JPWO2007091374A1

JPWO2007091374A1 - 同期整流型フォワードコンバータ

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Publication number: JPWO2007091374A1
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Inventors: 英人諸見里
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Abstract

主トランス(Ｔ１)の４次巻線（補助巻線）(Ｎ１４)に生じる電圧で制御され、転流スイッチ素子(Ｑ３)の制御端子に対する制御電圧の印加制御を行う転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子(Ｑ５)を設け、(Ｑ３)の制御端子に接続され、オンにより、転流スイッチ素子(Ｑ３)の制御端子電圧を制御して(Ｑ３)をターンオフさせる転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子(Ｑ４)を設ける。制御用スイッチ素子駆動回路(２４)は主スイッチ素子(Ｑ１)のオンタイミングで転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子(Ｑ４)をオンする。

Description

この発明は、スイッチング電源等に用いられる同期整流型フォワードコンバータに関するものである。

従来の同期整流型のフォワードコンバータが特許文献１に開示されている。図１にその特許文献１に開示されている同期整流型のフォワードコンバータの回路を示す。

この図１に示す回路では、トランス４の１次側の主スイッチ素子２がオンすると２次側の整流側同期整流素子５がトランス４の２次巻線４ｂに発生する電圧によってオンし、逆に、転流側同期整流素子６がオフする。ここで転流側同期整流素子６がオフするタイミングが遅れると、２つのスイッチ素子５，６を通る短絡経路が形成されてしまうので、トランス４の３次巻線４ｃに直列にスイッチ素子７を設け、１次側の主スイッチ素子２をオンするタイミングで、パルストランス１１を介した制御信号でスイッチ素子７をオンさせるように構成している。

この構成によって、１次側の主スイッチ素子２がオンする直前に転流側同期整流素子６の寄生容量の電荷がスイッチ素子７を介して引き抜かれ、転流側同期整流素子６が速やかにオフするので短絡が防止される。
特許第３３３９４５２号公報

この構成においては、特に扱う電力（主として電流）が大きくなった時に次に述べる各種問題が顕著になってくる。

（１）第１の問題
まず、転流側同期整流素子６の制御電圧波形（ゲート・ソース間電圧の波形）が負電位まで変化することである。

すなわち、まず主スイッチ素子２がオフすると３次巻線４ｃに転流側同期整流素子６のゲートに向かって電流を流すような電圧が発生し、オフ状態にあるスイッチ素子７の寄生ダイオードを介して電流が流れ、転流側同期整流素子６のゲート・ソース間の寄生容量に電荷が充電され、そのゲート電位が上昇し、転流側同期整流素子６がオンする。これによって転流電流が転流側同期整流素子６の寄生ダイオードではなくドレイン・ソース間を流れるようになる。

次に、主スイッチ素子２がオンする時に、制御回路１２から出力された、主スイッチ素子２をオンさせる信号はパルストランス１１を介してスイッチ素子７にも印加され、主スイッチ素子２がオンするよりも少し早くスイッチ素子７が一時的にオンする。これによって転流側同期整流素子６のゲート・ソース間の寄生容量に電荷が放電され、転流側同期整流素子６がオフする。ただ、スイッチ素子７のオン期間がわずかしかないと寄生容量の電荷が十分に放電されず、転流側同期整流素子６が完全にはオフしない可能性がある。そのため、スイッチ素子７は各種ばらつきを考慮して若干長めにオンするように設計される。ところが、そうするとスイッチ素子７がオンしている間に主スイッチ素子２がオンしてしまうことになり、３次巻線４ｃに逆方向の電圧が発生し、オン状態のスイッチ素子７を介して転流側同期整流素子６の寄生容量の電荷を積極的に放電しようとする。その結果、この寄生容量の電荷が単に放電されるだけでなく逆方向に充電され、転流側同期整流素子６のゲート電圧が負になってしまう。

転流側同期整流素子６をオフするためには寄生容量の充電電荷が放電されれば十分であり、逆方向に充電される必要はない。したがって、逆方向に充電される時の寄生容量→３次巻線４ｃ→スイッチ素子７→寄生容量という経路で流れる電流、および次の周期で逆方向の充電電荷を放電する際の電流は無駄な電流であり、その電流経路が有する抵抗による無駄な損失が発生することになる。

特にＤＣ−ＤＣコンバータで扱う電力が大きくなると複数の同期整流素子を並列接続することがあるが、その場合には並列接続の数の分だけ電流経路が存在し、その分だけ損失が増えて全体として大きな損失が生じる。

