WO2022044091A1 - モジュラー・マルチレベル電力変換器およびモジュラー・マルチレベル電力変換システム - Google Patents

モジュラー・マルチレベル電力変換器およびモジュラー・マルチレベル電力変換システム Download PDF

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WO2022044091A1
WO2022044091A1 PCT/JP2020/031899 JP2020031899W WO2022044091A1 WO 2022044091 A1 WO2022044091 A1 WO 2022044091A1 JP 2020031899 W JP2020031899 W JP 2020031899W WO 2022044091 A1 WO2022044091 A1 WO 2022044091A1
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WO
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terminal
coil
arm
iron core
phase
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PCT/JP2020/031899
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English (en)
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明 阪東
隆彦 菊井
フランチェスコ キローシ
シルビオ リステギーニ
Original Assignee
日立三菱水力株式会社
株式会社タムラ製作所
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Publication date
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    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4835—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels comprising two or more cells, each including a switchable capacitor, the capacitors having a nominal charge voltage which corresponds to a given fraction of the input voltage, and the capacitors being selectively connected in series to determine the instantaneous output voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0064—Magnetic structures combining different functions, e.g. storage, filtering or transformation

Definitions

  • the present invention relates to a modular multi-level power converter (hereinafter referred to as "MMC converter” in the present invention).
  • MMC converter modular multi-level power converter
  • the DC side of two MMC converters is connected behind to form a frequency converter
  • the AC side of one MMC converter is used as the power system and the AC side of the other MMC converter is used as AC rotation.
  • It relates to a modular multi-level power conversion system suitable for connecting to an electric machine to form a variable speed power generation electric device.
  • the circuit of the MMC converter consists of a unit converter that generates a required voltage by controlling the modulation rate of the PWM converter that uses an energy storage element with voltage source characteristics such as a capacitor as the voltage source.
  • the voltage of the energy storage element of the unit converter fluctuates depending on the charge and discharge of the cycle determined by the AC frequency.
  • Six 2-terminal arms connected in series with this unit converter are provided, three of which are positive arms, the first terminal is connected to each phase terminal of the AC power supply, and the second terminal connected in a star shape is DC. Connect to the positive terminal of the power supply.
  • the remaining three units are used as negative arms, the second terminal is connected to each phase terminal of the AC power supply, and the first terminal connected in a star shape is connected to the negative terminal of the DC power supply.
  • the control of the MMC converter is current control that adjusts the arm current to an external AC current command and DC current command (hereinafter referred to as "converter current control” in the present invention), and PWM conversion provided in the unit converter.
  • a function to keep the average voltage of the energy storage element in equilibrium between unit converters by mutually adjusting the modulation factor of the device in the arm hereinafter referred to as “interstage control” in the present invention
  • energy storage in the arm hereinafter referred to as "interstage control” in the present invention
  • a function to keep the average voltage of the elements balanced between the arms hereinafter referred to as “phase balance control” in the present invention
  • DC a function to keep the average voltage of all energy storage elements at a set value
  • an inductive element that suppresses a current penetrating from the negative side arm to the positive side arm of each phase (hereinafter referred to as "penetration current" in the present invention). Is required.
  • Patent Document 1 in order to suppress the above-mentioned through current, three 2-terminal reactors are provided between the positive terminal of the DC power supply and the AC power supply terminal of each phase, and the negative terminal of the DC power supply and the AC power supply terminal of each phase. A method of providing three 2-terminal reactors between the two terminals is disclosed.
  • Patent Document 2 one 3-terminal reactor is provided in place of the two 2-terminal reactors connected to the AC power supply terminals of each phase in Patent Document 1, and the magnetomotive force of the two windings is subtracted with respect to the AC current.
  • a circuit method in which the magnetomotive force of two windings is added to the through current is disclosed.
  • FIG. 14 shows the configuration of the MMC converter 28 using the 2-terminal reactor of Patent Document 1.
  • Three two-terminal positive arm 7Ps are provided between the AC terminals U, V, W of the MMC converter 28 and the DC terminal P on the positive side, and the AC terminals U, V, W and the DC terminal N on the negative side are provided.
  • Three two-terminal negative arm 7Ns are provided between them, between the AC terminals U, V, W and the first terminal of the positive arm 7P, and between the AC terminals U, V, W and the second of the negative arm 7N.
  • a current transformer 10 is provided between the terminals, three 2-terminal reactors 29P are provided between the DC terminal P on the positive side of the MMC converter 28 and the second terminal of the positive arm 7P, and the DC on the negative side of the MMC converter 28.
  • Three 2-terminal reactors 29N are provided between the terminal N and the first terminal of the negative arm 7N.
  • the detected current (IP_U, IP_V, IP_W, IN_U, IN_V, IN_W) of the current transformer 10 is input to the converter current controller 11, and the alternating current (IAC_U, IAC_V, IAC_W) and the negative of each phase are input.
  • the through current (IPN_U, IPN_V, IPN_W) flowing from the side arm 7N to the positive arm 7P is calculated by the following equation.
  • IAC_U IP_U + IN_U
  • IAC_V IP_V + IN_V
  • IAC_W IP_W + IN_W
  • IPN_U (1/2) ⁇ (IP_U-IN_U)
  • IPN_V (1/2) ⁇ (IP_V-IN_V)
  • IPN_W (1/2) ⁇ (IP_W-IN_W)
  • the alternating current and through current are input, and the gate pulse to the positive side arm 7P and the negative side arm 7N of the two terminals is output.
  • an air-core reactor has been adopted as the 2-terminal reactor 29P and 29N of the MMC converter 28.
  • the iron core reactor is effective for downsizing the device, the iron core reactor was not adopted because the alternating current and the through current increase in inverse proportion to the inductance when the inductance decreases due to the saturation of the iron core.
  • the air-core reactor has a larger body than the iron-core reactor, and there is a risk of electromagnetic interference to the surroundings due to leakage magnetic flux. For this reason, a reactor is often installed in the shield chamber, which causes a problem of further increasing the size of the equipment.
  • the inductance value is increased to suppress the through current, the AC voltage drop determined by the product of this inductance value and the AC current increases, and especially when supplying invalid power to the AC side, the AC voltage drop is compensated.
  • FIG. 15 shows the configuration of the MMC converter 30 using the 3-terminal reactor of Patent Document 2.
  • the components common to the MMC converter 28 shown in FIG. 14 are numbered the same.
  • the components having the same numbers as those in FIG. 14 above are omitted from the description in order to avoid duplication.
  • a 3-terminal reactor 31U, 31V, 31W is provided between the AC terminals (U, V, W) of each phase, the first terminal of the positive arm 7P, and the second terminal of the negative arm 7N.
  • the configuration of the 3-terminal reactor 31 is shown in FIG.
  • the 3-terminal reactor 31 includes a winding (reactor coil) 33 and a winding 34, and is magnetically coupled by an iron core 35.
  • the iron core 35 is provided with a plurality of magnetic voids 36 made of a non-magnetic material in order to alleviate the saturation of the iron core.
  • the configuration of the winding 33 and the winding 34 is the same as that of the inner iron type 2-terminal DC reactor between the positive P terminal and the negative N terminal in the series 2-winding row configuration.
  • the connection point between the two windings 33 and the winding 34 is drawn out as an intermediate terminal C to serve as a third terminal.
  • the conventional 2-terminal DC reactor could be diverted as a 3-terminal reactor with minimal changes.
  • the 3-terminal reactor 31 using the iron core is expected to be smaller than the case of using the 2-terminal reactor 29 (29P, 29N) which is an air-core reactor.
  • the voltage drop due to the alternating current becomes the leakage inductance between the two windings, it is expected that the increase in the arm output voltage can be suppressed.
  • the alternating current flowing through the two windings acts in the demagnetizing direction, and the average magnetomotive force of the iron core magnetic path (M1 ⁇ M2 ⁇ M3 ⁇ M4 ⁇ M1) becomes zero.
  • the magnetic field distribution does not become zero.
  • the AC magnetic field between M2 and M3 of the iron core magnetic path shown in FIG. 16 has a positive or negative peak value
  • the AC magnetic field between M4 and M1 of the iron core magnetic path has the opposite polarity between M2 and M3 and is negative or positive. It becomes the peak value on the side.
  • FIG. 17 shows the circuit of the unit converter constituting the arm 7 (positive side arm 7P, negative side arm 7N).
  • the unit converter has a configuration in which an herb fridge circuit consisting of two self-extinguishing elements equipped with antiparallel diodes is connected to a capacitor.
  • the output voltage Vb of the unit converter is controlled to a required value by alternately turning on / off the gate signal GH to the upper self-extinguishing element and the gate signal GL to the lower self-extinguishing element.
  • the current flowing into the half-bridge circuit is the sum of the AC fundamental wave component Ib (peak value) and the DC component Id, excluding the harmonic component.
  • the capacitor voltage Vc fluctuates depending on the AC fundamental wave component and the charge / discharge controlled by the gate signals GH and GL.
