CN103339843A - 开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

通过使由Lr-Cr构成的第1谐振电路和由Lrs-Crs构成的第2谐振电路进行共振来使各个电路分别进行谐振，由此在初级绕组(np)和次级绕组(ns)之间利用磁场与电场这两者的耦合来进行电力输送。此外，通过使开关频率高于整体的多谐振电路的固有谐振频率地工作，由此能够进行ZVS动作，大幅降低开关损耗，可实现高效率的动作。由此，构成可实现小型化的同时提高了电力变换效率的开关电源装置。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及在初级侧具备开关元件、在次级侧具备整流电路，并利用电磁场共振现象来进行电力输送的开关电源装置。
背景技术
近几年，电子设备的小型轻量化得到推进，开关电源的高效率化、小型轻量化的市场需求也进一步提高。例如，利用LC谐振现象使正弦波状的谐振电流流过变压器而使该变压器工作的电流谐振半桥式转换器在输出电流脉动的特性比较缓和的超薄电视机等市场中，发挥出了高效率的特长，因此推进了实用化。
例如，专利文献1公开了LC串联谐振型DC-DC转换器。图1是专利文献1的开关电源装置的基本电路图。该开关电源装置是电流谐振型的半桥式DC/DC转换器，在变压器T的初级绕组np上连接了由电感器Lr和电容器Cr构成的LC谐振电路及两个开关元件Q1、Q2。在变压器T的次级绕组ns1、ns2上构成了由二极管Ds1、Ds2及电容器Co形成的整流平滑电路。
通过这种结构，开关元件Q1、Q2隔着死区时间(dead time)而交替地被接通、断开，流过变压器T的电流波形成为正弦波状的谐振波形。此外，在该两个开关元件Q1、Q2的接通期间/断开期间这两个期间，都从初级侧向次级侧输送电力。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平9-308243号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
但是，在专利文献1的开关电源装置中，变压器被用作利用了电磁感应的绝缘变压器，仅仅是被用作利用了磁耦合的变压器。在利用了电磁感应的变压器中，使由流过初级绕组的电流所产生的磁通与次级绕组交链而流动电流，效率良好地进行从电到磁再到电的变换很重要。一般而言，由流过初级绕组的电流所产生的磁通中，与次级绕组交链的磁通的比例被称为(磁)耦合度，在利用了电磁感应的变压器中，想要提高电力变换效率，提高磁耦合度是很重要的。但是，为了防止磁饱和，或者因物理上的制约，有很多情况下难以增大变压器的磁耦合度，其结果会降低电力变换效率。
此外，在专利文献1的开关电源装置中，由于在输出控制中使用频率控制、PFM(Pulse Frequency Modulation：脉冲频率调制)控制，因此需要与最低工作频率相匹配地设计平滑电路，这会妨碍小型化。此外，若为了实现磁性部件的小型化而考虑MHz级下的工作，则在考虑输出的控制性、EMC(电磁兼顾性)等时，工作频率发生变化是很大的问题。
本发明的目的在于提供一种实现小型化的同时提高了电力变换效率的开关电源装置。
用于解决技术问题的技术方案
本发明的开关电源装置具有如下的结构。
(1)一种开关电源装置，其特征在于，具备：
电磁场耦合电路，具备初级绕组及次级绕组；
初级侧交流电压产生电路，具备与所述初级绕组连接的开关电路，并根据被输入的直流电压产生交流电压，由开关元件、二极管及电容器的并联连接电路构成该开关电路；
次级侧整流电路，将所述交流电压整流为直流电压；
第1谐振电路，被构成在初级侧，包括第1串联谐振电感器及第1串联谐振电容器；
第2谐振电路，被构成在次级侧，包括第2串联谐振电感器及第2串联谐振电容器；和
开关控制电路，通过将所述初级侧交流电压产生电路的开关元件隔着死区时间而交替地接通/断开，由此使大致为矩形波状或者梯形波状的交流电压产生，
在该开关电源装置中，
所述开关控制电路，以比相对于多谐振电路而阻抗成为最小的固有谐振频率还高的开关频率来对所述初级侧交流电压产生电路的开关元件进行开关动作，使得流入所述多谐振电路的电流成为比由所述初级侧交流电压产生电路产生的交流电压延迟的正弦波状的谐振电流波形、且在所述开关元件的接通期间及断开期间这两个期间内经由电磁场耦合电路从初级侧向次级侧输送电力，其中所述多谐振电路成为包括所述电磁场耦合电路在内使所述第1谐振电路和所述第2谐振电路合起来的整体，
所述电磁场耦合电路构成混合了在所述初级绕组与所述次级绕组之间借助互电感的磁场耦合、和借助互电容的电场耦合的电磁场共振电路，
所述第1谐振电路和所述第2谐振电路进行共振，从所述电磁场耦合电路的初级侧向次级侧输送电力。
(2)例如，所述开关控制电路使所述初级侧交流电压产生电路的开关频率恒定，并将在所述开关电路中电流导通的期间设为接通期间、将其他期间设为断开期间，通过控制多个开关电路的接通期间比率，由此调整从所述次级侧整流电路得到的输出电力。
(3)例如，所述开关控制电路使所述初级侧交流电压产生电路的开关频率恒定，通过控制所述开关元件的接通期间比率来调整从所述次级侧整流电路得到的输出电力。