（２）第２の問題
また、転流側同期整流素子６の寄生容量を逆方向に充電する際に３次巻線４ｃを流れる電流によって、１次巻線４ａに主スイッチ素子２の方向に電流を流そうという作用が働く。この電流の方向は主スイッチ素子２がオンしている時の電流と同方向なので問題ないように見えるが、実際にはこの段階では主スイッチ素子２はまだ完全にはオンしていない状態（オンしかかっている状態）であり、抵抗値が比較的高い状態にある。このような状態の主スイッチ素子２に対して強制的に電流を流そうとすることになるので、必然的に損失が増大することになる。

（３）第３の問題
また、図１に示した構成では３次巻線４ｃに発生する電圧で転流側同期整流素子６を制御しているが、負荷が軽くなって主スイッチ素子２のオン期間が短くなるような場合には３次巻線４ｃに発生する電圧が低下し、転流側同期整流素子６をオンできなくなる。この現象は３次巻線４ｃの巻数を増やせば一応解決できるが、その分だけ３次巻線４ｃの抵抗成分が増え、損失が増大する。

そこで、この発明の目的は、上述の第１〜第３の問題による損失を抑制して、低損失化を図った同期整流型フォワードコンバータを提供することにある。

上記課題を解消するためにこの発明の同期整流型フォワードコンバータは次のように構成する。
１次巻線と２次巻線を備えたトランス（Ｔ１）と、該トランス（Ｔ１）の１次巻線（Ｎ１１）に直列に接続した主スイッチ素子（Ｑ１）と、前記トランス（Ｔ１）の２次巻線（Ｎ１２）に対して直列に接続したチョークコイル（Ｌ２）と、出力端子間に並列に接続した平滑コンデンサ（Ｃ１）と、前記トランス（Ｔ１）の２次巻線（Ｎ１２）に対して直列に接続され、前記主スイッチ素子（Ｑ１）のオン／オフに同期してオン／オフする整流スイッチ素子（Ｑ２）と、前記主スイッチ素子（Ｑ１）のオン／オフに同期してオフ／オンし、オンによって前記チョークコイル（Ｌ２）の励磁エネルギの放出経路を構成する転流スイッチ素子（Ｑ３）と、前記主スイッチ素子のスイッチング制御を行うスイッチング制御回路（２３）と、を備えた同期整流型フォワードコンバータにおいて、
前記転流スイッチ素子（Ｑ３）に対する制御電圧を生成する転流スイッチ制御電圧生成回路（４１）と、前記トランスの補助巻線（Ｎ１４）に生じる電圧で制御され、前記転流スイッチ素子（Ｑ３）の制御端子に対する前記制御電圧の印加制御を行う転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ５）と、前記転流スイッチ素子（Ｑ３）の制御端子に接続され、オンにより前記転流スイッチ素子（Ｑ３）の制御端子電圧を制御して該転流スイッチ素子（Ｑ３）をターンオフさせる転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ４）と、前記主スイッチ素子（Ｑ１）のオンタイミング信号を前記トランスの１次側から２次側へ絶縁状態で伝送するとともに、前記２次側に伝送された主スイッチ素子オンタイミング信号で前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ４）をオンする制御用スイッチ素子駆動回路（２４）と、を設ける。

前記トランスの補助巻線（N１４）と前記転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ５）との間には駆動電圧調整用コンデンサ（Ｃ５）を直列に接続してもよい。

また、前記トランスの補助巻線（N１４）に、コンデンサ（Ｃ５）と抵抗（Ｒ５）を含む微分回路を接続し、該微分回路の出力を前記転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ５）の制御端子に接続してもよい。

また、前記トランスの補助巻線（Ｎ１４）に前記コンデンサ（Ｃ５）とダイオード（Ｄ５）からなる充電回路を接続し、前記転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ５）の制御端子に対する逆電圧印加防止用のダイオード（Ｄ６）を前記コンデンサ（Ｃ５）に対して直列に接続してもよい。

また、前記転流スイッチ制御電圧生成回路（４１）の出力と整流スイッチ素子（Ｑ２）の制御端子との間に整流スイッチ素子ターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ７）を接続し、該整流スイッチ素子ターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ７）の制御端子に前記主スイッチ素子（Ｑ１）のオン時に前記整流スイッチ素子ターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ７）の制御端子にオン信号を印加するスイッチ素子（Ｑ６）を設け、前記転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ５）の制御端子と前記整流スイッチ素子ターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ７）の制御端子との間に前記転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ５）に生じる寄生容量の電荷放電用ダイオード（Ｄ１４）を接続してもよい。

この発明によれば、次のような効果を奏する。
転流スイッチ素子（Ｑ３）を駆動するための電源として転流スイッチ制御電圧生成回路（４１）を別に設け、その電源と転流スイッチ素子（Ｑ３）の間に転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子Ｑ５を設け、補助巻線（Ｎ１４）に生じる電圧で転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ５）をオンすることによって上記転流スイッチ制御電圧生成回路（４１）から供給される電圧で転流スイッチ素子（Ｑ３）をオンするようにしたので、転流スイッチ素子（Ｑ３）の電荷放電経路には４次巻線が無く、逆方向充電もなされないので特許文献１の回路のような問題は生じない。

