JP6721124B2 - 高周波電源装置 - Google Patents

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Description

本発明は、直流電源に接続され、高周波でスイッチ素子が高速スイッチングされるスイッチング回路により高周波電力を発生させる高周波電力発生回路を備えた高周波電源装置に関する。
直流電源に接続されて、その直流電源をスイッチ素子により高周波電力に変換し、その高周波電力を媒介して電力を供給する電源装置が例えばワイヤレス電力伝送システムや、ＰＯＬ（Point of Load）コンバータなどで用いられている。
例えば、特許文献１には、直流電源と、この直流電源に接続され、ハイサイドスイッチ素子およびローサイドスイッチ素子で構成されるスイッチング回路を有する高周波電力発生回路と、を備える電源装置が示されている。
国際公開第２０１２／１０１９０５号
直流電源から供給される直流電力を受けて高周波電力を生成する高周波電源装置における高周波電力発生回路においては、スイッチ素子の高速スイッチングにより発生するスイッチングノイズが直流電源側に戻る場合がある。また、その場合に、スイッチングノイズが配線または線路を伝わるだけでなく、電源装置内の回路の配線に高周波電流が流れることによりノイズが放射される場合もある。その結果、これらノイズによって、搭載された電子回路や外部の電子機器の動作に悪影響を及ぼすという、解決すべき課題があった。特に、高速スイッチングにより発生したスイッチングノイズや高調波電流は、一度発生してしまうと電子部品で構成されるフィルタなどを用いても低減することは困難であるので、ノイズの発生源においてスイッチングノイズや高調波電流の発生を抑止することが重要である。
本発明の目的は、スイッチ素子の高速スイッチングに起因して生じるノイズの発生を発生源において抑制し、スイッチングノイズの発生や輻射ノイズを低減して、搭載された電子回路や外部の電子機器の動作に悪影響を及ぼすという課題を解消した高周波電源装置を提供することにある。
（１）本発明の高周波電源装置は、
回路基板を用いて構成される高周波電源装置であって、
直流電源入力部と、
前記直流電源に接続され、ハイサイドスイッチ素子およびローサイドスイッチ素子で構成されるスイッチング回路を有する高周波電力発生回路と、
前記直流電源と前記高周波電力発生回路との間に並列接続される高周波キャパシタと、を備え、
前記スイッチング回路の入力端と前記高周波キャパシタとの間の線路長は、前記直流電源の出力端と前記高周波キャパシタとの間の線路長よりも短く、
前記スイッチング回路のスイッチングによりスイッチング電流が流れる複数の電流経路のうち、前記スイッチング回路および前記高周波キャパシタを流れる電流経路は他の電流経路よりも最も短く、
前記高周波キャパシタは、前記回路基板上の前記ハイサイドスイッチ素子の一端の接続部と、前記回路基板上の前記ローサイドスイッチ素子の一端の接続部と、に最短となる様に直接的に接続されることを特徴とする。
上記構成により、高周波キャパシタ、ハイサイドスイッチ素子およびローサイドスイッチ素子からなる接続ループが短いことにより、高周波電流の経路が小さなループになる。このことで、高周波電力回路において高調波ノイズの発生がノイズ発生源から抑止されて、放射ノイズを発生させることなくノイズを低減できる。また、スイッチ素子のスイッチングにより発生するスイッチングノイズが直流電源側に戻る（拡がる）ことが防止される。これにより直流電源と高周波電力回路とを結ぶ結線から発生する輻射ノイズを抑制することができる。
（２）本発明の高周波電源装置は、
回路基板を用いて構成される高周波電源装置であって、
直流電源入力部と、
前記直流電源に接続され、ハイサイドスイッチ素子およびローサイドスイッチ素子で構成されるスイッチング回路を有する高周波電力発生回路と、
前記直流電源と前記高周波電力発生回路との間に並列接続される高周波キャパシタと、
を備え、
前記スイッチング回路の入力端と前記高周波キャパシタとの間の線路長は、前記直流電源の出力端と前記高周波キャパシタとの間の線路長よりも短く、
前記スイッチング回路のスイッチングによりスイッチング電流が流れる複数の電流経路のうち、前記スイッチング回路および前記高周波キャパシタを流れる電流経路は他の電流経路よりも最も短く、
前記ハイサイドスイッチ素子および前記ローサイドスイッチ素子は前記回路基板の一方主面に配置され、前記高周波キャパシタは前記回路基板の他方主面に配置され、
前記高周波キャパシタは、前記回路基板に形成された複数のビアを通して前記ハイサイドスイッチ素子と前記ローサイドスイッチ素子とに最短となる様に直接的に接続されることを特徴とする。
