KR20130107357A - 스위칭 전원 장치 - Google Patents

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가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼
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Abstract

2차측 정류 회로는, 하이 사이드측 로우 사이드측의 스위칭 회로 (Q1) 또는 (Q2)의 한쪽의 온 기간에 2차 권선에 발생하는 전압을 정전 에너지로서 커패시터에 비축하고, 하이 사이드측 로우 사이드측의 스위칭 회로 (Q2) 또는 (Q1)의 다른 쪽의 온 기간에, 상기 커패시터의 전압과 2차 권선에 발생하는 전압을 가산하여 직류 전압으로서 출력하는 가산 정류 회로(80)를 포함하며, 스위칭 제어 회로(10)는, 하이 사이드측과 로우 사이드측의 스위칭 소자(Q1,Q2)의 각각이 도통하는 기간의 비율을 제어하는 온 기간 비 제어 수단에 의해 2차측 정류 회로로부터 출력되는 출력 전력을 조정한다. 이것에 의해 소형화를 도모하면서 전력 변환 효율을 높인 스위칭 전원 장치를 구성한다.

Description

스위칭 전원 장치{SWITCHING POWER SUPPLY DEVICE}
본 발명은 1차측에 스위칭 소자, 2차측에 정류(整流) 회로를 포함하고, 공진 현상을 이용하여 전력 전송을 행하는 스위칭 전원 장치에 관한 것이다.
최근, 전자 기기의 소형 경량화는 진행되고, 스위칭 전원의 고효율화, 소형 경량화의 시장 요구는 한층 높아지고 있다. 예를 들면 LC 공진 현상을 이용하여 트랜스에 정현파상(正弦波狀)의 공진 전류를 흘려 보내어 동작을 시키는 전류 공진 하프 브리지 컨버터(half-bridge converters)는, 출력 전류 리플(ripple)의 특성이 비교적 완화되는 박형 텔레비전 등의 시장에 있어서, 고효율인 특징을 살려 실용화가 진행되고 있다.
예를 들면 LC 직렬 공진형 DC-DC 컨버터로서 특허문헌 1이 개시되어 있다. 도 1은 특허문헌 1의 스위칭 전원 장치의 기본적인 회로도이다. 이 스위칭 전원 장치는 전류 공진형의 하프 브리지 DC/DC 컨버터이며, 트랜스(T)의 1차 권선(捲線)(np)에, 인덕터(Lr)와 커패시터(Cr)로 이루어지는 LC 공진 회로 및 2개의 스위칭 소자(Q1,Q2)가 접속되어 있다. 트랜스(T)의 2차 권선(ns1,ns2)에는 다이오드(Ds1,Ds2) 및 커패시터(Co)로 이루어지는 정류 평활 회로가 구성되어 있다.
이러한 구성에 의해, 스위칭 소자(Q1,Q2)는 데드 타임(dead time)을 끼고 교대로 온(on), 오프(off)되어, 트랜스(T)에 흐르는 전류 파형은 정현파상의 공진 파형이 된다. 또한 이 2개의 스위칭 소자(Q1,Q2)의 온 기간/오프 기간의 양 기간 모두 1차측에서 2차측으로 전력이 전송된다.
일본국 공개특허공보 평9-308243호
지금까지의, 전류 공진형 컨버터에 있어서는 출력 전력의 제어를 위해 스위칭 주파수를 변화시키는 것이 필요 불가결하였다. 특허문헌 1의 스위칭 전원 장치에 있어서도, 그 출력 제어에는 주파수 제어, PFM(Pulse Frequency Modulation) 제어를 행하도록 구성되어 있다.
그 때문에, 최저 동작 주파수에 맞춰 평활 회로를 설계할 필요가 있어, 소형화의 방해가 되고 있다. 또한 스위칭 주파수가 변동하면, 고주파가 될수록 제어성이 곤란해진다. 또한 정격 부하(대전력)에서의 고효율 동작을 목표로 하는 설계를 하면, 경부하에서의 효율이 저하하게 된다.
게다가, 자성 부품의 소형화를 도모하기 위해 고주파인 MHz급에서의 동작을 행하고자 하면 과제가 많다. 즉, 소정의 입력 전압의 변동이나 출력 전력의 변동에 대응하기 위해, 그들의 변동에 따라 스위칭 주파수의 변동폭이 넓어지면 EMC("전자(電磁) 환경 양립성" 전기 기기 등이 포함하는 전자적인 불간섭성 및 내성)의 관점에서 보면, 스위칭 주파수가 변동하면, 억제해야 할 노이즈의 주파수대나 내성을 높여야 할 주파수대가 넓어지게 되어, 대책이 곤란해진다.
본 발명은 상술의 과제에 비추어, 소형화를 도모하고, 전력 변환 효율을 높이면서 스위칭 주파수를 고정하여 제어성을 높이고, 고주파 동작을 용이하게 하여, EMC에 용이하게 대응할 수 있도록 한 스위칭 전원 장치를 제공하는 것을 목적으로 하고 있다.
본 발명의 스위칭 전원 장치는 다음과 같이 구성된다.
(1)1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 트랜스와,
상기 1차 권선에 전기적으로 접속되고, 하이 사이드(high-side)측과 로우 사이드(low-side)측의 스위칭 회로를 포함하며, 입력되는 직류 전압으로부터 거의 방형파상, 또는 사다리꼴파상의 교류 전압을 발생하는 1차측 교류 전압 발생 회로와,
상기 교류 전압을 직류 전압으로 정류하는 2차측 정류 회로와,
1차측에 구성되며, 제1의 직렬 공진 인덕터 및 제1의 직렬 공진 커패시터를 포함하는 제1의 LC 직렬 공진 회로와,
상기 1차측 교류 전압 발생 회로의 상기 하이 사이드측과 로우 사이드측의 스위칭 회로를 데드 타임을 끼고 교대로 온/오프 제어하는 스위칭 제어 회로를 포함한 스위칭 전원 장치에 있어서,
상기 2차측 정류 회로는, 상기 하이 사이드측 또는 로우 사이드측의 한쪽의 스위칭 회로가 도통하는 기간에 있어서 2차 권선에 발생하는 전압을 정전 에너지로서 커패시터에 비축하고, 상기 로우 사이드측과 하이 사이드측의 다른 쪽의 스위칭 회로의 오프 기간에, 상기 커패시터의 전압과 상기 2차 권선에 발생하는 전압을 가산하여 직류 전압으로서 출력하도록 구성된 가산 정류 회로를 포함하며,
상기 스위칭 제어 회로는, 상기 2차측 정류 회로로부터 출력되는 출력 전력을 조정하기 위해, 상기 하이 사이드측과 로우 사이드측의 스위칭 회로의 각각이 도통하는 기간의 비율을 제어하는 온 기간 비(比) 제어 수단을 포함한 것을 특징으로 한다.
(2)(1)에 있어서, 상기 트랜스는, 상기 1차 권선과 상기 2차 권선 사이에서 상호 인덕턴스를 통한 자계 결합 및 상호 커패시턴스를 통한 전계 결합을 합성한 전자계 공명(共鳴) 회로를 구성하는 것이 바람직하다.
(3)(1) 또는 (2)에 있어서, 제2의 직렬 공진 인덕터 및 제2의 직렬 공진 커패시터를 포함하는 제2의 LC 직렬 공진 회로가 2차측에 마련되고, 상기 제1의 LC 직렬 공진 회로와 상기 제2의 LC 직렬 공진 회로가 공명하도록 상기 트랜스를 통해 임피던스가 정합되어 있는 것이 바람직하다.
(4)(1)~(3)에 있어서, 상기 상호 인덕턴스는 상기 1차 권선과 상기 2차 권선 사이에 등가적으로 형성되는 여자(勵磁) 인덕턴스로 구성되어 있는 것이 바람직하다.
(5)(1)~(4)에 있어서, 상기 스위칭 제어 회로는, 상기 2차측 정류 회로로부터 출력되는 출력 전력을 제어하는데 있어, 상기 온 기간 비 제어 수단에 의해 온 기간 비가 1로부터 크게 벗어나는 것을 억제하기 위해, 상기 스위칭 회로의 스위칭 주파수를 변화시키는 수단을 포함하는 것이 바람직하다.
(6)(1)~(5)에 있어서, 상기 제1의 직렬 공진 커패시터와 상기 제2의 직렬 공진 커패시터의 어느 하나 또는 양쪽은 직류 전압을 유지하는 기능을 포함하고 있는 것이 바람직하다.
(7)(1)~(6)에 있어서, 상기 1차 권선과 상기 2차 권선 사이에는 상호 커패시턴스를 포함하는 것이 바람직하다.
(8)(7)에 있어서, 상기 1차 권선 또는 상기 2차 권선에 대하여 병렬로 병렬 공진 커패시터가 포함되어 있는 것이 바람직하다.
(9)(1)~(8)에 있어서, 상기 병렬 공진 커패시터는 상기 1차 권선 또는 상기 2차 권선의 부유 용량으로 구성되어 있는 것이 바람직하다.
(10)(9)에 있어서, 상기 상호 커패시턴스는 상기 1차 권선과 상기 2차 권선 사이에 형성되는 부유 용량으로 구성되어 있는 것이 바람직하다.
(11)(1)~(10)에 있어서, 상기 제1의 직렬 공진 인덕터 또는 상기 제2의 직렬 공진 인덕터는 상기 트랜스의 누설 인덕턴스로 구성되어 있는 것이 바람직하다.
