CN106716779B - 无线供电装置 - Google Patents

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Abstract

开关控制电路(10)以多谐振电路的阻抗成为电感性的开关频率使开关元件(Q1、Q2)夹着死区时间交替接通/断开。在开关元件(Q1、Q2)的电流电压特性的第3象限中的动作中，对开关元件(Q1、Q2)的控制端子给予控制信号来使开关元件，若将开关电路(S1、S2)的两端电压发生变化的换流期间用tc表征，将成为第3象限中的动作的期间用ta表征，将死区时间用td表征，则满足tc≤td＜(tc+ta)地确定死区时间。

Description

无线供电装置
技术领域
本发明涉及无线供电装置，其经由具备送电线圈和受电线圈的电磁场耦合电路，利用电磁场共振现象以无线方式提供电力。
背景技术
在专利文献1示出利用电磁场共振现象的开关电源装置。专利文献1的开关电源装置具备开关控制电路，其使开关元件夹着死区时间交替接通/断开来使交流电压产生。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：JP专利第5321758号公报
发明内容
发明要解决的课题
近年来，随着电子设备的小型轻量化，开关电源电路的高效率化的市场需求愈发提高。一般，为了实现开关电源电路的高效率化，开关控制的高精度化是重要的。但在使用动作频率成为MHz频带那样称作高频电力电子的技术领域中的开关控制技术的情况下，或者在使用新的电力用半导体、具体为化合物(GaN：氮化镓、GaAs：砷化镓、SiC：碳化硅)半导体、特殊的电力用半导体元件等的情况下，关于用于得到高的电力变换效率的高度的开关控制技术，几乎没有披露。例如在无线供电装置中使用电力用GaN半导体的情况下，要如何调整死区时间才能减低开关元件中的导通损耗或开关损耗从而抑制开关元件的发热、提高装置中的电力变换效率，关于这样的技术，到目前为止几乎并不清楚。特别在将化合物半导体用作开关元件的情况下，怎样活用不同于一般的硅(Si：硅)半导体的电流/电压特性才能得到高的电力变换效率，关于这样的技术，几乎并不清楚。关于从送电装置向受电装置超越空间提供电力的无线供电技术，高效率化、小型轻量化的需求高，开发用于得到高的电力变换效率的开关元件的控制技术，成为有助于科学技术的发展的重要的技术。
本发明的目的在于，提供积极活用电力用半导体元件所具有的固有的电气上的电流/电压特性来更加提高电力变换效率的无线供电装置。
用于解决课题的手段
本发明的无线供电装置如下那样构成。
(1)本发明的无线供电装置从送电装置向受电装置无线提供电力，其特征在于，具备：电磁场耦合电路，其具备所述送电装置侧的送电线圈以及所述受电装置侧的受电线圈(构成电磁场共振电路，其在所述送电线圈与所述受电线圈之间混合了经由互电感的磁场耦合或经由互电容的电场耦合)；送电侧交流电压产生电路，其具备由开关元件、等效的二极管以及电容器的并联连接电路构成且与所述送电线圈电连接的开关电路，通过该开关电路的开关，使送电线圈从输入的直流电压产生交流电压；开关控制电路，其通过夹着死区时间交替接通/断开所述送电侧交流电压产生电路的开关元件，来使得从所述送电侧交流电压产生电路产生方形波状或梯形波状的交流电压；受电侧整流电路，其将在所述受电线圈产生的交流电压整流成直流电压；送电侧谐振机构，其在送电侧构成，包含第1谐振电容器；和受电侧谐振机构，其在受电侧构成，包含第2谐振电容器，电磁场耦合电路在所述送电侧谐振机构与所述受电侧谐振机构之间相互交换电场能量或磁场能量，所述电磁场耦合电路、所述送电侧谐振机构以及所述受电侧谐振机构合起来构成多谐振电路，所述开关控制电路执行：以所述多谐振电路的阻抗成为电感性的开关频率(流入所述多谐振电路的电流成为比从所述送电侧交流电压产生电路产生的交流电压滞后的正弦波状的谐振电流波形，在所述开关元件的接通期间以及断开期间这两期间经由所述电磁场耦合电路从送电侧向受电侧传送电力)对所述送电侧交流电压产生电路的开关元件进行开关，在所述开关元件的电流电压特性的第3象限中的动作中，对所述开关元件的控制端子给予控制信号来使所述开关元件导通，若分别将所述开关电路的两端电压发生变化的换流期间用tc表征，将成为所述第3象限中的动作的期间用ta表征，将所述死区时间用td表征，则确定所述死区时间以满足tc≤td＜tc+ta，将所述开关元件中的导通损耗和开关损耗一起减低。
(2)优选地，所述开关元件是化合物半导体晶体管，其具有通过对控制端子给予控制信号从而在所述第3象限中的动作下反向电压的大小变小的电气特性。由此起到如下那样效果。
·能大幅减低化合物半导体晶体管的电流电压特性中的第3象限动作下的电力损耗。
·能在活用化合物半导体所具有的高速动作的特性的同时减低化合物半导体晶体管中的导通损耗和开关损耗双方。
·不再需要连接正向电压降小的逆并联二极管，能削减部件数。由此能实现无线供电装置的小型化。
·一般，由于在化合物半导体晶体管中栅极充电电荷量较小，因此能减低驱动化合物半导体晶体管的开关控制电路的电力损耗。
(3)优选地，所述送电侧谐振机构或所述受电侧谐振机构在结构上构成。由此能起到如下那样的效果。
