JP7312332B2 - モジュラー・マルチレベル電力変換器およびモジュラー・マルチレベル電力変換システム - Google Patents

Description

本発明は、モジュラー・マルチレベル電力変換器（以下、本発明では「ＭＭＣ変換器」と称する。）に関する。特に２台のＭＭＣ変換器の直流側を背後接続して周波数変換装置を構成し、１台のＭＭＣ変換器の交流側を電力系統に、他の１台のＭＭＣ変換器の交流側を交流回転電気機械に接続して可変速発電電動装置を構成するのに好適なモジュラー・マルチレベル電力変換システムに関する。

ＭＭＣ変換器の回路は、コンデンサなどの電圧源特性のエネルギー蓄積素子を電圧源とするＰＷＭ変換器の変調率を制御することによって所要の電圧を発生させる単位変換器からなる。単位変換器のエネルギー蓄積素子の電圧は、交流周波数で決まる周期の充放電によって変動する。この単位変換器を直列接続した２端子アームを６台設け、このうち３台を正側アームとし、その第１端子を交流電源の各相端子に接続し、星形結線した第２端子を直流電源の正側端子に接続する。残り３台を負側アームとし、その第２端子を交流電源の各相端子に接続し、星形結線した第１端子を直流電源の負側端子に接続する。

ＭＭＣ変換器の制御は、外部からの交流電流指令と直流電流指令にアーム電流を調整する電流制御（以下、本発明では「変換器電流制御」と称する。）、単位変換器に設けたＰＷＭ変換器の変調率をアーム内で相互調整することによってエネルギー蓄積素子の平均電圧を単位変換器間で平衡に保つ機能（以下、本発明では「段間制御」と称する。）、アーム内のエネルギー蓄積素子の平均電圧をアーム間で平衡に保つ機能（以下、本発明では「相間平衡制御」と称する。）、全てのエネルギー蓄積素子の平均電圧を設定値に保つ機能（以下、本発明では「直流電圧制御」と称する。）からなる。上記の相間平衡制御と直流電圧制御を実現するためには、各相の負側アームから正側アームに貫通する電流（以下、本発明では「貫通電流」と称する。）を抑制する誘導性素子が必要となる。

特許文献１では、上記の貫通電流を抑制するために直流電源の正側端子と各相の交流電源端子の間に２端子リアクトルを３台、直流電源の負側端子と各相の交流電源端子の間に２端子リアクトルを３台設ける方式が開示されている。

特許文献２では、特許文献１で各相の交流電源端子に接続された２端子リアクトル２台に代えて１台の３端子リアクトルを設け、交流電流に対しては２巻線の起磁力を減算、貫通電流に対しては２巻線の起磁力を加算する回路方式が開示されている。

特許第５１８９１０５号公報 特許第６２４３０８３号公報

特許文献１の２端子リアクトルを用いたＭＭＣ変換器２８の構成を図１４に示す。ＭＭＣ変換器２８の交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗと正側の直流端子Ｐの間に３台の２端子の正側アーム７Ｐを設け、交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗと負側の直流端子Ｎの間に３台の２端子の負側アーム７Ｎを設け、交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗと前記正側アーム７Ｐの第１端子間、交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗと前記負側アーム７Ｎの第２端子間に電流変成器１０を設け、ＭＭＣ変換器２８の正側の直流端子Ｐと前記正側アーム７Ｐの第２端子間に２端子リアクトル２９Ｐを３台、ＭＭＣ変換器２８の負側の直流端子Ｎと前記負側アーム７Ｎの第１端子間に２端子リアクトル２９Ｎを３台設ける。

以上の構成で、電流変成器１０の検出電流（IP_U、IP_V、IP_W、IN_U、IN_V、IN_W）を変換器電流制御装置１１に入力し、交流電流（IAC_U、IAC_V、IAC_W）と各相の負側アーム７Ｎから正側アーム７Ｐに流れる貫通電流（IPN_U、IPN_V、IPN_W）を次式で演算する。

IAC_U＝IP_U＋IN_U
IAC_V＝IP_V＋IN_V
IAC_W＝IP_W＋IN_W
IPN_U＝（１／２）×（IP_U－IN_U）
IPN_V＝（１／２）×（IP_V－IN_V）
IPN_W＝（１／２）×（IP_W－IN_W）

この交流電流と貫通電流を入力して、２端子の正側アーム７Ｐおよび負側アーム７Ｎへのゲートパルスを出力する。

従来は、ＭＭＣ変換器２８の２端子リアクトル２９Ｐおよび２９Ｎとして空芯リアクトルが採用されてきた。装置の小型化のためには鉄心リアクトルが有効であるが、鉄心飽和によってインダクタンスが減少すると、インダクタンスに反比例して交流電流および貫通電流が増えるため、鉄心リアクトルは採用されなかった。空芯リアクトルは、本体が鉄心リアクトルに比べて大型である上に、漏洩磁束による周辺への電磁障害リスクがあった。このため、シールド室内にリアクトルを設置する場合も多く、更に設備の大型化を招く課題があった。

また、貫通電流を抑制するためにインダクタンス値を増やすと、このインダクタンス値と交流電流の積で決まる交流電圧降下が増大し、特に交流側に無効電力を供給する場合、交流電圧降下を補償するためにアーム（正側アーム７Ｐ，負側アーム７Ｎ）の出力電圧を増やす必要があり、更に装置の大型化を招く課題があった。