(12)(1)~(11)에 있어서, 상기 2차측 정류 회로에 포함되는 상기 교류 전압을 직류 전압으로 정류하는 정류 소자는 스위칭 회로로 구성되는 것이 바람직하다.
(13)(12)에 있어서, 상기 온 기간 비 제어 수단은, 상기 2차측 정류 회로에 포함된 상기 스위칭 회로에 부(負)전류를 흘려 보냄으로써, 작은 온 기간 비의 변화로 크게 출력 전력을 조정하도록 동작하는 것이 바람직하다.
(14)(1)~(13)에 있어서, 상기 스위칭 회로는 MOSFET으로 구성되는 것이 바람직하다.
(15)(14)에 있어서, 상기 2차측 정류 회로의 출력부로부터 전력이 전송될 때, 상기 2차측 정류 회로는 상기 1차측 교류 전압 발생 회로로서 작용하는 동시에, 상기 1차측 교류 전압 발생 회로는 상기 2차측 정류 회로로서 작용하여, 쌍방향으로 전력 전송이 가능한 것이 바람직하다.
(16)(1)~(15)에 있어서, 상기 1차 권선은 자심(磁芯)을 가지는 트랜스의 1차측에 마련된 권선, 상기 2차 권선은 상기 트랜스의 2차측에 마련된 권선인 것이 바람직하다.
(17)(1)~(16)에 있어서, 상기 1차 권선은 송전 장치에 마련된 송전 코일, 상기 2차 권선은 상기 송전 장치를 향해 배치되는 수전 장치에 마련된 수전 코일인 것이 바람직하다.
본 발명에 의하면, 대형화하지 않고 전력 변환 효율이 저하하지 않고, 스위칭 주파수를 고정화, 혹은 매우 작은 변동폭으로 할 수 있고, 그에 수반하여 전력 조정의 제어성이 높아져, 고주파 동작이 용이해져 EMC에 용이하게 대응할 수 있어, 소형화한 전력 변환 효율이 높은 스위칭 전원 장치를 제공할 수 있다.
도 1은 특허문헌 1의 스위칭 전원 장치의 기본적인 회로도이다.
도 2는 제1의 실시형태의 스위칭 전원 장치(101)의 회로도이다.
도 3은 도 2에 나타낸 스위칭 전원 장치(101)의 각 부의 전압 전류 파형도이다.
도 4는 제2의 실시형태의 스위칭 전원 장치(102)의 회로도이다.
도 5a는 스위칭 전원 장치(102)의 각 부의 전압 전류의 파형도이다.
도 5b는 도 1에 나타낸 스위칭 전원 장치의 각 부의 전압 전류의 파형도이다.
도 5c는 도 3과 대응시켜 그린 스위칭 전원 장치(102)의 각 부의 전압 전류의 파형도이다.
도 6은 제3의 실시형태의 스위칭 전원 장치(103)의 회로도이다.
도 7은 제4의 실시형태의 스위칭 전원 장치(104)의 회로도이다.
도 8은 제5의 실시형태의 스위칭 전원 장치(105)의 회로도이다.
도 9는 도 8에 나타낸 직렬 공진 커패시터(Cr)에 입력되는 전압의 파형이다.
도 10은 스위칭 주기에 대한 스위칭 회로(S1)의 도통 기간의 비율인 온(on)시 비율(D)과, 스위칭 회로(S1)의 도통 기간에 대한 스위칭 회로(S2)의 도통 기간의 비율인 온 기간 비율(Da)에 대하여, 출력 전압(Vo)과의 관계를 나타내는 도면이다. 여기서 실선은 온 기간 비율(Da)의 특성 커브, 파선은 온시 비율(D)의 특성 커브이다.
도 11은 제6의 실시형태의 스위칭 전원 장치(106)의 회로도이다.
도 12는 제7의 실시형태의 스위칭 전원 장치(107)의 회로도이다.
도 13은 제8의 실시형태의 스위칭 전원 장치(108)의 회로도이다.
도 14는 제9의 실시형태의 스위칭 전원 장치(109)의 회로도이다.
도 15는 제10의 실시형태의 스위칭 전원 장치(110)의 회로도이다.
도 16은 제11의 실시형태의 전력 송전 시스템으로서 사용되는 스위칭 전원 장치(111)의 회로도이다.
도 17은 제12의 실시형태의 전력 송전 시스템으로서 사용되는 스위칭 전원 장치(112)의 회로도이다.
도 18은 제13의 실시형태의 전력 송전 시스템으로서 사용되는 스위칭 전원 장치(113)의 회로도이다.
도 19는 제14의 실시형태의 전력 송전 시스템으로서 사용되는 스위칭 전원 장치(114)의 회로도이다.
도 20은 제15의 실시형태의 전력 송전 시스템으로서 사용되는 스위칭 전원 장치(115)의 회로도이다.
도 21은 제16의 실시형태의 전력 송전 시스템으로서 사용되는 스위칭 전원 장치(116)의 회로도이다.
도 22는 제17의 실시형태의 전력 송전 시스템으로서 사용되는 스위칭 전원 장치(117)의 회로도이다.
도 23은 제18의 실시형태의 전력 송전 시스템으로서 사용되는 스위칭 전원 장치(118)의 회로도이다.
도 24는 제19의 실시형태에 따른 스위칭 전원 장치의 가산 정류 회로 부분의 구성을 나타내는 도면이다.
<<제1의 실시형태>>
도 2는 제1의 실시형태의 스위칭 전원 장치(101)의 회로도이다.
스위칭 전원 장치(101)는 입력부에 입력 전원(Vi)이 입력되고, 출력부로부터 부하(Ro)로 안정된 직류 전력을 공급하는 회로이다. 스위칭 전원 장치(101)는 다음의 각 부를 포함하고 있다.
·1차 권선(np) 및 2차 권선(ns)을 포함하는 트랜스(T), 또는 트랜스(T)에 의한, 혹은 트랜스(T)를 포함하는 전자계 결합 회로(90)
·1차 권선(np)에 접속된 하이 사이드측 스위칭 소자(Q1) 및 로우 사이드측 스위칭 소자(Q2)를 포함하는 스위칭 회로
·2차 권선(ns)에 접속된 정류 다이오드(D3,D4) 및 평활 커패시터(Co)
·1차 권선(np)에 접속된 직렬 공진 인덕터(Lr) 및 직렬 공진 커패시터(Cr)에 의한 제1의 LC 직렬 공진 회로
·2차 권선(ns)에 접속된 직렬 공진 인덕터(Lrs) 및 직렬 공진 커패시터(Crs)에 의한 제2의 LC 직렬 공진 회로
·트랜스(T) 혹은 전자계 결합 회로(90)를 포함하고, 제1의 LC 직렬 공진 회로와 제2의 LC 직렬 공진 회로에 의해 구성되는 복공진 회로(40)
·스위칭 소자(Q1,Q2)에 접속된 스위칭 제어 회로(10)
·부하(Ro)에의 출력 전압의 검출 신호를 스위칭 제어 회로(10)로 피드백하는 절연 회로(30)
·제1의 LC 직렬 공진 회로에 대하여 병렬로 접속된 병렬 공진 커패시터(Cp)
·제2의 LC 직렬 공진 회로에 대하여 병렬로 접속된 병렬 공진 커패시터(Cs)
·병렬 공진 커패시터(Cp,Cs)간의 전계 결합이 되는 상호 커패시터(Cm)
트랜스(T)는, 전자 유도에 의한 자계 결합 회로(전자 공명 회로)(90), 혹은 자계 결합과 전계 결합을 융합한 전자계 결합 회로(전자계 공명 회로)(90)의 주요부를 구성하고 있다. 여기서는, 트랜스(T)는 전자계 결합 회로(전자계 공명 회로)(90)의 주요부를 구성하는 경우에 대하여 설명한다. 직렬 공진 커패시터(Cr,Crs)는 모두 직류 전압을 유지하면서 직류 전류 성분을 컷트하는 기능으로서의 커패시터를 겸하고 있다.
1차측에서는 스위칭 소자(Q1)에 의해 구성되는 스위칭 회로(S1)의 도통 기간에 커패시터(Cr)를 충전하고, 스위칭 소자(Q2)에 의해 구성되는 스위칭 회로(S2)의 도통 기간에 커패시터(Cr)를 방전한다. 한편, 2차측에서는 스위칭 회로(S1)의 도통 기간에 커패시터(Crs)에 비축된 정전 에너지를 2차 권선(ns)에 발생하는 전압과 가산하여 출력에 방전하고, 스위칭 회로(S2)의 도통 기간에 2차 권선(ns)에 발생하는 전압을 정전 에너지로서 커패시터(Crs)를 충전하여 비축한다. 즉 출력 전압은, 스위칭 회로(S1,S2), 각각의 도통 기간에 발생하는 2차 권선(ns)의 전압을 가산함으로써 얻어진다. 즉, 이후 1스위칭 주기에 있어서, 스위칭 소자(Q1)로 이루어지는 스위칭 회로(S1)의 도통 기간을 컨버터의 온 기간, 다른 기간을 오프 기간이라고 칭한다고 하면, 정류 다이오드(D3,D4) 및 커패시터(Crs)에 의한 회로는, 컨버터의 온 기간과 오프 기간의 각각의 기간에 2차 권선(ns)에 발생하는 전압을 정류하여 커패시터에 정전 에너지로서 축적하고, 가산하여 출력하는 가산 정류 회로(80)를 구성한다.
