器。其是具备连接于变压器（3）的初级侧的扼流线圈（2）以及控制流过扼流线圈（2）的电流的FET（4、5）的电流型绝缘转换器，具备缓冲电路（15）和作为降压型的电源电路的再生电路（9），缓冲电路（15）由二极管（6、7）和电容器（8）构成，FET（4、5）的任一个截止时对电容器（8）充电，抑制施加在FET（4、5）的漏极·源极间的过电压。另外，再生电路（9）在作为将电力提供给变压器（3）的初级侧的电源的直流电源（1）再生电容器（8）所充电的电荷，并进行动作，以将电容器（8）的充电电压维持在规定的电压值。

Description

电流型绝缘转换器

技术领域

本发明涉及一种电流型绝缘转换器，特别涉及一种具备在输入侧再生缓冲用电容器所蓄积的能量的缓冲电路的电流型绝缘转换器。

背景技术

在专利文献1中，公开了电流型绝缘转换器。在这样的电流型绝缘转换器中，当开关元件断开时，过大的电压会施加于开关元件。为了防止该过大的电压施加于开关元件，一般使用缓冲（snubber）电路。然而，在一般的由电阻（R）、电容器（C）和二极管（D）形成的RCD缓冲电路中，效率下降，发热增加。为了解决这样的问题，在专利文献2中，公开了在输入侧再生缓冲用电容器所蓄积的能量的缓冲电路。

专利文献

专利文献1：日本特开昭62-203559号公报

专利文献2：日本特开2001-54279号公报

发明内容

发明所要解决的问题

然而，在专利文献2所公开的缓冲电路中，由于利用缓冲用电容器与电抗器的共振现象而在电源再生在开关元件的断开期间缓冲用电容所充电的电荷，因此，难以进行电路元件（缓冲用电容器和电抗器）的常数设定。另外，若考虑电路元件的特性的偏差，则难以设计稳定动作的缓冲电路。

因此，本发明的目的在于，提供一种设计容易并具备稳定动作的再生型的缓冲电路的电流型绝缘转换器。

解决问题的技术手段

本发明的电流型绝缘转换器是具备连接于变压器的初级侧的线圈以及控制流过该线圈的电流的开关元件的电流型绝缘转换器，具备：由整流元件和被流过该整流元件的电流充电的电容元件构成，并抑制所述开关元件断开时产生的过电压的缓冲电路；以及在将电力提供给所述变压器的初级侧的电源，再生所述电容元件所充电的电荷的降压型的电源电路；所述电源电路进行动作以将所述电容元件的充电电压维持在规定的电压值。

在该情况下，当使所述规定的电压值为Vx，使所述开关元件断开时施加在该开关元件的两端间且在假定不产生瞬时的浪涌电压时的电压为Vy，使所述开关元件的两端间最大额定电压为Vz时，所述规定的电压值Vx，优选满足Vy≦Vx≦Vz。

另外，优选当所述开关元件停止开关动作时，所述电源电路进行动作以使所述电容元件的充电电压降低到所述电源的输出电压的附近。

另外，优选当作为在所述变压器的初级侧和次级侧之间进行双向的电力传送的双向转换器来使用时，所述开关元件即使作为构成整流电路的电路元件也进行动作，所述电源电路在所述开关元件作为构成整流电路的电路元件进行动作时，也进行动作，以将所述电容元件的充电电压维持在所述规定的电压值。

发明的效果

根据本发明的电流型绝缘转换器，可以提供设计容易而且具备稳定动作的再生型的缓冲电路的电流型绝缘转换器。该缓冲电路不利用共振现象，因此构成该电路的电路元件的常数即使有偏差也能稳定地进行动作。

另外，在该缓冲电路中，电容元件的充电电压被维持在规定的电压值（比浪涌电压低的电压值），因而在开关元件断开而产生瞬时的浪涌电压的期间进行电容元件的充电。其结果，可以有效地抑制施加在开关元件的两端间的电压。