  • the fluctuating frequency is twice the frequency of the AC fundamental wave.
  • the capacitor voltage Vc will be described as constant.
  • FIG. 18 describes a PWM control method for the unit converter.
  • ⁇ in the upper part of FIG. 18 is the modulation factor
  • the gate signals GH and GL are turned on and off depending on the magnitude relationship between the carrier wave and the modulated wave that fluctuate between 0 and 1.
  • the dead time required for the gate signals GH and GL can be set to 0.
  • the gate signals GH and GL have the waveforms shown in the middle stage.
  • the output voltage Vb of the unit converter is equal to the capacitor voltage Vc when the gate signal GH is on, and becomes 0 when the gate signal GL is on.
  • the PWM frequency which is the frequency of the carrier wave
  • the PWM frequency is set to infinity for simplicity, the likelihood of the modulation factor actually required is ignored for simplicity, and the lower limit of the modulation factor ⁇ is 0 and the upper limit is 1.
  • the output voltage Vb of the unit converter when it is assumed is shown. At this time, the AC component of the output voltage Vb of the unit converter becomes maximum. On the flip side, the required AC voltage can be output with the minimum capacitor voltage Vc. It is a condition of minimum DC voltage and maximum DC current to convert the required active power.
  • the AC output phase voltage peak value Vac_phase and the AC output current peak value IAC of the MMC converter are given by the following equation (2).
  • the coefficient 2 in the equation of the AC output current peak value IAC is the sum of the positive side arm 7P and the negative side arm 7N.
  • the DC voltage VDC of the MMC converter is the total of the positive side arm 7P and the negative side arm 7N
  • the DC current IDC is the total of the positive side arm 7P 3 units or the negative side arm 7N 3 units, so the formula (3) is used.
  • Equation (4) is obtained when considering the equilibrium of the active power under the condition of the power factor 1 in which the AC current is minimized, ignoring the loss of the MMC converter.
  • the AC component peak value of the magnetomotive force is more than twice the DC component magnetomotive force. Therefore, the magnetomotive force peak value of the 3-terminal reactor 31 is 1/3 or less of the magnetomotive force peak value of the 2-terminal reactor 29.
  • the 3-terminal reactor 31 composed of the winding 33, the winding 34, and the inner iron type iron core 35 designed on the assumption that the AC current magnetomotive force is smaller than the magnetomotive force due to the DC current is converted to MMC. It has been found that when it is used in the vessel 30, there is a problem that an excessive iron loss due to a drifting magnetic force and an excessive copper loss (coil current loss) due to an eddy current occur.
  • FIG. 20 shows a 3-terminal reactor 37 having a structure in which the intermediate terminal of a 2-terminal reactor using an outer iron type iron core is pulled out.
  • the two-divided winding 39 and the winding 40 from which the intermediate terminal C is pulled out wind around the iron core 38, and a plurality of voids 41 made of a non-magnetic material are provided in order to mitigate the influence of magnetic saturation.
  • 42 and 43 are iron cores through which the magnetic flux returns.
  • An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems and to provide a small-sized, low-loss modular multi-level power converter.
  • the winding of the outer iron type 2-terminal reactor is divided into two concentrically to form a 3-terminal reactor.
  • the P terminal side coil is wound inward and the N terminal side coil is wound outward with respect to the iron core.
  • the P terminal side coil may be wound outward and the N terminal side coil may be wound inward.
  • the magnetomotive force due to the alternating current shunted from the intermediate terminal C to the two windings is subtracted, and the magnetomotive force of the two windings due to the once-through current from the N terminal to the P terminal is added.
  • the leakage inductance of the outer coil of the same iron core becomes larger and unbalanced than the leakage inductance of the inner coil.
  • the fundamental wave current value can be controlled to the command value by the converter current control device 11, even if the leakage inductance unbalance rate of the outer coil and the inner coil becomes about 10 times, the non-theoretical harmonic due to the leakage inductance imbalance. It was found that the wave increase was suppressed to less than 1%.
  • the AC component of the through current of each phase is the second harmonic at the maximum, and the fourth harmonic is the next largest.
  • the majority of these components are generated by charging and discharging, which are indispensable for keeping the voltage of the capacitors that make up the unit converter constant.
  • the value of the second harmonic is about 5% of the fundamental wave of the arm current.
  • the crossing wire between the intermediate terminal C and the two windings can be minimized, and the crossing wire goes out of the iron core in parallel with the magnetic path. It has the effect of suppressing the leakage magnetic flux.
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a first embodiment of a modular multi-level power converter according to the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a circuit configuration of an arm (positive side arm, negative side arm).
  • FIG. 3 is a diagram showing a circuit configuration of a second embodiment of the modular multi-level power converter according to the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram showing a modular multi-level power conversion system according to a third embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing harmonics of each part current by the modular multi-level power conversion system of the third embodiment shown in FIG.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram when a symmetry accident occurs in an AC system during operation at the rating of the power generation mode in the modular multi-level power conversion system of the third embodiment shown in FIG.
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a first embodiment of a modular multi-level power converter according to the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a circuit configuration of an arm (positive side arm
  • FIG. 7 is a diagram showing voltage / current waveforms of the unit transformer.
  • FIG. 8 is a diagram showing an arm current waveform of the MMC converter.
  • FIG. 9 is a diagram showing waveforms of through current and direct current of the MMC converter.
  • FIG. 10 is an explanatory diagram when an asymmetric accident occurs in an AC system during operation at a power generation mode rating in the modular multi-level power conversion system of the third embodiment shown in FIG.
  • FIG. 11 is a diagram showing voltage / current waveforms of the unit transformer.
  • FIG. 12 is a diagram showing an arm current waveform of the MMC converter.
  • FIG. 13 is a diagram showing waveforms of through current and direct current of the MMC converter.
  • FIG. 14 is a diagram showing a configuration of a conventional MMC converter using a two-terminal reactor.
  • FIG. 15 is a diagram showing a configuration of a conventional MMC converter using a 3-terminal reactor.
  • FIG. 16 is a diagram showing the configuration of a 3-terminal reactor.
  • FIG. 17 is a diagram showing a circuit of a unit converter.
  • FIG. 18 is a diagram for explaining a PWM control method of the unit converter.
  • FIG. 19 is a diagram showing the relationship between the output voltage of the unit converter and the modulation factor.
  • FIG. 20 is a diagram showing a 3-terminal reactor having a structure in which an intermediate terminal of a 2-terminal reactor using an outer iron type iron core is pulled out.
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a first embodiment of a modular multi-level power converter (hereinafter referred to as an MMC converter) according to the present invention.
  • an MMC converter modular multi-level power converter
  • 3-terminal reactors 3-terminal iron core reactors
  • the U phase will be described below.
  • the iron core 5U With the P-side coil 3U on the inside and the N-side coil 4U on the outside, the iron core 5U is wound clockwise and counterclockwise, respectively.
  • the iron core 5U has a plurality of voids 6U made of a non-magnetic material.
  • the P side coil 3V, the N side coil 4V, the iron core 5V, and the void 6V have the same configuration as the U phase.
  • the P side coil 3W, the N side coil 4W, the iron core 5W, and the void 6W have the same configuration as the U phase.
  • the 7P and 7N are two-terminal arms with unit converters connected in series.
  • the first terminal A of the three positive arm 7Ps is connected to the three-terminal reactors 2U, 2V, and 2W UP, VP, and WP terminals.
  • the two terminals B are connected in a star shape and connected to the positive terminal P of the MMC converter 1.
  • the second terminal B of the remaining three negative arms 7N is connected to the UN, VN, WN terminals of the three terminal reactors 2U, 2V, 2W, and the first terminal A is connected in a star shape to the MMC converter 1. Connect to the negative terminal N.
  • the positive terminal P of the MMC converter 1 is fixed in potential by a grounding circuit that also serves as a DC voltage transformer consisting of a high resistance 8P and a current transformer 9P, and the negative terminal N is a DC consisting of a high resistance 8N and a current transformer 9N.
  • the potential is fixed by a grounding circuit that also serves as a voltage transformer. This has the effect of suppressing the ground potential of the neutral point of the AC terminal (U, V, W) and the effect of suppressing the ground potential of the iron cores 5U, 5V, 5W of the 3-terminal reactor 2U, 2V, 2W.
  • Reference numeral 10 is a current transformer, which detects the currents (IP_U, IP_V, IP_W, IN_U, IN_V, IN_W) of the 6 coils constituting the 3-terminal reactor 2U, 2V, 2W and outputs them to the converter current controller 11.
  • FIG. 2 is a diagram showing a circuit configuration of an arm 7 (positive side arm 7P, negative side arm 7N).
  • the arm 7 has a configuration in which N half bridge circuits 12 (N is a natural number) constituting a unit converter are connected in series between the first terminal A and the second terminal B.
  • N is a natural number
  • the half-bridge circuit 12 includes two terminals, a positive terminal Y and a negative terminal X, and connects the self-arc extinguishing elements 13H and 13L and the antiparallel diodes 14H and 14L constituting the bidirectional chopper circuit to the capacitor 15.