도 2에 있어서 굵은 파선으로 둘러싼 부분은 전자계 결합 회로(90), 가는 파선으로 둘러싼 부분은 복공진 회로(40)를 구성하고 있다. 이 전자계 결합 회로(90)를 포함한 복공진 회로(40)는, 1차측과 2차측의 2개의 LC 공진 회로로 공명 동작한다.
구체적인 작용은 다음과 같다.
(1)Lr-Cr로 이루어지는 제1의 공진 회로와, Lrs-Crs로 이루어지는 제2의 공진 회로가 공명함으로써 각각이 공진하고, 1차 권선(np)과 2차 권선(ns) 사이에서 상호 인덕턴스에 의한 자계와, 상호 커패시턴스에 의한 전계의 2개의 결합을 이용하여 전력 전송을 행한다. 단, 도 2에서는 트랜스(T)의 여자 인덕턴스를 상호 인덕턴스(Lm)로서 이용하고, 회로 소자로서의 도시를 생략하고 있다.
또한 커패시터(Cp,Cs)는 전자계 결합에서의 전력 전송을 촉진한다. 즉, 커패시터(Cp,Cs), 그리고 상호 커패시턴스(Cm)에서 π형의 전계 결합에 의한 전력 전송 회로를 구성하여 전력을 전송한다. 덧붙여 말하면, 상호 커패시턴스(Cm)는 공진 커패시터(Cr,Crs)와도 전계 결합에 의한 전력 전송 회로를 구성하고 있다.
또한 커패시터(Cp,Cs)는, 스위칭 소자가 턴 오프했을 때의 전류(轉流) 기간에 있어서, 1차측에서는, 공진 인덕터(Lr)에 흐르는 공진 전류를 스위칭 회로의 병렬 커패시터(스위칭 소자(Q1,Q2)에 대하여 병렬로 접속되어 있는 커패시터)로 흐르는 전류와 커패시터(Cp)로 분류(分流)한다. 공진 전류가 커지면 커질수록, 커패시터(Cp)에 흐르는 전류는 커지고, 전류 기간에 있어서 스위칭 회로의 병렬 커패시턴스로 흐르는 전류는 거의 일정해지며, 커패시터(Cp)의 커패시턴스를 적절히 설정함으로써, 출력 전력의 변동에 대하여 데드 타임 기간과 전류 기간의 차분(差分)을 보정할 수 있다. 2차측에서도 마찬가지로, 2차측의 공진 전류가 커지면 커질수록, 커패시터(Cs)에 흐르는 전류는 커지고, 커패시터(Cs)의 커패시턴스를 적절히 설정함으로써, 출력 전력의 변동에 대하여 데드 타임 기간과, 다이오드(D3)와 다이오드(D4)에서 전류 경로가 전환될 때의 기간의 차분을 보정할 수 있다.
(2)스위칭 소자(Q1과 Q2)는 데드 타임을 끼고 교대로 온 오프함으로써, 직류 전압(Vi)을 거의 방형파상 또는 사다리꼴파상의 전압 파형으로 정형한다. 한편, 정류 다이오드(D3과 D4)는 교대로 도통함으로써 거의 방형파상 또는 사다리꼴파상의 전압 파형을 직류 전압으로 정형한다.
(3)스위칭 소자(Q1과 Q2)에 의한 스위칭 주파수(fs)에 대하여 1차측과 2차측의 2개의 공진 회로는 공명한다. 전자계 결합 회로(90)를 포함한 1차측과 2차측의 2개의 공진 회로로 복공진 회로(40)는 구성된다. 복공진 회로(40)는, 복공진 회로(40)의 합성 임피던스가 가장 작아지는 고유의 공진 주파수(fr)를 가지고 있고, 스위칭 주파수(fs)와 공진 주파수(fr)가 접근하여 공진함으로써, 각각 2개의 공진 회로에 흐르는 전류는 커지고, 출력 전력은 증가한다. 즉, 전자계 결합 회로를 포함한 1차측 공진 회로와 2차측 공진 회로를 합성한 전체의 복공진 회로(90)가 가지는 고유의 공진 주파수(fr)보다도 높은 스위칭 주파수(fs)로 스위칭 소자를 온 오프 동작시켜, 스위칭 주파수(fs)가 고유의 공진 주파수(fr)에 접근하여 공진함으로써, 복공진 회로에 유입하는 전류는 커지고, 출력 전력은 증가한다.
한편, 스위칭 주파수(fs)를 일정하게 하여 동작을 시킬 경우에 있어서는, 2개의 스위칭 회로의 도통 기간의 비율이 되는 온 기간 비(Da)가 Da=1, 즉 1스위칭 주기에 대한 제1의 스위칭 회로(S1)의 도통 기간의 비율인, 컨버터의 온시 비율(D)이 D=0.5에 근접할수록 출력 전력은 증가한다.
(4)1차측, 2차측의 커패시터(Cr과 Crs)는, 직류 전압을 유지하면서 전류의 직류 성분을 컷트하는 동작과 공진 동작의 2개의 작용을 한다.
도 2에 있어서의 전자계 결합 회로(90)는, 트랜스(T)의 1차 권선(np)의 여자 인덕턴스(Lm), 2차 권선(ns)의 여자 인덕턴스(Lms), 직렬 공진 인덕터(Lr,Lrs) 및 커패시터(Cp,Cs) 등 트랜스(T)의 기생 성분으로 구성되어 있어도 된다. 이 경우, 트랜스는 전기적인 절연을 가능하게 하는 트랜스로서의 기능과 공진 인덕터, 공진 커패시터 등의 전기적 파라미터를 일체화한 공진 복합 트랜스라 칭할 수 있고, 전자계 결합 장치로서 이용할 수 있다.
도 3은 도 2에 나타낸 스위칭 전원 장치(101)의 각 부의 전압 전류 파형도이다. 스위칭 전원 장치(101)의 각 타이밍에서의 동작은 다음과 같다.
우선, 트랜스(T)의 1차 권선(np)의 여자 인덕턴스를 Lm, 여자 전류를 im으로 나타낸다. 스위칭 소자(Q1,Q2)의 게이트·소스간 전압을 vgs1, vgs2로 나타내고, 드레인·소스간 전압을 각각 vds1, vds2로 나타내며, Q1의 드레인 전류를 id1로 나타낸다. Q1, Q2는 양 스위칭 소자가 오프가 되는 짧은 데드 타임을 끼고 교대로 온, 오프 동작을 행하고, 데드 타임 기간에 Q1, Q2에 흐르는 전류를 각각 전류시켜 제로 전압 스위칭(ZVS) 동작을 행한다. 1스위칭 주기에 있어서의 각 상태에서의 동작을 이하에 나타낸다.
[1]State1 시각(t0~t1)
스위칭 소자(Q1)의 병렬 다이오드는 도통하고 있다. 이 기간에 있어서 스위칭 소자(Q1)를 턴 온 함으로써 ZVS 동작이 행해진다. 1차측에서는 권선(np)에 전류가 흐르고, 커패시터(Cr)는 방전된다. 2차측에서는 다이오드(D3)는 도통하고 있고, 권선(np)에 인가된 전압에 의해, 권선(ns)에 전압이 유기(誘起)되고, 권선(ns)에 유기된 전압에 커패시터(Crs)의 양단 전압이 가산되어 부하에 전압이 인가되고, 커패시터(Crs)는 방전하여 전류가 공급된다. 스위칭 소자(Q1)가 턴 오프하면 State2가 된다.
[2]State2 시각(t1~t2)
인덕터(Lr)에 흐르고 있었던 전류(ir)에 의해, 스위칭 소자(Q1)의 병렬 커패시터(기생 용량)는 충전되고, 스위칭 소자(Q2)의 병렬 커패시터(기생 용량)는 방전된다. 전압(vds1)이 전압(Vi), 전압(vds2)이 0V가 되면 State3이 된다.
[3]State3 시각(t2~t3)
스위칭 소자(Q2)의 병렬 다이오드는 도통하고 있다. 이 기간에 있어서 스위칭 소자(Q2)를 턴 온 함으로써 ZVS 동작이 행해진다. 다이오드(D3)에 흐르는 전류가 0A가 되면 State4가 된다.
[4]State4 시각(t3~t4)
스위칭 소자(Q2)는 도통하고 있고, 권선(np)에는 전류가 흐르며, 커패시터(Cr)는 방전된다. 다이오드(D4)는 도통하고 있고, 권선(np)에 인가된 전압에 의해, 권선(ns)에 전압이 유기되며, 커패시터(Crs)는 충전된다. 부하에는 커패시터(Co)의 전압이 인가되어 전류가 공급된다. 이와 같이 하여 인덕터(Lr)에 흐르는 전류(ir)는 정현파상의 공진 전류 파형이 된다. 다이오드(D4)에 흐르는 전류가 0이 되면 State5가 된다.
[5]State5 시각(t4~t5)
1차측에서는 트랜스의 여자 전류(im)가 흐르고, 전류(ir)와 같아진다. 2차측에서는, 부하에는 커패시터(Co)의 전압이 인가되어 전류가 공급된다. Q2가 턴 오프하면 State6이 된다.
[6]State6 시각(t5~t0)
인덕터(Lr)에 흐르고 있었던 전류(ir)에 의해, 스위칭 소자(Q1)의 병렬 커패시터(기생 용량)는 방전되고, 스위칭 소자(Q2)의 병렬 커패시터(기생 용량)는 충전된다. 전압(vds1)이 전압 0V, 전압(vds2)이 Vi가 되면 State1이 된다.