另外，即使开关元件停止开关动作，电源电路也进行动作以将电容元件的充电电压降低到来自于电源的输出电压的附近，因此，可以可靠地抑制施加在开关元件的两端间的电压的上升。

另外，即使在变压器的初级侧与次级侧之间进行双向的电力传送的情况下，也可以在开关元件的漏极·源极之间保持为稳定的电压电平。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式所涉及的电流型绝缘转换器的电路图。

图2是表示图1的再生电路的概略结构的电路图。

图3是表示实施方式所涉及的电流型绝缘转换器通常动作时的电压和电流波形的图。

图4是表示实施方式所涉及的电流型绝缘转换器停止动作时的电压和电流波形的图。

图5是表示再生电路的例子的图。

图6是表示再生电路的例子的图。

图7是表示本发明的其他实施方式所涉及的电流型绝缘转换器的电路图。

符号的说明：

1直流电源（电源）

2扼流线圈（线圈）

3变压器

4FET（开关元件）

5FET（开关元件）

6二极管（整流元件）

7二极管（整流元件）

8电容器（电容元件）

9再生电路（电源电路）

15缓冲电路

50变压器

51FET（开关元件）

52FET（开关元件）

53FET（开关元件）

54FET（开关元件）

56二极管（整流元件）

65缓冲电路

具体实施方式

参照附图，说明本发明所涉及的具备缓冲电路的DCDC转换器的动作。图1表示本发明所涉及的具备缓冲电路的DCDC转换器的实施方式。该实施方式的DCDC转换器是具备扼流线圈（choke coil）2的电流型绝缘转换器。该DCDC转换器由变压器3、设置在变压器3的初级侧的初级侧电路、以及设置在变压器3的次级侧的次级侧电路构成。变压器3具备初级线圈3A、初级线圈3B和次级线圈3C。初级侧电路由扼流线圈2、FET（场效应晶体管）4、FET5、开关控制电路10和缓冲电路15构成。缓冲电路15由二极管6、二极管7、电容器8和再生电路9构成。次级侧电路由整流电路11和电容器12构成。负载13连接于次级侧电路的输出端子。

图2表示用降压斩波电路构成图1所示的再生电路9的例子。该降压斩波电路由再生控制电路21、FET22、二极管23和扼流线圈24构成。

如图1所示，初级线圈3A的一个端子（圆点侧端子）与初级线圈3B的一个端子（非圆点侧端子）连接，扼流线圈2的一个端子连接于该连接点。扼流线圈2的另一个端子连接于直流电源1的正极侧。初级线圈3A的另一个端子（非圆点侧端子）经由FET4连接于直流电源1的地侧。初级线圈3B的另一个端子（圆点侧端子）经由FET5连接于直流电源1的地（负极）侧。由于像这样进行连接，因此流过扼流线圈2的电流i1在变压器3被分成流过初级线圈3A的电流和流过初级线圈3B的电流。此外，初级线圈3A的另一个端子经由二极管6连接于电容器8，初级线圈3B的另一个端子经由二极管7连接于电容器8。因此，流过初级线圈3A的电流成为流过FET4的电流或流过二极管6的电流，流过初级线圈3B的电流变成流过FET5的电流或流过二极管7的电流。

开关控制电路10将驱动信号s1提供给FET4的栅极，将驱动信号s2提供给FET5的栅极。再者，控制FET4、5的开关动作，以使FET4、5中的至少一个导通。在FET4、5两者均导通的期间，流过扼流线圈2的电流i1增加，在仅FET4、5中的任一个导通的期间，电流i1减少。当FET4截止时，充电电流流过二极管6，进行电容器8的充电。其结果，抑制了施加在FET4的漏极·源极间的过电压。当FET5截止时，充电电流流过二极管7，进行电容器8的充电。其结果，抑制了施加在FET5的漏极·源极间的过电压。