  • PWM control is performed based on the command from the converter current control device 11 so that the target voltage is output between the XY terminals by the firing / extinguishing command from the gate drive unit (GDU) 16H, 16L to the self-arc extinguishing elements 13H, 13L. ..
  • Reference numeral 17 is a voltage detector, and the voltage of the capacitor 15 is input to the converter current controller 11 via the signal converter (CONV) 18.
  • the three-terminal reactors 2U, 2V, and 2W can be dispersed, so that the degree of freedom in the arrangement of the MMC converter 1 can be ensured.
  • FIG. 3 is a diagram showing a circuit configuration of a second embodiment of the MMC converter according to the present invention.
  • the components common to the MMC converter 1 of the first embodiment shown in FIG. 1 are numbered the same.
  • the components common to the MMC converter 1 will be omitted in order to avoid duplication.
  • 19 is an MMC converter, and 51 is a 3-phase 5-legged iron core reactor.
  • the U-phase iron core 55U which is the first leg, is wound clockwise and counterclockwise, respectively.
  • the U-phase iron core 55U includes a plurality of voids 56U made of a non-magnetic material.
  • the P side coil 53V, the N side coil 54V, the iron core 55V as the second leg, and the void 56V have the same configuration as the U phase.
  • the P side coil 53W, the N side coil 54W, the iron core 55W as the third leg, and the void 56W have the same configuration as the U phase.
  • Reference numeral 20 is the 4th leg and 21 is the 5th leg. Divide it into two equal parts and flow.
  • the 7P and 7N are two-terminal arms with unit converters connected in series.
  • the first terminal A of the three positive arms 7P is connected to the UP, VP, and WP terminals of the three-phase five-legged iron core reactor 51, and the second is
  • the terminal B is connected in a star shape and connected to the positive terminal P of the MMC converter 19.
  • the second terminal B of the remaining three negative arms 7N is connected to the UN, VN, WN terminals of the three-phase five-legged iron core reactor 51, and the first terminal A is connected in a star shape to the negative of the MMC converter 19. Connect to the side terminal N.
  • the reactors of each phase can be integrated into one of the three-phase five-legged iron core reactor 51, so that the MMC converter 19 can be miniaturized.
  • FIG. 4 is a diagram showing a modular multi-level power conversion system according to a third embodiment, and is a circuit configuration when the MMC converter of the first embodiment or the MMC converter of the second embodiment is applied to a variable speed power generation motor device. Is shown.
  • 1T is the first MMC converter
  • 1G is the second MMC converter
  • two DC sides are connected behind
  • the AC terminals (U1, V1, W1) of the first MMC converter 1T are connected to the unit transformer 22.
  • the neutral terminal N of the star winding of the unit transformer 22 is directly grounded, and the three terminals (A, B, C) of the star winding are connected to the AC system 23.
  • the pump turbine 26 is directly connected to the rotating shaft of the AC rotating electric machine 24.
  • the pump turbine 26 has an open / close control function for the guide vanes 27.
  • FIG. 5 is a diagram showing the harmonics of the currents of each part by the modular multi-level power conversion system of the third embodiment shown in FIG. 4, in which the rated active power and rated power factor of the first MMC converter 1T are 0.85 (invalid). Power supply) Shows the current harmonics during operation. As a result, evaluation is performed during steady operation.
  • the fundamental wave of the arm current is alternating current with the upper and lower arms merging.
  • the majority of the odd-order harmonics are alternating current.
  • even-order harmonics which are particularly harmful to the system, do not flow out to the AC current side.
  • the second harmonic current is indispensable in order to maintain the average voltage while charging and discharging the capacitor 15 constituting the unit converter.
  • the odd-order harmonics of the direct current are 1.5 times the penetration current, which is suppressed to 1/2 of the ratio of the direct current.
  • the even-order harmonics of direct current IDC
  • the zero-phase magnetomotive forces of the second and fourth harmonics which are the largest, are canceled out and become zero.
  • the other even-order harmonics are equivalent to the penetration current (1.0 times), and are suppressed to 1/3 of the ratio of the direct current component.
  • the rate of increase in iron loss due to the harmonic components of the 4th and 5th legs of the 3-phase 5-leg iron core reactor 51 is higher than that of the 1st, 2nd, and 3rd legs. It gets smaller.
  • gaps 56U, 56V, and 56W are provided in the first leg iron core 55U, the second leg iron core 55V, and the third leg 55W of the three-phase five-legged iron core reactor 51 in order to suppress magnetic saturation.
  • the other iron cores including the iron core 20 of the fourth leg and the iron core 21 of the fifth leg have no voids.
  • the leakage magnetic flux can be reduced, and the current transformer 10 using a Hall element that is easily affected by the surrounding magnetic field can be installed near the three-phase five-legged iron core reactor 51, realizing miniaturization of the device. can.
  • the magnetic shield equipment of the three-phase five-legged iron core reactor 51 can be reduced.
  • the above is the evaluation of the steady operating state by harmonic analysis.
  • it is important to evaluate the operating state during a transient phenomenon.
  • operational reliability in a transient state when a ground fault failure spreads on the system side is important.
  • the transient phenomenon differs greatly depending on the pumping mode in which the active power is supplied from the AC system 23 and the power generation mode in which the active power is supplied to the AC system 23.
  • the ground fault failure mode that occurs in the AC system differs depending on whether the accident is symmetric or asymmetric.
  • FIG. 6 shows a case where a symmetry accident occurs in the AC system 23A during operation at the power generation mode rating (60 MVA, 15.4 kV, power factor 0.85) in the MMC converter system of the third embodiment shown in FIG. It is a figure.
  • the components with the same numbers as those in FIG. 4 have the same contents, and the description thereof will be omitted to avoid duplication.
  • FIG. 7 shows the voltage / current waveform of the unit transformer 22.
  • the upper row shows the AC system side voltage (V_AN, V_BN, V_CN) of the unit transformer 22.
  • the lower part shows the current (IAC_U, IAC_V, IAC_W) on the MMC converter 1T side of the unit transformer 22.
  • FIG. 8 shows the arm current waveform of the MMC converter 1T.
  • the upper row shows the positive arm current (IP_U, IP_V, IP_W), and the lower row shows the negative arm current (IN_U, IN_V, IN_W).
  • the peak value of the arm current reaches about 1.4 times the steady state.
  • the upper part of FIG. 9 shows the through current (IPN_U, IPN_V, IPN_W) waveform of the MMC converter 1T, and the lower part shows the direct current (IDC) waveform.
  • the peak value of the through current and the peak value of the DC current are the same as in the steady state.
  • FIG. 10 shows a case where an asymmetric accident occurs in the AC system 23B during operation at the pumping mode rating (60 MVA, 15.4 kV, power factor 0.85) in the MMC converter system of the third embodiment shown in FIG. It is a figure.
  • the components with the same numbers as those in FIG. 4 have the same contents, and the description thereof will be omitted to avoid duplication.
  • a ground fault occurs at time t1 in the 1st phase (1A) of the 1st line of the AC system consisting of 2 transmission lines and the same phase (2A) of the 2nd line, and 73 is closed. .. Subsequently, the circuit breaker 52 opens at time t2. At time t2, the A phase is opened, and the phase open operation is performed by the B phase and the C phase.
  • the transient phenomena of each part in this case are shown in FIGS. 11, 12, and 13.
  • FIG. 11 shows the voltage / current waveform of the unit transformer 22.
  • the upper row shows the AC system side voltage (V_AN, V_BN, V_CN) of the unit transformer 22.
  • the lower part shows the current (IAC_U, IAC_V, IAC_W) on the MMC converter 1T side of the unit transformer 22.
  • the A-phase winding of the unit transformer 22 is opened.
  • the A-phase voltage in the figure is an induced voltage from the delta winding side of the unit transformer 22.
  • FIG. 12 shows the arm current waveform of the MMC converter 1T.
  • the upper row shows the positive arm current (IP_U, IP_V, IP_W), and the lower row shows the negative arm current (IN_U, IN_V, IN_W).
  • the peak value of the arm current reaches about 1.7 times the steady state, which is larger than the peak value at the time of the symmetry accident in FIG.
  • the phenomenon that the current peak value at the time of an asymmetric accident is larger than that at the time of a symmetric accident is a phenomenon that generally occurs in MMC converters.
  • FIG. 13 shows the through current (IPN_U, IPN_V, IPN_W) waveform of the MMC converter 1T, and the lower part shows the direct current (IDC) waveform.
  • the peak value of the penetration current is suppressed to a value much smaller than the peak value of the arm current (about 1.7 times the steady state), but the peak value of the DC current is 1.05 times the steady state and 1 in the steady state. .1 times. Both are larger than the peak value at the time of the symmetric accident in FIG.
  • the peak value of the magnetomotive force is 1/3 when using 3 3-terminal reactors 2 because the alternating current is canceled out compared to the case where 6 2-terminal reactors 29 using the arm current as the magnetomotive force are used.