上記構造により、スイッチング回路と高周波キャパシタとの距離を短縮化しやすく、且つ回路基板に容易に実装できる。また、高周波キャパシタ、ハイサイドスイッチ素子およびローサイドスイッチ素子からなる接続ループが最短となり、高周波電流の経路ループが最小となる。このことで、ノイズ発生源からノイズの発生を抑制し、放射ノイズが効果的に低減される。また、直流電源側へ戻る（拡がる）スイッチングノイズが効果的に防止され、直流電源と高周波電力回路とを結ぶ結線から発生する輻射ノイズを抑制することができる。
（３）（２）において、前記高周波電力発生回路は、前記回路基板の平面視で、前記スイッチング回路と前記高周波キャパシタとは少なくとも一部が重なるように前記回路基板に設けられていることが好ましい。この構造により、電子部品を同一平面に配置する場合に比べてスイッチング回路と高周波キャパシタとの距離を短縮化することができる。
（４）前記高周波キャパシタは、前記ハイサイドスイッチ素子のスイッチング動作での当該ハイサイドスイッチ素子の両端電圧が変化する時間割合と、前記ローサイドスイッチ素子のスイッチング動作での当該ローサイドスイッチ素子の両端電圧が変化する時間割合とを等しくする、ことを特徴とする。
（５）前記高周波キャパシタは、キュリー点を有しない温度補償用材料を用いた積層セラミックコンデンサであることが好ましい。このことにより、高周波帯における誘電損失および等価直列インダクタンス（ＥＳＬ）の小さな特性が活かされる。
（６）前記高周波キャパシタは、キュリー点が常温よりも低く、常温において常誘電相を示す低歪材料の誘電体を有する積層セラミックコンデンサであることが好ましい。このことにより、低歪材料の誘電体を有する積層セラミックコンデンサを高周波キャパシタとして用いることで、高周波信号の印加による高調波歪みの発生が少ない装置が構成できる。
（７）前記直流電源と前記高周波電力発生回路との間に並列接続され、前記高周波キャパシタより低周波用で容量の大きな低周波キャパシタを更に備え、前記スイッチング回路の入力端と前記高周波キャパシタとの間の線路長は、前記スイッチング回路の入力端と前記低周波キャパシタとの間の線路長よりも短いことが好ましい。この構成により、高周波キャパシタ、ハイサイドスイッチ素子およびローサイドスイッチ素子からなる接続ループを短くでき、放射ノイズが効果的に低減され、直流電源側へ戻るスイッチングノイズが効果的に防止される。一方、低周波用の大容量キャパシタについては、高周波キャパシタに比べて、ハイサイドスイッチ素子およびローサイドスイッチ素子からの線路長が相対的に長くなるが、低周波電流の経路の形成作用については殆ど悪影響を与えない。
（８）（７）において、前記高周波キャパシタは前記低周波キャパシタに比べて、等価直列インダクタンスが小さなキャパシタであることが好ましい。このことにより、放射ノイズが効果的に低減され、直流電源側へ戻るスイッチングノイズが効果的に防止される。
（９）（７）または（８）において、前記低周波キャパシタは、キュリー点が常温よりも高く、常温において強誘電相を示す高誘電率系材料を用いた積層セラミックコンデンサであることが好ましい。このことにより、使用温度範囲（常温）で小型大容量のキャパシタを利用ことで、装置の小型化が図れる。
（１０）前記直流電源と前記高周波キャパシタとの間に、前記直流電源および前記高周波キャパシタに対して並列接続された電池を備え、前記スイッチング回路の入力端と前記高周波キャパシタとの間の線路長は、前記スイッチング回路の入力端と前記電池との間の線路長よりも短いことが好ましい。この構成により、高周波電力発生回路へ印加される電源電圧が電池でバックアップされ、電源の出力電圧の変動許容幅が小さくなるように電源装置を設計できる。
（１１）（１０）において、前記電池は全固体電池であることが好ましい。このことにより、電池のエネルギー密度を非常に高くできるとともに、リチウムイオン電池など比較して信頼性と安全性を確保して長寿命とすることができ、信頼性の高い小型長寿命の電源装置が構成できる。
本発明によれば、スイッチ素子の高速スイッチングに起因して生じるノイズをノイズ発生源において抑制して輻射ノイズを低減でき、搭載された電子回路や外部の電子機器の動作に悪影響を及ぼさない高周波電力発生回路を備えた高周波電源装置が得られる。
図１は第１の実施形態の高周波電源装置１１１の回路図である。 図２は第１の実施形態の別の高周波電源装置１１２の回路図である。 図３は第２の実施形態である高周波電源装置を備える電力伝送システム１２０の回路図である。 図４は図３に示した電力送電装置ＰＴＵの各部の波形図である。 図５（Ａ）、図５（Ｂ）、図５（Ｃ）、図５（Ｄ）は、第３の実施形態に係る高周波電源装置の、特に回路基板に対するスイッチ素子および高周波キャパシタの実装構造を示す図である。 図６は、第４の実施形態に係る高周波電源装置の、特に回路基板に対するスイッチ素子および高周波キャパシタの実装構造を示す図である。 図７は第５の実施形態である高周波電源装置を備える電源装置１４０の回路図である。 図８は第６の実施形態である高周波電源装置を備える電源装置１５０の回路図である。 図９は、各キャパシタに用いる各誘電体材料の比誘電率の温度依存性を示す図である。 図１０は、比較例の電力送電装置の各部の波形図である。