特許文献２の３端子リアクトルを用いたＭＭＣ変換器３０の構成を図１５に示す。図１４に示すＭＭＣ変換器２８と共通の構成要素には同じ番号を付している。前の図１４と同じ番号の構成要素は重複を避けるため説明を省略する。

各相の交流端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）、正側アーム７Ｐの第１端子、負側アーム７Ｎの第２端子間に３端子リアクトル３１Ｕ，３１Ｖ，３１Ｗを設ける。各相の交流端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を３端子リアクトル３１（３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗ）の中間端子（ＵＣ、ＶＣ、ＷＣ）に接続し、３台の正側アーム７Ｐの第１端子を３端子リアクトル３１の正側端子（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ）に接続し、３台の負側アーム７Ｎの第２端子を３端子リアクトル３１の負側端子（ＵＮ、ＶＮ、ＷＮ）に接続する。

３端子リアクトル３１の構成を図１６に示す。３端子リアクトル３１は、巻線（リアクトルコイル）３３と巻線３４を備え、鉄心３５で磁気結合されている。鉄心３５には、鉄心飽和を緩和するために非磁性体からなる磁気的な空隙３６を複数設けている。

巻線３３と巻線３４の構成は、直列２巻線列構成で正側Ｐ端子と負側Ｎ端子間の内鉄型の２端子直流リアクトルと同一である。２つの巻線３３と巻線３４の接続点を中間端子Ｃとして引き出して第３の端子としている。

これにより、従来の２端子直流リアクトルから最小限の変更で３端子リアクトルとして流用することが期待された。また、鉄心を用いた３端子リアクトル３１により、空芯リアクトルである２端子リアクトル２９（２９Ｐ、２９Ｎ）を用いる場合よりも装置の小型化が期待された。また、交流電流による電圧降下が２巻線間の漏れインダクタンス分になるため、アーム出力電圧の増加を抑制できることが期待された。

しかし、２端子の直流リアクトルに中間端子を引き出した構成の３端子リアクトル３１をＭＭＣ変換器に採用する場合、次のような課題がある。

図１６に示す３端子リアクトル３１の端子Ｃから端子Ｐと端子Ｎに２分流する交流電流は、各々巻線３３と巻線３４で鉄心３５を磁化する。２巻線を流れる交流電流は減磁方向に作用し、鉄心磁路（Ｍ１→Ｍ２→Ｍ３→Ｍ４→Ｍ１）の起磁力平均値は零になる。しかし、磁界分布は零にならない。図１６に示す鉄心磁路のＭ２とＭ３間で交流磁界は正側あるいは負側のピーク値となり、鉄心磁路のＭ４とＭ１間の交流磁界はＭ２とＭ３間と反対極性で負側あるいは正側のピーク値となる。

ＭＭＣ変換器に採用する場合、各巻線の貫通電流による一定極性の起磁力に比べて交流電流による交番起磁力のピーク値の絶対値の方が必ず大きくなる。以下、この理由について図１７、図１８および図１９を用いて説明する。

図１７にアーム７（正側アーム７Ｐ、負側アーム７Ｎ）を構成する単位変換器の回路を示す。単位変換器は逆並列ダイオードを備えた自己消弧素子２個からなるハーブフリッジ回路をコンデンサに接続した構成である。上側の自己消弧素子へのゲート信号ＧＨと下側の自己消弧素子へのゲート信号ＧＬを交互にオン・オフすることによって、単位変換器の出力電圧Ｖｂを所要の値に制御する。ＭＭＣ変換器の場合、ハーフブリッジ回路に流れ込む電流は、高調波成分を除くと交流基本波成分Ｉｂ（ピーク値）と直流成分Ｉｄの和となる。コンデンサ電圧Ｖｃは交流基本波成分とゲート信号ＧＨ，ＧＬで制御される充放電で変動する。変動周波数は交流基本波周波数の２倍の周波数となる。ここでは、簡単のためにコンデンサ電圧Ｖｃは一定として説明する。

図１８で単位変換器のＰＷＭ制御方法を説明する。

図１８の上段のαは変調率で、０と１の間で変動する搬送波と変調波の大小関係で、ゲート信号ＧＨとＧＬをオン・オフする。簡単のため、ゲート信号ＧＨとＧＬに必要なデッドタイムを０にできると仮定して説明する。すると、ゲート信号ＧＨとＧＬは中段に示す波形となる。単位変換器の出力電圧Ｖｂは、下段に示すようにゲート信号ＧＨがオンの時にコンデンサ電圧Ｖｃに等しく、ゲート信号ＧＬがオンの時に０となる。

図１９は、簡単のために搬送波の周波数であるＰＷＭ周波数を無限大とし、簡単のため実際に必要な変調率の尤度は無視し、変調率αの下限は０、上限は１で運用できるものとした時の単位変換器の出力電圧Ｖｂを示す。この時、単位変換器の出力電圧Ｖｂの交流分は最大となる。裏を返すと、最小のコンデンサ電圧Ｖｃで所要の交流電圧を出力ができる。所要の有効電力を変換するのに直流電圧最小、直流電流最大の条件となる。

以下、交流電流が最小、直流電流が最大となる場合について、単位変換器の交流電流と直流電流の大小比較する。図１９の下段より、単位変換器の出力電圧Ｖｂの交流分ピーク値をＶｂ＿ａｃ、直流分をＶｂ＿ｄｃとすると式（１）となる。