再生电路9在直流电源1再生电容器8所充电的电荷，由图2所示那样的降压斩波电路构成。在该再生电路9中，再生控制电路21控制FET22的开关动作。再生控制电路21将驱动信号s3提供给FET22的栅极。再生控制电路21检测出电容器8的充电电压，进行PWM（PulseWidth Modulation：脉冲宽度调制）控制，以将该电压值维持在规定的值。在该再生电路9中，若使FET22导通，则二极管23截止，若使FET22截止，则二极管23导通。当FET22导通时，电容器8所蓄积的电荷被放电，该电流通过扼流线圈24，作为再生电流i2向直流电源1流去。当二极管23导通时，由扼流线圈24所蓄积的能量产生的电流，作为再生电流i2向直流电源1流去。

图3表示图1所示的电流型绝缘转换器的各部分中的电压和电流波形的图。该图表示实施方式所涉及的电流型绝缘转换器通常动作时的电压和电流波形。在该例子中，在时间t1，提供给负载13的输出电流Io增加。s1表示施加在FET4的栅极的驱动信号的电压，s2表示施加在FET5的栅极的驱动信号的电压。FET4在s1为高电平时导通，在s1为低电平时截止。FET5在s2为高电平时导通，在s2为低电平时截止。v1表示FET4的漏极·源极间电压，i1a表示流过FET4的电流。v2表示FET5的漏极·源极间电压，i1b表示流过FET5的电流。FET4刚截止后，FET4的漏极·源极间电压的电压上升，但由于此时充电电流通过二极管6而流过电容器8，因此抑制了该电压的上升。同样地，FET5刚截止后，FET5的漏极·源极间电压的电压上升，但由于此时充电电流通过二极管7而流过电容器8，因此抑制了该电压上升。i1是流过扼流线圈2的电流，在FET4和FET5两者导通的期间（T1）增加，在仅FET4和FET5中的任一个导通的期间（T2）减少。v3表示电容器8的充电电压，s3表示施加在FET22的栅极的驱动信号的电压，i2表示从降压斩波电路流过直流电源1的再生电流。FET22在s3为高电平时导通，在s3为低电平时截止。再生电流i2在FET22导通的期间（T3）增加，在截止的期间（T4）减少。

再有，在变压器3的次级侧，在仅FET4和FET5中的任一个导通的期间（T2）产生方形波的输出电压。该输出电压在整流电路11被整流，进一步在电容器12被平滑化而提供给负载13。

若在时间t1输出电流Io增加，则在FET4和FET5两者导通的期间（T1）增加，流过扼流线圈2的电流i1的平均电流值上升。通过该平均电流的上升，电容器8的充电电流增加，电容器8的充电电压v3上升。再生控制电路21控制FET22的开关动作以使电容器8的充电电压v3成为规定的电压值。因此，若电容器8的充电电压v3上升，则由于抑制该上升，因此再生控制电路21使提供给FET22的栅极的驱动信号s3的占空比增加。其结果，FET22的导通期间增加，抑制了电容器8的充电电压v3的上升。

对该电压值Vc的设定进行说明。通常动作时，在下述范围内设定该规定的电压值Vc。

[数1]

2×n×Vo≦Vc≦Vdss

这里，Vo是提供给负载13的电压。n是以次级线圈3C的卷数为基准的、次级线圈3C与初级线圈3A的卷数比。再有，使初级线圈3A和初级线圈3B的卷数相等。因此，若使初级线圈3A的卷数为NA、初级线圈3B的卷数为NB、次级线圈3C的卷数为NC，则这些卷数比如下述那样。

[数2]