·能简单地构成谐振机构，能削减部件数。
·能谋求无线供电系统的小型化。
(4)优选地，在所述送电侧交流电压产生电路与所述送电侧谐振机构之间具备包含电感器要素(Lfp)以及电容器要素(Cfp)的第1滤波器、，或者在所述受电侧谐振机构与所述整流电路之间具备包含电感器要素(Lfs)以及电容器要素(Cfs)的第2滤波器。由此能起到如下那样的效果。
·通过具备滤波器，能减低流向谐振机构的电流波形的谐波分量。
·通过减低EMI(电磁干扰)噪声而提高了与其他电子设备的EMC(电磁兼容性)。
·能抑制与无线通信设备等的串扰。
·通过调整滤波器的特性阻抗来对阻抗进行变换，能提供适于负载的电流和电压。
(5)优选地，所述送电线圈以及所述受电线圈是空芯的线圈(电感器)。由此形成利用电磁共振现象的电磁场耦合，能高效率进行无线供电。另外，变得不需要铁芯，能拉长电力供电距离。
(6)优选地，所述电磁场耦合电路通过所述第1谐振电容器与所述第2谐振电容器的电场耦合从送电侧向受电侧传送电力。根据该构成，在所述第1谐振电容器与所述第2谐振电容器之间形成利用静电感应现象的电场耦合，从而能高效率进行无线供电。通过在无线部分积极活用电场耦合而能抑制磁场向空间的扩散，能减小或消除磁场耦合中利用的磁性体、或者送电装置或受电装置中进行不要辐射对策、电磁噪声对策、波动减低对策所需的磁性体。由此能使送电装置或受电装置小型化。另外，通过使用有大的面积的电极，能在大的面积进行供电等，能实现无线供电装置的薄型化。
(7)优选地，所述受电装置具备：输出信息发送电路，其检测与所述受电装置侧整流电路的输出相关的输出信息，并向所述送电装置侧传输所述输出信息，所述送电装置具备：输出信息接收电路，其接收所述输出信息；和供电电力控制电路，其按照所述输出信息来控制所述送电侧交流电压产生电路，从而控制供电电力。由此，能通过控制供电电力来提供适于负载的电压、电流。
(8)优选地，所述输出信息发送电路是以无线通信发送所述输出信息的电路，所述输出信息接收电路是以无线通信接收所述输出信息的电路。由此能在电绝缘状态下在发送侧调整输出电力。
(9)优选地，所述输出信息发送电路是将电信号变换成光信号来发送所述输出信息的电路，所述输出信息接收电路是将光信号变换成电信号来接收所述输出信息的电路。由此能在电绝缘状态在发送侧调整输出电力。
(10)例如所述开关电路具备高侧开关电路和低侧开关电路，开关控制电路使用例如频率调制PFM(Pulse Frequency Modulation，脉冲频率调制)控制，其使交替接通/断开所述高侧开关电路和所述低侧开关电路的开关频率变化。
通过上述构成，能控制供电电力，能调整输出电力。
(11)例如所述开关电路具备高侧开关电路和低侧开关电路，开关控制电路使用例如接通期间比调制ORM(On-periods Ratio Modulation)控制，其以固定的开关频率交替接通/断开所述高侧开关电路和所述低侧开关电路，控制所述高侧开关电路与所述低侧开关电路的导通期间的比率。
通过上述构成，能控制供电电力，能调整输出电力。另外，通过使用固定的开关频率能限定利用频率带，EMC对策也变得容易。另外，还能改善控制输出的控制性。
(12)优选地，所述受电侧整流电路是具备开关元件的同步整流电路。由此能减低受电侧的整流损耗，能实现无线供电装置的小型化。
(13)优选地，所述受电装置具备：动作频率控制电路，其控制所述同步整流电路的动作频率(开关频率)。由此能不是在送电侧而是在受电侧进行供电电力的调整。
(14)优选地，所述受电装置具备受电装置侧控制电路，其控制该受电装置侧的电路，该受电装置侧控制电路通过所述受电装置所接受到的电力而动作。由此不需要在受电侧具备电源，能谋求无线供电装置的小型轻量化。
(15)优选地，所述受电侧整流电路从所述受电侧整流电路的输出部接受电力，并作为所述送电侧交流电压产生电路发挥作用，所述送电侧交流电压产生电路从输出部接受电力，并作为所述受电侧整流电路发挥作用，即双方向供电。由此能实现双方向的供电，能从受电装置侧向送电装置侧提供电力，或者还能以受电装置侧为中继点，将接受到的电力进一步向别处送电。另外，通过还能作为中继系统利用，准备多个本装置来进行中继，能实现长距离的电力供电。
(16)优选地，所述互电感是形成于所述送电线圈与所述受电线圈之间的通过磁场耦合而产生的等效的励磁电感。由此能不需要或减小互电感器的部件，能谋求电力传输系统装置的小型轻量化。
(17)优选地，所述送电侧谐振机构或所述受电侧谐振机构包含电感器，该电感器是所述送电线圈或所述受电线圈的电感分量当中不参与耦合的漏电感分量。由此不再需要谐振电感器的部件，能谋求无线供电装置的小型轻量化。
发明的效果
根据本发明，起到如下那样的效果。
(a)由于能减低开关元件中的导通损耗和开关损耗双方，因此能大幅抑制开关元件中的发热。
(b)由于能减低开关元件中的导通损耗和开关损耗双方，因此能提高无线供电系统的电力传输效率。
(c)通过调整死区时间，能防止开关元件中的桥接短路，能构建可靠性高的无线供电装置。
附图说明
图1(A)是第1实施方式的无线供电装置101的电路图。图1(B)是图1(A)的一部分的等效电路图。