이후, State1~6을 주기적으로 반복한다.
스위칭 제어 회로(10)는 다음의 제어를 행한다.
(1)전자계 결합 회로를 포함한 1차측 공진 회로와 2차측 공진 회로를 합친 전체의 복공진 회로에 대하여, 입력 임피던스가 가장 작아지는 고유 공진 주파수(fr)보다 스위칭 주파수를 높게 한다. 이것에 의해, 그 스위칭 주파수에서는 복공진 회로는 유도성이 된다. 그 때문에, 인덕터(Lr)에 흐르는 전류 위상이, 1차측 교류 전압 발생 회로에 의한 방형파(사다리꼴파)상의 교류 전압의 전압 위상에 대하여 늦은 상태로 할 수 있으므로, 스위칭 소자(Q1)의 전압(vds1)이 0의 상태에서 스위칭 소자(Q1)를 턴 온할 수 있다. 마찬가지로, 스위칭 소자(Q2)의 전압(vds2)이 0의 상태에서 스위칭 소자(Q2)를 턴 온할 수 있다. 즉 ZVS(제로 전압 스위칭) 동작을 행하게 되어, 스위칭 손실을 대폭으로 저감할 수 있어, 고효율 동작이 가능해진다. 또한 전 부하 범위에 있어서 공진 주파수(fr)보다 높은 스위칭 주파수로 동작을 하기 때문에, 전 부하 범위에 걸쳐 제로 전압 스위칭(ZVS) 동작을 실현할 수 있다.
(2)1차측 교류 전압 발생 회로의 스위칭 주파수를 일정하게 하고, 스위칭 소자(Q1)를 포함하는 스위칭 회로(S1)와, 스위칭 소자(Q2)를 포함하는 스위칭 회로(S2)의 도통 기간의 비율, 즉 온 기간 비를 제어함으로써, 2차측 정류 회로로부터 출력되는 출력 전력을 조정한다.
(3)2차측 정류 회로로부터 출력되는 출력 전력을 제어하는데 있어, 온 기간 비 제어 수단에 의해 온 기간 비가 1로부터 벗어남에 따라 복공진 회로를 흐르는 전류 파형은 정현파로부터 변형하게 된다. 이 때문에 정현파로부터의 파형의 변형을 소정의 값으로 억제하기 위해, 스위칭 소자(Q1,Q2)의 온 기간 비를 비교적 1에 가까운 곳으로 설정하고, 1차측 교류 전압 발생 회로의 스위칭 주파수를 변화시키는 것에 의해서도 2차측 정류 회로로부터 얻어지는 출력 전력을 조정할 수는 있다.
(4)그리하여, 상기 (2)의 온 기간 비 제어와 (3)의 스위칭 주파수에 의한 제어를 조합하여, 예를 들면 입력 전압의 변동에 따라 스위칭 주파수를 변화시킨다. 복공진 회로에 흐르는 전류 파형이 정현파로부터 크게 변형되는 것을 억제하고, 부하의 변동에 대해서는, 온 기간 비를 제어하도록 구성함으로써, 공진 전류 파형은 정현파로부터의 변형이 작고, 스위칭 주파수의 변화폭도 작은 최적의 컨버터 특성을 얻으면서, 2차측 정류 회로로부터 얻어지는 출력 전력을 조정할 수 있다.
제1의 실시형태에 의하면 다음과 같은 효과를 발휘한다.
(a)컨버터의 온 기간과 오프 기간의 각각의 기간에 발생하는 2차 권선 전압을 정류하고 가산하여 직류 전압으로서 출력하도록 구성함으로써 일정의 스위칭 주파수에서의 온 기간 비 제어(PWM 제어)로 출력 전압의 안정화가 가능해진다. 그 때문에, 고정 주파수에서의 고주파 동작, 혹은 스위칭 주파수의 변동폭이 매우 작은 상태에서의 고주파 동작이 용이해져, 스위칭 전원 장치의 소형 경량화를 도모할 수 있다.
(b)또한 온 기간 비 제어(PWM 제어) 뿐 아니라, 스위칭 주파수를 변화시키는 제어(PFM 제어)도 혼합시켜 출력 전력을 제어함으로써, 복공진 회로에 흐르는 전류 파형이 정현파로부터 크게 변형되지 않고, 스위칭 주파수의 변화폭도 작은 최적의 컨버터 특성을 얻으면서, 출력 전력을 제어할 수 있는 범위를 확대할 수 있다.
(c)또한 예를 들면 입력 전압의 변동에 따라 스위칭 주파수를 제어하는 PFM(Pulse Frequency Modulation) 제어를 행하고, 부하의 변동에 대해서는, 온 기간 비를 제어하여 ORM(On-periods Ratio Modulation) 제어하는 등, 온 기간 비 제어(ORM 제어)와 주파수 제어(PFM 제어)를 적절하게 조합하여, 복공진 회로에 흐르는 공진 전류 파형을 정현파로부터 크게 변형시키지 않고, 스위칭 주파수의 변화폭도 작은 동작을 시킴으로써 컨버터의 고효율 동작이 가능해진다.
(d)1차측의 스위칭 소자의 온 기간과 오프 기간의 각각의 기간에 발생하는 2차 권선 전압을 가산하여 직류 전압으로서 출력하도록 구성함으로써, 정류기에 인가되는 전압을 센터-탭(center-tap) 정류의 경우와 비교하여 절반으로 할 수 있어, 손실을 저감할 수 있다.
(e)복공진 회로의 임피던스가 가장 작아지는 고유의 공진 주파수에 대하여 스위칭 주파수를 높게 하여 동작을 시킴으로써, ZVS(제로 전압 스위칭) 동작을 행하는 것이 가능해지고, 스위칭 손실을 대폭으로 저감할 수 있어, 고효율 동작이 가능해진다.
(f)제2의 직렬 공진 인덕터 및 제2의 직렬 공진 커패시터를 포함하는 제2의 LC 직렬 공진 회로가 2차측에 구성됨으로써, 1차측과 2차측의 공진을 사용하여 자계 결합과 전계 결합을 융합한 전자계 결합 회로(전자계 공명 회로)를 구성함으로써, 자계 결합만으로 전력 전송을 행하는 경우보다도 전력 전송 효율이 높아져, 고효율 동작이 가능해진다.
(g)트랜스의 누설 인덕턴스, 여자 인덕턴스, 부유 용량, 상호 커패시턴스 등을 사용하여 전자계 결합 회로를 구성함으로써, 적은 부품 수로 컨버터를 구성할 수 있어, 소형 경량화를 도모할 수 있다.
(h)1차측, 2차측의 커패시터(Cr과 Crs)가 직류 전압을 유지하는 동작과 공진 동작의 2개의 역할을 행함으로써, 직류 전압을 교류 전압으로 변환하면서, 다른 쪽에서는 복공진 회로를 구성하는 공진 커패시턴스로서 공진 동작을 행하기 때문에, 부품 수를 줄일 수 있다. 또한 일정 스위칭 주파수에서의 온 기간 비 제어(PWM 제어)가 가능해진다.
(i)커패시터(Cp,Cs)에 의해 상호 커패시턴스(Cm)와 맞추어 π형 전계 결합에 의한 전력 전송 회로를 구성하여 전자계 결합에서의 전력 전송을 촉진한다. 또한 그 커패시턴스(Cp,Cs)를 적절히 설정함으로써, 출력 전력의 변동에 대하여 데드 타임 기간과 전류 기간의 차분을 보정할 수 있다.
(j)병렬 공진 커패시터(Cp,Cs)를 포함함으로써 전자계 결합에서의 전력 전송을 촉진할 수 있어 고효율화를 도모할 수 있다. 또한 출력 전력의 변동에 대하여 전류 기간이 변화하는 것을 보상하여 데드 타임 기간에 적절하게 전류가 행해지도록 동작시켜 손실을 저감할 수 있다.
<<제2의 실시형태>>
도 4는 제2의 실시형태의 스위칭 전원 장치(102)의 회로도이다. 이 예에서는 제1의 실시형태의 스위칭 전원 장치(101)와 달리, 2차측의 정류 다이오드(D3,D4)를 대신하여 FET에 의한 스위칭 소자(Q3,Q4)를 포함하고 있다. 즉 스위칭 소자(Q3,Q4)로 2차측 정류 회로를 구성하고 있다. 스위칭 소자(Q3,Q4)는 각각 병렬로 다이오드(기생 다이오드), 커패시터(기생 용량)를 포함하고 있고, 스위칭 회로(S3,S4)를 구성하고 있다. 또한 전원 입력부에 커패시터(Ci)를 마련하고 있다. 스위칭 제어 회로(20)는 2차측의 스위칭 소자(Q3,Q4)의 제어를 행한다.
또한 트랜스(T)의 1차 권선(np), 2차 권선(ns)의 여자 인덕턴스를 Lm, Lms, 스위칭 소자(Q1,Q2,Q3,Q4)의 기생 용량 및 기생 다이오드는 도시를 생략하고 있다.
2차측의 스위칭 제어 회로(20)는, 1차측의 스위칭 소자(Q1)와 동기(同期)하여 스위칭 소자(Q3)를 온/오프시키고, 1차측의 스위칭 소자(Q2)와 동기하여 스위칭 소자(Q4)를 온/오프시킨다. 즉 동기 정류를 행한다. 스위칭 전원 장치(102) 전체의 동작은 제1의 실시형태에서 나타낸 스위칭 전원 장치(101)와 동일하다.