ここで、アーム７を構成する単位変換器の直列接続数をＮとすると、ＭＭＣ変換器の交流出力相電圧ピーク値Ｖａｃ＿ｐｈａｓｅと交流出力電流ピーク値ＩＡＣは下記の式（２）となる。ここで、交流出力電流ピーク値ＩＡＣの式の係数２は、正側アーム７Ｐと負側アーム７Ｎの和となることによる。

ＭＭＣ変換器の直流電圧ＶＤＣは正側アーム７Ｐと負側アーム７Ｎの合計となり、直流電流ＩＤＣは正側アーム７Ｐ３台の合計あるいは負側アーム７Ｎ３台の合計となるので式（３）となる。

ここで、簡単のためにＭＭＣ変換器の損失を無視し、交流電流が最小となる力率１の条件で有効電力の平衡を考えると式（４）となる。

以上より、アーム７を流れる交流電流のピーク値Ｉｂと直流電流Ｉｄの関係は式（５）となる。

以上の通り、起磁力の交流分ピーク値は直流分起磁力の２倍以上となる。従って、３端子リアクトル３１の起磁力ピーク値は、２端子リアクトル２９の起磁力ピーク値の１／３以下となる。一方で、直流電流による起磁力に比べて交流電流起磁力の方が小さいことを前提に設計した巻線３３と巻線３４および内鉄型の鉄心３５で構成された３端子リアクトル３１をＭＭＣ変換器３０に採用すると、漂遊磁束による過大な鉄損と、渦電流による過大な銅損（コイル電流損失）が発生する課題のあることが分かった。

図２０に外鉄型鉄心を使う２端子リアクトルの中間端子を引き出した構造の３端子リアクトル３７を示す。中間端子Ｃを引き出した２分割の巻線３９と巻線４０が鉄心３８を巻き回し、磁気飽和の影響を緩和するために非磁性体からなる空隙４１を複数設ける。４２と４３は磁束帰路を流す鉄心である。

以上の外鉄型鉄心の３端子リアクトル３７をＭＭＣ変換器に適用した場合でも、正側と負側の巻線が磁束経路上で分散配置されるため、内鉄型の３端子リアクトル漂遊磁束による過大な鉄損と、渦電流による過大な銅損（コイル電流損失）が発生する課題があることが分かった。

本発明の目的は、上記の課題を解決し、小型で低損失のモジュラー・マルチレベル電力変換器を提供することにある。

上記の目的を達成するため、空芯リアクトルに代えて鉄心リアクトルで小型化し、発生損失を減らし、系統地絡故障波及時の鉄心飽和を抑制して過電流を抑制するのに好適なリアクトルを提供する。

このため、外鉄型の２端子リアクトルの巻線を同心円状に２分割して３端子リアクトルを構成する。鉄心に対してＰ端子側コイルを内側に、Ｎ端子側コイルを外側に巻き回す。反対にＰ端子側コイルを外側に、Ｎ端子側コイルを内側に巻きまわしてもよい。中間端子Ｃから２巻線に分流する交流電流による起磁力は減算され、Ｎ端子からＰ端子への貫流電流による２巻線の起磁力は加算されるように構成する。

同心円状に２分割した巻線構成を採用すると、同一鉄心の外側コイルの漏れインダクタンスは内側コイルの漏れインダクタンスよりも大きく不平衡になる。しかし、２巻線の漏れインダクタンス合計を有効インダクタンスの１０分の１以下に抑えることが可能である。また、変換器電流制御装置１１によって基本波電流値を指令値に制御できるため、外側コイルと内側コイルの漏れインダクタンス不平衡率が１０倍程度になっても、漏れインダクタンスの不平衡による非理論高調波の増加は１％以下に抑えられることが分かった。

以上より、外鉄型鉄心に同心円状に内側コイルと外側コイルを備えることにより異常損失を抑えることができ、ＭＭＣ変換器の高調波をほとんど増加させずに運転することができる。

各相の貫通電流の交流成分は第２調波が最大、次に大きいのが第４調波である。これらの成分の過半は単位変換器を構成するコンデンサの電圧を一定に保つために不可欠な充放電によって発生する。第２調波の値はアーム電流の基本波の５％程度になる。

しかし、この充放電による第２調波と第４調波の零相分は相殺されることが分かった。その他の偶数次調波は各相の起磁力の代数和の１／３に抑えられることが分かった。また、各相の貫通電流の奇数次高調波の代数和に対し、零相分は１／２に抑制されることが分かった。

以上より、ＭＭＣ変換器の場合は、第４脚と第５脚を設けて零相磁束の帰路とし、３相５脚６巻線のリアクトルを採用することにより、各相に３台の外鉄型２巻線構成の３端子リアクトルを設ける場合よりも、更に小型化と低損失化を実現できる。

本発明にかかるモジュラー・マルチレベル電力変換器は、外鉄型鉄心に同心円状に２巻線を配置した３端子リアクトルを各相に設置することによって２巻線を鉄心磁路方向に配置した場合に発生する異常損失を防止する効果がある。

更には、一方のコイルを時計方向、もう片方を反時計方向とすることによって、中間端子Ｃと２巻線間の亘り線を最短にでき、亘り線が磁路に平行に鉄心外部に出ることによる漏洩磁束を抑える効果がある。

更には、零相磁束の帰路となる第４脚、第５脚を備えた３相５脚６巻線のリアクトルを用いることによって、各相に設けた外鉄型リアクトルの帰路に発生する高調波による損失を低減する効果がある。