(4)优选，所述次级侧整流电路在接通期间或者断开期间中的任一个期间、或者两个期间内，将于所述次级绕组产生的电压作为静电能量而蓄积到所述第2谐振电容器中，将在所述接通期间和断开期间的各自期间内于所述次级绕组产生的电压相加后作为直流电压来输出
(5)优选，所述第1串联谐振电容器和所述第2串联谐振电容器中的任一个或者两者保持直流电压。
(6)优选，与所述初级绕组或者所述次级绕组并联地配备并联谐振电容器。
(7)优选，由所述初级绕组或者所述次级绕组的寄生电容构成了所述并联谐振电容器。
(8)优选，由形成于所述初级绕组与所述次级绕组之间的寄生电容构成了所述互电容。
(9)优选，由所述电磁场耦合电路的漏电感构成了所述第1串联谐振电感器或者所述第2串联谐振电感器。
(10)优选，由等效地形成于所述初级绕组与所述次级绕组之间的励磁电感构成了所述互电感。
(11)优选，所述开关电路是MOSFET。
(12)优选，所述次级侧整流电路所具备的将所述交流电压整流为直流电压的整流元件是MOSFET。
(13)优选，在从所述次级侧整流电路的输出部输送电力时，所述次级侧整流电路作为所述初级侧交流电压产生电路而起作用，并且所述初级侧交流电压产生电路作为所述次级侧整流电路而起作用，能够双向地进行电力输送。
(14)例如，所述初级绕组是在具有铁氧体等磁芯的变压器的初级侧所设置的绕组，所述次级绕组是在所述变压器的次级侧所设置的绕组。
(15)例如，所述初级绕组是在送电装置所设置的送电线圈，所述次级绕组是在与所述送电装置靠近配置的受电装置所设置的受电线圈。
发明效果
根据本发明，在初级侧和次级侧两侧具备LC谐振电路，使2个LC谐振电路共振，从而能够在初级绕组与次级绕组之间利用磁场和电场的耦合来进行电力输送。此外，通过利用谐振现象，从而从初级侧向次级侧仅输送有效电力，而无效电力在初级侧和次级侧两侧的LC谐振电路中循环，因此电力损耗非常小。进而，作为开关频率，通过在成为包括电磁场耦合电路在内使初级侧谐振电路和次级侧谐振电路合起来的整体的多谐振电路中以比输入阻抗成为最小的固有谐振频率还高的频率使开关元件进行接通或断开动作，由此能够进行开关元件中的零电压开关(ZVS)动作。
附图说明
图1是专利文献1的开关电源装置的基本电路图。
图2是第1实施方式的开关电源装置101的电路图。
图3是图2所示的开关电源装置101的各部分的电压电流波形图。
图4是第2实施方式的开关电源装置102的电路图。
图5(A)是开关电源装置102的各部分的电压电流的波形图。图5CB)是图1所示的开关电源装置的各部分的电压电流的波形图。
图6是第3实施方式的开关电源装置103的电路图。
图7是第4实施方式的开关电源装置104的电路图。
图8是第5实施方式的开关电源装置105的电路图。
图9是图8所示的被输入到串联谐振电容器Cr中的电压的波形。
图10是表示开关电路S1的导通期间相对于开关周期的比率即接通时比率D、开关电路S2的导通期间相对于开关电路S1的导通期间的比率即接通期间比率Da、与输出电压Vo之间的关系的图。在此，实线是接通期间比率Da的特性曲线，虚线是接通时比率D的特性曲线。
图11是第6实施方式的开关电源装置106的电路图。
图12是第7实施方式的开关电源装置107的电路图。
图13是第8实施方式的开关电源装置108的电路图。
图14是第9实施方式的开关电源装置109的电路图。
图15是第10实施方式的开关电源装置110的电路图。
图16是第11实施方式的被用作电力送电系统的开关电源装置111的电路图。
图17是第12实施方式的被用作电力送电系统的开关电源装置112的电路图。
图18是第13实施方式的被用作电力送电系统的开关电源装置113的电路图。
图19是第14实施方式的被用作电力送电系统的开关电源装置114的电路图。
图20是第15实施方式的被用作电力送电系统的开关电源装置115的电路图。
图21是第16实施方式的被用作电力送电系统的开关电源装置116的电路图。
图22是第17实施方式的被用作电力送电系统的开关电源装置117的电路图。
图23是第18实施方式的被用作电力送电系统的开关电源装置118的电路图。
具体实施方式
《第1实施方式》
图2是第1实施方式的开关电源装置101的电路图。
开关电源装置101是向输入部输入输入电源Vi、从输出部向负载Ro提供稳定的直流电力的电路。开关电源装置101具备如下的各部分。
·使用了具备初级绕组np及次级绕组ns的变压器的电磁场耦合电路90；
·与初级绕组np连接的、包括开关元件Q1的开关电路S1和包括开关元件Q2的开关电路S2；
·与次级绕组ns连接的整流二极管D3、D4及平滑电容器Co；
·由与初级绕组np连接的串联谐振电感器Lr及串联谐振电容器Cr构成的第1LC串联谐振电路；
·由与次级绕组ns连接的串联谐振电感器Lrs及串联谐振电容器Crs构成的第2LC串联谐振电路；
·包括电磁场耦合电路90在内由第1LC串联谐振电路和第2LC串联谐振电路构成的多谐振电路40；
·与开关元件Q1、Q2连接的开关控制电路10；
·向开关控制电路10反馈输出给负载Ro的输出电压的检测信号的绝缘电路30；
·与初级绕组np并联连接的并联谐振电容器Cp；
·与初级绕组ns并联连接的并联谐振电容器Cs；
·连接在初级绕组np与次级绕组ns之间的互电容Cm。