  • the following is possible to reduce the size of the device. Since the magnetomotive force peak value magnification at the time of system accident spread can be significantly reduced, it becomes easier to suppress the saturation of the iron core, and further miniaturization can be realized.
  • the harmonics for the zero phase can be suppressed, so that the device can be further miniaturized and the loss can be reduced.

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Abstract

ＭＭＣ変換器は、２端子アームをＰ端子側に３個、Ｎ端子側に３個備え、Ｐ端子側とＮ端子側のアームの間の誘導素子は、同心円状に鉄心脚を巻き回したＵＰ，ＵＮコイルを備えたリアクトル、同心円状に鉄心脚を巻き回したＶＰ，ＶＮコイルを備えたリアクトル、同心円状に鉄心脚を巻き回したＷＰ，ＷＮコイルを備えたリアクトルを含み、ＵＰコイルの第１端子とＵＮコイルの第２端子、ＶＰコイルの第１端子とＶＮコイルの第２端子、ＷＰコイルの第１端子とＷＮコイルの第２端子を接続し、ＵＰコイルの第２端子をＵＰアームの第１端子、ＵＮコイルの第１端子をＵＮアームの第２端子、ＶＰコイルの第２端子をＶＰアームの第１端子、ＶＮコイルの第１端子をＶＮアームの第２端子、ＷＰコイルの第２端子をＷＰアームの第１端子、ＷＮコイルの第１端子をＷＮアームの第２端子に接続し、Ｎ端子からＰ端子への貫通電流により鉄心脚が励磁される方向に各コイルを巻き回す。

Description

モジュラー・マルチレベル電力変換器およびモジュラー・マルチレベル電力変換システム
　本発明は、モジュラー・マルチレベル電力変換器（以下、本発明では「ＭＭＣ変換器」と称する。）に関する。特に２台のＭＭＣ変換器の直流側を背後接続して周波数変換装置を構成し、１台のＭＭＣ変換器の交流側を電力系統に、他の１台のＭＭＣ変換器の交流側を交流回転電気機械に接続して可変速発電電動装置を構成するのに好適なモジュラー・マルチレベル電力変換システムに関する。
　ＭＭＣ変換器の回路は、コンデンサなどの電圧源特性のエネルギー蓄積素子を電圧源とするＰＷＭ変換器の変調率を制御することによって所要の電圧を発生させる単位変換器からなる。単位変換器のエネルギー蓄積素子の電圧は、交流周波数で決まる周期の充放電によって変動する。この単位変換器を直列接続した２端子アームを６台設け、このうち３台を正側アームとし、その第１端子を交流電源の各相端子に接続し、星形結線した第２端子を直流電源の正側端子に接続する。残り３台を負側アームとし、その第２端子を交流電源の各相端子に接続し、星形結線した第１端子を直流電源の負側端子に接続する。
　ＭＭＣ変換器の制御は、外部からの交流電流指令と直流電流指令にアーム電流を調整する電流制御（以下、本発明では「変換器電流制御」と称する。）、単位変換器に設けたＰＷＭ変換器の変調率をアーム内で相互調整することによってエネルギー蓄積素子の平均電圧を単位変換器間で平衡に保つ機能（以下、本発明では「段間制御」と称する。）、アーム内のエネルギー蓄積素子の平均電圧をアーム間で平衡に保つ機能（以下、本発明では「相間平衡制御」と称する。）、全てのエネルギー蓄積素子の平均電圧を設定値に保つ機能（以下、本発明では「直流電圧制御」と称する。）からなる。上記の相間平衡制御と直流電圧制御を実現するためには、各相の負側アームから正側アームに貫通する電流（以下、本発明では「貫通電流」と称する。）を抑制する誘導性素子が必要となる。
　特許文献１では、上記の貫通電流を抑制するために直流電源の正側端子と各相の交流電源端子の間に２端子リアクトルを３台、直流電源の負側端子と各相の交流電源端子の間に２端子リアクトルを３台設ける方式が開示されている。
　特許文献２では、特許文献１で各相の交流電源端子に接続された２端子リアクトル２台に代えて１台の３端子リアクトルを設け、交流電流に対しては２巻線の起磁力を減算、貫通電流に対しては２巻線の起磁力を加算する回路方式が開示されている。
特許第５１８９１０５号公報 特許第６２４３０８３号公報
　特許文献１の２端子リアクトルを用いたＭＭＣ変換器２８の構成を図１４に示す。ＭＭＣ変換器２８の交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗと正側の直流端子Ｐの間に３台の２端子の正側アーム７Ｐを設け、交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗと負側の直流端子Ｎの間に３台の２端子の負側アーム７Ｎを設け、交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗと前記正側アーム７Ｐの第１端子間、交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗと前記負側アーム７Ｎの第２端子間に電流変成器１０を設け、ＭＭＣ変換器２８の正側の直流端子Ｐと前記正側アーム７Ｐの第２端子間に２端子リアクトル２９Ｐを３台、ＭＭＣ変換器２８の負側の直流端子Ｎと前記負側アーム７Ｎの第１端子間に２端子リアクトル２９Ｎを３台設ける。
　以上の構成で、電流変成器１０の検出電流（IP_U、IP_V、IP_W、IN_U、IN_V、IN_W）を変換器電流制御装置１１に入力し、交流電流（IAC_U、IAC_V、IAC_W）と各相の負側アーム７Ｎから正側アーム７Ｐに流れる貫通電流（IPN_U、IPN_V、IPN_W）を次式で演算する。
　　　IAC_U＝IP_U＋IN_U
　　　IAC_V＝IP_V＋IN_V
　　　IAC_W＝IP_W＋IN_W
　　　IPN_U＝（１／２）×（IP_U－IN_U）
　　　IPN_V＝（１／２）×（IP_V－IN_V）
　　　IPN_W＝（１／２）×（IP_W－IN_W）
　この交流電流と貫通電流を入力して、２端子の正側アーム７Ｐおよび負側アーム７Ｎへのゲートパルスを出力する。
　従来は、ＭＭＣ変換器２８の２端子リアクトル２９Ｐおよび２９Ｎとして空芯リアクトルが採用されてきた。装置の小型化のためには鉄心リアクトルが有効であるが、鉄心飽和によってインダクタンスが減少すると、インダクタンスに反比例して交流電流および貫通電流が増えるため、鉄心リアクトルは採用されなかった。空芯リアクトルは、本体が鉄心リアクトルに比べて大型である上に、漏洩磁束による周辺への電磁障害リスクがあった。このため、シールド室内にリアクトルを設置する場合も多く、更に設備の大型化を招く課題があった。
　また、貫通電流を抑制するためにインダクタンス値を増やすと、このインダクタンス値と交流電流の積で決まる交流電圧降下が増大し、特に交流側に無効電力を供給する場合、交流電圧降下を補償するためにアーム（正側アーム７Ｐ，負側アーム７Ｎ）の出力電圧を増やす必要があり、更に装置の大型化を招く課題があった。
　特許文献２の３端子リアクトルを用いたＭＭＣ変換器３０の構成を図１５に示す。図１４に示すＭＭＣ変換器２８と共通の構成要素には同じ番号を付している。前の図１４と同じ番号の構成要素は重複を避けるため説明を省略する。
　各相の交流端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）、正側アーム７Ｐの第１端子、負側アーム７Ｎの第２端子間に３端子リアクトル３１Ｕ，３１Ｖ，３１Ｗを設ける。各相の交流端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を３端子リアクトル３１（３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗ）の中間端子（ＵＣ、ＶＣ、ＷＣ）に接続し、３台の正側アーム７Ｐの第１端子を３端子リアクトル３１の正側端子（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ）に接続し、３台の負側アーム７Ｎの第２端子を３端子リアクトル３１の負側端子（ＵＮ、ＶＮ、ＷＮ）に接続する。