図１は、本発明にかかるモジュラー・マルチレベル電力変換器の実施例１の回路構成を示す図である。 図２は、アーム（正側アーム、負側アーム）の回路構成を示す図である。 図３は、本発明にかかるモジュラー・マルチレベル電力変換器の実施例２の回路構成を示す図である。 図４は、実施例３にかかるモジュラー・マルチレベル電力変換システムを示す図である。 図５は、図４に示す実施例３のモジュラー・マルチレベル電力変換システムによる各部電流の高調波を示す図である。 図６は、図４に示す実施例３のモジュラー・マルチレベル電力変換システムにおいて発電モードの定格で運転中に交流系統で対称事故が発生した場合の説明図である。 図７は、ユニット変圧器の電圧・電流波形を示す図である。 図８は、ＭＭＣ変換器のアーム電流波形を示す図である。 図９は、ＭＭＣ変換器の貫通電流および直流電流の波形を示す図である。 図１０は、図４に示す実施例３のモジュラー・マルチレベル電力変換システムにおいて発電モードの定格で運転中に交流系統で非対称事故が発生した場合の説明図である。 図１１は、ユニット変圧器の電圧・電流波形を示す図である。 図１２は、ＭＭＣ変換器のアーム電流波形を示す図である。 図１３は、ＭＭＣ変換器の貫通電流および直流電流の波形を示す図である。 図１４は、２端子リアクトルを用いた従来のＭＭＣ変換器の構成を示す図である。 図１５は、３端子リアクトルを用いた従来のＭＭＣ変換器の構成を示す図である。 図１６は、３端子リアクトルの構成を示す図である。 図１７は、単位変換器の回路を示す図である。 図１８は、単位変換器のＰＷＭ制御方法を説明するための図である。 図１９は、単位変換器の出力電圧と変調率との関係を示す図である。 図２０は、外鉄型鉄心を使う２端子リアクトルの中間端子を引き出した構造の３端子リアクトルを示す図である。

以下に、本発明にかかるモジュラー・マルチレベル電力変換器およびモジュラー・マルチレベル電力変換システムの実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施例によりこの発明が限定されるものではない。

図１は、本発明にかかるモジュラー・マルチレベル電力変換器（以下、ＭＭＣ変換器と称する。）の実施例１の回路構成を示す図である。図１では、上述した図１４に示すＭＭＣ変換器２８、図１５に示すＭＭＣ変換器３０と共通の構成要素に同じ番号を付している。ＭＭＣ変換器２８，３０と共通の構成要素については重複を避けるために説明を省略する。

１はＭＭＣ変換器で、２Ｕ，２Ｖ，２Ｗは交流各相に設けた３端子鉄心リアクトル（以下、３端子リアクトルと称する。）である。

以下、Ｕ相について説明する。Ｐ側コイル３Ｕを内側に、Ｎ側コイル４Ｕを外側にして、各々時計方向・半時計方向に鉄心５Ｕを巻き回す。鉄心５Ｕは非磁性体からなる空隙６Ｕを複数備えている。

Ｖ相については、Ｐ側コイル３Ｖ、Ｎ側コイル４Ｖ、鉄心５Ｖ、空隙６ＶはＵ相と同様の構成である。Ｗ相については、Ｐ側コイル３Ｗ、Ｎ側コイル４Ｗ、鉄心５Ｗ、空隙６ＷはＵ相と同様の構成である。

３端子リアクトル２Ｕ，２Ｖ，２ＷのＵＣ，ＶＣ，ＷＣ端子と交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗを接続する。

７Ｐと７Ｎは単位変換器を直列接続した２端子のアームで、３台の正側アーム７Ｐの第１端子Ａを３端子リアクトル２Ｕ，２Ｖ，２ＷのＵＰ，ＶＰ，ＷＰ端子と接続し、第２端子Ｂを星形接続してＭＭＣ変換器１の正側端子Ｐに接続する。また、残り３台の負側アーム７Ｎの第２端子Ｂを３端子リアクトル２Ｕ，２Ｖ，２ＷのＵＮ，ＶＮ，ＷＮ端子と接続し、第１端子Ａを星形接続してＭＭＣ変換器１の負側端子Ｎに接続する。

ＭＭＣ変換器１の正側端子Ｐは高抵抗８Ｐと電流変成器９Ｐからなる直流電圧変成器を兼ねた接地回路で電位固定し、負側端子Ｎは高抵抗８Ｎと電流変成器９Ｎからなる直流電圧変成器を兼ねた接地回路で電位固定する。これにより、交流端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）の中性点の対地電位を抑える効果、３端子リアクトル２Ｕ，２Ｖ，２Ｗの鉄心５Ｕ，５Ｖ，５Ｗの対地電位を抑える効果がある。

１０は電流変成器で、３端子リアクトル２Ｕ，２Ｖ，２Ｗを構成する６コイルの電流（IP_U、IP_V、IP_W、IN_U、IN_V、IN_W）を検出して変換器電流制御装置１１に出力する。

図２は、アーム７（正側アーム７Ｐ、負側アーム７Ｎ）の回路構成を示す図である。

アーム７は、第１端子Ａと第２端子Ｂの間に単位変換器を構成するハーフブリッジ回路１２をＮ個（Ｎは自然数）直列接続した構成である。なお、図２では、「Ｎｏ．ｉ」のハーフブリッジ回路１２以外については回路構成の記載を省略している。