도 5a는 상기 스위칭 전원 장치(102)의 각부의 전압 전류의 파형도이다. 여기서 vds1은 스위칭 소자(Q1)의 드레인·소스간 전압, ir은 커패시터(Cr)에 흐르는 전류, Vds3은 스위칭 소자(Q3)의 드레인·소스간 전압, id3은 스위칭 소자(Q3)에 흐르는 전류, id4는 스위칭 소자(Q4)에 흐르는 전류이다. 또한 도 5b는 도 1에 나타낸 스위칭 전원 장치의 각 부의 전압 전류의 파형도이다. 여기서 vds1은 스위칭 소자(Q1)의 드레인·소스간 전압, ir은 커패시터(Cr)에 흐르는 전류, Vd3은 다이오드(D3)의 양단간 전압, id3은 다이오드(D3)에 흐르는 전류, id4는 다이오드(D4)에 흐르는 전류이다.
도 5a, 도 5b에 차이가 나타나 있는 바와 같이, 종래의 센터-탭 정류 방식에서는, 2개의 정류 다이오드 중 한쪽의 다이오드에 밖에 전류가 흐르지 않아, 불균일한 동작이 되고, 정류 다이오드에 흐르는 전류의 피크값 및 실효 전류값은 커져, 도통 손(損)이 증가한다. 또한 제2의 실시형태의 스위칭 전원 장치에서는, 2차측의 스위칭 소자(Q3,Q4)에 인가되는 전압은 출력 전압과 거의 같게 되는데, 종래의 센터-탭 정류 방식에서는 출력 전압의 2배의 전압이 인가되는 것을 알 수 있다. 제2의 실시형태에 의하면, 전압 스트레스를 저감함으로써 내전압이 작은 정류 소자를 사용할 수 있고, 일반적으로 내전압이 작은 다이오드 소자는 순방향 전압 강하가 작으며, 또한 내전압이 작은 FET는 온 저항이 작기 때문에 흐르는 전류에 의한 도통 손을 저감할 수 있어, 고효율 동작이 가능해진다.
도 5c는 도 3과 대응시켜 그린 상기 스위칭 전원 장치(102)의 각 부의 전압 전류의 파형도이다. 도 5c와 도 3을 비교하는 도 5c에서는 2차측의 스위칭 소자(Q3,Q4)에 흐르는 전류 파형(id3,id4)에 부전류가 흐르고 있는 것을 알 수 있다. 이와 같이 스위칭 소자(Q3,Q4)에 흐르는 부전류는 부하측으로부터 회생(回生)되는 전류가 되고, 출력에 공급되는 전류는 전류 파형(id3,id4)의 정전류로부터 부전류를 뺀 전류를 평균한 값이 된다. 이 때문에, 온 기간 비를 1로부터 작게 변화시키는 것만으로, 출력 전류는 크게 감소하고, 작은 온 기간의 변화로 크게 출력 전력을 조정하는 것이 가능해져 출력 전력의 제어성이 향상한다.
이와 같이, 도 4에 나타내는 제2의 실시형태에서는, 제1의 실시형태의 스위칭 전원 장치(101)와 달리, 2차측의 정류 다이오드(D3,D4)를 대신하여 FET에 의한 스위칭 소자(Q3,Q4)를 포함하고, 스위칭 소자(Q3,Q4)에 부전류를 흘려 보냄으로써, 작은 온 기간의 변화로 크게 출력 전력을 조정하는 것이 가능해져 출력 전력의 제어성을 향상시킬 수 있다.
제2의 실시형태의 스위칭 전원 장치(102)는, 도 4에 나타나 있는 바와 같이, 그 토폴로지(topology)는 입출력간에서 대칭성을 가진다. 그 때문에, 2차측 정류 회로의 출력부로부터 전력이 송전될 때, 2차측 정류 회로는 1차측 교류 전압 발생 회로로서 작용하고, 스위칭 소자(Q1,Q2)에 의한 1차측 교류 전압 발생 회로는 2차측 정류 회로로서 작용한다. 따라서, 트랜스(T)의 1차측으로부터 2차측으로, 또는 2차측으로부터 1차측으로의 쌍방향에 대하여 전력 전송이 가능하다.
예를 들면, 부하(Ro)가 충전 전지나 축전 커패시턴스이거나, 그 충방전 제어 회로를 포함하는 회로이거나 할 경우, 트랜스(T)의 1차측으로부터 2차측으로 전력이 전송됨으로써, 상기 충전 전지는 충전된다. 그리고, 도 4에 있어서 입력 전원(Vi)이 접속되는 부분에 부하 회로가 접속되면, 상기 충전 전지나 축전 커패시턴스를 입력 전원으로 하고, 전력 전송의 방향을 반대로 한 트랜스(T)의 2차측으로부터 1차측으로의 전력 전송이 가능해진다.
제2의 실시형태에 의하면, 제1의 실시형태에서 기술한 효과 이외에 다음과 같은 효과를 발휘한다.
(a)FET에 의한 스위칭 소자(Q3,Q4)로 동기 정류 동작을 행함으로써, 순방향 강하 전압이 작아져, 정류 회로에서의 도통 손을 저감할 수 있다.
(b)FET에 의한 스위칭 소자(Q3,Q4)로 동기 정류 동작을 행하고, 스위칭 소자(Q3,Q4)에 부전류를 흘려 보냄으로써, 작은 온 기간 비의 변화로 크게 출력 전력을 조정하는 것이 가능해져 출력 전력의 제어성을 향상시킬 수 있다.
(c)1차측과 2차측을 서로 바꾸어 역방향으로 전력을 전송하는 쌍방향 컨버터로서의 동작이 가능하다.
<<제3의 실시형태>>
도 6은 제3의 실시형태의 스위칭 전원 장치(103)의 회로도이다. 이 예에서는 입력 전원(Vi)의 전압을 분압하는 커패시터(Ci1,Ci2), 및 출력 전압(Vo)을 분압하는 커패시터(Cis1,Cis2)를 포함하고 있다. 여기서는, 트랜스(T)의 1차 권선(np), 2차 권선(ns)의 여자 인덕턴스, 또는 외장 형태의 인덕턴스인 인덕터(Lm,Lms)를 도시하고 있다. 그 외에는 제2의 실시형태에서 도 4에 나타낸 것과 동일하다.
제3의 실시형태에서는, 입력 전압(Vi)이 커패시터 Ci1, Ci2로 분압되고, 출력 전압(Vo)이 커패시터 Cis1, Cis2로 분압된다. 또한 커패시터(Ci1,Cis1)가 직류 입력 전압을 분압하여 직류 전압을 유지하는 기능을 하기 때문에, 직렬 공진 커패시터(Cr,Crs)는 공진용 커패시터로서만 작용하고, 직류 전압을 유지하는 기능, 즉 직류 전압 성분을 바이어스하여 공진 동작하는 기능으로서는 작용하지 않는다. 전체의 컨버터 동작은 제1의 실시형태에서 나타낸 바와 같다.
제3의 실시형태에 의하면, 제1·제2의 실시형태에서 기술한 효과 이외에 다음과 같은 효과를 발휘한다.
(a)입력 전원(Vi)이 커패시터(Ci1,Ci2)의 각각의 전압으로서 분압되고, 스위칭 소자(Q1,Q2)의 온/오프의 양 사이클로 입력 전원(Vi)으로부터 커패시터(Ci1,Ci2)로 전류가 흐르며, 입력 전원(Vi)으로부터 유출되는 입력 전류의 실효값이 작아져, 전류 경로에서의 도통 손이 저감된다.
(b)상술 (a)와 같이, 출력 전압(Vo)은 커패시터(Cis1,Cis2)의 각각의 전압으로서 분압되어 있고, 스위칭 소자(Q1,Q2)의 온/오프의 양 사이클로 커패시터(Cis1,Cis2)로부터 출력 전압(Vo)으로 흐르는 전류의 실효값은 작아져, 도통 손실은 저감된다.
<<제4의 실시형태>>
도 7은 제4의 실시형태의 스위칭 전원 장치(104)의 회로도이다. 이 예에서는 입력 전원(Vi)의 전압을 분압하는 커패시터(Cr1,Cr2), 및 출력 전압(Vo)을 분압하는 커패시터(Crs1,Crs2)를 포함하고 있다. 즉, 제2의 실시형태에서 나타낸 스위칭 전원 장치에 있어서의 직렬 공진 커패시터(Cr)를 Cr1, Cr2로 분할하고, 직렬 공진 커패시터(Crs)를 Crs1, Crs2로 분할한 것이다. 여기서는, 트랜스(T)의 1차 권선(np)과 2차 권선(ns) 사이에 형성되는 등가적인 상호 인덕턴스(Lm)를 도시하고, 1차 권선(np)과 2차 권선(ns)으로 이루어지는 트랜스(T)는, 이상(理想) 트랜스로서 도시되어 있다. 트랜스(T)를 이상적인 트랜스로 구성할 경우, 인덕터(Lr), 인덕터(Lrs), 및 커패시터(Cp,Cs)를 단체(單體)의 회로 소자로 구성할 수 있다. 또한 트랜스(T)의 기생 요소를 사용하여 전자 결합 회로(90) 그 자체를 단체의 공진 복합 트랜스로 구성하는 것도, 전계와 자계의 결합을 합성한 전자계 결합 회로(90)로서 구성하는 것도 가능하다. 그 외에는 제2의 실시형태에서 도 4에 나타낸 것과 동일하다.