NA﹕NB﹕NC=n﹕n﹕1

Vdss是FET4和FET的漏极·源极间最大额定电压。这里，对使电压值Vc为（2×n×Vo）以上的理由进行说明。若提供给负载13的输出电压是Vo，则当仅FET4导通时，或者，当仅FET5导通时，在次级线圈3C的两端，产生与输出电压Vo大致相等的电压。当仅FET4导通时，在初级线圈3A的两端产生（n×Vo）的电压。在该初级线圈3A的两端所产生的电压使初级线圈3B侧变为高电位。再者，在初级线圈3B也产生与初级线圈3A的两端所产生的电压相等的电压。该初级线圈3A的两端所产生的电压与初级线圈3B的两端所产生的电压，极性一致。因此，两者加法运算后的电压，即（2×n×Vo）的电压施加在FET5的漏极·源极间。另一方面，当仅FET5导通时，在初级线圈3B的两端产生（n×Vo）的电压。该初级线圈3B的两端所产生的电压使初级线圈3A侧变为高电位。再有，在初级线圈3A也产生与初级线圈3B的两端所产生的电压相等的电压。该初级线圈3B的两端所产生的电压与初级线圈3A的两端所产生的电压，极性一致。因此，两者加法运算后的电压，即（2×n×Vo）的电压施加在FET4的漏极·源极间。

该电压（2×n×Vo）是在假定不产生瞬时的浪涌（surge）电压时施加在FET4、5的漏极·源极间的电压。在实际的电路中，由于产生浪涌电压，因此在该浪涌电压稳定时，施加在漏极·源极间的电压（图3所示的电压Vs）相当于该电压（2×n×Vo）。即，该电压（2×n×Vo）对应于施加在截止的FET4、5的漏极·源极间的稳定状态的电压（图3所示的Vs）。若使电压值Vc在（2×n×Vo）以上，则电容器8的充电电压被维持在（2×n×Vo）以上的电压值Vc。若电容器8的充电电压被维持在该电压值Vc，则可以在相对于FET4或FET5截止而施加瞬时的浪涌电压（过电压）的期间，进行电容器8的充电。

下面，说明DCDC转换器停止动作的处理。在图4的例子中，在时间t2，DCDC转换器停止动作。即，在时间t2，FET4和FET5截止，其后，停止开关动作。由于流过FET4的电流i1a和流过FET5的电流i1b均变为“0”，因此，其后流过扼流线圈2的电流i2全部变成电容器8的充电电流。其结果，电容器8的充电电压v3上升。响应于此，再生控制电路21使提供给FET22的栅极的驱动信号s3的占空比增加。其结果，FET22的导通期间增加，抑制了电容器8的充电电压v3的上升。通过使流过扼流线圈2的电流i2变为“0”，电容器8的充电电压v3从上升变换为下降。再生控制电路21持续驱动信号s3的提供，直至电容器8的充电电压v3等于直流电源1的电源电压为止。于是，再生控制电路21在电容器8的充电电压v3等于直流电源1的电源电压时，停止驱动信号s3的提供。即，FET22在电容器8的充电电压v3等于直流电源1的电源电压时，停止开关动作。

如以上所述，在本实施方式中，是具备作为连接于变压器3的初级侧的线圈的扼流线圈2以及作为控制流过扼流线圈2的电流的开关元件的FET4、5的电流型绝缘转换器，具备缓冲电路15和作为降压型的电源电路的再生电路9，缓冲电路15由作为整流元件的二极管6、7和作为电容元件的电容器8构成，在FET4、5的任一个截止时，通过流过与其对应的二极管6、7的电流而对电容器8进行充电，抑制施加在FET4、5的两端即漏极·源极间的过电压。另外，再生电路9在作为将电力提供给变压器3的初级侧的电源的直流电源1再生电容器8所充电的电荷，并进行动作，以将电容器8的充电电压维持在规定的电压值。

在上述的结构中，由于不利用共振现象，因此构成缓冲电路15的电路元件的常数即使存在偏差，再生控制电路21也能稳定地进行动作。因此，能够提供设计容易而且可利用稳定地进行动作的再生型的缓冲电路15的电流型绝缘转换器。

另外，在本实施方式中，当使由再生控制电路21维持的规定的电压值为Vx（相当于上述的Vc），使作为FET4、5截止时施加在该FET4、5的漏极·源极间的电压且在假定不产生瞬时的浪涌电压时的电压为Vy（相当于图3的电压Vs），使FET4、5的漏极·源极间最大额定电压为Vz（相当于上述的Vdss）时，设定规定的电压值Vx，以满足Vy≦Vx≦Vz。