ハーフブリッジ回路１２は正側端子Ｙと負側端子Ｘの２端子を備え、双方向チョッパ回路を構成する自己消弧素子１３Ｈ，１３Ｌ、逆並列ダイオード１４Ｈ，１４Ｌをコンデンサ１５に接続する。

ゲートドライブユニット（ＧＤＵ）１６Ｈ，１６Ｌから自己消弧素子１３Ｈ，１３Ｌへの点弧・消弧指令で目標電圧をＸＹ端子間に出力するよう、変換器電流制御装置１１からの指令に基づきＰＷＭ制御する。

１７は電圧検出器で、信号変換器（ＣＯＮＶ）１８を経由してコンデンサ１５の電圧を変換器電流制御装置１１に入力する。

以上の実施例１のＭＭＣ変換器１によれば、３端子リアクトル２Ｕ，２Ｖ，２Ｗを分散できるので、ＭＭＣ変換器１の配置の自由度を確保することができる。

図３は、本発明にかかるＭＭＣ変換器の実施例２の回路構成を示す図である。図３では、図１に示す実施例１のＭＭＣ変換器１と共通の構成要素に同じ番号を付している。ＭＭＣ変換器１と共通の構成要素については重複を避けるために説明を省略する。

１９はＭＭＣ変換器で、５１は３相５脚鉄心リアクトルである。

Ｕ相のＰ側コイル５３Ｕを内側に、Ｕ相のＮ側コイル５４Ｕを外側にして第１脚となるＵ相の鉄心５５Ｕを、各々時計方向・半時計方向に巻き回す。Ｕ相の鉄心５５Ｕは非磁性体からなる空隙５６Ｕを複数備えている。

Ｖ相については、Ｐ側コイル５３Ｖ、Ｎ側コイル５４Ｖ、第２脚となる鉄心５５Ｖ、空隙５６ＶはＵ相と同様の構成である。Ｗ相については、Ｐ側コイル５３Ｗ、Ｎ側コイル５４Ｗ、第３脚となる鉄心５５Ｗ、空隙５６ＷはＵ相と同様の構成である。

２０は第４脚、２１は第５脚であり、第１脚から第３脚を巻き回すコイル電流による起磁力によって発生する零相磁束が第４脚の鉄心２０と第５脚の鉄心２１に２等分して流れる。

３相５脚鉄心リアクトル５１のＵＣ，ＶＣ，ＷＣ端子と交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗを接続する。

７Ｐと７Ｎは単位変換器を直列接続した２端子のアームで、３台の正側アーム７Ｐの第１端子Ａを３相５脚鉄心リアクトル５１のＵＰ，ＶＰ，ＷＰ端子と接続し、第２端子Ｂを星形接続してＭＭＣ変換器１９の正側端子Ｐに接続する。また、残り３台の負側アーム７Ｎの第２端子Ｂを３相５脚鉄心リアクトル５１のＵＮ，ＶＮ，ＷＮ端子と接続し、第１端子Ａを星形接続してＭＭＣ変換器１９の負側端子Ｎに接続する。

以上の実施例２のＭＭＣ変換器１９によれば、各相のリアクトルを３相５脚鉄心リアクトル５１の１台に集約できるので、ＭＭＣ変換器１９を小型化することができる。

図４は、実施例３にかかるモジュラー・マルチレベル電力変換システムを示す図であり、実施例１のＭＭＣ変換器または実施例２のＭＭＣ変換器を可変速発電電動装置に適用する場合の回路構成を示す。

１Ｔは第１のＭＭＣ変換器、１Ｇは第２のＭＭＣ変換器、２台の直流側を背後接続し、第１のＭＭＣ変換器１Ｔの交流端子（Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１）をユニット変圧器２２のデルタ巻線側３端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）に接続する。ユニット変圧器２２のスター巻線の中性端子Ｎを直接接地し、スター巻線の３端子（Ａ、Ｂ、Ｃ）を交流系統２３に接続する。

第２のＭＭＣ変換器１Ｇの交流端子（Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２）を交流回転電気機械２４の３相交流端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）に接続する。交流回転電気機械２４の電機子中性点は高抵抗２５を介して接地する。

図４の実施例では、交流回転電気機械２４の回転軸にポンプ水車２６を直結する。ポンプ水車２６は案内羽根２７の開閉制御機能を有する。第２のＭＭＣ変換器１Ｇの交流出力を可変周波数にすることにより、ポンプ水車２６の可変速運転を実現する。

図５は、図４に示す実施例３のモジュラー・マルチレベル電力変換システムによる各部電流の高調波を示す図で、第１のＭＭＣ変換器１Ｔの定格有効電力、定格力率０．８５（無効電力供給）運転時の電流高調波を示す。これにより、定常運転時の評価を行う。

図５の上から第１段は、図１，図３に示すアーム電流（IP_U、IP_V、IP_W、IN_U、IN_V、IN_W）の平均実効値を示し、基本波（ｎ＝１）実効値を基準に表示する。図５の上から第２段は、図１，図３に示す交流電流（IAC_U、IAC_V、IAC_W）の平均実効値を示し、基本波（ｎ＝１）実効値を基準に表示する。図５の上から第３段は、各相の貫通電流（IPN_U、IPN_V、IPN_W）の平均実効値を示し、アーム電流基本波（ｎ＝１）実効値、即ち交流電流基本波の１／２を基準に表示する。図５の上から第４段は、図１，図３に示す直流電流（IDC）の各次調波の実効値を示し、アーム電流基本波（ｎ＝１）実効値を基準に表示する。