これによって、転流スイッチ素子（Ｑ３）のゲート電圧は負電圧になることがなくなり、それによる損失が防止できる。

また、転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ５）は転流スイッチ素子（Ｑ３）に比べれば十分に小さくでき、そのゲート・ソース間容量も小さくできるので、補助巻線（Ｎ１４）に逆方向に流れる電流も少なくなり、１次側に流れる電流によって主スイッチ素子（Ｑ１）で発生する損失も小さくなる。

さらに、転流スイッチ素子（Ｑ３）の駆動電源として別電源を利用するために、補助巻線（Ｎ１４）としては最低限のものを用意すればよくなり、軽負荷時に転流スイッチ素子（Ｑ３）を駆動できないという問題も生じない。

また、トランスの補助巻線（N１４）と転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ５）との間に駆動電圧調整用コンデンサ（Ｃ５）を直列に接続すれば、転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ５）の制御電圧が適正に調整され、転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ５）のゲートへの過電圧印加を防ぐことができる。

また、トランスの補助巻線（N１４）にコンデンサ（Ｃ５）と抵抗（Ｒ５）を含む微分回路を接続し、該微分回路の出力を転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ５）の制御端子に接続すれば、補助巻線（N１４）の出力電圧が微分されるため、転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ５）、さらには転流スイッチ素子（Ｑ３）のオンを早めることができ、転流スイッチ素子（Ｑ３）の寄生ダイオードに転流電流が流れる期間を短くでき、整流回路による損失を低減できる。

また、トランスの補助巻線（Ｎ１４）にコンデンサ（Ｃ５）とダイオード（Ｄ５）からなる充電回路を接続し、転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ５）の制御端子に対する逆電圧印加防止用のダイオード（Ｄ６）をコンデンサ（Ｃ５）に対して直列に接続すれば、転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ４）オン時に転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ５）への充電電圧（Ｄ6カソード電圧）が無くなるため、転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ４）と転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ５）の同時オン時間を低減でき、転流スイッチ素子（Ｑ３）の駆動損失を低減できる。

また、転流スイッチ制御電圧生成回路（４１）の出力と整流スイッチ素子（Ｑ２）の制御端子との間に整流スイッチ素子ターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ７）を接続し、該整流スイッチ素子ターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ７）の制御端子に主スイッチ素子（Ｑ１）のオン時に整流スイッチ素子ターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ７）の制御端子にオン信号を印加するスイッチ素子（Ｑ６）を設け、転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ５）の制御端子と整流スイッチ素子ターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ７）の制御端子との間に転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ５）の制御端子放電用ダイオード（Ｄ１４）を接続すれば、主スイッチ素子（Ｑ１）のオンタイミングでスイッチ素子（Ｑ６）がオンすると、上記スイッチ素子（Ｑ６）のソースがグランドに落ちるため、ダイオード（Ｄ１４）を介して転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ５）のゲート・ソース間容量が放電され、Ｑ５がオフする。同時に、上記スイッチ素子（Ｑ６）がオンすることで整流スイッチ素子ターンオン制御用スイッチ素子（Ｑ７）がオンし、整流スイッチ素子（Ｑ２）および転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ４）がオンする。このＱ４がオンする時には上記ダイオード（Ｄ１４）を介してＱ５の制御端子（寄生容量）の電荷を放電していて既にＱ５はオフしているので、Ｑ４・Ｑ５の同時オンの問題が解消される。

特許文献１に係るコンバータの構成を示す回路図である。第１の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。第２の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。同コンバータの主要部の波形図である。第３の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。同コンバータの主要部の波形図である。第４の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。同コンバータの主要部の電流経路および波形図である。第５の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。第６の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。同コンバータの主要部の波形図である。第７の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。

符号の説明

２１−入力端子
２２−３次整流平滑回路
２３−スイッチング制御回路
２４−制御用スイッチ素子駆動回路
３２−出力端子
４１−転流スイッチ制御電圧生成回路
Ｃ１−平滑コンデンサ
Ｃ２−コンデンサ
Ｃ３−コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２−ダイオード
Ｌ１−チョークコイル
Ｌ２−チョークコイル
Ｎ１１−１次巻線
Ｎ１２−２次巻線
Ｎ１３−３次巻線
Ｎ１４−４次巻線
Ｑ１−主スイッチ素子
Ｑ２−整流スイッチ素子
Ｑ３−転流スイッチ素子
Ｑ４−転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子
Ｑ５−転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子
Ｑ６，Ｑ７−制御用スイッチ素子
Ｑ８−整流スイッチ制御用スイッチ素子
Ｔ１−主トランス
Ｎ１１−１次巻線
Ｎ１２−２次巻線
Ｎ１３−３次巻線
Ｎ１４−４次巻線（補助巻線）
Ｌ１，Ｌ２−チョークコイル
Ｃ１−平滑コンデンサ
ＤＶ−ドライバ回路