图2(A)是对图1所示的无线供电装置101的能量变换动作进行表现的各部的电压电流波形图。图2(B)是表示现有的无线供电装置的开关定时的示例的图，是对应于图2(A)来表征的图。
图3是表示用作开关元件Q1、Q2、Q3、Q4的化合物半导体的构成的截面图。
图4(A)、(B)是按每个栅极电压Vgs表示化合物半导体晶体管的漏极电流id与漏极电压Vds的电流电压特性的图。
图5(A)、(B)是表示无线供电装置101的DC-DC电力变换效率的图。
图6(A)、(B)是比较在开关元件中使用GaN FET的情况和使用Si MOSFET的情况下的电力变换效率的图。
图7是第2实施方式的无线供电装置102的电路图。
图8是第3实施方式的无线供电装置103的电路图。
图9是第4实施方式的无线供电装置104的电路图。
图10是第5实施方式的无线供电装置105的电路图。
具体实施方式
以下，参考附图来举出几个具体的示例，从而示出用于实施本发明的多个形态。在各图中对相同部位标注相同标号。在第2实施方式以后中省略对与第1实施方式共通的内容的记述，对不同的点进行说明。特别对同样的构成的同样的作用效果，不再对每个实施方式逐次提及。
《第1实施方式》
图1(A)是第1实施方式的无线供电装置101的电路图。图1(B)是图1(A)的一部分的等效电路图。
无线供电装置101由具备送电线圈np的送电装置PSU和具备受电线圈ns的受电装置PRU构成。该无线供电装置101是在送电装置PSU的输入具备输入电源Vi、向受电装置PRU的负载Ro提供稳定的直流的能量的系统。
送电装置PSU具备送电侧谐振机构，其包含送电线圈np、谐振电容器Cr和开关电路S1、S2。
开关电路S1由开关元件Q1、逆并联二极管Dds1以及寄生电容Cds1的并联连接电路构成。同样地，开关电路S2由开关元件Q2、逆并联二极管Dds2以及寄生电容Cds2的并联连接电路构成。以下将逆并联二极管(寄生二极管)仅称作「二极管」。
另外，送电装置PSU具备控制开关元件Q1、Q2的开关控制电路10。
开关控制电路10使开关电路S1、S2以给定的开关频率交替接通断开，将直流电压断续地给予送电侧谐振机构，从而使送电侧谐振机构产生谐振电流。例如以国际上的ISM(Industrial、Scientific and Medical，工业、科学和医学)频段的6.78MHz进行开关动作。
在该示例中，送电侧交流电压产生电路构成具备2个开关电路S1、S2的半桥接电路。
受电装置PRU具备受电侧谐振机构和电容器Co，该受电侧谐振机构包含受电线圈ns、谐振电容器Crs和开关电路S3、S4。
开关电路S3由开关元件Q3、二极管Dds3以及电容器Cds3的并联连接电路构成。同样地，开关电路S4由开关元件Q4、二极管Dds4以及电容器Cds4的并联连接电路构成。
另外，受电装置PRU具备控制开关元件Q3、Q4的开关控制电路20。
开关控制电路20检测流向受电线圈ns的电流，同步于其极性反转来使开关元件Q3、Q4交替接通断开。由此，流向受电侧谐振机构的谐振电流同步于电流所流动的方向的变化而被整流，电流被提供给负载。由这些开关电路S3、S4以及开关控制电路20构成受电侧谐振机构。
送电侧的开关控制电路10以输入电压Vi为电压源进行动作。受电侧的开关控制电路20以在受电侧谐振机构产生的电压、给负载的输出电压、或另外设置的电力提供源等为电源进行动作。
图1(B)是由送电线圈np以及受电线圈ns构成的电路的等效电路图。送电线圈np以及受电线圈ns均以理想变压器、互电感以及漏电感所形成的等效电路表征。即，送电线圈np以互电感Lm以及漏电感Lr表征。同样地，受电线圈ns以互电感Lms以及漏电感Lrs表征。另外，图1(B)中虽未明示，但在送电线圈np与受电线圈ns之间还产生等效的互电容Cml、Cm2。
上述送电线圈np和受电线圈ns，混合在其间等效形成的经由互电感的磁场耦合以及经由互电容Cml、Cm2的电场耦合，来构成电磁场共振电路。通过该电磁场共振现象，从送电装置PSU向受电装置PRU进行无线供电。该「电磁场共振电路」，是本发明所涉及的「电磁场耦合电路」的示例。
另一方面，未从送电装置送电而反射的能量(无功功率)在送电侧谐振机构作为谐振能量而保存。另外，受电装置所受电的能量当中未提供给输出而反射的能量(无功功率)也在受电侧谐振机构作为谐振能量而保存。如此能使相对于入射电力不会成为穿透电力的反射电力不作为能量损耗而作为谐振能量保存。
另外，通过使用形成于送电线圈np与受电线圈ns之间的、磁场耦合所引起的成为等效的电感的励磁电感，能不需要或减小互电感器Lm、Lms的部件，能谋求电力传输系统装置的小型轻量化。
另外，通过将送电线圈np或受电线圈ns的电感分量当中不参与耦合的漏电感Lr、Lrs用作构成送电侧谐振机构或受电侧谐振机构的电感器，能不需要或减小谐振电感器的部件，能谋求电力传输系统装置的小型轻量化。
图2(A)是对图1所示的无线供电装置101的能量变换动作进行表现的各部的电压电流波形图。该示例是开关元件进行最佳零电压开关(optimum ZVS)动作的情况下的开关动作波形。图2(B)是表示现有的无线供电装置的开关定时的示例的图，是对应于图2(A)来表征的图。
无线供电装置101的各定时下的动作如下那样。