正側アーム電流（IP_U、IP_V、IP_W）と負側アーム電流（IN_U、IN_V、IN_W）と交流電流（IAC_U、IAC_V、IAC_W）の比較から、アーム電流の基本波は上下アームが合流して交流電流となる他、奇数次調波の過半が交流電流となっている。一方で、系統に特に有害とされる偶数次調波は交流電流側に流出していない。系統に流出すると有害な偶数次調波電流であるが、単位変換器を構成するコンデンサ１５を充放電させながら平均電圧を維持するためには第２次調波電流が必須である。

貫通電流（IPN_U、IPN_V、IPN_W）と直流電流（IDC）を比較すると、貫通電流の直流分の３相合計が直流電流（IDC）の直流分となり、直流電流（IDC）と貫通電流の振幅（実効値）比は３倍となる。

一方、直流電流（IDC）の奇数次調波は貫通電流の１．５倍となり、直流分の比率の１／２に抑えられている。

また、直流電流（IDC）の偶数次調波のうち、最も大きい第２調波と第４調波の零相分起磁力は相殺されて零になる。その他の偶数次調波は貫通電流と同等（１．０倍）となり、直流分の比率の１／３に抑えられている。

図３に示すＭＭＣ変換器１９では、３相５脚鉄心リアクトル５１の第４脚と第５脚の高調波成分による鉄損増加率は、第１脚・第２脚・第３脚に比べて小さくなる。

以上により、ＭＭＣ変換器１９の３相５脚鉄心リアクトル５１の第４脚の鉄心２０と第５脚の鉄心２１の積層電磁、鋼板の板厚を厚くすることができる。これによって磁路の有効断面積を増やすことによって３台の３端子リアクトルを各相に設ける場合に比べ、第１脚の鉄心５５Ｕ、第２脚の鉄心５５Ｖ、第３脚の鉄心５５Ｗの合計断面積と第４脚の鉄心２０と第５脚の鉄心２１の合計断面積とを等しく、使用材料を同一にすることによって低損失化する効果がある。

図３に示すとおり、３相５脚鉄心リアクトル５１の第１脚の鉄心５５Ｕ，第２脚の鉄心５５Ｖ，第３脚の５５Ｗには磁気飽和を抑止するために空隙５６Ｕ，５６Ｖ，５６Ｗを設けるが、第４脚の鉄心２０と第５脚の鉄心２１を含むその他の鉄心には空隙のない構成とする。これによって漏洩磁束を減らすことができ、周囲の磁界の影響を受けやすいホール素子を使った電流変成器１０を３相５脚鉄心リアクトル５１の近くに設置することができ、装置の小型化を実現できる。あるいは、３相５脚鉄心リアクトル５１の磁気シールド設備を軽減することができる。

以上は高調波分析による定常運転状態の評価である。電力システムの基幹系統に接続する可変速発電電動装置の場合、過渡現象時の運転状態の評価が重要となる。とりわけ、系統側の地絡故障波及時の過渡状態での運転信頼性が重要となる。交流回転電気機械２４を可変速ポンプ水車に直結する場合、過渡現象は有効電力が交流系統２３から供給される揚水モード、交流系統２３に供給する発電モードで大きく異なる。また、交流系統で発生する地絡故障モードが対称事故の場合、非対称事故の場合で異なる。

ここでは、代表例として発電モードで対称事故が発生した場合、揚水モードで非対称事故が発生した場合を選び、運転状態を説明する。以下、６０ＭＶＡ－１５．４ｋＶのＭＭＣ変換器１Ｔを、ユニット変圧器２２を介して５００ｋＶの交流系統２３に接続した場合の数値例で説明する。

図６は、図４に示す実施例３のＭＭＣ変換器システムにおいて発電モードの定格（６０ＭＶＡ、１５．４ｋＶ、力率０．８５）で運転中に交流系統２３Ａで対称事故が発生した場合の説明図である。図４と同じ番号を付した構成要素は同じ内容であり、重複を避けて説明を省略する。

図６に示すケースでは、２回線送電線からなる交流系統の第１回線（１Ａ、１Ｂ、１Ｃ）で地絡故障が時刻ｔ１で発生して７３が閉路する。続いて時刻ｔ２で遮断器５２が開路する。この時の各部の過渡現象を図７，図８，図９に示す。

図７は、ユニット変圧器２２の電圧・電流波形を示す。上段はユニット変圧器２２の交流系統側電圧（V_AN、V_BN、V_CN）を示す。下段はユニット変圧器２２のＭＭＣ変換器１Ｔ側の電流（IAC_U、IAC_V、IAC_W）を示す。

図８は、ＭＭＣ変換器１Ｔのアーム電流波形を示す。上段は正側アーム電流（IP_U、IP_V、IP_W）を、下段は負側アーム電流（IN_U、IN_V、IN_W）を示す。アーム電流のピーク値は定常時の１．４倍程度に達する。

図９の上段は、ＭＭＣ変換器１Ｔの貫通電流（IPN_U、IPN_V、IPN_W）波形を、下段は直流電流（IDC）波形を示す。貫通電流のピーク値も直流電流のピーク値も定常状態と同じである。

図１０は、図４に示す実施例３のＭＭＣ変換器システムにおいて揚水モードの定格（６０ＭＶＡ、１５．４ｋＶ、力率０．８５）で運転中に交流系統２３Ｂで非対称事故が発生した場合の説明図である。図４と同じ番号を付した構成要素は同じ内容であり、重複を避けて説明を省略する。