若这样做，则在FET4或FET5截止而瞬时的浪涌电压产生的期间，进行电容器8的充电，可以有效地抑制施加在FET4、5的漏极·源极间的电压。

此外，在本实施方式中，当FET4、5停止开关动作时，所述再生电路9进行动作，以使电容器8的充电电压降低到来自于直流电源1的输出电压的附近，因而可以可靠地抑制施加在FET4、5的漏极·源极间的电压的上升。

以上，说明了本发明的实施方式，但这是用于本发明的说明的例示，目的并不是将本发明的范围仅限定在该实施方式。不言而喻，在不偏离本发明的主旨的范围内可以添加各种变更。

例如，再生电路9并不限定在降压斩波电路，只要是降压型的开关电源电路即可。图5是反激（flyback）方式的电源电路，FET32连接于变压器33的初级线圈33A，二极管34连接于次级线圈33B。FET32的开关动作由来自于再生控制电路31的驱动信号s3控制。再者，再生控制电路31进行PWM控制，以将电容器8的充电电压v3维持在规定的电压值Vc。在该情况下，若FET32导通，则电容器8的充电电压施加于初级线圈33A，通过二极管34截止而使能量蓄积在变压器33，若FET32截止，则通过二极管34导通而使到此为止变压器33所蓄积的能量作为再生电流i2流过直流电源1。

图6是正向（forward）方式的电源电路，FET42连接于变压器43的初级线圈43A，二极管44和二极管45连接于次级线圈43B，扼流线圈46连接于这些二极管44、45的负极。FET42的开关动作由来自于再生控制电路41的驱动信号s3控制。再者，再生控制电路41进行PWM控制，以将电容器8的充电电压v3维持在规定的电压值Vc。在该情况下，若FET42导通，则电容器8的充电电压施加于初级线圈43A，二极管44导通而二极管45截止，再生电流i2从次级线圈43B依次通过二极管44、扼流线圈46而流过直流电源1。相对于此，若FET42截止，则二极管45导通而二极管44截止，蓄积在扼流线圈46的能量作为再生电流i2而流过直流电源1。

另外，再生电路9除了SEPIC（Single Ended Primary InductanceConverter：单端初级电感转换器）型的电源电路、Zeta型的电源电路等的可以进行降压动作的开关电源电路之外，还可以使用三端子调整器（regulator）。即使是任一种的电路结构，再生电路9也可以通过与上述实施方式中说明的电路结构相同的方法，在FET4、5的漏极·源极间保持为稳定的电压电平。

另外，变压器3的初级侧电路不限定于图1所示的推挽方式的电路，也可以是图7所示那样的全桥方式的电路。在该电路中，替代图1的FET4、5，对于变压器50的初级线圈50A，具备桥连接的4个FET51~54作为开关元件，当FET51和FET54对导通时，FET52和FET53对截止，当FET51和FET54对截止时，FET52和FET53对导通。另外，二极管56与电容器8的串联电路连接在FET51与FET53的串联电路以及FET52与FET54的串联电路的两端间。

再者，当各个FET51~54对截止时，由流过二极管56的充电电流对电容器8充电。通过该充电电流流动，抑制了施加在FET51、FET52、FET53和FET54的漏极·源极间的过电压。另外，在该例子中，再生控制电路21、31、41进行动作，以将电容器8的充电电压Vc维持在规定的电压值Vc’。在下述范围内设定该规定的电压值Vc’。

[数3]

2×n×Vo≦Vc’≦Vdss

这里，Vo是从变压器50的次级线圈50B经由整流电路57和电容器58提供给负载59的电压。n是以次级线圈50B的卷数为基准的、次级线圈50B与初级线圈50A的卷数比。因此，若使初级线圈50A的卷数为N1，次级线圈50B的卷数为N2，则这些卷数比如下述那样。