所述电磁场耦合电路构成融合了磁场耦合和电场耦合的电磁场耦合电路(电磁场共振电路)。所述串联谐振电容器Cr、Crs均兼作用于保持直流电压的电容器。
在初级侧，在开关元件Q1的导通期间对电容器Cr进行充电，在开关元件Q2的导通期间将电容器Cr放电。另一方面，在次级侧，在开关元件Q1的导通期间将电容器Crs放电，在开关元件Q2的导通期间将于次级绕组ns产生的电压作为静电能量来对电容器Crs进行充电，相加在开关元件Q1、Q2各自的导通期间产生的次级绕组ns的电压后进行输出。由所述整流二极管D3、D4及电容器Crs组成的电路构成进行充放电和整流的相加整流电路80。
另外，初级侧的电感器Lm可以是作为部件的电感器，也可以表示变压器T的初级绕组np的励磁电感。同样，初级-次级间的电容Cm可以是作为部件的电容，也可以表示变压器T的寄生电容即互电容。
在图2中用粗的虚线包围的部分构成电磁场耦合电路90，用细的虚线包围的部分构成多谐振电路40。包含了该电磁场耦合电路90的多谐振电路40利用初级侧和次级侧的2个LC谐振电路进行共振动作。
具体的作用如下所述。
(1)由Lr-Cr构成的第1谐振电路和由Lrs-Crs构成的第2谐振电路进行共振，从而分别引起谐振，在初级绕组np与次级绕组ns之间利用由互电感引起的磁场和由互电容引起的电场这两者的耦合来进行电力输送。其中，在图2中作为互电感(Lm)而利用了变压器T的励磁电感，省略了作为电路元件的图示。
另外，电容器Cp、Cs促进电磁场耦合中的电力输送。即，由电容器Cp、Cs、以及互电容Cm构成基于π型电场耦合的电力输送电路，来输送电力。其中，互电容Cm与谐振电容器Cr、Crs一起构成基于电场耦合的电力输送电路。
此外，电容器Cp、Cs在开关元件关断时的换流期间，在初级侧，将流过谐振电容器Cr中的谐振电流ir分流为流向开关电路的并联电容器(与开关元件Q1、Q2并联连接的电容器)的电流和流向电容器Cp的电流。谐振电流ir越大，流过电容器Cp的电流就越大，在换流期间流向开关电路的并联电容的电流几乎恒定，通过适当设定电容器Cp的电容，从而能够针对输出电力的变动而修正死区时间的期间与换流期间之间的差分。在次级侧也相同，次级侧的谐振电流越大，流过电容器Cs的电流就越大，通过适当设定电容器Cs的电容，从而能够针对输出电力的变动而修正死区时间的期间与通过二极管D3和二极管D4切换电流路径时的期间之间的差分。
(2)开关元件Q1和Q2隔着死区时间而交替地被接通(on)或断开(off)，从而将直流电压Vi整形为矩形波状或者梯形波状的电压波形。另一方面，通过使整流二极管D3和D4交替地导通，从而将矩形波状或者梯形波状的电压波形整形为直流电压。
(3)针对开关元件Q1和Q2的开关频率fs，初级侧和次级侧的2个谐振电路进行共振。包括电磁场耦合电路90在内由初级侧和次级侧的2个谐振电路构成多谐振电路40。多谐振电路40具有多谐振电路40的合成阻抗成为最小的固有谐振频率fr，使开关频率fs和谐振频率fr接近地进行谐振，从而分别流过2个谐振电路的电流变大，输出电力增加。即，以比包括电磁场耦合电路在内将初级侧谐振电路和次级侧谐振电路合成后的整体的多谐振电路90所具有的固有谐振频率fr还高的开关频率fs，使开关元件进行接通或断开动作，使开关频率fs接近固有谐振频率fr地进行谐振，从而流入多谐振电路的电流变大，输出电力增加。
另一方面，在使开关频率fs恒定地进行工作的情况下，成为2个开关电路的导通期间的比率的接通期间比Da越接近Da＝1，也就是说第1开关电路S1的导通期间相对于开关周期的比率即转换器的接通期间比率D越接近D＝0.5，越能增加输出电力。
(4)初级侧、次级侧的电容器Cr和Crs起到保持直流电压的动作和谐振动作这2个作用。
图2中的电磁场耦合电路90也可以由变压器T的初级绕组np的励磁电感Lm、次级绕组ns的励磁电感Lms、串联谐振电感器Lr、Lrs及电容器Cp、Cs等、变压器T的寄生成分构成。此时，变压器可被称为将作为可电绝缘的变压器的功能和谐振电感器、谐振电容器等的电气参数集于一身的谐振复合变压器，可用作电磁场耦合装置。
图3是图2所示的开关电源装置101的各部分的电压电流波形图。开关电源装置101的各定时下的动作如下。
首先，用Lm表示变压器T的初级绕组np的励磁电感，用im表示励磁电流。分别用vgs1、vgs2表示开关元件Q1、Q2、Q3、Q4的栅极-源极间电压，并且分别用vds1、vds2表示漏极-源极间电压，用id1表示Q1的漏极电流。Q1、Q2隔着两个开关元件都成为断开状态的较短的死区时间而交替地被进行接通、断开动作，分别使在死区时间的期间流过Q1、Q2的电流换流来进行零电压开关(ZVS)动作。以下表示1个开关周期中的各状态下的动作。
[1]State1时刻t0～t1
开关元件Q1导通，在绕组np中有电流流过，电容器Cr被充电。二极管D3导通，通过施加给绕组np的电压，在绕组ns上感应出电压，将于绕组ns感应出的电压和电容器Crs的两端电压相加而得到的电压向负载施加，电容器Crs进行放电，由此提供电流。若开关元件Q1关断，则成为State2。
[2]State2时刻t1～t2
通过流过电感器Lr的电流ir，开关元件Q1的并联电容器(寄生电容)被充电，开关元件Q2的并联电容器(寄生电容)被放电。若电压vds1成为电压Vi、电压vds2成为0V，则成为State3。