《第１の実施形態》
第１の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの構成について、図２を基に説明する。

図２は、一部をブロック化および記号化した同期整流型フォワードコンバータの回路図である。図２に示すように、主トランスＴ１には１次巻線Ｎ１１、２次巻線Ｎ１２、３次巻線Ｎ１３、４次巻線（各請求項に係る「補助巻線」）Ｎ１４を備えている。１次巻線Ｎ１１には直列に主スイッチ素子Ｑ１を接続し、入力端子２１（２１ａ，２１ｂ）の間にコンデンサＣ２を接続している。主トランスＴ１の２次巻線Ｎ１２には直列にチョークコイルＬ２および整流スイッチ素子Ｑ２を接続し、出力端子３２（３２ａ，３２ｂ）の間には平滑コンデンサＣ１を接続している。また、チョークコイルＬ２と平滑コンデンサＣ１とともにループを構成し、チョークコイルＬ２の励磁エネルギの放出時の転流経路となる位置に転流スイッチ素子Ｑ３を設けている。

主トランスＴ１の３次巻線Ｎ１３には、ダイオードＤ１，Ｄ２、チョークコイルＬ１、コンデンサＣ３からなる３次整流平滑回路２２を接続している。スイッチング制御回路２３は、３次整流平滑回路２２の出力を電源としておよび間接的な出力電圧検出信号として入力し、主スイッチ素子Ｑ１に対してスイッチング制御信号を出力する。

整流スイッチ素子Ｑ２の制御端子には、主トランスＴ１の２次巻線Ｎ１２の起電圧を印加するように回路を構成している。

まず、主スイッチ素子Ｑ１がオフすると、４次巻線Ｎ１４に発生する電圧で転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子Ｑ５のゲート・ソース間の容量がＱ５のしきい電圧以上に充電され、Ｑ５がオンする。転流スイッチ制御電圧生成回路４１からＱ５を介して流れ込む電流で転流スイッチ素子Ｑ３のゲート・ソース間容量が充電されＱ３はオンする。このとき、転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ４はオフ状態にある。そのため転流スイッチ素子Ｑ３はオン状態を維持する。

次に、スイッチング制御回路２３の制御によって主スイッチ素子Ｑ１がオンすると整流スイッチ素子Ｑ２が主トランスＴ１の２次巻線Ｎ１２に発生する電圧によってオンし、逆に、転流スイッチ素子Ｑ３がオフする。

制御用スイッチ素子駆動回路２４は、スイッチング制御回路２３から出力される主スイッチ素子Ｑ１に対するスイッチング制御信号（Ｑ１のオンタイミング信号）を入力し、それに同期するタイミングで転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ４を駆動する。この転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ４は、そのオンによって転流スイッチ素子Ｑ３のゲート・ソース間容量の充電電荷を放電し、Ｑ３を強制オフする。

このように転流スイッチ制御電圧生成回路４１と転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子Ｑ５を設けたことにより、転流スイッチ素子Ｑ３のゲートと４次巻線Ｎ１４とが切り離され、Ｑ３のゲート電圧が負電圧になることがなく、Ｑ３の駆動損失を低減できる。

また、主トランスＴ１の４次巻線Ｎ１４とは別の転流スイッチ制御電圧生成回路４１から電圧を供給するので、転流スイッチ素子Ｑ３の制御電圧を一定にでき、安定した制御が可能となる。

《第２の実施形態》
次に、第２の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの構成について、図３・図４を基に説明する。

図３は第２の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。
図３に示すように、スイッチング制御回路２３は、３次整流平滑回路２２からの出力を電源として動作し、且つ同じ出力の抵抗Ｒ２，Ｒ３による分圧電圧を入力するスイッチング制御用ＩＣ２３０を備えている。このスイッチング制御用ＩＣ２３０は、パルストランスＴ２の１次巻線Ｎ２１を通して主スイッチ素子Ｑ１のゲートへスイッチング制御信号を出力する。その際、入力した上記分圧電圧と基準電圧とに基づいて、上記分圧電圧が基準電圧と一致するように主スイッチ素子Ｑ１をＰＷＭ制御する。

パルストランスＴ２の１次巻線Ｎ２１にはパルストランスＴ２の励磁リセット用のダイオードＤ３を接続している。ダイオードＤ３の方向をこのようにすることによって、スイッチング制御回路２３から主スイッチ素子Ｑ１をオンする信号が出力された時にのみ、２次巻線Ｎ２２からオンタイミング信号のパルスが出力される。このパルストランスＴ２およびダイオードＤ３によって制御用スイッチ素子駆動回路２４を構成している。