以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。要点の説明または理解の容易性を考慮して、便宜上実施形態を分けて示すが、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせは可能である。第２の実施形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。
《第１の実施形態》
図１は第１の実施形態の高周波電源装置１１１の回路図である。この高周波電源装置１１１は、電力送電装置と電力受電装置とで構成されるワイヤレス電力伝送システムにおける電力供給装置である。この高周波電源装置１１１は、直流電源１と、この直流電源１に接続され、高周波電力を発生する高周波電力発生回路３と、を備える。高周波電力発生回路３は、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２およびローサイドスイッチ素子Ｑ１で構成されるスイッチング回路２と、送電コイルＬｐと、共振キャパシタＣｒとで構成される。送電コイルＬｐと共振キャパシタＣｒとは共振回路を構成する。スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２は図外のスイッチング制御回路によって制御される。スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２はスイッチング制御回路によって、デッドタイムを挟んで交互にオン・オフされる。このスイッチング周波数は上記共振回路の共振周波数またはその近傍の周波数である。
直流電源１と高周波電力発生回路３との間には、並列接続される高周波キャパシタＣ１を備える。また、この例では、直流電源１と高周波電力発生回路３との間に並列接続される低周波キャパシタＣ２を更に備える。この低周波キャパシタＣ２は、高周波キャパシタＣ１に比べて低周波用で容量の大きなキャパシタである。
スイッチング回路２の入力端と高周波キャパシタＣ１との間の線路長ＷＬ１は、直流電源１の出力端と高周波キャパシタＣ１との間の線路長ＷＬ２よりも短い。
図１中の電流経路ＣＰ１は、スイッチング回路２のスイッチングによりスイッチング電流が流れる複数の電流経路のうち、スイッチング回路２および高周波キャパシタＣ１を流れる電流経路である。この電流経路ＣＰ１は他の電流経路よりも最も短い。
高周波キャパシタＣ１は、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２のスイッチング動作での当該ハイサイドスイッチ素子Ｑ２の両端電圧が変化する時間割合と、ローサイドスイッチ素子Ｑ１のスイッチング動作での当該ローサイドスイッチ素子Ｑ１の両端電圧が変化する時間割合とを等しくする。高周波キャパシタＣ１の作用については後に詳述する。このことにより、高周波電力発生回路３の出力電流に含まれる高調波電流は抑制される。
直流電源１は、直流電源１０と、この直流電源１０の電圧を入力し、所定の安定化された直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータ１１とを備える。このＤＣ−ＤＣコンバータ１１のスイッチング周波数はスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数より低い。
ここで、各キャパシタに用いる誘電体材料について図９を参照して述べる。図９において、［高誘電率系材料］は、例えばチタン酸バリウム（BaTiO3）等の強誘電体系の誘電体材料であり、２５℃において比誘電率が約３０００の誘電体材料である。この高誘電率系材料のキュリー点（その誘電体が常誘電相を示す温度と強誘電相を示す温度との臨界点）は室温より高い。また図９において、［低歪材料］は、例えば、フォルステライト、酸化アルミニウム、ニオブ酸マグネシウム酸バリウム、チタン酸ネオジウム酸バリウムなど、耐還元性の常誘電体材料であり、２５℃において比誘電率が約９００の誘電体材料である。この低歪材料のキュリー点は室温以下である。さらに、図９において［温度補償用材料］は、例えば酸化チタン（TiO2）やジルコン酸カルシウム（CaZrO3）等の常誘電体材料であり、２５℃において比誘電率が約３０の誘電体材料である。この温度補償用材料にはキュリー点は無い。