在本动作中，送电装置PSU的动作状态能按每个等效电路区分为接通期间、断开期间、2个换流期间这4个状态。将开关元件Q1、Q2的栅极-源极间电压以电压Vgsl、Vgs2表征，将漏极-源极间电压以电压Vds1、Vds2表征。包含电磁场耦合的多谐振电路的谐振频率fr设定得稍低于6.78MHz，电抗设为充分小的电感性。开关元件Q1、Q2夹着两方都成为断开的短的死区时间td交替进行接通/断开动作。在2个开关元件Q1、Q2都成为断开的死区时间td，使用谐振电流ir的滞后电流对2个开关元件Q1、Q2的寄生电容Cds进行充放电，从而进行换流。在换流期间tc之后，在寄生二极管的导通期间ta接通开关元件Q1、Q2，来实现ZVS动作。1开关周期中的各状态下的能量变换动作如下所示。
(1)状态1时刻t1～t2
在送电侧，在状态1下，开关元件Q1表面上导通。例如在开关元件Q1是GaN FET的情况下，对开关元件Q1的两端给予反向的电压-Vdsl，从而对栅极-漏极间给予电压(Vgd1)。开关元件Q1成为将阈值电压作为偏置电压的逆导通模式，如逆并联二极管那样动作。开关元件Q1的两端的等效的二极管Ddsl导通，在该期间将开关元件Q1接通来进行ZVS动作。在送电线圈np流过谐振电流ir，电容器Cr被充电。
在图2(A)中，期间TQ1是开关元件Q1的漏极-源极间电压(Vds1)稍微成为负电压的期间，且是被施加栅极-源极间电压(Vgs1)而导通的期间。即，是开关元件Q1的第3象限中的动作期间。如此，通过在开关元件Q1的接通时，在第3象限施加栅极-源极间电压(Vgs1)，该期间中的施加在开关元件Q1的漏极-源极间的反向的电压变低，减低了导通损耗和开关损耗。
在受电侧，二极管D3或D4导通，在受电线圈ns流过谐振电流irs。在二极管D3导通时，电容器Crs放电，将在受电线圈ns感应的电压和电容器Crs的两端电压相加来对负载Ro提供电压(电力)。在二极管D4导通时，电容器Crs被充电。对负载Ro施加电容器Co的电压来提供电力。若开关元件Q1切断，则成为状态2。
(2)状态2时刻t2～t3
通过流向送电线圈np的谐振电流ir使得开关元件Q1的两端电容器Cds1被充电，开关元件Q2的两端电容器Cds2被放电。若电压Vds1成为电压Vi，电压Vds2成为0V，则成为状态3。
(3)状态3时刻t3～t4
在送电侧，在状态3下开关元件Q2导通。例如在开关元件Q2是GaN FET的情况下，对开关元件Q2的两端给予反向的电压-Vds2，从而对栅极-漏极间给予电压(Vgd2)。开关元件Q2成为将阈值电压作为偏置电压的逆导通模式，如逆并联二极管那样动作。开关元件Q2的两端的等效的二极管Dds2导通，通过在该期间将开关元件Q2接通来进行ZVS动作。在送电线圈np流过谐振电流ir，电容器Cr被放电。
在图2(A)中，期间TQ2是开关元件Q2的漏极-源极间电压(Vds2)稍微成为负电压的期间，且是被施加栅极-源极间电压(Vgs2)而导通的期间。即，是开关元件Q2的第3象限中的动作期间。如此，通过在开关元件Q2的接通时在第3象限施加栅极-源极间电压(Vgs2)，该期间中对开关元件Q2的漏极-源极间施加的反向的电压变低，减低了导通损耗和开关损耗。
在受电侧，二极管D3或D4导通，在受电线圈ns流过谐振电流irs。在二极管D3导通时，电容器Crs放电，在线圈ns感应的电压和电容器Crs的两端电压被相加，来对负载Ro提供电力。在二极管D4导通时，电容器Crs被充电。对负载Ro施加电容器Co的电压来提供电力。若开关元件Q2切断，则成为状态4。
(4)状态4时刻t4～t1
通过流向送电线圈np的谐振电流ir使得开关元件Q1的两端电容器Cds1被放电，开关元件Q2的两端电容器Cds2被充电。若电压Vds1成为0V，电压Vds2成为电压Vi，则再度成为状态1。以后周期性重复状态1～4。
在受电电路中，二极管D3或D4导通而正向流过电流。在周期性的稳态动作中，电流ir、irs的波形因共振现象而大致成为正弦波。
另一方面，在现有的无线供电装置中，如图2(B)所示那样，在不是第3象限动作的定时(期间ta以外的定时)接通。为此在开关元件Q1、Q2的接通时，在第3象限中不施加栅极-源极间电压(Vgs1、Vgs2)，该期间中对开关元件Q1、Q2的漏极-源极间施加的反向的电压较高，产生导通损耗和开关损耗。关于第3象限动作以及其期间的损耗，之后叙述。
作为基于开关控制的供电电力的控制，能采用几种形态。其一是频率控制PFM(Pulse Frequency Modulation，脉冲频率调制)。利用多谐振电路的合成阻抗根据频率而变化这点，通过使开关频率变化，能使共振电流的振幅变化来控制供电电力，能提供与电子设备的要求相应的电力来合适地进行动作。
另外，另外的开关控制是接通期间比控制ORM(On-periods Ratio Modulation，接通期间比调制)，使开关元件Q2(高侧开关电路)和开关元件Q1(低侧开关电路)以固定的开关频率交替接通/断开，从而控制高侧开关电路与低侧开关电路的导通期间的比率。根据ORM，在使开关频率固定来进行动作的情况下，对成为2个开关电路S1、S2的导通期间的比率的接通期间比Da进行控制。在接通期间比控制中，相对于开关周期的第1开关电路S1的导通期间的比率、即接通时比率D越接近于D＝0.5，则输出电力越增加。根据接通期间比控制，由于能通过使用固定的开关频率来限定利用频率带，因而EMC对策也变得容易。另外，还能改善控制输出的控制性。