　３端子リアクトル３１の構成を図１６に示す。３端子リアクトル３１は、巻線（リアクトルコイル）３３と巻線３４を備え、鉄心３５で磁気結合されている。鉄心３５には、鉄心飽和を緩和するために非磁性体からなる磁気的な空隙３６を複数設けている。
　巻線３３と巻線３４の構成は、直列２巻線列構成で正側Ｐ端子と負側Ｎ端子間の内鉄型の２端子直流リアクトルと同一である。２つの巻線３３と巻線３４の接続点を中間端子Ｃとして引き出して第３の端子としている。
　これにより、従来の２端子直流リアクトルから最小限の変更で３端子リアクトルとして流用することが期待された。また、鉄心を用いた３端子リアクトル３１により、空芯リアクトルである２端子リアクトル２９（２９Ｐ、２９Ｎ）を用いる場合よりも装置の小型化が期待された。また、交流電流による電圧降下が２巻線間の漏れインダクタンス分になるため、アーム出力電圧の増加を抑制できることが期待された。
　しかし、２端子の直流リアクトルに中間端子を引き出した構成の３端子リアクトル３１をＭＭＣ変換器に採用する場合、次のような課題がある。
　図１６に示す３端子リアクトル３１の端子Ｃから端子Ｐと端子Ｎに２分流する交流電流は、各々巻線３３と巻線３４で鉄心３５を磁化する。２巻線を流れる交流電流は減磁方向に作用し、鉄心磁路（Ｍ１→Ｍ２→Ｍ３→Ｍ４→Ｍ１）の起磁力平均値は零になる。しかし、磁界分布は零にならない。図１６に示す鉄心磁路のＭ２とＭ３間で交流磁界は正側あるいは負側のピーク値となり、鉄心磁路のＭ４とＭ１間の交流磁界はＭ２とＭ３間と反対極性で負側あるいは正側のピーク値となる。
　ＭＭＣ変換器に採用する場合、各巻線の貫通電流による一定極性の起磁力に比べて交流電流による交番起磁力のピーク値の絶対値の方が必ず大きくなる。以下、この理由について図１７、図１８および図１９を用いて説明する。
　図１７にアーム７（正側アーム７Ｐ、負側アーム７Ｎ）を構成する単位変換器の回路を示す。単位変換器は逆並列ダイオードを備えた自己消弧素子２個からなるハーブフリッジ回路をコンデンサに接続した構成である。上側の自己消弧素子へのゲート信号ＧＨと下側の自己消弧素子へのゲート信号ＧＬを交互にオン・オフすることによって、単位変換器の出力電圧Ｖｂを所要の値に制御する。ＭＭＣ変換器の場合、ハーフブリッジ回路に流れ込む電流は、高調波成分を除くと交流基本波成分Ｉｂ（ピーク値）と直流成分Ｉｄの和となる。コンデンサ電圧Ｖｃは交流基本波成分とゲート信号ＧＨ，ＧＬで制御される充放電で変動する。変動周波数は交流基本波周波数の２倍の周波数となる。ここでは、簡単のためにコンデンサ電圧Ｖｃは一定として説明する。
　図１８で単位変換器のＰＷＭ制御方法を説明する。
　図１８の上段のαは変調率で、０と１の間で変動する搬送波と変調波の大小関係で、ゲート信号ＧＨとＧＬをオン・オフする。簡単のため、ゲート信号ＧＨとＧＬに必要なデッドタイムを０にできると仮定して説明する。すると、ゲート信号ＧＨとＧＬは中段に示す波形となる。単位変換器の出力電圧Ｖｂは、下段に示すようにゲート信号ＧＨがオンの時にコンデンサ電圧Ｖｃに等しく、ゲート信号ＧＬがオンの時に０となる。
　図１９は、簡単のために搬送波の周波数であるＰＷＭ周波数を無限大とし、簡単のため実際に必要な変調率の尤度は無視し、変調率αの下限は０、上限は１で運用できるものとした時の単位変換器の出力電圧Ｖｂを示す。この時、単位変換器の出力電圧Ｖｂの交流分は最大となる。裏を返すと、最小のコンデンサ電圧Ｖｃで所要の交流電圧を出力ができる。所要の有効電力を変換するのに直流電圧最小、直流電流最大の条件となる。
　以下、交流電流が最小、直流電流が最大となる場合について、単位変換器の交流電流と直流電流の大小比較する。図１９の下段より、単位変換器の出力電圧Ｖｂの交流分ピーク値をＶｂ＿ａｃ、直流分をＶｂ＿ｄｃとすると式（１）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、アーム７を構成する単位変換器の直列接続数をＮとすると、ＭＭＣ変換器の交流出力相電圧ピーク値Ｖａｃ＿ｐｈａｓｅと交流出力電流ピーク値ＩＡＣは下記の式（２）となる。ここで、交流出力電流ピーク値ＩＡＣの式の係数２は、正側アーム７Ｐと負側アーム７Ｎの和となることによる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ＭＭＣ変換器の直流電圧ＶＤＣは正側アーム７Ｐと負側アーム７Ｎの合計となり、直流電流ＩＤＣは正側アーム７Ｐ３台の合計あるいは負側アーム７Ｎ３台の合計となるので式（３）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここで、簡単のためにＭＭＣ変換器の損失を無視し、交流電流が最小となる力率１の条件で有効電力の平衡を考えると式（４）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　以上より、アーム７を流れる交流電流のピーク値Ｉｂと直流電流Ｉｄの関係は式（５）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　以上の通り、起磁力の交流分ピーク値は直流分起磁力の２倍以上となる。従って、３端子リアクトル３１の起磁力ピーク値は、２端子リアクトル２９の起磁力ピーク値の１／３以下となる。一方で、直流電流による起磁力に比べて交流電流起磁力の方が小さいことを前提に設計した巻線３３と巻線３４および内鉄型の鉄心３５で構成された３端子リアクトル３１をＭＭＣ変換器３０に採用すると、漂遊磁束による過大な鉄損と、渦電流による過大な銅損（コイル電流損失）が発生する課題のあることが分かった。
　図２０に外鉄型鉄心を使う２端子リアクトルの中間端子を引き出した構造の３端子リアクトル３７を示す。中間端子Ｃを引き出した２分割の巻線３９と巻線４０が鉄心３８を巻き回し、磁気飽和の影響を緩和するために非磁性体からなる空隙４１を複数設ける。４２と４３は磁束帰路を流す鉄心である。
　以上の外鉄型鉄心の３端子リアクトル３７をＭＭＣ変換器に適用した場合でも、正側と負側の巻線が磁束経路上で分散配置されるため、内鉄型の３端子リアクトル漂遊磁束による過大な鉄損と、渦電流による過大な銅損（コイル電流損失）が発生する課題があることが分かった。
　本発明の目的は、上記の課題を解決し、小型で低損失のモジュラー・マルチレベル電力変換器を提供することにある。
　上記の目的を達成するため、空芯リアクトルに代えて鉄心リアクトルで小型化し、発生損失を減らし、系統地絡故障波及時の鉄心飽和を抑制して過電流を抑制するのに好適なリアクトルを提供する。
　このため、外鉄型の２端子リアクトルの巻線を同心円状に２分割して３端子リアクトルを構成する。鉄心に対してＰ端子側コイルを内側に、Ｎ端子側コイルを外側に巻き回す。反対にＰ端子側コイルを外側に、Ｎ端子側コイルを内側に巻きまわしてもよい。中間端子Ｃから２巻線に分流する交流電流による起磁力は減算され、Ｎ端子からＰ端子への貫流電流による２巻線の起磁力は加算されるように構成する。
　同心円状に２分割した巻線構成を採用すると、同一鉄心の外側コイルの漏れインダクタンスは内側コイルの漏れインダクタンスよりも大きく不平衡になる。しかし、２巻線の漏れインダクタンス合計を有効インダクタンスの１０分の１以下に抑えることが可能である。また、変換器電流制御装置１１によって基本波電流値を指令値に制御できるため、外側コイルと内側コイルの漏れインダクタンス不平衡率が１０倍程度になっても、漏れインダクタンスの不平衡による非理論高調波の増加は１％以下に抑えられることが分かった。
　以上より、外鉄型鉄心に同心円状に内側コイルと外側コイルを備えることにより異常損失を抑えることができ、ＭＭＣ変換器の高調波をほとんど増加させずに運転することができる。
　各相の貫通電流の交流成分は第２調波が最大、次に大きいのが第４調波である。これらの成分の過半は単位変換器を構成するコンデンサの電圧を一定に保つために不可欠な充放電によって発生する。第２調波の値はアーム電流の基本波の５％程度になる。