上記高周波キャパシタＣ１は低周波キャパシタＣ２に比べて、等価直列インダクタンス（ＥＳＬ）が小さなキャパシタである。例えば、キュリー点を有しない、上記温度補償用材料を用いた積層セラミックコンデンサである。この温度補償用材料を用いた積層セラミックコンデンサは、電圧依存性および誘電損失が小さく高周波用のキャパシタに適している。このことにより、高周波帯における低誘電損失および低等価直列インダクタンス（ＥＳＬ）の特性が活かされ、放射ノイズが効果的に低減され、スイッチングノイズが効果的に防止される。
または、上記高周波キャパシタＣ１は、キュリー点が常温よりも低く、常温において常誘電相を示す、上記低歪材料の誘電体を有する積層セラミックコンデンサである。この低歪材料の誘電体を有する積層セラミックコンデンサは、電圧依存性および誘電損失が小さく、中高圧用のキャパシタに適している。このように、高周波キャパシタＣ１に、上記低歪材料の誘電体を有する積層セラミックコンデンサを用いることにより、高周波信号の印加による高調波歪みの発生が少ない装置が構成できる。
上記低周波キャパシタＣ２は、キュリー点が常温よりも高く、常温において強誘電相を示す、上記高誘電率系材料を用いたものであり、高周波キャパシタＣ１の誘電体より高誘電率系材料の誘電体を有する積層セラミックコンデンサである。
上記構成により、高周波キャパシタＣ１、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２およびローサイドスイッチ素子Ｑ１からなる接続ループが短いことにより、高周波電流の経路が小さなループになる。このことで、高周波電力回路において高調波ノイズの発生が抑止されて、放射ノイズを低減できる。また、スイッチ素子のスイッチングにより発生するスイッチングノイズが直流電源側に戻る（拡がる）ことが防止される。
また、高周波キャパシタＣ１は低周波キャパシタＣ２に比べて、等価直列インダクタンスが小さなキャパシタであるので、放射ノイズが効果的に低減され、直流電源側へ戻る（拡がる）スイッチングノイズが効果的に防止される。
また、高周波キャパシタＣ１が、キュリー点を有しない温度補償用材料を用いた積層セラミックコンデンサであると、高周波帯における誘電損失および等価直列インダクタンス（ＥＳＬ）の小さな特性が活かされる。
また、低周波キャパシタＣ２が、キュリー点が常温よりも高く、常温において強誘電相を示す高誘電率系材料を用いた積層セラミックコンデンサであると、使用温度範囲（常温）で小型大容量であることが活かされ、装置の小型化が図れる。
また、高周波キャパシタＣ１が、そのキュリー点が常温よりも低い、低歪材料の誘電体を有する積層セラミックコンデンサが高周波キャパシタであると、高周波信号の印加による高調波歪みの発生が少ない装置が構成できる。
図２は本実施形態の別の高周波電源装置１１２の回路図である。図１に示した高周波電源装置１１１とは、高周波キャパシタＣ１の接続構造が異なる。この例では、高周波キャパシタＣ１は、実質的に配線を介さずにハイサイドスイッチ素子Ｑ２およびローサイドスイッチ素子Ｑ１に直接的に接続される。これにより、上記高周波キャパシタＣ１、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２およびローサイドスイッチ素子Ｑ１からなる接続ループが最も短くなり、高周波電流の経路が最小ループとなる。このことで、放射ノイズが効果的に低減され、直流電源側へ戻る（拡がる）スイッチングノイズが効果的に防止される。
《第２の実施形態》
第２の実施形態では、スイッチング回路のより具体的な回路構成とその動作について示す。
図３は第２の実施形態である高周波電源装置を備える電力伝送システム１２０の回路図である。
電力伝送システム１２０は電力送電装置ＰＳＵと電力受電装置ＰＲＵとで構成されている。ここで電力送電装置ＰＳＵが本発明の「高周波電源装置」の例である。
この電力伝送システム１２０は、電力送電装置ＰＳＵから電力受電装置ＰＲＵへ安定した直流のエネルギーを供給するシステムである。
電力送電装置ＰＳＵは、直流電源Ｖｉと、この直流電源Ｖｉに接続され、高周波電力を発生するスイッチング回路ＳＣと、を備える。スイッチング回路ＳＣは本発明の「高周波電力発生回路」の例である。
スイッチング回路ＳＣは、ハイサイドスイッチ回路Ｓ２とローサイドスイッチ回路Ｓ１とで構成される。ハイサイドスイッチ回路Ｓ２は、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２と、その両端に接続されたダイオードＤｄｓ２、キャパシタＣｄｓ２とで構成される。同様に、ローサイドスイッチ回路Ｓ１は、ローサイドスイッチ素子Ｑ１と、その両端に接続されたダイオードＤｄｓ１、キャパシタＣｄｓ１とで構成される。