図１０に示すケースでは、２回線送電線からなる交流系統の第１回線の１相（１Ａ）と第２回線の同じ相（２Ａ）で地絡故障が時刻ｔ１で発生して７３が閉路する。続いて時刻ｔ２で遮断器５２が開路する。時刻ｔ２でＡ相が開放され、Ｂ相Ｃ相による欠相運転となる。この場合の各部の過渡現象を図１１，図１２，図１３に示す。

図１１は、ユニット変圧器２２の電圧・電流波形を示す。上段はユニット変圧器２２の交流系統側電圧（V_AN、V_BN、V_CN）を示す。下段はユニット変圧器２２のＭＭＣ変換器１Ｔ側の電流（IAC_U、IAC_V、IAC_W）を示す。時刻ｔ２以降、ユニット変圧器２２のＡ相巻線は開放状態となる。図中のＡ相電圧は、ユニット変圧器２２のデルタ巻線側からの誘起電圧である。

図１２は、ＭＭＣ変換器１Ｔのアーム電流波形を示す。上段は正側アーム電流（IP_U、IP_V、IP_W）を、下段は負側アーム電流（IN_U、IN_V、IN_W）を示す。アーム電流のピーク値は定常時の１．７倍程度に達し、図８の対称事故時のピーク値よりも大きい。非対称事故時の電流ピーク値の方が対称事故時より大きくなる現象は、ＭＭＣ変換器一般に発生する事象である。

図１３の上段は、ＭＭＣ変換器１Ｔの貫通電流（IPN_U、IPN_V、IPN_W）波形を、下段は直流電流（IDC）波形を示す。貫通電流のピーク値はアーム電流のピーク値（定常時の１．７倍程度）よりずっと小さな値に抑えられているが、定常時の１．０５倍、直流電流のピーク値は定常時の１．１倍となる。いずれも、図９の対称事故時のピーク値よりも大きい。

以上のとおり、アーム電流を起磁力とする２端子リアクトル２９を６台用いる場合に比べ、３端子リアクトル２を３台用いる場合は交流分が相殺されるために起磁力のピーク値が１／３以下となり、装置の小型化を実現できる。系統事故波及時の起磁力ピーク値倍率が大幅に低減できるため鉄心飽和を抑制しやすくなるため、更に小型化が実現できる。

更に、３端子リアクトル２を３台用いる場合に比べ、３相５脚鉄心リアクトル５１にすると、零相分の高調波が抑制できるため、更に装置の小型化、低損失化が実現できる。

１、１Ｔ、１Ｇ、１９、２８、３０ ＭＭＣ変換器
２Ｕ、２Ｖ、２Ｗ、３１、３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗ、３７ ３端子鉄心リアクトル
３Ｕ、３Ｖ、３Ｗ、５３Ｕ、５３Ｖ、５３Ｗ Ｐ側コイル
４Ｕ、４Ｖ、４Ｗ、５４Ｕ，５４Ｖ、５４Ｗ Ｎ側コイル
５Ｕ、５Ｖ、５Ｗ、２０、２１、３８、４２、４３、５５Ｕ、５５Ｖ、５５Ｗ 鉄心
６Ｕ、６Ｖ、６Ｗ、３６、４１、５６Ｕ、５６Ｖ、５６Ｗ 空隙
７ アーム
７Ｐ 正側アーム
７Ｎ 負側アーム
８Ｐ、８Ｎ、２５ 高抵抗
９Ｐ、９Ｎ、１０ 電流変成器
１１ 変換器電流制御装置
１２ ハーフブリッジ回路
１３Ｈ、１３Ｌ 自己消弧素子
１４Ｈ、１４Ｌ 逆並列ダイオード
１５ コンデンサ
１６Ｈ、１６Ｌ ゲートドライブユニット
１７ 電圧検出器
１８ 信号変換器
２２ ユニット変圧器
２３、２３Ａ、２３Ｂ 交流系統
２４ 交流回転電気機械
２６ ポンプ水車
２７ 案内羽根
２９ ２端子リアクトル
３３、３４、３９、４０ 巻線（リアクトルコイル）
５１ ３相５脚鉄心リアクトル
５２ 遮断器

Claims (3)