另外，通过对受电装置PRU侧的同步整流电路的动作频率进行控制，从而能够不是在送电装置PSU侧而是在受电装置PRU侧调整受电电力。通过相对于送电装置PSU侧的动作频率同步地使同步整流电路动作，能得到更大的电力。另一方面，通过相对于送电装置PSU侧的动作频率错开同步来使同步整流电路动作，能抑制受电电力来处置小的电力。
本实施方式的无线供电装置101中，送电装置PSU和受电装置PRU是同样构成的电路，有对称性，因此能用作双方向电力传输系统装置。即，受电侧整流电路(S3、S4)从输出部接受电力，并通过开关而作为送电侧交流电压产生电路发挥作用，送电侧交流电压产生电路(S1、S2)从输出部接受电力，并通过开关而作为受电侧整流电路发挥作用。
由此能进行双方向的供电，能从受电装置PRU侧向送电装置PSU侧提供电力，或者以受电装置PRU侧为中继点将受电的电力进一步向别处送电。另外，通过还能作为中继系统利用，准备多个本装置来进行中继，能实现长距离的电力供电。
本实施方式的特征性构成、作用如以下的(A)、(B)、(C)那样。
(A)图1所示的开关控制电路，以相对于多谐振电路让阻抗成为电感性的开关频率，对送电侧交流电压产生电路的开关元件进行开关。即，流向多谐振电路(电磁场耦合电路、送电侧谐振机构以及受电侧谐振机构所形成的电路)的电流ir，成为比从送电侧交流电压产生电路(S1、S2)产生的交流电压滞后的正弦波状的谐振电流波形，在开关元件Q1、Q2的接通期间以及断开期间这两期间，经由电磁场耦合电路从送电侧向受电侧传送电力。如此，从送电侧交流电压产生电路观察负载侧看到的阻抗为电感性的电抗。由此在开关期间使「滞后谐振电流」产生，能进行换流(commutation)，进行开关电路S1、S2的并联电容器Cds1、Cds2的充电或放电。
(B)开关控制电路10在开关元件Q1、Q2的电流电压特性的第3象限中的动作中，给予控制信号来使开关元件导通。在此电流电压特性的4个象限如下那样。
在图2中，在时刻t3在开关元件Q2的栅极-源极间使控制电压Vgs2成为正电压，从而使开关元件Q2接通。从该时刻t3开始的期间ta相当于开关元件Q2的第3象限中的动作。另外，在时刻t1在开关元件Q1的栅极-源极间使控制电压Vgs1成为正电压，从而使开关元件Q1接通。从该时刻t1开始的期间ta相当于开关元件Q1的第3象限中的动作。
如此，开关控制电路10在开关元件Q1、Q2的第3象限动作中，给予控制信号来使开关元件导通，由此减低开关元件Q1、Q2中的导通损耗。
(C)死区时间td小于将开关元件Q1、Q2的两端电压发生变化的换流期间tc和电流电压特性的第3象限中的动作期间ta合起来的时间(tc+ta)。进而，确定死区时间td，使得在满足tc≤td＜(tc+ta)的同时成为充分接近于换流期间tc的值。由此减低了开关元件Q1、Q2中的导通损耗和开关损耗双方。
图3是表示用作开关元件Q1、Q2、Q3、Q4的化合物半导体的构成的截面图。该元件是GaN FET。特别是以增强型的氮化镓(GaN)为基体的电力用晶体管。该晶体管是具有小的栅极电极16的区域和裸片区域的横型结构。在Si基板9上形成氮化铝绝缘层11，在其上部形成GaN层12。在该GaN层的表面形成A1GaN电子生成层14，在该AlGaN电子生成层14的下表面形成2DEG(二维电子气层)13。在AlGaN电子生成层14与源极电极17之间形成电介质层15。源极电极17和漏极电极18穿透AlGaN层14的上部，与2DEG(二维电子气层)13相伴接触。由此在源极与漏极之问，在直到2DEG中的电子聚集消失为止的期间形成短路电路。栅极电极16形成于AlGaN层的上部，在栅极结构之下形成无载流子层，在此不存在电子。其结果，成为常断、即增强型的器件。
GaN FET的电气特性非常接近于Si MOSFET。GaN FET没有Si MOSFET那样的寄生二极管，通过不同的机制实现反向的导通。若在GaN FET的漏极-源极间给予反向的电压-Vds，则栅极-漏极间被给予电压Vgd。GaN FET成为将阈值电压作为偏置电压的逆导通，如逆并联二极管那样动作。在GaN FET的两端设想等效的二极管。仅多数载流子与GaN半导体的导通有关系，没有一般的二极管那样的「反向恢复」的现象。等效的内部二极管的正向电压高于Si MOSFET所具有的二极管的正向电压降，如具有稍高于Si的正向电压降的肖特基二极管那样动作。没有少数载流子，反向恢复电荷量的值成为0。由此不会出现反向恢复特性导致的大的电力损耗。另外，栅极电容或输出电容小，能进行高速开关动作。通过使用小型的封装，还能减小寄生电容或寄生电感。
图4(A)是按每个栅极电压Vgs表示作为化合物半导体晶体管的GaN FET的漏极电流id与漏极电压Vds的电流电压特性的代表性的图。在图4(A)中，横轴是漏极电压Vds，纵轴是漏极电流id，表征4个象限。在第3象限的动作中未给予栅极电压的Vgs＝0V的状态下，小的漏极电流id下也会产生大的反向漏极电压(-Vds)。为此电力损耗(id×Vds)变得非常大。