[3]State3时刻t2～t3
开关元件Q2的并联二极管导通。在该期间开启开关元件Q2，从而进行ZVS动作。若流过二极管D3的电流变成0A，则成为State4。
[4]State4时刻t3～t4
开关元件Q2导通，在绕组np中有电流流过，电容器Cr被放电。二极管D4导通，通过施加给绕组np的电压，在绕组ns上感应出电压，电容器Crs被充电。向负载施加电容器Co的电压来提供电流。这样，流过电感器Lr的电流ir成为正弦波状的谐振电流波形。若流过二极管D4的电流变成0，则成为State5。
[5]State5时刻t4～t5
在初级侧，流过变压器的励磁电流im，等于电流ir。在次级侧，向负载施加电容器Co的电压来提供电流。若关断Q2，则成为State6。
[6]State6时刻t5～t0
通过流过电感器Lr的电流ir，开关元件Q1的并联电容器(寄生电容)被放电，开关元件Q2的并联电容器(寄生电容)被充电。若电压vds1变成电压0V、电压vds2变成Vi，则成为State1。
以后，周期性地反复State1～6。
开关控制电路10进行如下的控制。
(1)针对包括电磁场耦合电路在内将初级侧谐振电路和次级侧谐振电路合起来的整体的多谐振电路，使开关频率高于输入阻抗成为最小的固有谐振频率fr。由此，在该开关频率下，多谐振电路成为感应性。因此，处于流过电感器Lr的电流相位比初级侧交流电压产生电路的矩形波(梯形波)状的交流电压的电压相位有所延迟的状态，因此在开关元件Q1的电压Vds1为0的状态下，能够开启开关元件Q1。同样，在开关元件Q2的电压vds2为0的状态下，能够开启开关元件Q2。即，通过进行ZVS(零电压开关)动作，从而能够大幅降低开关损耗，可进行高效率的动作。此外，由于在全部负载范围内以高于谐振频率fr的开关频率进行动作，因此能够遍及全部负载范围实现零电压开关(ZVS)动作。
(2)将初级侧交流电压产生电路的开关频率设为恒定，通过控制包括开关元件Q1的开关电路、和包括开关元件Q2的开关电路的导通期间的比率、即接通期间比，来调整从次级侧整流电路得到的输出电力。
(3)或者，将开关元件Q1、Q2的接通期间比设定为1，通过控制开关元件Q1、Q2以使初级侧交流电压产生电路的开关频率变化，来调整从次级侧整流电路得到的输出电力。
(4)进而，组合所述(2)的接通期间比控制和(3)的开关频率控制，通过控制为可获得最佳的控制特性，来调整从次级侧整流电路得到的输出电力。
根据第1实施方式，起到如下的效果。
(a)利用初级侧和次级侧的谐振而构成融合了磁场耦合和电场耦合的电磁场耦合电路(电磁场共振电路)，从而与仅通过磁场耦合进行电力输送的情况相比，电力输送效率变高，能够进行高效率的动作。
(b)针对包括电磁场耦合电路在内将初级侧谐振电路和次级侧谐振电路合起来的整体的多谐振电路，使开关频率高于输入阻抗成为最小的固有谐振频率fr，从而如前述那样进行ZVS(零电压开关)动作，能够大幅降低开关损耗，可进行高效率的动作。
(c)构成为将在初级侧的开关元件的接通期间和断开期间的各自期间所产生的次级绕组电压相加后作为直流电压来输出，从而通过恒定开关频率下的接通期间比控制(PWM控制)，能够使输出电压稳定化。
(d)构成为将在初级侧的开关元件的接通期间和断开期间的各自期间所产生的次级绕组电压相加后作为直流电压来输出，从而与中心抽头整流的情况相比，能够将施加给整流器的电压变为一半，可降低损耗。
(e)通过利用变压器的漏电感、励磁电感、寄生电容、互电容等来构成电磁场耦合电路，从而能够以少量的部件个数构成转换器，可实现小型轻量化。
(f)初级侧、次级侧的电容器Cr和Crs进行保持直流电压的动作和谐振动作这2个动作，从而在将直流电压变换为交流电压的同时，另一方面作为构成多谐振电路的谐振电容而进行谐振动作，因此能够减少部件个数。此外，能够进行恒定开关频率下的接通期间比控制(PWM控制)。
(g)通过电容器Cp、Cs与互电容一起构成π型电场耦合的电力输送电路，来促进电磁场耦合下的电力输送。此外，通过适当设定该电容Cp、Cs，从而能够相对于输出电力的变动来修正死区时间的期间与换流期间之间的差分。
《第2实施方式》
图4是第2实施方式的开关电源装置102的电路图。在该例中，与第1实施方式的开关电源装置101不同，代替次级侧的整流二极管D3、D4而具备由FET构成的开关元件Q3、Q4。即，由开关元件Q3、Q4构成次级侧整流电路。开关元件Q3、Q4分别并联地配备二极管(寄生二极管)、电容器(寄生电容)，构成开关电路S3、S4。此外，在电源输入部中设有电容器Ci。开关控制电路20进行次级侧的开关元件Q3、Q4的控制。
另外，将变压器T的初级绕组np、次级绕组ns的励磁电感设为Lm、Lms，省略开关元件Q1、Q2、Q3、Q4的寄生电容及寄生二极管的图示。
次级侧的开关控制电路20使开关元件Q3与初级侧的开关元件Q1同步地接通/断开，使开关元件Q4与初级侧的开关元件Q2同步地接通/断开。即，进行同步整流。开关电源装置102整体的动作与第1实施方式示出的开关电源装置101相同。
图5(A)是所述开关电源装置102的各部分的电压电流的波形图。此外，图5(B)是图1所示的开关电源装置的各部分的电压电流的波形图。在此，vds1是开关元件Q1的漏极-源极间电压，ir是流过电容器Cr的电流，Vds3是开关元件Q3的漏极-源极间电压，id3是流过开关元件Q3的电流，id4是流过开关元件Q4的电流。