ハイサイドスイッチ回路Ｓ２とローサイドスイッチ回路Ｓ１との接続点とグランドとの間に送電コイルＬｐと共振キャパシタＣｒとの直列回路が接続されている。この送電コイルＬｐと共振キャパシタＣｒとで共振回路が構成されている。スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のゲートには図外のスイッチング制御回路が接続されている。スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は、この共振回路の共振周波数またはそれに近接する周波数である。
本実施形態では、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２はＦＥＴであり、ダイオードＤｄｓ２はハイサイドスイッチ素子Ｑ２のボディダイオードであり、キャパシタＣｄｓ２はハイサイドスイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間の寄生キャパシタである。同様に、ローサイドスイッチ素子Ｑ１はＦＥＴであり、ダイオードＤｄｓ１はローサイドスイッチ素子Ｑ１のボディダイオードであり、キャパシタＣｄｓ１はローサイドスイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間の寄生キャパシタである。
図３において、直流電源Ｖｉからスイッチング回路ＳＣまでの配線部に生じるインダクタンスをインダクタＬｋ１，Ｌｋ２で表している。
一方、電力受電装置ＰＲＵは、受電コイルＬｓ、共振キャパシタＣｒｓ、整流ダイオードＤ３，Ｄ４、および高周波キャパシタＣ３および低周波キャパシタ（平滑キャパシタ）Ｃ４を備えている。そして、負荷Ｒｏへ直流電力を供給するように構成されている。図３においては、整流ダイオードＤ３，Ｄ４から負荷Ｒｏまでの配線部に生じるインダクタンスをインダクタＬｋ３，Ｌｋ４で表している。
受電コイルＬｓは送電コイルＬｐに対して距離ｄｘだけ離間する状態で配置され、互いに磁界結合する。電力送電装置ＰＳＵのハイサイドスイッチ素子Ｑ２およびローサイドスイッチ素子Ｑ１の交互のオン・オフにより、高周波電力が発生し、送電コイルＬｐと受電コイルＬｓとの磁界結合を介して高周波電力が電力受電装置ＰＲＵへ伝送されている。
電力受電装置ＰＲＵは、受電コイルＬｓと共振キャパシタＣｒｓとの共振による高周波電圧を整流平滑し、負荷Ｒｏへ直流電力を供給する。
図４は図３に示した電力送電装置ＰＳＵの各部の波形図である。
図４において、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のゲート・ソース間電圧をVgs1，Vgs2、ドレイン・ソース間電圧をVds1，Vds2で表している。また、ハイサイドスイッチ回路Ｓ２とローサイドスイッチ回路Ｓ１との接続点の電圧をVab、送電コイルＬｐに流れる電流をirでそれぞれ表している。
スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２は、両スイッチ素子がオフとなる短いデッドタイムｔｄを挟んで交互にオン・オフされ、デッドタイム期間にＱ１，Ｑ２に流れる電流をそれぞれ転流させてＺＶＳ動作を行う。１スイッチング周期における各状態での動作は次のとおりである。
(1) 状態１ 時刻t1〜t2
先ず、ダイオードＤｄｓ１が導通する。ダイオードＤｄｓ１の導通期間においてスイッチ素子Ｑ１をターンオンすることでＺＶＳ動作が行われ、スイッチ素子Ｑ１が導通する。
その後、スイッチ素子Ｑ１がターンオフすると状態２となる。
(2) 状態２ 時刻t2〜t3
寄生キャパシタＣｄｓ１は充電され、寄生キャパシタＣｄｓ２は放電される。電圧Vds1が直流電源Ｖｉの電圧Vi、電圧Vds2が0Vになると、ダイオードＤｄｓ２が導通して状態３となる。すなわち、Vgs1が“Ｌ”になって後、デッドタイムｔｄが経過してからVgs2は“Ｈ”になる。
(3) 状態３ 時刻t3〜t4
ダイオードＤｄｓ２の導通期間においてスイッチ素子Ｑ２をターンオンすることでZVS動作が行われ、スイッチ素子Ｑ２が導通する。
その後、スイッチ素子Ｑ２がターンオフすると状態４となる。
(4) 状態４ 時刻t4〜t1
寄生キャパシタＣｄｓ１が放電され、寄生キャパシタＣｄｓ２が充電される。電圧Vds1が0V、電圧Vds2がViになると、ダイオードＤｄｓ１が導通して再び状態１となる。
上記状態１〜４を周期的に繰り返す。