　しかし、この充放電による第２調波と第４調波の零相分は相殺されることが分かった。その他の偶数次調波は各相の起磁力の代数和の１／３に抑えられることが分かった。また、各相の貫通電流の奇数次高調波の代数和に対し、零相分は１／２に抑制されることが分かった。
　以上より、ＭＭＣ変換器の場合は、第４脚と第５脚を設けて零相磁束の帰路とし、３相５脚６巻線のリアクトルを採用することにより、各相に３台の外鉄型２巻線構成の３端子リアクトルを設ける場合よりも、更に小型化と低損失化を実現できる。
　本発明にかかるモジュラー・マルチレベル電力変換器は、外鉄型鉄心に同心円状に２巻線を配置した３端子リアクトルを各相に設置することによって２巻線を鉄心磁路方向に配置した場合に発生する異常損失を防止する効果がある。
　更には、一方のコイルを時計方向、もう片方を反時計方向とすることによって、中間端子Ｃと２巻線間の亘り線を最短にでき、亘り線が磁路に平行に鉄心外部に出ることによる漏洩磁束を抑える効果がある。
　更には、零相磁束の帰路となる第４脚、第５脚を備えた３相５脚６巻線のリアクトルを用いることによって、各相に設けた外鉄型リアクトルの帰路に発生する高調波による損失を低減する効果がある。
図１は、本発明にかかるモジュラー・マルチレベル電力変換器の実施例１の回路構成を示す図である。 図２は、アーム（正側アーム、負側アーム）の回路構成を示す図である。 図３は、本発明にかかるモジュラー・マルチレベル電力変換器の実施例２の回路構成を示す図である。 図４は、実施例３にかかるモジュラー・マルチレベル電力変換システムを示す図である。 図５は、図４に示す実施例３のモジュラー・マルチレベル電力変換システムによる各部電流の高調波を示す図である。 図６は、図４に示す実施例３のモジュラー・マルチレベル電力変換システムにおいて発電モードの定格で運転中に交流系統で対称事故が発生した場合の説明図である。 図７は、ユニット変圧器の電圧・電流波形を示す図である。 図８は、ＭＭＣ変換器のアーム電流波形を示す図である。 図９は、ＭＭＣ変換器の貫通電流および直流電流の波形を示す図である。 図１０は、図４に示す実施例３のモジュラー・マルチレベル電力変換システムにおいて発電モードの定格で運転中に交流系統で非対称事故が発生した場合の説明図である。 図１１は、ユニット変圧器の電圧・電流波形を示す図である。 図１２は、ＭＭＣ変換器のアーム電流波形を示す図である。 図１３は、ＭＭＣ変換器の貫通電流および直流電流の波形を示す図である。 図１４は、２端子リアクトルを用いた従来のＭＭＣ変換器の構成を示す図である。 図１５は、３端子リアクトルを用いた従来のＭＭＣ変換器の構成を示す図である。 図１６は、３端子リアクトルの構成を示す図である。 図１７は、単位変換器の回路を示す図である。 図１８は、単位変換器のＰＷＭ制御方法を説明するための図である。 図１９は、単位変換器の出力電圧と変調率との関係を示す図である。 図２０は、外鉄型鉄心を使う２端子リアクトルの中間端子を引き出した構造の３端子リアクトルを示す図である。
　以下に、本発明にかかるモジュラー・マルチレベル電力変換器およびモジュラー・マルチレベル電力変換システムの実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施例によりこの発明が限定されるものではない。
　図１は、本発明にかかるモジュラー・マルチレベル電力変換器（以下、ＭＭＣ変換器と称する。）の実施例１の回路構成を示す図である。図１では、上述した図１４に示すＭＭＣ変換器２８、図１５に示すＭＭＣ変換器３０と共通の構成要素に同じ番号を付している。ＭＭＣ変換器２８，３０と共通の構成要素については重複を避けるために説明を省略する。
　１はＭＭＣ変換器で、２Ｕ，２Ｖ，２Ｗは交流各相に設けた３端子鉄心リアクトル（以下、３端子リアクトルと称する。）である。
　以下、Ｕ相について説明する。Ｐ側コイル３Ｕを内側に、Ｎ側コイル４Ｕを外側にして、各々時計方向・半時計方向に鉄心５Ｕを巻き回す。鉄心５Ｕは非磁性体からなる空隙６Ｕを複数備えている。
　Ｖ相については、Ｐ側コイル３Ｖ、Ｎ側コイル４Ｖ、鉄心５Ｖ、空隙６ＶはＵ相と同様の構成である。Ｗ相については、Ｐ側コイル３Ｗ、Ｎ側コイル４Ｗ、鉄心５Ｗ、空隙６ＷはＵ相と同様の構成である。
　３端子リアクトル２Ｕ，２Ｖ，２ＷのＵＣ，ＶＣ，ＷＣ端子と交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗを接続する。
　７Ｐと７Ｎは単位変換器を直列接続した２端子のアームで、３台の正側アーム７Ｐの第１端子Ａを３端子リアクトル２Ｕ，２Ｖ，２ＷのＵＰ，ＶＰ，ＷＰ端子と接続し、第２端子Ｂを星形接続してＭＭＣ変換器１の正側端子Ｐに接続する。また、残り３台の負側アーム７Ｎの第２端子Ｂを３端子リアクトル２Ｕ，２Ｖ，２ＷのＵＮ，ＶＮ，ＷＮ端子と接続し、第１端子Ａを星形接続してＭＭＣ変換器１の負側端子Ｎに接続する。
　ＭＭＣ変換器１の正側端子Ｐは高抵抗８Ｐと電流変成器９Ｐからなる直流電圧変成器を兼ねた接地回路で電位固定し、負側端子Ｎは高抵抗８Ｎと電流変成器９Ｎからなる直流電圧変成器を兼ねた接地回路で電位固定する。これにより、交流端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）の中性点の対地電位を抑える効果、３端子リアクトル２Ｕ，２Ｖ，２Ｗの鉄心５Ｕ，５Ｖ，５Ｗの対地電位を抑える効果がある。
　１０は電流変成器で、３端子リアクトル２Ｕ，２Ｖ，２Ｗを構成する６コイルの電流（IP_U、IP_V、IP_W、IN_U、IN_V、IN_W）を検出して変換器電流制御装置１１に出力する。
　図２は、アーム７（正側アーム７Ｐ、負側アーム７Ｎ）の回路構成を示す図である。
　アーム７は、第１端子Ａと第２端子Ｂの間に単位変換器を構成するハーフブリッジ回路１２をＮ個（Ｎは自然数）直列接続した構成である。なお、図２では、「Ｎｏ．ｉ」のハーフブリッジ回路１２以外については回路構成の記載を省略している。
　ハーフブリッジ回路１２は正側端子Ｙと負側端子Ｘの２端子を備え、双方向チョッパ回路を構成する自己消弧素子１３Ｈ，１３Ｌ、逆並列ダイオード１４Ｈ，１４Ｌをコンデンサ１５に接続する。
　ゲートドライブユニット（ＧＤＵ）１６Ｈ，１６Ｌから自己消弧素子１３Ｈ，１３Ｌへの点弧・消弧指令で目標電圧をＸＹ端子間に出力するよう、変換器電流制御装置１１からの指令に基づきＰＷＭ制御する。
　１７は電圧検出器で、信号変換器（ＣＯＮＶ）１８を経由してコンデンサ１５の電圧を変換器電流制御装置１１に入力する。
　以上の実施例１のＭＭＣ変換器１によれば、３端子リアクトル２Ｕ，２Ｖ，２Ｗを分散できるので、ＭＭＣ変換器１の配置の自由度を確保することができる。
　図３は、本発明にかかるＭＭＣ変換器の実施例２の回路構成を示す図である。図３では、図１に示す実施例１のＭＭＣ変換器１と共通の構成要素に同じ番号を付している。ＭＭＣ変換器１と共通の構成要素については重複を避けるために説明を省略する。
　１９はＭＭＣ変換器で、５１は３相５脚鉄心リアクトルである。
　Ｕ相のＰ側コイル５３Ｕを内側に、Ｕ相のＮ側コイル５４Ｕを外側にして第１脚となるＵ相の鉄心５５Ｕを、各々時計方向・半時計方向に巻き回す。Ｕ相の鉄心５５Ｕは非磁性体からなる空隙５６Ｕを複数備えている。
　Ｖ相については、Ｐ側コイル５３Ｖ、Ｎ側コイル５４Ｖ、第２脚となる鉄心５５Ｖ、空隙５６ＶはＵ相と同様の構成である。Ｗ相については、Ｐ側コイル５３Ｗ、Ｎ側コイル５４Ｗ、第３脚となる鉄心５５Ｗ、空隙５６ＷはＵ相と同様の構成である。
　２０は第４脚、２１は第５脚であり、第１脚から第３脚を巻き回すコイル電流による起磁力によって発生する零相磁束が第４脚の鉄心２０と第５脚の鉄心２１に２等分して流れる。
　３相５脚鉄心リアクトル５１のＵＣ，ＶＣ，ＷＣ端子と交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗを接続する。
　７Ｐと７Ｎは単位変換器を直列接続した２端子のアームで、３台の正側アーム７Ｐの第１端子Ａを３相５脚鉄心リアクトル５１のＵＰ，ＶＰ，ＷＰ端子と接続し、第２端子Ｂを星形接続してＭＭＣ変換器１９の正側端子Ｐに接続する。また、残り３台の負側アーム７Ｎの第２端子Ｂを３相５脚鉄心リアクトル５１のＵＮ，ＶＮ，ＷＮ端子と接続し、第１端子Ａを星形接続してＭＭＣ変換器１９の負側端子Ｎに接続する。