如在图5(A)、图5(B)中表示出差异的那样，在现有技术中的中心抽头整流方式中，电流只流过两个整流二极管中的一个二极管，成为不均匀的动作，流过整流二极管的电流的峰值及有效电流值变大，导通损耗增加。此外可知，在第2实施方式的开关电源装置中，施加给次级侧的开关元件Q3、Q4的电压与输出电压大致相同，但在现有技术中的中心抽头整流方式中会施加输出电压的2倍的电压。根据第2实施方式，通过降低电压应力，从而能够使用耐电压小的整流元件，一般而言由于耐电压小的二极管元件的正向压降小，且耐电压小的FET的导通电阻小，因此能够降低流过的电流引起的导通损耗，可进行高效率的动作。
如图4所示那样，第2实施方式的开关电源装置102的布局在输入输出之间具有对称性。因此，在从次级侧整流电路的输出部送出电力时，次级侧整流电路作为初级侧交流电压产生电路而起作用，由开关元件Q1、Q2构成的初级侧交流电压产生电路作为次级侧整流电路而起作用。因此，能够从变压器T的初级侧向次级侧、或者从次级侧向初级侧地进行双向电力输送。
例如，在负载Ro为充电电池或蓄电电容、或者包括其充放电控制电路的电路的情况下，通过从变压器T的初级侧向次级侧输送电力，从而所述充电电池被充电。并且，若在图4中于连接有输入电源Vi的部分上连接负载电路，则能够将所述充电电池或蓄电电容作为输入电源，进行电力输送方向反转后的从变压器T的次级侧向初级侧的电力输送。
根据第2实施方式，除了在第1实施方式中叙述的效果以外，还可起到如下的效果。
(a)通过由FET构成的开关元件Q3、Q4进行同步整流动作，从而正向压降变小，能够降低整流电路中的导通损耗。
(b)能够进行作为互换初级侧和次级侧而在反方向上输送电力的双向转换器的动作。
《第3实施方式》
图6是第3实施方式的开关电源装置103的电路图。在该例中，具备对输入电源Vi的电压进行分压的电容器Ci1、Ci2、及对输出电压Vo进行分压的电容器Cis1、Cis2。在此，图示了变压器T的初级绕组np、次级绕组ns的励磁电感、或者作为外带电感的电感器Lm、Lms。除此之外与第2实施方式中图4所示的结构相同。
在第3实施方式中，通过电容器Ci1、Ci2对输入电压Vi进行分压，通过电容器Cis1、Cis2对输出电压Vo进行分压。另外，由于电容器Ci1、Cis1对直流输入电压进行分压，因此能够起到保持直流电压的作用，所以串联谐振电容器Cr、Crs起到谐振用电容器的作用，不起到保持直流电压的作用，即不再将直流电压成分作为偏压来进行谐振动作。整体的转换器动作与第1实施方式所示的动作相同。
根据第3实施方式，除了在第1、第2实施方式中叙述的效果以外，还起到如下的效果。
(a)输入电源Vi被分压为电容器Ci1、Ci2各自的电压，利用开关元件Q1、Q2接通/断开这两个循环而使电流从输入电源Vi流向电容器Ci1、Ci2，从输入电源Vi流出的输入电流的有效值变小，从而电流路径中的导通损耗被降低。
(b)与上述(a)相同，输出电压Vo被分压为电容器Cis1、Cis2各自的电压，利用开关元件Q1、Q2接通/断开这两个循环而从电容器Cis1、Cis2流向输出电压Vo的电流的有效值变小，从而导通损耗被降低。
《第4实施方式》
图7是第4实施方式的开关电源装置104的电路图。在该例中，具备对输入电源Vi的电压进行分压的电容器Cr1、Cr2、及对输出电压Vo进行分压的电容器Crs1、Crs2。即，将第2实施方式所示的开关电源装置中的串联谐振电容器Cr分割为Cr1、Cr2，将串联谐振电容器Crs分割为Crs1、Crs2。在此，图示于变压器T的初级绕组np与次级绕组ns之间形成的等效互电感Lm，由初级绕组np和次级绕组ns构成的变压器T被图示为理想变压器。在由理想变压器构成变压器T的情况下，可由单独的电路元件构成电感器Lr、电感器Lrs、及电容器Cp、Cs。此外，也可以利用变压器T的寄生要素由单独的谐振复合变压器构成电磁耦合电路90本身。除此之外与在第2实施方式中图4示出的结构相同。
在第4实施方式中，流过串联谐振电容器的电流被分割到2个电容器中，因此电容器引起的损耗被分散，能够降低整体损耗，发热被分散。
另外，电容器Cr1、Cr2及电容器Crs1、Crs2起到保持直流电压的作用、和作为串联谐振用电容器的作用这两个作用。
《第5实施方式》
图8是第5实施方式的开关电源装置105的电路图。在该例中，在初级侧设置电容器Cc来构成了电压箝位电路。除此之外与在第2实施方式中图4所示的结构相同。
在图8所示的开关电源装置中，在开关元件Q1关断之后，初级绕组np的电压经由开关元件Q2的寄生二极管而向电容器Cc充电图8所示的方向的电压，在开关元件Q2接通时，将充电到电容器Cc中的电压(+Vc)施加给多谐振电路。即，将输入电压Vi变换为矩形波电压，该矩形波电压成为+Vi和-Vc的电压振幅。