제4의 실시형태에서는, 직렬 공진 커패시터에 흐르는 전류가 2개의 커패시터로 분할되므로, 커패시터에 의한 손실이 분산되어 전체의 손실이 저감되고, 발열이 분산된다.
또한 커패시터(Cr1,Cr2) 및 커패시터(Crs1,Crs2)는 직류 전압을 유지하는 작용과 직렬 공진 커패시터로서의 작용의 양쪽의 역할을 한다.
<<제5의 실시형태>>
도 8은 제5의 실시형태의 스위칭 전원 장치(105)의 회로도이다. 이 예에서는 1차측에 커패시터(Cc)를 마련하여 전압 클램프 회로를 구성하고 있다. 그 외에는 제2의 실시형태에서 도 4에 나타낸 것과 동일하다.
도 8에 나타낸 스위칭 전원 장치에서는, 스위칭 소자(Q1)의 턴 오프 후, 1차 권선(np)의 전압이 스위칭 소자(Q2)의 기생 다이오드를 통해 커패시터(Cc)에 도 8에 나타내는 방향의 전압이 챠지(charge)되고, 스위칭 소자(Q2)가 온일 때에 커패시터(Cc)에 챠지된 전압(+Vc)이 복공진 회로로 인가된다. 즉, 입력 전압(Vi)이 방형파 전압으로 변환되고, 그 방형파 전압은 +Vi와 -Vc의 전압 진폭이 된다.
도 9는 도 8에 나타낸 직렬 공진 커패시터(Cr)와 전자계 결합 회로(90)와 직렬 공진 커패시터(Crs)로 이루어지는 복공진 회로에 부여되는 전압의 파형이다. 여기서 실선은 제5의 실시형태의 경우의 파형, 파선은 제1~제4의 실시형태의 경우의 파형이다. 이와 같이, 제1~제4의 실시형태에서는 공진 회로로의 입력 전원 전압이 +Vi와 0V로 변화하고, 전압 진폭은 Vi인데 비해, 제5의 실시형태에서는 입력 전원 전압이 +Vi로부터 -Vc로 크게 변화하여, 전압 진폭은 (Vi+Vc)로 동작하게 된다. 또한 전압 클램프 회로를 구성하는 커패시터(Cc)의 양단 전압(Vc)은, 스위칭 주기에 대한 스위칭 소자(Q1)의 도통 기간의 비율인 온시 비율(D)에 따라 변화하여, 출력 전압(Vo)을 광범위에 걸쳐 제어할 수 있다. 이것은 출력 전압이 일정할 경우에 입력 전원 전압이 광범위에 걸쳐 변화할 경우에의 적용이 뛰어난 것을 나타내고 있다. 이와 같이 전압 클램프 회로를 구성함으로써, 입력 전압의 변동에 대한 제어 특성이 개선된다. 즉 입력 전압이 크게 변동해도 출력 전압의 안정화를 도모할 수 있다.
도 10은 스위칭 주기에 대한 스위칭 회로(S1)의 도통 기간의 비율인 온시 비율(D)과, 스위칭 회로(S1)의 도통 기간에 대한 스위칭 회로(S2)의 도통 기간의 비율인 온 기간 비율(Da)에 대하여, 출력 전압(Vo)과의 관계를 나타내는 도면이다. 여기서 실선은 온 기간 비율(Da)의 특성 커브, 파선은 온시 비율(D)의 특성 커브이다. 이와 같이, 온 기간 비율(Da)에서는 Da=1일 때, 온시 비율(D)에서는 D=0.5일 때에 출력 전압은 가장 커진다.
<<제6의 실시형태>>
도 11은 제6의 실시형태의 스위칭 전원 장치(106)의 회로도이다. 이 예에서는 1차측에 커패시터(Cc)를 마련하여 전압 클램프 회로를 구성하고 있다. 또한 입력 전원(Vi)의 전압을 분압하는 커패시터(Ci1,Ci2), 및 출력 전압(Vo)을 분압하는 커패시터(Cis1,Cis2)를 포함하고 있다. 또한 1차 권선(np)의 여자 인덕턴스를 회로 파라미터로서 표기하고 있다. 여기서는, 트랜스(T)의 1차 권선(np), 2차 권선(ns)의 사이에 형성되는 등가적인 상호 인덕턴스(Lm)를 도시하고, 1차 권선(np)과 2차 권선(ns)으로 이루어지는 트랜스(T)는 이상 트랜스로서 도시되어 있다. 트랜스(T)를 이상적인 트랜스로 구성할 경우, 인덕터(Lr), 인덕터(Lrs), 및 커패시터(Cp,Cs)를 단체의 회로 소자로 구성할 수 있다. 또한 트랜스(T)의 기생 요소를 사용하여 전자 결합 회로(90) 그 자체를 단체의 공진 복합 트랜스로 구성하는 것도 가능하다. 그 외에는 제2의 실시형태에서 도 4에 나타낸 것과 동일하다.
이 제6의 실시형태에 의하면, 입력 전원 전압이 +Vi로부터 -Vc의 큰 전압 진폭으로 동작하게 되므로, 입력 전압의 변동에 대한 제어 특성이 개선된다. 또한 입력 전원(Vi)이 커패시터 Ci1과 Ci2로 분압되므로, 스위칭 소자(Q1,Q2)의 온/오프의 양 사이클로 입력 전원(Vi)으로부터 커패시터(Ci1,Ci2)로 전류가 흐르고, 입력 전류의 실효값이 작아져, 전류 경로에서의 도통 손이 저감된다. 또한 출력 전압(Vo)에 의해 커패시터(Cis1,Cis2)로 흐르는 전류에 있어서도 전류 실효값은 작아져, 도통 손은 저감된다.
<<제7의 실시형태>>
도 12는 제7의 실시형태의 스위칭 전원 장치(107)의 회로도이다. 이 예에서는 1차측에 커패시터(Cc)를 마련하여 1차측에 전압 클램프 회로를 구성하고, 2차측에 커패시터(Ccs)를 마련하여 2차측에도 전압 클램프 회로를 구성하고 있다. 그 외에는 제5의 실시형태에서 도 7에 나타낸 것과 동일하다.
도 12에 나타낸 스위칭 전원 장치에서는, 입력 전압(Vi)이 거의 방형파상 또는 사다리꼴파상이 되는 전압으로 변환되고, 그 방형파 전압은 +Vi와 -Vc의 전압 진폭이 된다. 또한 2차측의 커패시터(Ccs)에 전압(Vcs)이 챠지되므로, 스위칭 소자(Q3,Q4)에 의한 동기 정류 회로에 인가되는 교류 방형파 전압은 +Vo와 -Vcs의 전압 진폭이 된다. 이와 같이 전압 진폭이 커지므로, 출력 전압의 변동에 대한 제어 특성도 개선된다. 즉 출력 전압의 조정이 광범위에 걸쳐 용이해진다.
<<제8의 실시형태>>
도 13은 제8의 실시형태의 스위칭 전원 장치(108)의 회로도이다. 이 예에서는 4개의 스위칭 소자(Q1,Q2,Q5,Q6)에 의한 풀 브리지 회로 구성의 1차측 교류 전압 발생 회로를 마련하고 있다. 또한 4개의 스위칭 소자(Q3,Q4,Q7,Q8)에 의한 브리지 정류 구성의 2차측 정류 회로를 마련하고 있다.
이 제8의 실시형태에 의하면, 제1~제7의 실시형태에 비해, 1차측의 스위칭 소자(Q1,Q2,Q5,Q6), 및 2차측의 스위칭 소자(Q3,Q4,Q7,Q8)에 인가되는 전압이 각각 절반이 되기 때문에, 스위칭 소자에서의 손실을 저감할 수 있다.
<<제9의 실시형태>>
도 14는 제9의 실시형태의 스위칭 전원 장치(109)의 회로도이다. 이 예에서는 1차측의 공진 커패시터를 2개의 커패시터 Cr1, Cr2로 분할 배치하고, 2차측의 공진 커패시터를 2개의 커패시터 Crs1, Crs2로 분할 배치하고 있다. 또한 4개의 스위칭 소자(Q1,Q2,Q5,Q6)에 의한 풀 브리지 회로 구성의 1차측 교류 전압 발생 회로를 마련하고 있다. 또한 4개의 스위칭 소자(Q3,Q4,Q7,Q8)에 의한 브리지 정류 구성의 2차측 정류 회로를 마련하고 있다.
이 제9의 실시형태에 의하면, 제1~제3의 실시형태 등에서 나타낸 공진 커패시터(Cr,Crs)의 각각에 인가되는 전압이 2개의 커패시터로 분할되어 인가되므로, 커패시터에서의 손실을 분산할 수 있다. 또한 1차측의 스위칭 소자(Q1,Q2,Q5,Q6), 및 2차측의 스위칭 소자(Q3,Q4,Q7,Q8)에 인가되는 전압이 각각 절반이 되기 때문에, 스위칭 소자에서의 손실을 저감할 수 있다.
또한 커패시터(Cr1,Cr2) 및 커패시터(Crs1,Crs2)는 직류 전압을 유지하는 작용과 직렬 공진 커패시터로서의 작용의 양쪽의 역할을 한다.
<<제10의 실시형태>>
지금까지 나타낸 각 실시형태에서는, 부품으로서의 트랜스를 포함하고, DC-DC 컨버터로서 사용하는 스위칭 전원 장치를 예로 들었는데, 이후의 각 실시형태에서는 대향하는 장치간에서 전기적으로는 비접촉으로 전력 전송을 행하는 장치의 예를 나타낸다.