在本实施方式中，通过在第3象限动作中给予栅极电压(例如Vgs＝5V)，能减小反向漏极电压Vds的大小。由此能大幅减低电力损耗(id×Vds)。
另外，图4(B)是按每个栅极电压Vgs表示其他化合物半导体晶体管的漏极电流id与漏极电压Vds的电流电压特性的代表性的图。可知在图4(B)所示的第3象限的动作中，若相对于未给予栅极电压的Vgs＝0V的状态让栅极电压成为负电位，就会产生进一步大的反向漏极电压(-Vds)。为此，若栅极电压Vgs成为小于0V的负电位，则电力损耗(id×Vds)变得非常大。
在本实施方式中，通过在第3象限动作中将栅极电压控制得不成为负电压，能减低第3象限动作中的电力损耗(id×Vds)，通过给予栅极电压(例如Vgs＝+6V)，能减小反向漏极电压Vds的大小从而减低电力损耗(id×Vds)。
另外，根据本实施方式，通过使用化合物半导体晶体管，进一步起到如下那样的效果。
·能在活用化合物半导体晶体管所具有的高速动作的特性的同时减低化合物半导体晶体管中的导通损耗和开关损耗双方。
·不再需要连接正向电压降小的逆并联二极管，能削减部件数。由此能实现无线供电装置的小型化。
·一般在化合物半导体晶体管中，由于栅极充电电荷量小，因此能减低驱动化合物半导体的开关控制电路的电力损耗。
图3所示的结构的晶体管没有Si MOSFET那样的寄生二极管，通过不同的机制实现反向的导通。若在漏极-源极间给予逆电压，则栅极-漏极间也被给予电压Vgd。结果能设想等效的二极管，其成为将阈值电压作为偏置电压的逆导通，如逆并联连接的二极管那样动作。但第3象限动作中的反向的电压降-Vds成为大于Si MOSFET的寄生二极管的电压降的值。在Vgs＝0V的情况下，小的电流下也能具有偏置电压，因而大到-1.8V程度。在除了最佳ZVS动作以外的ZVS动作中，等效的寄生二极管导通而产生导通损耗。如已经叙述那样，为了减低该导通损耗，在确保换流期间的范围内使死区时间最小来施加电压Vgs，如同步整流动作那样接通，减小接通电阻Ron。
在式1中，通过设为期间tc＝td，能实现遵照最佳ZVS动作的低的导通损耗动作。通过设为电压Vgs＝2～3V以上，反向的电压降-Vds能与第1象限动作同样地成为充分小的值。
图5(A)是表示相对于负载的电力变换效率的关系的图，图5(B)是表示相对于输入电压的电力变换效率的关系的图。图5(A)是将死区时间td调整到0～16ns、设为输入电压Vi＝15V并使负载电阻Ro＝90～160Ω变化的情况的图，图5(B)是设为负载电阻Ro＝110Ω并使输入电压Vi＝5～17V变化的情况的图。都是在距离dx＝3mm的直流共振系统中遵照最佳ZVS动作的动作。
成为最小的开关期间的换流期间tc成为10ns程度。如图5(A)、(B)所表征的那样，在设定为死区时间td＝10ns时电力效率最高。如此，在使换流期间tc和死区时间td大致相等时，能实现遵照最佳ZVS动作的动作。
另一方面，若死区时间不足td＝10ns，则FET成为有源区域动作而发生电流与电压的重叠，由于不能实现充分的ZVS动作，因此开关损耗增加。另外，若td＝10ns以上，则在FET中，在电流电压特性的第3象限中的动作中，产生对FET的控制端子给予控制信号而不使FET导通的期间，从而导通损耗增加。另外，变得不再能确保充分的FET的接通期间、即导通期间，谐振电流变小，输出电力变小，从而电力变换效率降低。
图6(A)、(B)是比较在开关元件中使用GaN FET的情况和使用Si MOSFET的情况下的电力变换效率的图。图6(A)是设为输入电压Vi＝15V并使负载电阻Ro＝20～160Ω变化的情况的图，图6(B)是设为负载电阻Ro＝110Ω并使输入电压Vi＝5～17V变化的情况的图。都是对于GaN FET和Si MOSFET在距离dx＝3mm的直流共振系统中遵循最佳ZVS动作的动作。
根据图6(A)，在Si MOSFET中，在Vi＝15V、Ro＝40Ω下得到最高电力变换效率87.1％、输出4.01W。与此相对，在GaN FET中，调整为td＝10ns的死区时间，在负载Ro＝110Ω下达成压倒性高效率的电力变换效率89.5％、输出11.1W。
根据图6(B)，在Si MOSFET中，在Vi＝7V下是最高DC-DC电力效率85.1％、输出2.01W，与此相对，GaN FET调整为td＝10ns的死区时间，在Vi＝17V下达成非常高的DC-DC电力效率89.4％、输出14.3W。在Si FET中，由于开关速度慢而电力效率以及输出电压降低。另一方面，GaN FET能充分应对6.78MHz的高速动作，通过死区时间调整达成了到目前为止没有过的压倒性高的电力变换效率。
根据本实施方式，起到如下那样的效果。
(1)由于能减低开关元件中的导通损耗和开关损耗双方，因此能大幅抑制开关元件中的发热。
(2)由于能减低开关元件中的导通损耗和开关损耗双方，因此能提高无线供电系统的电力效率。
(3)通过调整死区时间来防止开关元件中的桥接短路，能构建可靠性高的无线供电系统。
(4)通过送电线圈np和受电线圈ns分别是空芯的线圈(电感器)而没有了高频区域中的磁性体所引起的损耗。由此能得到MHz频带下的高的电力变换效率。