　以上の実施例２のＭＭＣ変換器１９によれば、各相のリアクトルを３相５脚鉄心リアクトル５１の１台に集約できるので、ＭＭＣ変換器１９を小型化することができる。
　図４は、実施例３にかかるモジュラー・マルチレベル電力変換システムを示す図であり、実施例１のＭＭＣ変換器または実施例２のＭＭＣ変換器を可変速発電電動装置に適用する場合の回路構成を示す。
　１Ｔは第１のＭＭＣ変換器、１Ｇは第２のＭＭＣ変換器、２台の直流側を背後接続し、第１のＭＭＣ変換器１Ｔの交流端子（Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１）をユニット変圧器２２のデルタ巻線側３端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）に接続する。ユニット変圧器２２のスター巻線の中性端子Ｎを直接接地し、スター巻線の３端子（Ａ、Ｂ、Ｃ）を交流系統２３に接続する。
　第２のＭＭＣ変換器１Ｇの交流端子（Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２）を交流回転電気機械２４の３相交流端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）に接続する。交流回転電気機械２４の電機子中性点は高抵抗２５を介して接地する。
　図４の実施例では、交流回転電気機械２４の回転軸にポンプ水車２６を直結する。ポンプ水車２６は案内羽根２７の開閉制御機能を有する。第２のＭＭＣ変換器１Ｇの交流出力を可変周波数にすることにより、ポンプ水車２６の可変速運転を実現する。
　図５は、図４に示す実施例３のモジュラー・マルチレベル電力変換システムによる各部電流の高調波を示す図で、第１のＭＭＣ変換器１Ｔの定格有効電力、定格力率０．８５（無効電力供給）運転時の電流高調波を示す。これにより、定常運転時の評価を行う。
　図５の上から第１段は、図１，図３に示すアーム電流（IP_U、IP_V、IP_W、IN_U、IN_V、IN_W）の平均実効値を示し、基本波（ｎ＝１）実効値を基準に表示する。図５の上から第２段は、図１，図３に示す交流電流（IAC_U、IAC_V、IAC_W）の平均実効値を示し、基本波（ｎ＝１）実効値を基準に表示する。図５の上から第３段は、各相の貫通電流（IPN_U、IPN_V、IPN_W）の平均実効値を示し、アーム電流基本波（ｎ＝１）実効値、即ち交流電流基本波の１／２を基準に表示する。図５の上から第４段は、図１，図３に示す直流電流（IDC）の各次調波の実効値を示し、アーム電流基本波（ｎ＝１）実効値を基準に表示する。
　正側アーム電流（IP_U、IP_V、IP_W）と負側アーム電流（IN_U、IN_V、IN_W）と交流電流（IAC_U、IAC_V、IAC_W）の比較から、アーム電流の基本波は上下アームが合流して交流電流となる他、奇数次調波の過半が交流電流となっている。一方で、系統に特に有害とされる偶数次調波は交流電流側に流出していない。系統に流出すると有害な偶数次調波電流であるが、単位変換器を構成するコンデンサ１５を充放電させながら平均電圧を維持するためには第２次調波電流が必須である。
　貫通電流（IPN_U、IPN_V、IPN_W）と直流電流（IDC）を比較すると、貫通電流の直流分の３相合計が直流電流（IDC）の直流分となり、直流電流（IDC）と貫通電流の振幅（実効値）比は３倍となる。
　一方、直流電流（IDC）の奇数次調波は貫通電流の１．５倍となり、直流分の比率の１／２に抑えられている。
　また、直流電流（IDC）の偶数次調波のうち、最も大きい第２調波と第４調波の零相分起磁力は相殺されて零になる。その他の偶数次調波は貫通電流と同等（１．０倍）となり、直流分の比率の１／３に抑えられている。
　図３に示すＭＭＣ変換器１９では、３相５脚鉄心リアクトル５１の第４脚と第５脚の高調波成分による鉄損増加率は、第１脚・第２脚・第３脚に比べて小さくなる。
　以上により、ＭＭＣ変換器１９の３相５脚鉄心リアクトル５１の第４脚の鉄心２０と第５脚の鉄心２１の積層電磁、鋼板の板厚を厚くすることができる。これによって磁路の有効断面積を増やすことによって３台の３端子リアクトルを各相に設ける場合に比べ、第１脚の鉄心５５Ｕ、第２脚の鉄心５５Ｖ、第３脚の鉄心５５Ｗの合計断面積と第４脚の鉄心２０と第５脚の鉄心２１の合計断面積とを等しく、使用材料を同一にすることによって低損失化する効果がある。
　図３に示すとおり、３相５脚鉄心リアクトル５１の第１脚の鉄心５５Ｕ，第２脚の鉄心５５Ｖ，第３脚の５５Ｗには磁気飽和を抑止するために空隙５６Ｕ，５６Ｖ，５６Ｗを設けるが、第４脚の鉄心２０と第５脚の鉄心２１を含むその他の鉄心には空隙のない構成とする。これによって漏洩磁束を減らすことができ、周囲の磁界の影響を受けやすいホール素子を使った電流変成器１０を３相５脚鉄心リアクトル５１の近くに設置することができ、装置の小型化を実現できる。あるいは、３相５脚鉄心リアクトル５１の磁気シールド設備を軽減することができる。
　以上は高調波分析による定常運転状態の評価である。電力システムの基幹系統に接続する可変速発電電動装置の場合、過渡現象時の運転状態の評価が重要となる。とりわけ、系統側の地絡故障波及時の過渡状態での運転信頼性が重要となる。交流回転電気機械２４を可変速ポンプ水車に直結する場合、過渡現象は有効電力が交流系統２３から供給される揚水モード、交流系統２３に供給する発電モードで大きく異なる。また、交流系統で発生する地絡故障モードが対称事故の場合、非対称事故の場合で異なる。
　ここでは、代表例として発電モードで対称事故が発生した場合、揚水モードで非対称事故が発生した場合を選び、運転状態を説明する。以下、６０ＭＶＡ－１５．４ｋＶのＭＭＣ変換器１Ｔを、ユニット変圧器２２を介して５００ｋＶの交流系統２３に接続した場合の数値例で説明する。
　図６は、図４に示す実施例３のＭＭＣ変換器システムにおいて発電モードの定格（６０ＭＶＡ、１５．４ｋＶ、力率０．８５）で運転中に交流系統２３Ａで対称事故が発生した場合の説明図である。図４と同じ番号を付した構成要素は同じ内容であり、重複を避けて説明を省略する。
　図６に示すケースでは、２回線送電線からなる交流系統の第１回線（１Ａ、１Ｂ、１Ｃ）で地絡故障が時刻ｔ１で発生して７３が閉路する。続いて時刻ｔ２で遮断器５２が開路する。この時の各部の過渡現象を図７，図８，図９に示す。
　図７は、ユニット変圧器２２の電圧・電流波形を示す。上段はユニット変圧器２２の交流系統側電圧（V_AN、V_BN、V_CN）を示す。下段はユニット変圧器２２のＭＭＣ変換器１Ｔ側の電流（IAC_U、IAC_V、IAC_W）を示す。
　図８は、ＭＭＣ変換器１Ｔのアーム電流波形を示す。上段は正側アーム電流（IP_U、IP_V、IP_W）を、下段は負側アーム電流（IN_U、IN_V、IN_W）を示す。アーム電流のピーク値は定常時の１．４倍程度に達する。
　図９の上段は、ＭＭＣ変換器１Ｔの貫通電流（IPN_U、IPN_V、IPN_W）波形を、下段は直流電流（IDC）波形を示す。貫通電流のピーク値も直流電流のピーク値も定常状態と同じである。
　図１０は、図４に示す実施例３のＭＭＣ変換器システムにおいて揚水モードの定格（６０ＭＶＡ、１５．４ｋＶ、力率０．８５）で運転中に交流系統２３Ｂで非対称事故が発生した場合の説明図である。図４と同じ番号を付した構成要素は同じ内容であり、重複を避けて説明を省略する。
　図１０に示すケースでは、２回線送電線からなる交流系統の第１回線の１相（１Ａ）と第２回線の同じ相（２Ａ）で地絡故障が時刻ｔ１で発生して７３が閉路する。続いて時刻ｔ２で遮断器５２が開路する。時刻ｔ２でＡ相が開放され、Ｂ相Ｃ相による欠相運転となる。この場合の各部の過渡現象を図１１，図１２，図１３に示す。
　図１１は、ユニット変圧器２２の電圧・電流波形を示す。上段はユニット変圧器２２の交流系統側電圧（V_AN、V_BN、V_CN）を示す。下段はユニット変圧器２２のＭＭＣ変換器１Ｔ側の電流（IAC_U、IAC_V、IAC_W）を示す。時刻ｔ２以降、ユニット変圧器２２のＡ相巻線は開放状態となる。図中のＡ相電圧は、ユニット変圧器２２のデルタ巻線側からの誘起電圧である。