图9是向图8所示的由串联谐振电容器Cr、电磁场耦合电路90和串联谐振电容器Crs构成的多谐振电路赋予的电压的波形。在此，实线是第5实施方式的情况下的波形，虚线是第1～第4实施方式的情况下的波形。这样，在第1～第4实施方式中，提供给谐振电路的输入电源电压变化为+Vi和0V，电压振幅为Vi，与之相比，在第5实施方式中动作为，输入电源电压从+Vi向-Vc发生较大变化，电压振幅为(Vi+Vc)。此外，构成电压箝位电路的电容器Cc的两端电压Vc随着开关元件Q1的导通期间相对于开关周期的比率、即接通期间比率D而变化，能够在较宽的范围内控制输出电压Vo。这表示在输出电压恒定的情况下，能够很好地适用于输入电源电压在较宽的范围内变化的情况。这样，通过构成电压箝位电路，从而可改善对输入电压的变动的控制特性。即，即使输入电压变动较大，也能够实现输出电压的稳定化。
图10是表示开关电路S1的导通期间相对于开关周期的比率即接通时比率D、开关电路S2的导通期间相对于开关电路S1的导通期间的比率即接通期间比率Da、与输出电压Vo之间的关系的图。在此，实线是接通期间比率Da的特性曲线，虚线是接通时比率D的特性曲线。这样，在接通期间比率Da下，当Da＝1时输出电压最大，在接通时比率D下，当D＝0.5时输出电压最大。
《第6实施方式》
图11是第6实施方式的开关电源装置106的电路图。在该例中，在初级侧设置电容器Cc来构成电压箝位电路。此外，具备对输入电源Vi的电压进行分压的电容器Ci1、Ci2、及对输出电压Vo进行分压的电容器Cis1、Cis2。此外，将初级绕组np的励磁电感标记为电路参数。在此，图示于变压器T的初级绕组np与次级绕组ns之间形成的等效互电感Lm，由初级绕组np和次级绕组ns构成的变压器T被图示为理想变压器。在由理想变压器构成变压器T的情况下，可由单独的电路元件构成电感器Lr、电感器Lrs、及电容器Cp、Cs。此外，也可以利用变压器T的寄生要素由单独的谐振复合变压器构成电磁耦合电路90本身。除此之外与在第2实施方式中图4示出的结构相同。
根据该第6实施方式，由于输入电源电压以+Vi至-Vc的较大的电压振幅工作，因此对输入电压的变动的控制特性被改善。此外，由于通过电容器Ci1和Ci2对输入电源Vi进行分压，因此利用开关元件Q1、Q2接通/断开这两个循环而使电流从输入电源Vi流向电容器Ci1、Ci2，输入电流的有效值变小，电流路径中的导通损耗被降低。进而，即便在因输出电压Vo而流向电容器Cis1、Cis2的电流中，电流有效值也变小，导通损耗被降低。
《第7实施方式》
图12是第7实施方式的开关电源装置107的电路图。在该例中，在初级侧设置电容器Cc而在初级侧构成电压箝位电路，并且在次级侧设置电容器Ccs而在次级侧也构成电压箝位电路。除此之外与第5实施方式中图7示出的结构相同。
在图12所示的开关电源装置中，输入电压Vi被变换为矩形波电压，该矩形波电压成为+Vi和-Vc的电压振幅。此外，向次级侧的电容器Ccs充电负电压(Vcs)，因此施加给由开关元件Q3、Q4构成的同步整流电路的交流矩形波电压成为+Vo和-Vcs的电压振幅。这样，由于电压振幅变大，因此对输出电压的变动的控制特性也被改善。即，容易在较宽的范围内调整输出电压。
《第8实施方式》
图13是第8实施方式的开关电源装置108的电路图。在该例中，设有由4个开关元件Q1、Q2、Q5、Q6构成的全桥电路结构的初级侧交流电压产生电路。此外，设有由4个开关元件Q3、Q4、Q7、Q8构成的桥式整流结构的次级侧整流电路。
根据该第8实施方式，与第1～第7实施方式相比，由于施加给初级侧的开关元件Q1、Q2、Q5、Q6、以及施加给次级侧的开关元件Q3、Q4、Q7、Q8的电压分别成为一半，因此能够降低开关元件中的损耗。
《第9实施方式》
图14是第9实施方式的开关电源装置109的电路图。在该例中，将初级侧的谐振电容器分开配置成两个电容器Cr1、Cr2，将次级侧的谐振电容器分开配置成两个电容器Crs1、Crs2。此外，设有由4个开关元件Q1、Q2、Q5、Q6构成的全桥电路结构的初级侧交流电压产生电路。此外，设有由4个开关元件Q3、Q4、Q7、Q8构成的桥式整流结构的次级侧整流电路。
根据该第9实施方式，由于将分别施加给第1～第3实施方式等方式示出的谐振电容器Cr、Crs的电压分开施加给2个电容器，因此能够分散电容器中的损耗。此外，由于施加给初级侧的开关元件Q1、Q2、Q5、Q6的电压、以及施加给次级侧的开关元件Q3、Q4、Q7、Q8的电压分别变成一半，因此能够降低开关元件中的损耗。
另外，电容器Cr1、Cr2及电容器Crs1、Crs2起到保持直流电压的作用和作为串联谐振用电容器的作用这两个作用。
《第10实施方式》
在到此为止示出的各实施方式中，列举了具备作为部件的变压器且用作DC-DC转换器的开关电源装置，但是在以后的各实施方式中，示出在对置的装置之间以电结构且非接触的方式进行电力输送的装置的例。
图15是第10实施方式的开关电源装置110的电路图。在图15中，Lp是送电装置侧的送电线圈，Ls是受电装置侧的受电线圈。
在该例中，由送电线圈Lp的等效漏电感器构成第1～第9实施方式所示的电感器Lr，由送电线圈Lp的等效绕组间的并联电容器构成第1～第9实施方式所示的电容器Cp。此外，由受电线圈Ls的等效漏电感器构成第1～第9实施方式所示的电感器Lrs，由受电线圈Ls的等效绕组间的并联电容器构成第1～第9实施方式所示的电容器Cs。此外，将在送电线圈Lp中参与磁场耦合的等效电感构成为互电感Lm，将在送电线圈Lp与接收线圈Ls之间参与电场耦合的等效电容构成为互电容Cm。