N1﹕N2=n﹕1

Vdss是FET51~54的漏极·源极间最大额定电压。

再者，由于图7所示的再生电路9也可以采用图2、图5和图6的电路结构，因此可以通过与在上述实施方式中说明的电路结构相同的方法，在FET4、5的漏极·源极间保持为稳定的电压电平。

另外，图1所示的电流型绝缘转换器不仅进行从变压器3的初级侧电路至次级侧电路的电力传送，而且更换直流电源1和负载13，并使整流电路11的开关元件（未图示）进行开关动作，由此可以作为进行从变压器3的次级侧电路至初级侧电路的电力传送的双向转换器来进行动作。因此，由初级侧的FET4和FET5构成的开关电路也可以作为整流电路进行动作。再者，当由该FET4、5形成的开关电路作为整流电路进行动作时，由二极管6、二极管7、电容器8和再生电路9构成的电路也作为缓冲电路15进行动作。

即，作为双向转换器，使用图1所示的电流型绝缘转换器时，FET4、5作为构成整流电路的电路元件，为了对初级线圈3A、3B所感应的电压进行整流而进行动作。另外，再生控制电路21在FET4、5作为构成整流电路的电路元件进行动作时，也控制再生电路9所具备的FET22的开关动作，以将电容器8的充电电压维持在规定的电压值。由此，即使在变压器3的初级侧与次级侧之间进行双向的电力传送的情况下，也能够在FET4、5的漏极·源极间保持为稳定的电压电平。

同样地，在图7所示的全桥方式的电流型绝缘转换器中，也更换直流电源1和负载59，并使整流电路57的开关元件（未图示）进行开关动作，由此可以作为进行从变压器50的次级侧电路至初级侧电路的电路传送的双向转换器来进行动作。在该情况下，由初级侧的FET51~54构成的开关电路也可以作为整流电路进行动作。再者，当该由FET51~54形成的开关电路作为整流电路进行动作时，由二极管56、电容器8和再生电路9构成的电路也作为缓冲电路65进行动作。由此，即使在变压器50的初级侧与次级侧之间进行双向的电力传送的情况下，也能够在FET4、5的漏极·源极间保持为稳定的电压电平。

此外，替代作为开关元件的FET4、5、51~54，可以使用例如晶体管。在该情况下，上述说明中的栅极、漏极、源极分别对应于基极、集电极、发射极。

Claims

1.一种电流型绝缘转换器，其特征在于，

是具备连接于变压器的初级侧的线圈、以及控制流过该线圈的电流的开关元件的电流型绝缘转换器，

具备：

缓冲电路，由整流元件和被流过该整流元件的电流充电的电容元件构成，并抑制所述开关元件断开时产生的过电压；以及

降压型的电源电路，将所述电容元件所充电的电荷再生于将电力提供给所述变压器的初级侧的电源，

所述电源电路进行动作，以将所述电容元件的充电电压维持在规定的电压值。

2.根据权利要求1所述的电流型绝缘转换器，其特征在于，

当使所述规定的电压值为Vx，使所述开关元件断开时施加在该开关元件的两端间且消除了瞬时的浪涌电压后的电压为Vy，使所述开关元件的两端间最大额定电压为Vz时，所述规定的电压值Vx满足Vy≦Vx≦Vz。

3.根据权利要求1或2所述的电流型绝缘转换器，其特征在于，

当所述开关元件停止开关动作时，所述电源电路进行动作，以使所述电容元件的充电电压降低到所述电源的输出电压的附近。

4.根据权利要求1至3中的任一项所述的电流型绝缘转换器，其特征在于，

当作为在所述变压器的初级侧和次级侧之间进行双向的电力传送的双向转换器来使用时，所述开关元件也作为构成整流电路的电路元件而进行动作，

所述电源电路在所述开关元件作为构成整流电路的电路元件进行动作时，也进行动作，以将所述电容元件的充电电压维持在所述规定的电压值。