　図１２は、ＭＭＣ変換器１Ｔのアーム電流波形を示す。上段は正側アーム電流（IP_U、IP_V、IP_W）を、下段は負側アーム電流（IN_U、IN_V、IN_W）を示す。アーム電流のピーク値は定常時の１．７倍程度に達し、図８の対称事故時のピーク値よりも大きい。非対称事故時の電流ピーク値の方が対称事故時より大きくなる現象は、ＭＭＣ変換器一般に発生する事象である。
　図１３の上段は、ＭＭＣ変換器１Ｔの貫通電流（IPN_U、IPN_V、IPN_W）波形を、下段は直流電流（IDC）波形を示す。貫通電流のピーク値はアーム電流のピーク値（定常時の１．７倍程度）よりずっと小さな値に抑えられているが、定常時の１．０５倍、直流電流のピーク値は定常時の１．１倍となる。いずれも、図９の対称事故時のピーク値よりも大きい。
　以上のとおり、アーム電流を起磁力とする２端子リアクトル２９を６台用いる場合に比べ、３端子リアクトル２を３台用いる場合は交流分が相殺されるために起磁力のピーク値が１／３以下となり、装置の小型化を実現できる。系統事故波及時の起磁力ピーク値倍率が大幅に低減できるため鉄心飽和を抑制しやすくなるため、更に小型化が実現できる。
　更に、３端子リアクトル２を３台用いる場合に比べ、３相５脚鉄心リアクトル５１にすると、零相分の高調波が抑制できるため、更に装置の小型化、低損失化が実現できる。
１、１Ｔ、１Ｇ、１９、２８、３０　ＭＭＣ変換器
２Ｕ、２Ｖ、２Ｗ、３１、３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗ、３７　３端子鉄心リアクトル
３Ｕ、３Ｖ、３Ｗ、５３Ｕ、５３Ｖ、５３Ｗ　Ｐ側コイル
４Ｕ、４Ｖ、４Ｗ、５４Ｕ，５４Ｖ、５４Ｗ　Ｎ側コイル
５Ｕ、５Ｖ、５Ｗ、２０、２１、３８、４２、４３、５５Ｕ、５５Ｖ、５５Ｗ　鉄心
６Ｕ、６Ｖ、６Ｗ、３６、４１、５６Ｕ、５６Ｖ、５６Ｗ　空隙
７　アーム
７Ｐ　正側アーム
７Ｎ　負側アーム
８Ｐ、８Ｎ、２５　高抵抗
９Ｐ、９Ｎ、１０　電流変成器
１１　変換器電流制御装置
１２　ハーフブリッジ回路
１３Ｈ、１３Ｌ　自己消弧素子
１４Ｈ、１４Ｌ　逆並列ダイオード
１５　コンデンサ
１６Ｈ、１６Ｌ　ゲートドライブユニット
１７　電圧検出器
１８　信号変換器
２２　ユニット変圧器
２３、２３Ａ、２３Ｂ　交流系統
２４　交流回転電気機械
２６　ポンプ水車
２７　案内羽根
２９　２端子リアクトル
３３、３４、３９、４０　巻線（リアクトルコイル）
５１　３相５脚鉄心リアクトル
５２　遮断器

Claims (3)

  1. 　直流電源の正側端子（Ｐ端子）と負側端子（Ｎ端子）と３相交流端子（Ｕ端子、Ｖ端子、Ｗ端子）間に接続されたモジュラー・マルチレベル電力変換器であって、ｋ個（ｋは１以上の自然数）の電圧源特性のエネルギー貯蔵要素を介して任意の電圧を出力可能な２端子の単位変換器を直列接続した２端子アームを、前記正側端子（Ｐ端子）と前記３相交流端子間に３個（ＵＰアーム、ＶＰアーム、ＷＰアーム）、前記負側端子（Ｎ端子）と前記３相交流端子間に３個（ＵＮアーム、ＶＮアーム、ＷＮアーム）備え、前記正側端子（Ｐ端子）側の３個の２端子アームと前記負側端子（Ｎ端子）側の３個の２端子アームと前記３相交流端子との間に２端子コイルを含む誘導素子を備えたモジュラー・マルチレベル電力変換器において、
    　前記誘導素子は、
    　鉄心脚を同心円状に巻き回す２つのコイル（ＵＰコイル、ＵＮコイル）を備えた第１のリアクトルと、鉄心脚を同心円状に巻き回す２つのコイル（ＶＰコイル、ＶＮコイル）を備えた第２のリアクトルと、鉄心脚を同心円状に巻き回す２つのコイル（ＷＰコイル、ＷＮコイル）を備えた第３のリアクトルと、
    　を含み、
    　前記ＵＰコイルの第１端子と前記ＵＮコイルの第２端子を接続して前記３相交流端子のＵ端子として引き出し、前記ＶＰコイルの第１端子と前記ＶＮコイルの第２端子を接続して前記３相交流端子のＶ端子として引き出し、前記ＷＰコイルの第１端子と前記ＷＮコイルの第２端子を接続して前記３相交流端子のＷ端子として引き出し、前記ＵＰコイルの第２端子を前記ＵＰアームの第１端子に接続し、前記ＵＮコイルの第１端子を前記ＵＮアームの第２端子に接続し、前記ＶＰコイルの第２端子を前記ＶＰアームの第１端子に接続し、前記ＶＮコイルの第１端子を前記ＶＮアームの第２端子に接続し、前記ＷＰコイルの第２端子を前記ＷＰアームの第１端子に接続し、前記ＷＮコイルの第１端子を前記ＷＮアームの第２端子に接続し、前記ＵＮコイルから前記ＵＰコイルに貫通する電流によって前記第１のリアクトルの鉄心脚が励磁され、前記ＶＮコイルから前記ＶＰコイルに貫通する電流によって前記第２のリアクトルの鉄心脚が励磁され、前記ＷＮコイルから前記ＷＰコイルに貫通する電流によって前記第３のリアクトルの鉄心脚が励磁される方向に、前記ＵＰコイル、前記ＵＮコイル、前記ＶＰコイル、前記ＶＮコイル、前記ＷＰコイルおよび前記ＷＮコイルを巻き回すことを特徴とするモジュラー・マルチレベル電力変換器。
  2. 　直流電源の正側端子（Ｐ端子）と負側端子（Ｎ端子）と３相交流端子（Ｕ端子、Ｖ端子、Ｗ端子）間に接続されたモジュラー・マルチレベル電力変換器であって、ｋ個（ｋは１以上の自然数）の電圧源特性のエネルギー貯蔵要素を介して任意の電圧を出力可能な２端子の単位変換器を直列接続した２端子アームを、前記正側端子（Ｐ端子）と前記３相交流端子間に３個（ＵＰアーム、ＶＰアーム、ＷＰアーム）、前記負側端子（Ｎ端子）と前記３相交流端子間に３個（ＵＮアーム、ＶＮアーム、ＷＮアーム）備え、前記正側端子（Ｐ端子）側の３個の２端子アームと前記負側端子（Ｎ端子）側の３個の２端子アームと前記３相交流端子との間に２端子コイルを含む誘導素子を備えたモジュラー・マルチレベル電力変換器において、
    　前記誘導素子は、
    　第１の鉄心脚を同心円状に巻き回す２つのコイル（ＵＰコイル、ＵＮコイル）と、第２の鉄心脚を同心円状に巻き回す２つのコイル（ＶＰコイル、ＶＮコイル）と、第３の鉄心脚を同心円状に巻き回す２つのコイル（ＷＰコイル、ＷＮコイル）と、前記第１の鉄心脚、前記第２の鉄心脚および前記第３の鉄心脚のコモンモード磁束をとおす第４の鉄心脚および第５の鉄心脚とを設け、前記ＵＰコイルの第１端子と前記ＵＮコイルの第２端子を接続して前記３相交流端子のＵ端子として引き出し、前記ＶＰコイルの第１端子と前記ＶＮコイルの第２端子を接続して前記３相交流端子のＶ端子として引き出し、前記ＷＰコイルの第１端子と前記ＷＮコイルの第２端子を接続して前記３相交流端子のＷ端子として引き出し、前記ＵＰコイルの第２端子を前記ＵＰアームの第１端子に接続し、前記ＵＮコイルの第１端子を前記ＵＮアームの第２端子に接続し、前記ＶＰコイルの第２端子を前記ＶＰアームの第１端子に接続し、前記ＶＮコイルの第１端子を前記ＶＮアームの第２端子に接続し、前記ＷＰコイルの第２端子を前記ＷＰアームの第１端子に接続し、前記ＷＮコイルの第１端子を前記ＷＮアームの第２端子に接続し、前記ＵＮコイルから前記ＵＰコイルに貫通する電流によって前記第１の鉄心脚が励磁され、前記ＶＮコイルから前記ＶＰコイルに貫通する電流によって前記第２の鉄心脚が励磁され、前記ＷＮコイルから前記ＷＰコイルに貫通する電流によって前記第３の鉄心脚が励磁される方向に、前記ＵＰコイル、前記ＵＮコイル、前記ＶＰコイル、前記ＶＮコイル、前記ＷＰコイルおよび前記ＷＮコイルを巻き回すことを特徴とするモジュラー・マルチレベル電力変換器。
  3. 　請求項１または請求項２に記載のモジュラー・マルチレベル電力変換器を２台備え、各モジュラー・マルチレベル電力変換器の直流正側端子（Ｐ端子）と直流負側端子（Ｎ端子）を背後接続し、第１のモジュラー・マルチレベル電力変換器の交流端子をユニット変圧器を介して電力系統に接続し、第２のモジュラー・マルチレベル電力変換器の交流端子を回転電気機械に接続し、前記第２のモジュラー・マルチレベル電力変換器の出力周波数を可変にして前記回転電気機械の回転速度を可変にすることを特徴とするモジュラー・マルチレベル電力変換システム。
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