整流スイッチ素子Ｑ２のゲートには２次巻線Ｎ１２の一端を接続している。
主トランスＴ１の４次巻線Ｎ１４の一端と転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子Ｑ５のゲートとの間にコンデンサＣ５を接続している。

２次側のチョークコイルＬ２の２次巻線には、ダイオードＤ４を介してコンデンサＣ４を接続している。このコンデンサＣ４の両端には転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子Ｑ５と抵抗Ｒ４の直列回路を接続している。この抵抗Ｒ４の両端電圧が転流スイッチ素子Ｑ３のゲート・ソース間に印加されるように回路を構成している。

また、転流スイッチ素子Ｑ３のゲート・ソース間には転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ４を接続している。

転流スイッチ制御電圧生成回路４１は、チョークコイルＬ２に設けた２次巻線の電圧をダイオードＤ４で整流し、コンデンサＣ４に充電することによって、転流スイッチ素子Ｑ３に対して制御電圧を与えるための電圧を生成する。なお、この転流スイッチ制御電圧生成回路４１はこの構成に限らずどのような構成でも構わない。

上記コンデンサＣ５は転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子Ｑ５のゲート・ソース間容量との間で４次巻線Ｎ１４に発生する電圧を分圧するためのものであり、必須ではない。その他の構成は第１の実施形態で示したものと基本的に同一である。

図４は図３に示した同期整流型フォワードコンバータの主要部の波形図である。
図４中の（ａ）は主トランスＴ１の４次巻線Ｎ１４の両端電圧、（ｂ）は転流スイッチ素子Ｑ３のゲート・ソース間電圧、（ｃ）は整流スイッチ素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧の波形である。

図４中の各期間Ａ〜Ｅの状態は次のとおりである。
期間Ａ：Ｑ１オン期間、トランスオン期間
期間Ｂ：チョークコイルＬ２の反転期間、Ｑ１オフ期間、トランスオン期間
期間Ｃ：Ｑ３の寄生ダイオード導通期間
期間Ｄ：Ｑ１オフ期間、Ｑ３のオン期間
期間Ｅ：Ｑ４のオン期間
このように、スイッチング制御回路２３の制御により主スイッチ素子Ｑ１がオフすると、２次巻線Ｎ１２の起電圧が反転して整流スイッチ素子Ｑ２の制御端子電圧が反転するのでＱ２がオフする。また、制御用スイッチ素子駆動回路２４は主スイッチ素子Ｑ１のオンに同期して転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ４をオンする。これにより、Ｌ２→Ｑ３→Ｃ１→Ｌ２の経路で転流が生じる。
上記主スイッチ素子Ｑ１のオン・オフによって上記整流と転流を繰り返す。

仮に主トランスＴ１の４次巻線Ｎ１４で転流スイッチ素子Ｑ３を直接駆動した場合には、そのゲートが負電位にまで駆動されるが、この実施形態では図４に示したように転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子Ｑ５により間接的にＱ３を駆動するのでＱ３のゲートが負電位になることはなく、Ｑ３の駆動電力が低減できる。

また、仮に転流スイッチ素子Ｑ３がＮ１４で直接駆動された場合、Ｑ３の駆動端子を負電位に充電するためにＮ１４に流れる電流で１次巻線Ｎ１１に電流が流れて、主スイッチ素子Ｑ１のオン時にスイッチング損失が増大するが、この実施形態に係る構成ではＱ１のスイッチング損失も低減できる。

さらに、コンデンサＣ４の充電電圧以上に転流スイッチ素子Ｑ３の駆動電圧が上がらないので、Ｑ３ゲートへの過電圧印加を防ぐことができる。そのため、転流スイッチ素子Ｑ３としてゲート耐圧の低い素子を採用できる。

《第３の実施形態》
次に、第３の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの構成について、図５・図６を基に説明する。

図５は第３の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。図３に示した回路を異なるのは、主トランスＴ１の４次巻線Ｎ１４にコンデンサＣ５と抵抗Ｒ５からなる微分回路を接続し、その出力を転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子Ｑ５のゲートに接続している点である。その他の構成は図３に示したものと同様である。

このように４次巻線Ｎ１４の電圧を微分した信号で転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子Ｑ５を駆動することにより、Ｑ５および転流スイッチ素子Ｑ３のオンタイミングを早めることができ、Ｑ３の寄生ダイオードに電流が流れる期間（特に転流電流の流れ初めの大きな電流の通電時間）を短くでき、その分、整流回路による損失を低減できる。

図６は図５に示した同期整流型フォワードコンバータの主要部の波形図である。
図６中の（ａ）は主トランスＴ１の４次巻線Ｎ１４の両端電圧、（ｂ）はＱ５のゲート−Ｑ３のソース間電圧、（ｃ）はＱ３のゲート・ソース間電圧、（ｄ）はＱ２のゲート・ソース間電圧の波形である。図中の各期間Ａ〜Ｅの状態は第２の実施形態で図４に示したものと同様である。