도 15는 제10의 실시형태의 스위칭 전원 장치(110)의 회로도이다. 도 15에 있어서 Lp는 송전 장치측의 송전 코일, Ls는 수전 장치측의 수전 코일이다.
이 예에서는, 송전 코일(Lp)의 등가적인 누설 인덕터로 제1~제9의 실시형태에 나타낸 인덕터(Lr), 송전 코일(Lp)의 등가적인 권선간의 병렬 커패시터로 제1~제9의 실시형태에 나타낸 커패시터(Cp)를 구성하고 있다. 또한 수전 코일(Ls)의 등가적인 누설 인덕터로 제1~제9의 실시형태에 나타낸 인덕터(Lrs), 수전 코일(Ls)의 등가적인 권선간의 병렬 커패시터로 제1~제9의 실시형태에 나타낸 커패시터(Cs)를 구성하고 있다. 또한 송전 코일(Lp)에서 자계 결합에 관여하는 등가적인 인덕턴스를 상호 인덕턴스(Lm), 송전 코일(Lp)과 수신 코일(Ls) 사이에서 전계 결합에 관여하는 등가적인 커패시턴스를 상호 커패시턴스(Cm)로서 구성한다.
도 15에 나타내는 파라미터(Ml)는 자계 결합의 상호 계수를 나타낸 것으로, Mc는 전계 결합의 상호 계수를 나타낸 것이다. 상호 인덕턴스에 의한 자계 결합(상호 계수(Ml))과 상호 커패시턴스에 의한 전계 결합(상호 계수(Mc))의 합성에 의해 전자계 결합으로서의 상호 계수(M)는 구성된다.
이 전력 전송 시스템으로서 사용되는 스위칭 전원 장치(110)는, 도 15에 나타나 있는 바와 같이, 그 토폴로지는 입출력간에서 대칭성을 가진다. 그 때문에, 2차측 정류 회로의 출력부로부터 전력이 전송될 때, 2차측 정류 회로는 1차측 교류 전압 발생 회로로서 작용하고, 스위칭 소자(Q1,Q2)에 의한 1차측 교류 전압 발생 회로는 2차측 정류 회로로서 작용한다. 따라서, 송전과 수전의 관계를 교환하여 전력 전송하는 것도 가능하다.
예를 들면, 부하(Ro)가 충전 전지나 축전 커패시턴스이거나, 그 충방전 제어 회로를 포함하는 회로이거나 할 경우, 송전 코일(Lp)로부터 수전 코일(Ls)로 전력 전송됨으로써, 상기 충전 전지는 충전된다. 그리고, 도 15에 있어서 입력 전원(Vi)이 접속되는 부분에 부하 회로가 접속되면, 상기 충전 전지나 축전 커패시턴스를 입력 전원으로 하고, 수전 코일(Ls)로부터 송전 코일(Lp)로 전력이 전송된다.
한편, 도 15에서는, 송전 코일(Lp)과 수신 코일(Ls) 사이가 전계 결합과 자계 결합의 2개의 결합을 합성한 전자계 결합 회로를 구성하는 실시예에 대하여 설명했는데, 송전 코일(Lp)과 수신 코일(Ls) 사이가 전자 유도에 의한 자계 결합만으로 결합하는 전자 결합 회로를 구성할 경우에도 동일하다. 단 이 경우는 송전 코일(Lp)과 수신 코일(Ls) 사이에서 전계 결합에 관여하는 상호 커패시턴스(Cm)는 없고, 전계 결합의 상호 계수(Mc)도 존재하지 않으며, 자계 결합의 상호 인덕턴스에 의한 상호 계수(Ml)만이 존재한다.
제10의 실시형태에 의하면 다음과 같은 효과를 발휘한다.
(a)매우 심플한 전력 전송 시스템으로서 이용할 수 있다.
(b)송전 코일과 수전 코일을 떼어 놓고 설치함으로써, 와이어리스 전력 전송 회로 시스템으로서 이용할 수 있다.
(c)송신측과 수신측을 서로 바꿈으로써, 쌍방향의 전력 전송 회로 시스템으로서 이용할 수 있다.
<<제11의 실시형태>>
도 16은 제11의 실시형태의 전력 송전 시스템으로서 사용되는 스위칭 전원 장치(111)의 회로도이다.
제10의 실시형태에서 도 15에 나타낸 회로와 달리, 송전 장치측에 병렬 커패시터(Cp), 수전 장치측에 병렬 커패시터(Cs)를 마련하고 있다. 이와 같이 부품으로서의 병렬 커패시터(Cp,Cs)를 마련함으로써, 송전 장치측의 공진 주파수와 수전 장치측의 공진 주파수를 각각 임의로 설정할 수 있다. 따라서, 최적화가 용이해진다.
<<제12의 실시형태>>
도 17은 제12의 실시형태의 전력 송전 시스템으로서 사용되는 스위칭 전원 장치(112)의 회로도이다.
제10의 실시형태에서 도 15에 나타낸 회로와 달리, 공진 커패시터(Cr,Crs)를 공진 커패시터 Cr1과 Cr2, Crs1과 Crs2로 각각 분할하여 구성한 예이다. 이 구성에 의해, 커패시터(Cr,Crs) 각각에 흐르는 전류가 각각 2개의 커패시터로 분할되므로 커패시터에서의 손실을 분산할 수 있어, 발열도 분산된다.
또한 커패시터(Cr1,Cr2) 및 커패시터(Crs1,Crs2)는 직류 전압을 유지하는 작용과 직렬 공진 커패시터로서의 작용의 양쪽의 역할을 한다.
<<제13의 실시형태>>
도 18은 제13의 실시형태의 전력 송전 시스템으로서 사용되는 스위칭 전원 장치(113)의 회로도이다. 이 예에서는 4개의 스위칭 소자(Q1,Q2,Q5,Q6)에 의한 풀 브리지 회로로 송전 장치측의 교류 전압 발생 회로를 구성하고 있다. 또한 4개의 스위칭 소자(Q3,Q4,Q7,Q8)에 의한 브리지 정류 회로로 수전 장치측의 측정류 회로를 구성하고 있다. 도 18에 나타내는 파라미터(M)는, 상호 인덕턴스에 의한 자계 결합과 상호 커패시턴스에 의한 전계 결합의 합성에 의한 전자계 결합의 상호 계수로서 나타내고 있다.
이 제13의 실시형태에 의하면, 제10~제12의 실시형태에 비해, 송전 장치측의 스위칭 소자(Q1,Q2,Q5,Q6), 및 수전 장치측의 스위칭 소자(Q3,Q4,Q7,Q8)에 인가되는 전압이 각각 절반이 되기 때문에, 스위칭 소자에서의 손실을 저감할 수 있다.
<<제14의 실시형태>>
도 19는 제14의 실시형태의 전력 송전 시스템으로서 사용되는 스위칭 전원 장치(114)의 회로도이다. 이 예에서는, 송전 장치측에 커패시터(Cc)를 마련하여 전압 클램프 회로를 구성하고 있다. 그 외에는 제10의 실시형태에서 도 15에 나타낸 것과 동일하다.
이 제14의 실시형태에 의하면, 커패시터(Cc)에 챠지되는 부전압을 -Vc로 하면, 송전 장치측에서 발생되는 방형파 전압은 +Vi와 -Vc의 전압 진폭이 되므로, 송신 직류 전압의 변동에 대한 제어 특성이 개선된다.
<<제15의 실시형태>>
도 20은 제15의 실시형태의 전력 송전 시스템으로서 사용되는 스위칭 전원 장치(115)의 회로도이다. 이 예에서는, 수전 장치측에 커패시터(Ccs)를 마련하여 2차측에도 전압 클램프 회로를 구성하고 있다. 그 외에는 제14의 실시형태에서 도 19에 나타낸 것과 동일하다.
이 예에서는 송전 장치측에서 입력 전압(Vi)이 방형파 전압으로 변환되고, 그 방형파 전압은 +Vi와 -Vc의 전압 진폭이 된다. 또한 수전 장치측의 커패시터(Ccs)에 부전압(Vcs)이 챠지되므로, 스위칭 소자(Q3,Q4)에 의한 동기 정류 회로에 인가되는 교류 방형파 전압은 +Vo와 -Vcs의 전압 진폭이 된다. 이와 같이 전압 진폭이 커지므로, 출력 전압의 변동에 대한 제어 특성도 개선된다. 즉 출력 전압의 조정이 광범위에 걸쳐 용이해진다.
<<제16의 실시형태>>
도 21은 제16의 실시형태의 전력 송전 시스템으로서 사용되는 스위칭 전원 장치(116)의 회로도이다. 이 예에서는, 수전 장치측의 정류 회로를 정류 다이오드(D3,D4)로 구성하고 있다. 이 구성에 의하면, 수전 장치는 간소한 구성으로 단방향의 전력 전송 시스템으로서 사용할 수 있다.
<<제17의 실시형태>>
도 22는 제17의 실시형태의 전력 송전 시스템으로서 사용되는 스위칭 전원 장치(117)의 회로도이다. 이 예에서는, 4개의 스위칭 소자(Q1,Q2,Q5,Q6)에 의한 풀 브리지 회로로 송전 장치측의 교류 전압 발생 회로를 구성하고 있다. 또한 수전 장치측의 정류 회로를 정류 다이오드(D3,D4,D7,D8)에 의한 다이오드 브리지로 구성하고 있다.