図３において、高周波キャパシタＣ１は、ローサイドスイッチ素子Ｑ１のキャパシタＣｄｓ１とハイサイドスイッチ素子Ｑ２のキャパシタＣｄｓ２の異なる電位同士を接続するので、キャパシタＣｄｓ１，Ｃｄｓ２の充放電電荷が高周波キャパシタＣ１を介してバランスされる。その結果、キャパシタＣｄｓ１の両端電圧が変化する時間割合とキャパシタＣｄｓ２の両端電圧が変化する時間割合とが揃って、高調波電流の発生が抑制される。この作用は、図３中にインダクタＬｋ１，Ｌｋ２で示した配線インダクタンスよりスイッチング回路ＳＣ寄りの位置に高周波キャパシタＣ１が接続されていることによる。このことにより、高周波電力発生回路の出力電流に含まれる高調波電流が抑制される。
ここで、上記高周波キャパシタＣ１が上記配線インダクタンス（インダクタＬｋ１，Ｌｋ２）よりも遠い側（直流電源Ｖｉに近い側）に接続されている電力伝送装置、または高周波キャパシタＣ１を備えない電力送電装置、の各部の波形図を図１０に示す。この波形図は、図４に示した波形図と対応させて表した図である。高周波キャパシタＣ１がスイッチング回路ＳＣから遠い位置にある場合、配線などのインダクタンスが悪影響してキャパシタＣｄｓ１，Ｃｄｓ２の充放電電流に差が生じて電圧変化に差が現れ、キャパシタＣｄｓ１の両端電圧が変化する時間割合（半周期中での立ち上がり時間および半周期中での立ち下がり時間）とキャパシタＣｄｓ２の両端電圧が変化する時間割合（半周期中での立ち上がり時間および半周期中での立ち下がり時間）が不均衡になる。
図１０に示す例では、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時間tc1とターンオン時間tc2とが異なり、Vds1，Vds2の立ち上がりの傾斜と立ち下がりの傾斜とが異なる。その結果、図１０に表れているように、電圧Vabの立ち上がり直後および立ち下がり直後に電圧の乱れが生じる。また、これに伴い、送電コイルＬｐに流れる電流irは正弦波から歪んだ波形となる。
これに対し、本実施形態によれば、高周波キャパシタＣ１により、充放電電流に対する差を補償する電流が、キャパシタＣｄｓ１からＣｄｓ２へ流れる、または反対に、キャパシタＣｄｓ２からＣｄｓ１へ流れる。これにより、図４に示したとおり、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時間tcとターンオン時間tcとが一致して、スイッチ素子Ｑ１の両端電圧Vds1が変化する時間割合と、スイッチ素子Ｑ２の両端電圧Vds2が変化する時間割合とが一致し、電圧Vds1と電圧Vds2の変化が均衡する。すなわち、電圧Vds1と電圧Vds2は、歪み、オーバーシュート、アンダーシュートが無い周期的な台形波となる。このことで、共振電流irの高調波成分がノイズ発生源において抑制される。その結果、高調波電流による放射ノイズおよび電力損失が大きく低減される。
《第３の実施形態》
第３の実施形態では、回路基板に対する高周波電源装置の構成、特にスイッチ素子および高周波キャパシタの実装構造について示す。
図５（Ａ）、図５（Ｂ）、図５（Ｃ）、図５（Ｄ）は、第３の実施形態に係る高周波電源装置の、特に回路基板に対するスイッチ素子および高周波キャパシタの実装構造を示す図である。図５（Ａ）は、高周波キャパシタＣ１、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２およびローサイドスイッチ素子Ｑ１が実装された回路基板４の側方から視た斜視図である。図５（Ｂ）は、回路基板４の断面、図５（Ｃ）は、回路基板４の平面図、図５（Ｄ）は回路基板４の下面図である。
高周波電源装置の回路は、第１、第２の実施形態で示したとおりであり、回路基板４に形成されている。高周波キャパシタＣ１は、並列接続された３つのキャパシタで構成され、それぞれ回路基板４の下面に実装されている。ハイサイドスイッチ素子Ｑ２およびローサイドスイッチ素子Ｑ１は回路基板４の上面に実装されている。高周波キャパシタＣ１と、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２およびローサイドスイッチ素子Ｑ１とは、回路基板４の平面視で重なる位置関係にある。ハイサイドスイッチ素子Ｑ２のドレインは、回路基板４に形成されたビアＶを介して高周波キャパシタＣ１の一端に直接的に接続され、ローサイドスイッチ素子Ｑ１のソースは、回路基板４に形成されたビアＶを介して高周波キャパシタＣ１の他端に接続されている。つまり、高周波キャパシタＣ１は回路基板４の一方主面に配置され、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２およびローサイドスイッチ素子Ｑ１は回路基板４の他方主面に配置され、高周波キャパシタＣ１は、回路基板４に形成されたビアを介してハイサイドスイッチ素子Ｑ２とローサイドスイッチ素子Ｑ１とに直接的に接続される。
図５（Ｂ）、図５（Ｃ）、図５（Ｄ）において矢印は、高周波キャパシタＣ１、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２およびローサイドスイッチ素子Ｑ１からなる接続ループに流れる電流の経路を概念的に示している。