図６の（ｂ）に示したＱ５のゲート−Ｑ３のソース間電圧は４次巻線Ｎ１４の両端電圧の微分波形とＱ３のゲート・ソース間電圧を加算した波形である。第１の実施形態では図４に示したように転流スイッチ素子Ｑ３のゲート・ソース間電圧がＱ３のゲートしきい値電圧に達するまでＱ３の寄生ダイオードを介して電流が流れる期間Ｃが比較的長く生じるが、この第２の実施形態では図６に示すようにＱ３のゲート・ソース間電圧の立ち上がりが急峻となるのでＱ３の寄生ダイオードの導通期間が短縮化できる。そのため、損失をさらに低減できる。

《第４の実施形態》
次に、第４の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの構成について、図７・図８を基に説明する。

図７は第４の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。図５に示した回路と異なるのは、主トランスＴ１の４次巻線Ｎ１４にコンデンサＣ５とダイオードＤ５からなる充電回路を接続し、転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子Ｑ５のゲートに対する逆電圧印加防止用のダイオードＤ６をコンデンサＣ５に対して直列に接続した点である。その他の構成は図５に示したものと同様である。

図８の（Ａ）は主スイッチ素子Ｑ１オン時とオフ時の電流経路を示す図である。図８の（Ａ）において、白抜きの矢印は主スイッチ素子Ｑ１のオン時に流れる電流の向きを表していて、この電流でコンデンサＣ５が充電される。またハッチングをつけた矢印は主スイッチ素子Ｑ１のオフ時の電流経路を示していて、この電流によってＣ５の充電電圧と４次巻線Ｎ１４の出力電圧が微分された電圧が転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子Ｑ５のゲートに印加されることになる。

このように、主スイッチ素子Ｑ１のオン時にダイオードＤ５を介する電流によってコンデンサＣ５が充電され、Ｑ１のオフ時にその充電電圧が主トランスＴ１の４次巻線Ｎ１４に発生する電圧に加算され、さらにそれが微分された電圧が転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子Ｑ５のゲートに印加される。これによって、転流スイッチ素子Ｑ３のオンタイミングをさらに早めることができる。

抵抗Ｒ５は転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子Ｑ５のゲート・ソース間容量に充電される電荷の放電用抵抗である。すなわち、転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ４のオン時に転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子Ｑ５のゲートとグランドとの間が抵抗Ｒ５を介して接続されることになり、Ｑ４がオンするとＱ５のゲート・ソース間容量の電荷が直ちに放電されてＱ５がオフする。そのため、Ｑ４・Ｑ５が同時オンすることはない。

ところで、図７に示した回路で、コンデンサＣ４→Ｑ５→Ｑ４→Ｃ４という電流ループが考えられる。仮に、Ｑ４・Ｑ５が同時にオンするとＣ４を放電する短絡電流が流れ、それによる損失およびＱ４・Ｑ５の発熱の問題が生じる。しかし、上述のようにＱ４・Ｑ５の同時にオンすることがないのでこの第４の実施形態ではその問題は生じない。

また、図８の（Ｂ）は図７に示した同期整流型フォワードコンバータの主要部の波形図である。

図８（Ｂ）中の（ａ）は主トランスＴ１の４次巻線Ｎ１４の両端電圧、（ｂ）はダイオードＤ６のアノード−Ｑ３のソース間電圧、（ｃ）はＱ５のゲート−Ｑ３のソース間電圧、（ｄ）はＱ３のゲート・ソース間電圧、（ｅ）はＱ２のゲート・ソース間電圧の波形である。

この（ｂ）のＤ６アノード−Ｑ３ソース間電圧は、Ｎ１４の両端電圧の微分波形である。また（ｃ）のＱ５ゲート−Ｑ３ソース間電圧は、上記微分波形をピークチャージした波形である。図中の各期間Ａ〜Ｅの状態は第２の実施形態で図４に示したものと同様である。

《第５の実施形態》
次に、第５の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの構成について、図９を基に説明する。
図７に示した例では、転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子Ｑ５としてＦＥＴを用いたが、この図９に示す例では、そのスイッチ素子Ｑ５としてＮＰＮトランジスタを用いている。また、それに伴い、転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子Ｑ５のベース−エミッタ間に抵抗Ｒ５を接続している。その他の構成は図７に示したものと同様である。
全体の動作は第４の実施形態の場合と同様であり、同様の効果を奏する。

《第６の実施形態》
次に、第６の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの構成について、図１０・図１１を基に説明する。