(5)通过构成利用送电线圈np与受电线圈ns的谐振来融合磁场耦合和电场耦合的电磁场耦合电路(电磁场共振电路)，即，通过不仅通过磁场耦合还通过电场耦合进行电力传输，电力传输效率变高，能实现高效率动作。
《第2实施方式》
在第2实施方式中示出分别在结构上构成送电侧谐振机构和受电侧谐振机构的示例。
图7是第2实施方式的无线供电装置102的电路图。在该示例中，在送电线圈np和受电线圈ns中使用螺旋状的线圈，分别在中央进行供电。由此，送电装置侧的螺旋线圈具有等效电感Lp以及等效电容Cr，构成谐振电路。同样地，受电装置侧的螺旋线圈具有电感Ls以及电容Crs，构成谐振电路。并且这2个螺旋状线圈通过使卷绕轴大致对齐(大致同轴)，从而在送电线圈np与受电线圈ns之间形成电磁场共振耦合电路。其他构成与第1实施方式所示的相同。
如此，在送电侧谐振机构和受电侧谐振机构相互交换电场能量和磁场能量，超越空间来提供电力。
根据本实施方式，能简单地构成谐振机构，能谋求部件数的削减。另外，能谋求无线供电系统的小型化。
《第3实施方式》
在第3实施方式中示出具备滤波器的无线供电装置。
图8是第3实施方式的无线供电装置103的电路图。在该示例中，在送电侧交流电压产生电路与送电侧谐振机构之间，具备包含电感器要素Lfp以及电容器要素Cfp的第1滤波器。另外，在受电侧谐振机构与整流电路之间，具备包含电感器要素Lfs以及电容器要素Cfs的第2滤波器。其他构成与第1实施方式以及第2实施方式所示的相同。
第1滤波器、第2滤波器都作为低通滤波器起作用。这些低通滤波器确定阻断频率，以减低流向谐振机构的电流波形的谐波分量。如此，通过具备滤波器而能减低流向谐振机构的电流波形的谐波分量，能减低EMI(电磁干扰)噪声。由此能提高与其他电子设备的EMC(电磁兼容性)。例如能抑制与无线通信设备等的串扰。另外，能通过滤波器变换谐振机构的阻抗。即能谋求阻抗匹配。由此能提供适于负载的电流和电压。
《第4实施方式》
图9是第4实施方式的无线供电装置104的电路图。
开关控制电路20检测输出信息(向负载Ro输出的电压、电流或电力等)，经由受电侧通信电路50将反馈信息传递到送电装置PSU侧。送电侧通信电路40，基于经由信号传递单元30从受电侧通信电路50接收到的输出信息来控制送电侧交流电压产生电路(开关电路S1、S2)，从而控制供电电力。
上述受电侧通信电路50是本发明所涉及的「输出信息发送电路」的示例。另外，送电侧通信电路40是本发明所涉及的「输出信息接收电路」的示例。
通过如此基于从受电装置反馈的信息来控制供电电力，能提供适于负载的电压、电流。
另外，送电侧通信电路40将针对开关元件Q1、Q2的控制定时信号传递到受电侧通信电路50。开关控制电路20通过同步于该定时信号对开关元件Q3、Q4进行开关，来进行同步整流控制。
上述信号传递单元30例如使用无线通信电路将输出信息传递到送电装置侧。另外，上述信号传递单元30将输出信号变换成光信号来传递，将光信号变换成电信号(接收信号)。通过这些构成，能电绝缘地在送电装置侧调整供电电力。
《第5实施方式》
图10是第5实施方式的无线供电装置105的电路图。在该无线供电装置105中，在送电装置PSU具备送电侧通信电路41，其以输入电源Vi为电源而动作，将送电线圈np作为通信用的线圈(近场天线)利用。另外，在受电装置PRU具备受电侧通信电路51，其以受电装置的输出电压为电源而动作，将受电线圈ns作为通信用的线圈(近场天线)而利用。即，送电线圈np以及受电线圈ns兼具电力传输和信号通信的职责。由此能达成送电装置的小型轻量化。
通信信号将电力传输的频率设为载波频率，通过对其调制而重叠其中。因此通信信号还经由电磁场共振场而通信。通过该通信，能从送电装置向合适的(目的的)受电装置传输各种数据或定时信号。或者，能从受电装置向合适的(目的的)送电装置传输各种数据或定时信号。例如能相互交换送电装置侧的各种状态或受电装置侧的各种状态。或者，受电装置还能同步于送电装置的开关元件的开关来进行同步整流。
信号传输不同于电力传输，由于即使电力传输效率差也无关于损耗增大，因此可以使上述通信信号与电力传输用的频率独立。
最后，上述的实施方式的说明在全部点上都是例示而并非限制。对本领域技术人员而言，能适宜进行变形以及变更。例如能进行不同的实施方式中示出的构成的部分的置换或组合。本发明的范围不是由上述的实施方式而是由权利要求书给出。进而在本发明的范围中，意图包含与权利要求书等同的意义以及范围内的全部变更。
标号的说明
PRU 受电装置
PSU 送电装置
np 送电线圈
ns 受电线圈
(np、ns) 电磁场耦合电路
Cr 第1谐振电容器
Crs 第2谐振电容器
Q1、Q2、Q3、Q4 开关元件
Q1 低侧开关电路
Q2 高侧开关电路
Ro 负载
S1、S2、S3、S4 开关电路
(S1、S2) 送电侧交流电压产生电路
(S3、S4) 受电侧整流电路
(Cr、Lp) 送电侧谐振机构
(Crs、Ls) 受电侧谐振机构
(np、ns、Cr、Lp、Crs、Ls) 多谐振电路
td 死区时间
10、20 开关控制电路
9 基板
11 氮化铝绝缘层
12 GaN层
13 2DEG(维电子气层)
14 A1GaN电子生成层层
15 电介质层
16 栅极电极
17 源极电极
18 漏极电极
20 开关控制电路