1. 直流電源の正側端子（Ｐ端子）と負側端子（Ｎ端子）と３相交流端子（Ｕ端子、Ｖ端子、Ｗ端子）間に接続されたモジュラー・マルチレベル電力変換器であって、ｋ個（ｋは１以上の自然数）の電圧源特性のエネルギー貯蔵要素を介して任意の電圧を出力可能な２端子の単位変換器を直列接続した２端子アームを、前記正側端子（Ｐ端子）と前記３相交流端子間に３個（ＵＰアーム、ＶＰアーム、ＷＰアーム）、前記負側端子（Ｎ端子）と前記３相交流端子間に３個（ＵＮアーム、ＶＮアーム、ＷＮアーム）備え、前記正側端子（Ｐ端子）側の３個の２端子アームと前記負側端子（Ｎ端子）側の３個の２端子アームと前記３相交流端子との間に２端子コイルを含む誘導素子を備えたモジュラー・マルチレベル電力変換器において、
   前記誘導素子は、
   鉄心脚を同心円状に巻き回す２つのコイル（ＵＰコイル、ＵＮコイル）を備えた第１のリアクトルと、鉄心脚を同心円状に巻き回す２つのコイル（ＶＰコイル、ＶＮコイル）を備えた第２のリアクトルと、鉄心脚を同心円状に巻き回す２つのコイル（ＷＰコイル、ＷＮコイル）を備えた第３のリアクトルと、
   を含み、
   前記ＵＰコイルの第１端子と前記ＵＮコイルの第２端子を接続して前記３相交流端子のＵ端子として引き出し、前記ＶＰコイルの第１端子と前記ＶＮコイルの第２端子を接続して前記３相交流端子のＶ端子として引き出し、前記ＷＰコイルの第１端子と前記ＷＮコイルの第２端子を接続して前記３相交流端子のＷ端子として引き出し、前記ＵＰコイルの第２端子を前記ＵＰアームの第１端子に接続し、前記ＵＮコイルの第１端子を前記ＵＮアームの第２端子に接続し、前記ＶＰコイルの第２端子を前記ＶＰアームの第１端子に接続し、前記ＶＮコイルの第１端子を前記ＶＮアームの第２端子に接続し、前記ＷＰコイルの第２端子を前記ＷＰアームの第１端子に接続し、前記ＷＮコイルの第１端子を前記ＷＮアームの第２端子に接続し、前記ＵＮコイルから前記ＵＰコイルに貫通する電流によって前記第１のリアクトルの鉄心脚が励磁され、前記ＶＮコイルから前記ＶＰコイルに貫通する電流によって前記第２のリアクトルの鉄心脚が励磁され、前記ＷＮコイルから前記ＷＰコイルに貫通する電流によって前記第３のリアクトルの鉄心脚が励磁される方向に、前記ＵＰコイル、前記ＵＮコイル、前記ＶＰコイル、前記ＶＮコイル、前記ＷＰコイルおよび前記ＷＮコイルを巻き回すことを特徴とするモジュラー・マルチレベル電力変換器。
2. 直流電源の正側端子（Ｐ端子）と負側端子（Ｎ端子）と３相交流端子（Ｕ端子、Ｖ端子、Ｗ端子）間に接続されたモジュラー・マルチレベル電力変換器であって、ｋ個（ｋは１以上の自然数）の電圧源特性のエネルギー貯蔵要素を介して任意の電圧を出力可能な２端子の単位変換器を直列接続した２端子アームを、前記正側端子（Ｐ端子）と前記３相交流端子間に３個（ＵＰアーム、ＶＰアーム、ＷＰアーム）、前記負側端子（Ｎ端子）と前記３相交流端子間に３個（ＵＮアーム、ＶＮアーム、ＷＮアーム）備え、前記正側端子（Ｐ端子）側の３個の２端子アームと前記負側端子（Ｎ端子）側の３個の２端子アームと前記３相交流端子との間に２端子コイルを含む誘導素子を備えたモジュラー・マルチレベル電力変換器において、
   前記誘導素子は、
   第１の鉄心脚を同心円状に巻き回す２つのコイル（ＵＰコイル、ＵＮコイル）と、第２の鉄心脚を同心円状に巻き回す２つのコイル（ＶＰコイル、ＶＮコイル）と、第３の鉄心脚を同心円状に巻き回す２つのコイル（ＷＰコイル、ＷＮコイル）と、前記第１の鉄心脚、前記第２の鉄心脚および前記第３の鉄心脚のコモンモード磁束をとおす第４の鉄心脚および第５の鉄心脚とを設け、前記ＵＰコイルの第１端子と前記ＵＮコイルの第２端子を接続して前記３相交流端子のＵ端子として引き出し、前記ＶＰコイルの第１端子と前記ＶＮコイルの第２端子を接続して前記３相交流端子のＶ端子として引き出し、前記ＷＰコイルの第１端子と前記ＷＮコイルの第２端子を接続して前記３相交流端子のＷ端子として引き出し、前記ＵＰコイルの第２端子を前記ＵＰアームの第１端子に接続し、前記ＵＮコイルの第１端子を前記ＵＮアームの第２端子に接続し、前記ＶＰコイルの第２端子を前記ＶＰアームの第１端子に接続し、前記ＶＮコイルの第１端子を前記ＶＮアームの第２端子に接続し、前記ＷＰコイルの第２端子を前記ＷＰアームの第１端子に接続し、前記ＷＮコイルの第１端子を前記ＷＮアームの第２端子に接続し、前記ＵＮコイルから前記ＵＰコイルに貫通する電流によって前記第１の鉄心脚が励磁され、前記ＶＮコイルから前記ＶＰコイルに貫通する電流によって前記第２の鉄心脚が励磁され、前記ＷＮコイルから前記ＷＰコイルに貫通する電流によって前記第３の鉄心脚が励磁される方向に、前記ＵＰコイル、前記ＵＮコイル、前記ＶＰコイル、前記ＶＮコイル、前記ＷＰコイルおよび前記ＷＮコイルを巻き回すことを特徴とするモジュラー・マルチレベル電力変換器。
3. 請求項１または請求項２に記載のモジュラー・マルチレベル電力変換器を２台備え、各モジュラー・マルチレベル電力変換器の直流正側端子（Ｐ端子）と直流負側端子（Ｎ端子）を背後接続し、第１のモジュラー・マルチレベル電力変換器の交流端子をユニット変圧器を介して電力系統に接続し、第２のモジュラー・マルチレベル電力変換器の交流端子を回転電気機械に接続し、前記第２のモジュラー・マルチレベル電力変換器の出力周波数を可変にして前記回転電気機械の回転速度を可変にすることを特徴とするモジュラー・マルチレベル電力変換システム。

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