図１０はその回路図である。この図１０に示す同期整流型フォワードコンバータでは、単一のパルストランスＴ２を用いて、主スイッチ素子Ｑ１のオントリガパルスとオフトリガパルスを２次側に伝達するようにしている。パルストランスＴ２の２次巻線Ｎ２２にはダイオードＤ９，Ｄ１０によるダイオードブリッジを設けている。また、１次側のダイオードＤ７，Ｄ８はパルストランスＴ２のオン・オフ時の励磁をリセットする。またこの第６の実施形態では、第１〜第５の実施形態の場合と異なり、パルストランスＴ２から出力されるＱ１オンタイミング信号でＱ６をオンし、Ｑ７をオンすることによって、転流スイッチ制御電圧生成回路４１の出力電圧をＱ４のゲートに印加してＱ４をオンしている。

パルストランスＴ２の２次巻線Ｎ２２の一端とダイオードＤ９のカソードとの接続点と整流スイッチ制御用スイッチ素子Ｑ８のゲートとの間は逆流防止用のダイオードＤ１１を介して接続している。このＱ８のゲートとグランドとの間には抵抗Ｒ８を接続し、パルストランスＴ２の２次巻線Ｎ２２の他端とグランドとの間に抵抗Ｒ７を接続している。この２つの抵抗Ｒ７，Ｒ８は、主スイッチ素子Ｑ１のオフトリガパルス発生時のパルストランスＴ２の２次巻線Ｎ２２に発生する電圧を調整するための抵抗である。

パルストランスＴ２の２次巻線Ｎ２２の一端とダイオードＤ１０のカソードとの接続点と制御用スイッチ素子Ｑ６のゲートとの間は逆流防止用のダイオードＤ１３を介して接続している。このＱ６のゲートとグランドとの間に抵抗Ｒ１０を接続し、パルストランスＴ２の２次巻線Ｎ２２の他端とグランドとの間に抵抗Ｒ６を接続している。この２つの抵抗Ｒ６，Ｒ１０は、主スイッチ素子Ｑ１のオントリガパルス発生時のパルストランスＴ２の２次巻線Ｎ２２に発生する電圧を調整するための抵抗である。

制御用スイッチ素子Ｑ６のドレインと整流スイッチ制御用スイッチ素子Ｑ８のゲートの間にはダイオードＤ１２を接続している。このダイオードＤ１２により、Ｑ６オン時（Ｑ７オン時）にＱ８が必ずオフするため、Ｑ７とＱ８の同時オンが防止され、それによるＱ８の損失増加が防止できる。
その他の構成は図４に示したものと同様である。

図１１は図１０に示した同期整流型フォワードコンバータの主要部の波形図である。ここで、（ａ）は主スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧、（ｂ）は主トランスＴ１の１次巻線Ｎ１１の両端電圧、（ｃ）はパルストランスＴ２の２次巻線Ｎ２２の両端電圧のうちオフタイミングの信号、（ｄ）はそのオンタイミング（Ｑ６のオンタイミング）の信号、（ｅ）はＱ３のゲート電圧、（ｆ）はＱ２のゲート電圧の波形である。

図１１中に時間Ｔｂで示すように転流スイッチ素子Ｑ３は主スイッチ素子Ｑ１のオンおよび主トランスＴ１の電圧反転タイミングより先にオフし、時間Ｔｄで示すように整流スイッチ素子Ｑ２はＱ１の立ち上がり前に起動する。また、図１０に示したようにドライバ回路ＤＶを介して主スイッチ素子Ｑ１を駆動するようにしたことにより、時間Ｔｃで示すようにＱ１が整流スイッチ素子Ｑ２より速くオフし、Ｑ１のスイッチングロスが低減できる。また、整流スイッチ素子Ｑ２のオンが主スイッチ素子Ｑ１より早いため、主トランスＴ１の両端電圧が発生した際にＱ２のオン遅れでＱ４の寄生ダイオードを通じて流れる電流による損失が低減できる。

また、転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ４のオンを整流スイッチ素子Ｑ２のオン電圧で行うことにより、Ｑ２と転流スイッチ素子Ｑ３の同時オンと、主トランスＴ１の両端電圧発生が同時に起こって主トランスＴ１が短絡されるといったことが防止できる。因みに、整流スイッチ素子Ｑ２のゲート電圧が主トランスＴ１の巻線（２次巻線Ｎ１２）からとられている場合には、転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ４のゲートをＱ２のゲートにつないでも主トランスＴ１の電圧発生とＱ２・Ｑ３同時オン期間が重なるため上記短絡防止効果は得られない。