このように、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２およびローサイドスイッチ素子Ｑ１が回路基板４の一方主面に実装され、高周波キャパシタＣ１が回路基板４の他方主面に実装されることにより、また、高周波キャパシタＣ１と、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２およびローサイドスイッチ素子Ｑ１とは、回路基板４の平面視で少なくとも一部で重なることにより、高周波キャパシタＣ１、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２およびローサイドスイッチ素子Ｑ１からなる接続ループに流れる電流の経路は極めて短くなる。
また、本実施形態によれば、高周波キャパシタＣ１、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２およびローサイドスイッチ素子Ｑ１からなる接続ループのループ面が回路基板４の面方向（側方）を向くので、回路基板４に実装されている他の部品とは磁界結合し難い。つまり、磁束の向きが回路基板４の面方向に平行になるので、部品に与える磁界の影響は小さい。そのため、不要な結合によるノイズの伝搬や輻射が殆ど無い。
なお、高周波キャパシタＣ１は必ずしも回路基板の表面に実装されていなくてもよく、例えば、回路基板４を多層基板で構成し、この多層基板内に高周波キャパシタを形成してもよい。
《第４の実施形態》
第４の実施形態では、第３の実施形態とは異なる、回路基板に対する高周波電源装置の構成、特にスイッチ素子および高周波キャパシタの実装構造について示す。
図６は、第４の実施形態に係る高周波電源装置の、特に回路基板に対するスイッチ素子および高周波キャパシタの実装構造を示す平面図である。
高周波電源装置の回路は、第１、第２の実施形態で示したとおりであり、回路基板４に形成されている。回路基板４の上面にハイサイドスイッチ素子Ｑ２、ローサイドスイッチ素子Ｑ１および高周波キャパシタＣ１が表面実装されている。ハイサイドスイッチ素子Ｑ２のドレインが接続されるランドＬＡ２に高周波キャパシタＣ１の一端が接続され、ローサイドスイッチ素子Ｑ１のソースが接続されるランドＬＡ１に高周波キャパシタＣ１の他端が接続される。つまり、高周波キャパシタＣ１は、回路基板４上へのハイサイドスイッチ素子Ｑ２の一端の接続部と、回路基板４上へのローサイドスイッチ素子Ｑ１の一端の接続部と、に直接的に接続される。
このように、回路基板６の一方の面に、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２と共に高周波キャパシタＣ１が実装されていてもよい。
《第５の実施形態》
第５の実施形態では、電池を備える高周波電源装置の例を示す。
図７は第５の実施形態である高周波電源装置を備える電源装置１４０の回路図である。
この電源装置１４０は、直流電源１と、この直流電源１に接続され、高周波電力を発生する高周波電力発生回路３と、を備える。高周波電力発生回路３は、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２およびローサイドスイッチ素子Ｑ１で構成されるスイッチング回路ＳＣと、トランスの一次コイルＬ１と、共振キャパシタＣｒとで構成される。スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２は図外のスイッチング制御回路によって制御される。
トランスの二次コイルＬ２には整流平滑回路を介して負荷Ｒｏが接続されている。
直流電源１と高周波電力発生回路３との間には、並列接続される高周波キャパシタＣ１を備える。また、直流電源１と高周波電力発生回路３との間に、並列接続される電池ＢＣを備える。この電池ＢＣは回路基板に表面実装される固体電池である。また、この例では、直流電源１と高周波電力発生回路３との間に並列接続される低周波キャパシタＣ２を更に備える。この低周波キャパシタＣ２は、例えば大容量の積層セラミックコンデンサである。
スイッチング回路ＳＣの入力端と高周波キャパシタＣ１との間の線路長ＷＬ１は、スイッチング回路ＳＣの入力端と電池ＢＣとの間の線路長ＷＬ３よりも短い。高周波キャパシタＣ１と低周波キャパシタＣ２との位置関係は、第１〜第４の実施形態で示したとおりである。
本実施形態によれば、高周波電力発生回路３へ印加される電源電圧が電池ＢＣで安定化される。また、低周波キャパシタＣ２の電圧が電池ＢＣでバックアップされる。これらの作用により、電源の出力電圧の変動許容幅を狭く設定できる。例えば２４時間稼働するＬＳＩなどに対しては高いパワーインテグリティ（回路基板の電源層や電源ラインにおける電源電圧の品質）が要求されるが、本実施形態にて、電源電圧の変動を狭い許容幅に抑えることができる。また、全固体電池を用いることで小型長寿命の電源装置が構成できる。