제17의 실시형태에 의하면, 단방향의 전력 전송 시스템으로서 사용할 수 있다. 또한 정류 다이오드의 내전압이 절반이면 된다.
<<제18의 실시형태>>
도 23은 제18의 실시형태의 전력 송전 시스템으로서 사용되는 스위칭 전원 장치(118)의 회로도이다. 이 예에서는, 코일의 인덕터(Lp,Ls)간의 자계 결합이 되는 상호 인덕턴스를 Ml, 커패시터(Cp,Cs)간의 전계 결합이 되는 상호 커패시턴스를 Mc, 커패시터(Cr,Crs)간의 전계 결합이 되는 상호 커패시턴스를 Mcr로서 각각 나타내고 있다. 여기서는, 커패시터(Cr,Crs)를 포함하여 전자계 결합 회로(90)를 구성하는 실시예를 도시하고 있다.
제18의 실시형태의 구성에 의하면, 상호 인덕턴스(Ml), 상호 커패시턴스(Mc), 상호 커패시턴스(Mcr)를 적절하게 설정함으로써 전자계 공명 회로를 구성하고, 전자계 결합에 의한 고효율의 전력 전송을 행할 수 있다.
<<제19의 실시형태>>
제19의 실시형태에서는 가산 정류 회로의 다른 예를 나타낸다. 도 24(A), 도 24(B)는 제19의 실시형태에 따른 스위칭 전원 장치의 가산 정류 회로 부분의 구성을 나타내는 도면이다. 트랜스(T)의 2차측에는, 2차 권선(ns)에 접속된 직렬 공진 인덕터(Lrs) 및 병렬 공진 커패시터(Cs)가 마련되어 있다. 그리고, 커패시터(Cr1,Cr2,Cr3,Cr4,Cr5…Crn), 다이오드(Dr1,Dr2,Dr3,Dr4,…Drn)에 의한 가산 정류 회로가 구성되어 있다. 이 예에서는 ST1~STn으로 나타내는 n단의 가산 정류 회로를 포개고 있다. 그 밖의 구성은 지금까지 나타낸 각 실시형태와 동일하다.
트랜스(T)의 1차측에 마련되어 있는 스위칭 소자(Q1,Q2) 각각의 도통 기간에 발생하는 2차 권선(ns)의 전압은 다이오드(Dr1~Drn)로 정류되는 동시에, 커패시터(Cr1~Crn)에 순차 가산된다. 따라서, 2차 권선(ns)에 발생되는 전압은 최종적으로 평활 커패시터(Co)에 n배의 전압으로서 충전된다. n(n≥2)이 짝수라 하면, 평활 커패시터(Co)에 출력 전압(Vo)으로서 짝수배의 전압을 얻을 경우는, 도 24(A)에 나타내는 구성으로 하면 된다. 평활 커패시터(Co)에 출력 전압(Vo)으로서 홀수배의 (n+1)배의 전압을 얻을 경우는, 도 24(B)에 나타내는 구성으로 하면 된다.
Co: 평활 커패시터
Cp, Cs: 병렬 공진 커패시터
Cr, Crs: 직렬 공진 커패시터
Cr1, Cr2: 공진 커패시터
Crs: 직렬 공진 커패시터
Crs1, Crs2: 커패시터
Cr1~Crn: 커패시터
D3, D4, D7, D8: 정류 다이오드
Dr1~Drn: 정류 다이오드
Lp: 송전 코일
Lm: 여자 인덕턴스
Ls: 수전 코일
Lr, Lrs: 직렬 공진 인덕터
Mc: 전계 결합의 상호 계수
Mcr: 전계 결합의 상호 계수
Ml: 자계 결합의 상호 계수
np: 1차 권선
ns: 2차 권선
Q1, Q2, Q3, Q4: 스위칭 소자
Q5, Q6, Q7, Q8: 스위칭 소자
S1, S2, S3, S4: 스위칭 소자 Q1, Q2, Q3, Q4의 각각을 포함한 스위칭 회로
S5, S6, S7, S8: 스위칭 소자 Q5, Q6, Q7, Q8의 각각을 포함한 스위칭 회로
10, 20: 스위칭 제어 회로
30: 절연 회로
40: 복공진 회로
80: 가산 정류 회로
90: 전자계 결합 회로 또는 전자 결합 회로
101~118: 스위칭 전원 장치

Claims (17)

1차 권선(捲線) 및 2차 권선을 포함하는 트랜스와,
상기 1차 권선에 전기적으로 접속되고, 하이 사이드(high-side)측과 로우 사이드(low-side)측의 스위칭 회로를 포함하며, 입력되는 직류 전압으로부터 거의 방형파상, 또는 사다리꼴파상의 교류 전압을 발생하는 1차측 교류 전압 발생 회로와,
상기 교류 전압을 직류 전압으로 정류(整流)하는 2차측 정류 회로와,
1차측에 구성되어, 제1의 직렬 공진 인덕터 및 제1의 직렬 공진 커패시터를 포함하는 제1의 LC 직렬 공진 회로와,
상기 1차측 교류 전압 발생 회로의 상기 하이 사이드측과 로우 사이드측의 스위칭 회로를 데드 타임(dead time)을 끼고 교대로 온/오프 제어하는 스위칭 제어 회로를 포함한 스위칭 전원 장치에 있어서,
상기 2차측 정류 회로는, 상기 하이 사이드측 또는 로우 사이드측의 한쪽의 스위칭 회로가 도통하는 기간에 있어서 2차 권선에 발생하는 전압을 정전 에너지로서 커패시터에 비축하고, 상기 로우 사이드측과 하이 사이드측의 다른 쪽의 스위칭 회로의 오프 기간에, 상기 커패시터의 전압과 상기 2차 권선에 발생하는 전압을 가산하여 직류 전압으로서 출력하도록 구성된 가산 정류 회로를 포함하며,
상기 스위칭 제어 회로는, 상기 2차측 정류 회로로부터 출력되는 출력 전력을 조정하기 위해, 상기 하이 사이드측과 로우 사이드측의 스위칭 회로의 각각이 도통하는 기간의 비율을 제어하는 온(on) 기간 비(比) 제어 수단을 포함한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
제1항에 있어서,
상기 트랜스는, 상기 1차 권선과 상기 2차 권선 사이에서 상호 인덕턴스를 통한 자계 결합 및 상호 커패시턴스를 통한 전계 결합을 합성한 전자계 공명(共鳴) 회로를 구성하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
제1항 또는 제2항에 있어서,
제2의 직렬 공진 인덕터 및 제2의 직렬 공진 커패시터를 포함하는 제2의 LC 직렬 공진 회로가 2차측에 마련되고, 상기 제1의 LC 직렬 공진 회로와 상기 제2의 LC 직렬 공진 회로가 공명하도록 상기 트랜스를 통해 임피던스가 정합된 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 상호 인덕턴스를 상기 1차 권선과 상기 2차 권선 사이에 등가적으로 형성되는 여자(勵磁) 인덕턴스로 구성한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 스위칭 제어 회로는, 상기 2차측 정류 회로로부터 출력되는 출력 전력을 제어하는데 있어, 상기 온 기간 비 제어 수단에 의해 온 기간 비가 1로부터 크게 벗어나는 것을 억제하기 위해, 상기 스위칭 회로의 스위칭 주파수를 변화시키는 수단을 포함한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제1의 직렬 공진 커패시터와 상기 제2의 직렬 공진 커패시터의 어느 하나 또는 양쪽은 직류 전압을 유지하는 기능을 포함한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 1차 권선과 상기 2차 권선 사이에 상호 커패시턴스를 포함한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
제7항에 있어서,
상기 상호 커패시턴스를 상기 1차 권선과 상기 2차 권선 사이에 형성되는 부유 용량으로 구성한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
제1항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 1차 권선 또는 상기 2차 권선에 대하여 병렬로 병렬 공진 커패시터를 포함한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
제9항에 있어서,
상기 병렬 공진 커패시터를 상기 1차 권선 또는 상기 2차 권선의 부유 용량으로 구성한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
제1항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제1의 직렬 공진 인덕터 또는 상기 제2의 직렬 공진 인덕터를 상기 트랜스의 누설 인덕턴스로 구성한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
제1항 내지 제11항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 2차측 정류 회로에 포함되는 상기 교류 전압을 직류 전압으로 정류하는 정류 소자는 스위칭 회로로 구성되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
제12항에 있어서,
상기 온 기간 비 제어 수단은, 상기 2차측 정류 회로에 포함된 상기 스위칭 회로에 부(負)전류를 흘려 보냄으로써, 작은 온 기간 비의 변화로 크게 출력 전력을 조정하도록 동작하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
제1항 내지 제13항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 스위칭 회로는 MOSFET으로 구성되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
제14항에 있어서,
상기 2차측 정류 회로의 출력부로부터 전력이 전송될 때, 상기 2차측 정류 회로는 상기 1차측 교류 전압 발생 회로로서 작용하는 동시에, 상기 1차측 교류 전압 발생 회로는 상기 2차측 정류 회로로서 작용하고,
쌍방향으로 전력 전송이 가능한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
제1항 내지 제15항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 1차 권선은 자심(磁芯)을 가지는 트랜스의 1차측에 마련된 권선, 상기 2차 권선은 상기 트랜스의 2차측에 마련된 권선인 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
제1항 내지 제16항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 1차 권선은 송전 장치에 마련된 송전 코일, 상기 2차 권선은 상기 송전 장치를 향해 배치되는 수전 장치에 마련된 수전 코일인 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
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