また、転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子Ｑ５のゲートと制御用スイッチ素子Ｑ６のドレインとをダイオードＤ１４を介して接続しているので、主スイッチ素子Ｑ１をオンする信号がパルストランスＴ２を介して２次側に伝達されると、ダイオードＤ１３を介して伝達される信号でＱ６がオンする。この時、制御用スイッチ素子Ｑ６のソースがグランドに落ちるために、ダイオードＤ１４を介して転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子Ｑ５のゲート・ソース間容量が放電され、Ｑ５がオフする。同時に、制御用スイッチ素子Ｑ６がオンすることにより制御用スイッチ素子Ｑ７がオンし、整流スイッチ素子Ｑ２および転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ４がオンする。したがって時間Ｔａで示すように、転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ４がオンする前に転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子Ｑ５はオフしていることになり、Ｑ４・Ｑ５の同時オンの問題は生じない。

《第７の実施形態》
次に、第７の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータについて図１２を基に説明する。

第２〜第６の実施形態で示した例では、転流スイッチ制御電圧生成回路４１として、２次側のチョークコイルＬ２の２次巻線に生じる電圧を整流平滑して転流スイッチ素子Ｑ３の制御電圧を得るようにしたが、この第７の実施形態ではその他の構成の転流スイッチ制御電圧生成回路を構成した例を示すものである。

図１２において、Ｑ３充電回路ＣＨは、第２〜第６の実施形態ではＱ３のゲートに接続した転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子Ｑ５に相当する回路である。

転流スイッチ制御電圧生成回路４１はダイオードＤ４およびコンデンサＣ４からなり、この転流スイッチ制御電圧生成回路４１に対して図中のａ，ｂ，ｃ，ｄの各点のいずれから電圧を供給してもＱ３充電回路ＣＨに供給する電圧（転流スイッチ制御電圧）を生成することができる。

なお、その際に転流スイッチ制御電圧生成回路４１のコンデンサＣ４に充電した電圧をレギュレータで昇圧するようにしてもよい。
また、主トランスＴ１の巻線（２次巻線Ｎ１２等）や別の巻線の出力にダイオード整流回路を設けて電源回路を構成してもよい。
さらに、出力端子３２の電圧を入力して別の電源回路を構成してもよい。

Claims

１次巻線と２次巻線を備えたトランスと、該トランスの１次巻線に直列に接続した主スイッチ素子と、前記トランスの２次巻線に対して直列に接続したチョークコイルと、出力端子間に並列に接続した平滑コンデンサと、前記トランスの２次巻線に対して直列に接続され、前記主スイッチ素子のオン／オフに同期してオン／オフする整流スイッチ素子と、前記主スイッチ素子のオン／オフに同期してオフ／オンし、オンによって前記チョークコイルの励磁エネルギの放出経路を構成する転流スイッチ素子と、前記主スイッチ素子のスイッチング制御を行うスイッチング制御回路と、を備えた同期整流型フォワードコンバータにおいて、
前記転流スイッチ素子に対する制御電圧を生成する転流スイッチ制御電圧生成回路と、
前記トランスの補助巻線に生じる電圧で制御され、前記転流スイッチ素子の制御端子に対する前記制御電圧の印加制御を行う転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子と、
前記転流スイッチ素子の制御端子に接続され、オンにより前記転流スイッチ素子の制御端子電圧を制御して該転流スイッチ素子をターンオフさせる転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子と、
前記主スイッチ素子のオンタイミング信号を前記トランスの１次側から２次側へ絶縁状態で伝送するとともに、前記２次側に伝送された主スイッチ素子オンタイミング信号で前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子をオンする制御用スイッチ素子駆動回路と、
を設けた同期整流型フォワードコンバータ。
前記トランスの補助巻線と前記転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子との間に駆動電圧調整用コンデンサを直列に接続した請求項１に記載の同期整流型フォワードコンバータ。
前記トランスの補助巻線にコンデンサと抵抗を含む微分回路を接続し、該微分回路の出力を前記転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子の制御端子に接続した請求項１に記載の同期整流型フォワードコンバータ。
前記トランスの補助巻線に前記コンデンサとダイオードからなる充電回路を接続し、前記転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子の制御端子に対する逆電圧印加防止用のダイオードを前記コンデンサに対して直列に接続した請求項３に記載の同期整流型フォワードコンバータ。
前記転流スイッチ制御電圧生成回路の出力と整流スイッチ素子の制御端子との間に整流スイッチ素子ターンオン制御用スイッチ素子を接続し、該整流スイッチ素子ターンオン制御用スイッチ素子の制御端子に前記主スイッチ素子のオン時に前記整流スイッチ素子ターンオン制御用スイッチ素子の制御端子にオン信号を印加するスイッチ素子を設け、
前記転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子の制御端子と前記整流スイッチ素子ターンオン制御用スイッチ素子の制御端子との間に前記転流スイッチターンオン制御用スイッチ素子に生じる寄生容量の電荷放電用ダイオードを接続した請求項４に記載の同期整流型フォワードコンバータ。