图15所示的参数Ml表示磁场耦合的互耦系数，Mc表示电场耦合的互耦系数。通过基于互电感的磁场耦合(互耦系数Ml)和基于互电容的电场耦合(互耦系数Mc)的合成，构成作为电磁场耦合的互耦系数M。
如图15所示那样，被用作该电力输送系统的开关电源装置110的布局在输入输出之间具有对称性。因此，在从次级侧整流电路的输出部输送电力时，次级侧整流电路作为初级侧交流电压产生电路而起作用，由开关元件Q1、Q2构成的初级侧交流电压产生电路作为次级侧整流电路而起作用。因此，还可以互换送电和受电的关系来进行电力输送。
例如，在负载Ro为充电电池或蓄电电容、或者是包括其充放电控制电路的电路的情况下，通过从送电线圈Lp向受电线圈Ls进行电力输送，从而所述充电电池被充电。并且，若在图15中于连接有输入电源Vi的部分上连接负载电路，则将所述充电电池或蓄电电容作为输入电源，从受电线圈Ls向送电线圈Lp输送电力。
根据第10实施方式，可起到如下的效果。
(a)可用作非常简单的电力输送系统。
(b)通过分开设置送电线圈和受电线圈，从而可用作无线电力输送电路系统。
(c)通过互换发送侧和接收侧，从而能够用作双向的电力输送电路系统。
《第11实施方式》
图16是被用作第11实施方式的电力送电系统的开关电源装置111的电路图。
与第10实施方式中图15示出的电路不同，在送电装置侧设有并联电容器Cp，在受电装置侧设有并联电容器Cs。这样，通过设置作为部件的并联电容器Cp、Cs，从而能够分别任意设定送电装置侧的谐振频率和受电装置侧的谐振频率。因此，容易实现最佳化。
《第12实施方式》
图17是被用作第12实施方式的电力送电系统的开关电源装置112的电路图。
与第10实施方式中图15示出的电路不同，是将谐振电容器Cr、Crs分别分割成了谐振电容器Cr1与Cr2、Crs1与Crs2而构成的例子。通过该结构，分别流过电容器Cr、Crs的电流分别被分割到2个电容器，因此能够分散电容器中的损耗，发热也被分散。
另外，电容器Cr1、Cr2及电容器Crs1、Crs2起到保持直流电压的作用和作为串联谐振用电容器的作用这两个作用。
《第13实施方式》
图18是被用作第13实施方式的电力送电系统的开关电源装置113的电路图。在该例中，通过由4个开关元件Q1、Q2、Q5、Q6构成的全桥电路构成了送电装置侧的交流电压产生电路。此外，通过由4个开关元件Q3、Q4、Q7、Q8构成的桥式整流电路构成了受电装置侧的侧整流电路。图18所示的参数M表示为通过基于互电感的磁场耦合和基于互电容的电场耦合的合成所得到的电磁场耦合的互耦系数。
根据该第13实施方式，与第10～第12实施方式相比，由于施加给送电装置侧的开关元件Q1、Q2、Q5、Q6的电压、以及施加给受电装置侧的开关元件Q3、Q4、Q7、Q8的电压分别变成一半，因此能够降低开关元件中的损耗。
《第14实施方式》
图19是第14实施方式的被用作电力送电系统的开关电源装置114的电路图。在该例中，在送电装置侧设置电容器Cc来构成电压箝位电路。除此之外与第10实施方式中图15示出的结构相同。
根据该第14实施方式，若将被充电到电容器Cc的负电压设为-Vc，则在送电装置侧产生的矩形波电压成为+Vi和-Vc的电压振幅，因此对发送直流电压的变动的控制特性被改善。
《第15实施方式》
图20是第15实施方式的被用作电力送电系统的开关电源装置115的电路图。在该例中，在受电装置侧设置电容器Ccs，在次级侧也构成电压箝位电路。除此之外与第14实施方式中图19示出的结构相同。
在该例中，在送电装置侧将输入电压Vi变换为矩形波电压，该矩形波电压成为+Vi和-Vc的电压振幅。此外，由于对受电装置侧的电容器Ccs充电负电压(Vcs)，因此施加给由开关元件Q3、Q4构成的同步整流电路的交流矩形波电压成为+Vo和-Vcs的电压振幅。这样，电压振幅变大，因此对输出电压的变动的控制特性也被改善。即，容易在较宽的范围内调整输出电压。
《第16实施方式》
图21是第16实施方式的被用作电力送电系统的开关电源装置116的电路图。在该例中，由整流二极管D3、D4构成了受电装置侧的整流电路。根据该结构，能够以简单的结构将受电装置用作单向的电力输送系统。
《第17实施方式》
图22是第17实施方式的被用作电力送电系统的开关电源装置117的电路图。在该例中，通过由4个开关元件Q1、Q2、Q5、Q6构成的全桥电路构成了送电装置侧的交流电压产生电路。此外，通过由整流二极管D3、D4、D7、D8构成的二极管电桥构成了受电装置侧的整流电路。
根据第17实施方式，可用作单向的电力输送系统。此外，能够以一半的值实现整流二极管的耐电压。
《第18实施方式》
图23是第18实施方式的被用作电力送电系统的开关电源装置118的电路图。在该例中，将成为线圈的电感器Lp、Ls间的磁场耦合的互电感设为Ml，将成为电容器Cp、Cs间的电场耦合的互电容设为Mc，将成为电容器Cr、Crs间的电场耦合的互电容设为Mcr。在此，图示了包括电容器Cr、Crs在内构成电磁场耦合电路90的实施例。
根据第18实施方式的结构，通过适当设定互电感Ml、互电容Mc、互电容Mcr来构成电磁场共振电路，能够进行基于电磁场耦合的高效的电力输送。
符号说明
Co…平滑电容器
Cp、Cs…并联谐振电容器
Cm…互电容