30 信号传递单元
40、41 送电侧通信电路
50、51 受电侧通信电路
101～105 无线供电装置

Claims (17)

1.一种无线供电装置，从送电装置向受电装置无线提供电力，其中，所述无线供电装置具备：
电磁场耦合电路，其具备所述送电装置侧的送电线圈以及所述受电装置侧的受电线圈；
送电侧交流电压产生电路，其具备由开关元件、等效的二极管以及电容器的并联连接电路构成且与所述送电线圈电连接的开关电路，通过该开关电路的开关，使送电线圈从输入的直流电压产生交流电压；
开关控制电路，其通过使所述送电侧交流电压产生电路的开关元件夹着死区时间交替接通/断开，来使得从所述送电侧交流电压产生电路产生方形波状或梯形波状的交流电压；
受电侧整流电路，其将在所述受电线圈产生的交流电压整流成直流电压；
送电侧谐振机构，其在送电侧构成，包含第1谐振电容器；和
受电侧谐振机构，其在受电侧构成，包含第2谐振电容器，
电磁场耦合电路在所述送电侧谐振机构与所述受电侧谐振机构之间相互交换电场能量或磁场能量，
所述电磁场耦合电路、所述送电侧谐振机构以及所述受电侧谐振机构合起来构成多谐振电路，
所述开关控制电路执行：
以所述多谐振电路的阻抗成为电感性的比所述多谐振电路的谐振频率高的开关频率对所述送电侧交流电压产生电路的开关元件进行开关，
在所述开关元件的电流电压特性的第3象限中的动作中，对所述开关元件的控制端子给予控制信号来使所述开关元件导通，
若分别将所述开关电路的两端电压发生变化的换流期间用tc表征，将成为所述第3象限中的动作的期间用ta表征，将所述死区时间用td表征，则确定所述死区时间以满足tc≤td＜(tc+ta)，将所述开关元件中的导通损耗和开关损耗一起减低。
2.根据权利要求1所述的无线供电装置，其中，
所述开关元件是化合物半导体晶体管，其具有通过对控制端子给予控制信号从而在所述第3象限中的动作下反向电压的大小变小的电气特性。
3.根据权利要求1或2所述的无线供电装置，其中，
所述送电侧谐振机构或所述受电侧谐振机构在结构上构成。
4.根据权利要求1或2所述的无线供电装置，其中，
在所述送电侧交流电压产生电路与所述送电侧谐振机构之间具备包含电感器要素以及电容器要素的第1滤波器，或者在所述受电侧谐振机构与所述受电侧整流电路之间具备包含电感器要素以及电容器要素的第2滤波器。
5.根据权利要求1或2所述的无线供电装置，其中，
所述送电线圈以及所述受电线圈是空芯的线圈。
6.根据权利要求1或2所述的无线供电装置，其中，
所述电磁场耦合电路通过所述第1谐振电容器与所述第2谐振电容器的电场耦合从送电侧向受电侧传送电力。
7.根据权利要求1或2所述的无线供电装置，其中，
所述受电装置具备：
输出信息发送电路，其检测与所述受电侧整流电路的输出相关的输出信息，对所述送电装置侧传输所述输出信息，
所述送电装置具备：
输出信息接收电路，其接收所述输出信息；和
供电电力控制电路，其按照所述输出信息来控制所述送电侧交流电压产生电路，从而控制供电电力。
8.根据权利要求7所述的无线供电装置，其中，
所述输出信息发送电路是以无线通信发送所述输出信息的电路，所述输出信息接收电路是以无线通信接收所述输出信息的电路。
9.根据权利要求7所述的无线供电装置，其中，
所述输出信息发送电路是将电信号变换成光信号来发送所述输出信息的电路，所述输出信息接收电路是将光信号变换成电信号来接收所述输出信息的电路。
10.根据权利要求1或2所述的无线供电装置，其中，
所述开关电路具备高侧开关电路和低侧开关电路，
开关控制电路使用频率调制PFM控制，其使交替接通/断开所述高侧开关电路和所述低侧开关电路的开关频率变化。
11.根据权利要求1或2所述的无线供电装置，其中，
所述开关电路具备高侧开关电路和低侧开关电路，
开关控制电路使用接通期间比调制ORM控制，其以固定的开关频率交替接通/断开所述高侧开关电路和所述低侧开关电路，对所述高侧开关电路与所述低侧开关电路的导通期间的比率进行控制。
12.根据权利要求1或2所述的无线供电装置，其中，
所述受电侧整流电路是具备开关元件的同步整流电路。
13.根据权利要求12所述的无线供电装置，其中，
所述受电装置具备动作频率控制电路，其控制所述同步整流电路的动作频率。
14.根据权利要求1或2所述的无线供电装置，其中，
所述受电装置具备受电装置侧控制电路，其控制该受电装置侧的电路，
该受电装置侧控制电路通过所述受电装置接受到的电力而动作。
15.根据权利要求1或2所述的无线供电装置，其中，
所述受电侧整流电路从所述受电侧整流电路的输出部接受电力，并作为所述送电侧交流电压产生电路发挥作用，所述送电侧交流电压产生电路从输出部接受电力，并作为所述受电侧整流电路发挥作用。
16.根据权利要求1或2所述的无线供电装置，其中，
所述电磁场耦合电路，具有形成于所述送电线圈与所述受电线圈之间的通过磁场耦合产生的等效的互电感。
17.根据权利要求1或2所述的无线供电装置，其中，
所述送电侧谐振机构或所述受电侧谐振机构包含电感器，该电感器是所述送电线圈或所述受电线圈的电感分量当中不参与耦合的漏电感分量。
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