Cr、Crs…串联谐振电容器
Cr1、Cr2…谐振电容器
Crs…串联谐振电容器
Crs1、Crs2…电容器
D3、D4、D7、D8…整流二极管
Ds1、Ds2…二极管
im…励磁电流
Lp…送电线圈
Lm、Lms…励磁电感、或者互电感
Ls…受电线圈
Lr、Lrs…串联谐振电感器
Mc…电场耦合的互耦系数
Mcr…电场耦合的互耦系数
Ml…磁场耦合的互耦系数
np…初级绕组
ns…次级绕组
Q1、Q2、Q3、Q4…开关元件
Q5、Q6、Q7、Q8…开关元件
S1、S2、S3、S4…开关电路
S5、S6、S7、S8…开关电路
10、20…开关控制电路
30…绝缘电路
40…多谐振电路
90…电磁场耦合电路
101～118…开关电源装置

Claims (15)

1.一种开关电源装置，具备：
电磁场耦合电路，具备初级绕组及次级绕组；
初级侧交流电压产生电路，具备与所述初级绕组连接的开关电路，并根据被输入的直流电压产生交流电压，由开关元件、二极管及电容器的并联连接电路构成该开关电路；
次级侧整流电路，将所述交流电压整流为直流电压；
第1谐振电路，被构成在初级侧，包括第1串联谐振电感器及第1串联谐振电容器；
第2谐振电路，被构成在次级侧，包括第2串联谐振电感器及第2串联谐振电容器；和
开关控制电路，通过将所述初级侧交流电压产生电路的开关元件隔着死区时间而交替地接通/断开，由此使大致为矩形波状或者梯形波状的交流电压产生，
在该开关电源装置中，
所述开关控制电路，以比相对于多谐振电路而阻抗成为最小的固有谐振频率还高的开关频率来对所述初级侧交流电压产生电路的开关元件进行开关动作，使得流入所述多谐振电路的电流成为比由所述初级侧交流电压产生电路产生的交流电压延迟的正弦波状的谐振电流波形、且在所述开关元件的接通期间及断开期间这两个期间内经由电磁场耦合电路从初级侧向次级侧输送电力，其中所述多谐振电路成为包括所述电磁场耦合电路在内使所述第1谐振电路和所述第2谐振电路合起来的整体，
所述电磁场耦合电路构成混合了在所述初级绕组与所述次级绕组之间借助互电感的磁场耦合、和借助互电容的电场耦合的电磁场共振电路，
所述第1谐振电路和所述第2谐振电路进行共振，从所述电磁场耦合电路的初级侧向次级侧输送电力。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其中，
所述开关控制电路使所述初级侧交流电压产生电路的开关频率恒定，并将在所述开关电路中电流导通的期间设为接通期间、将其他期间设为断开期间，通过控制多个开关电路的接通期间比率，由此调整从所述次级侧整流电路得到的输出电力。
3.根据权利要求1所述的开关电源装置，其中，
所述开关控制电路通过使所述初级侧交流电压产生电路的开关频率变化来控制所述开关元件的接通期间比率，由此调整从所述次级侧整流电路得到的输出电力。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的开关电源装置，其中，
所述次级侧整流电路在接通期间或者断开期间中的任一个期间、或者两个期间内，将于所述次级绕组产生的电压作为静电能量而蓄积到所述第2谐振电容器中，将在所述接通期间和断开期间的各自期间内于所述次级绕组产生的电压相加后作为直流电压来输出。
5.根据权利要求1～4中任一项所述的开关电源装置，其中，
所述第1串联谐振电容器和所述第2串联谐振电容器中的任一个或者两者保持直流电压。
6.根据权利要求1～5中任一项所述的开关电源装置，其中，
与所述初级绕组或者所述次级绕组并联地配备并联谐振电容器。
7.根据权利要求6所述的开关电源装置，其中，
由所述初级绕组或者所述次级绕组的寄生电容构成了所述并联谐振电容器。
8.根据权利要求1～7中任一项所述的开关电源装置，其中，
由形成于所述初级绕组与所述次级绕组之间的寄生电容构成了所述互电容。
9.根据权利要求1～8中任一项所述的开关电源装置，其中，
由所述电磁场耦合电路的漏电感构成了所述第1串联谐振电感器或者所述第2串联谐振电感器。
10.根据权利要求1～9中任一项所述的开关电源装置，其中，
由等效地形成于所述初级绕组与所述次级绕组之间的励磁电感构成了所述互电感。
11.根据权利要求1～10中任一项所述的开关电源装置，其中，
所述开关电路是MOSFET。
12.根据权利要求1～11中任一项所述的开关电源装置，其中，
所述次级侧整流电路所具备的将所述交流电压整流为直流电压的整流元件是MOSFET。
13.根据权利要求12所述的开关电源装置，其中，
在从所述次级侧整流电路的输出部输送电力时，所述次级侧整流电路作为所述初级侧交流电压产生电路而起作用，并且所述初级侧交流电压产生电路作为所述次级侧整流电路而起作用，
所述开关电源装置能够双向地进行电力输送。
14.根据权利要求1～13中任一项所述的开关电源装置，其中，
所述初级绕组是在具有磁芯的变压器的初级侧所设置的绕组，所述次级绕组是在所述变压器的次级侧所设置的绕组。
15.根据权利要求1～13中任一项所述的开关电源装置，其中，
所述初级绕组是在送电装置所设置的送电线圈，所述次级绕组是在朝向所述送电装置配置的受电装置所设置的受电线圈。
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