《第６の実施形態》
第６の実施形態では、同期整流バックコンバータを備える高周波電源装置の例を示す。
図８は第６の実施形態である高周波電源装置を備える電源装置１５０の回路図である。
この電源装置１５０は、直流電源１と、この直流電源１に接続され、高周波電力を発生する高周波電力発生回路３と、を備える。
直流電源１は、直流電源１０と、この直流電源１０の電圧を入力し、所定の安定化された直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータ１１とを備える。このＤＣ−ＤＣコンバータ１１はＰＯＬ（Point of Load）コンバータを構成する。
高周波電力発生回路３は、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２およびローサイドスイッチ素子Ｑ１で構成されるスイッチング回路ＳＣと、転流ダイオードＤと、インダクタＬと、平滑キャパシタＣｏとで構成される。ハイサイドスイッチ素子Ｑ２は整流スイッチ素子として作用し、ローサイドスイッチ素子Ｑ１は転流スイッチ素子として作用する。すなわち、この高周波電力発生回路３は同期整流バックコンバータとして動作し、負荷Ｒｏへ直流電力を供給する。スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２は図外のスイッチング制御回路によって制御される。
直流電源１と高周波電力発生回路３との間には、並列接続される高周波キャパシタＣ１を備える。また、直流電源１と高周波電力発生回路３との間に、並列接続される電池ＢＣを備える。この電池ＢＣは回路基板に表面実装される固体電池である。また、この例では、直流電源１と高周波電力発生回路３との間に並列接続される低周波キャパシタＣ２を更に備える。この低周波キャパシタＣ２は、例えば大容量の積層セラミックコンデンサである。
スイッチング回路ＳＣの入力端と高周波キャパシタＣ１との間の線路長ＷＬ１は、スイッチング回路ＳＣの入力端と電池ＢＣとの間の線路長ＷＬ３よりも短い。高周波キャパシタＣ１と低周波キャパシタＣ２との位置関係は、第１〜第４の実施形態で示したとおりである。
本実施形態によれば、第５の実施形態で示した高周波電源装置と同様に、高周波電力発生回路３へ印加される電源電圧が電池ＢＣで安定化される。また、低周波キャパシタＣ２の電圧が電池ＢＣでバックアップされる。これらの作用により、電源の出力電圧の変動許容幅を狭く設定できる。
最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではない。当業者にとって変形および変更が適宜可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲内と均等の範囲内での実施形態からの変更が含まれる。
ＢＣ…電池
Ｃ１，Ｃ３…高周波キャパシタ
Ｃ２，Ｃ４…低周波キャパシタ
Ｃｄｓ１，Ｃｄｓ２…キャパシタ
Ｃｏ…平滑キャパシタ
ＣＰ１…電流経路
Ｃｒ，Ｃｒｓ…共振キャパシタ
Ｄ…転流ダイオード
Ｄ３，Ｄ４…整流ダイオード
Ｄｄｓ１，Ｄｄｓ２…ダイオード
Ｌ…インダクタ
ＬＡ１，ＬＡ２…ランド
Ｌｋ１，Ｌｋ２，Ｌｋ３，Ｌｋ４…インダクタ
Ｌｐ…送電コイル
Ｌｓ…受電コイル
Ｌ１…一次コイル
Ｌ２…二次コイル
ＰＲＵ…電力受電装置
ＰＳＵ…電力送電装置
Ｑ１…ローサイドスイッチ素子
Ｑ２…ハイサイドスイッチ素子
Ｒｏ…負荷
Ｓ１…ローサイドスイッチ回路
Ｓ２…ハイサイドスイッチ回路
ＳＣ…スイッチング回路
Ｖ…ビア
Ｖｉ…直流電源
ＷＬ１，ＷＬ２，ＷＬ３…線路長
１…直流電源
２…スイッチング回路
３…高周波電力発生回路
４…回路基板
１０…直流電源
１１…ＤＣ−ＤＣコンバータ
１１１，１１２…高周波電源装置
１２０…電力伝送システム
１４０，１５０…電源装置

Claims (10)

  1. 回路基板を用いて構成される高周波電源装置であって、
    直流電源の入力部と、
    前記直流電源に接続され、ハイサイドスイッチ素子およびローサイドスイッチ素子で構成されるスイッチング回路を有する高周波電力発生回路と、
    前記直流電源と前記高周波電力発生回路との間に並列接続される高周波キャパシタと、
    を備え、
    前記スイッチング回路の入力端と前記高周波キャパシタとの間の線路長は、前記直流電源の出力端と前記高周波キャパシタとの間の線路長よりも短く、
    前記スイッチング回路のスイッチングによりスイッチング電流が流れる複数の電流経路のうち、前記スイッチング回路および前記高周波キャパシタを流れる電流経路は他の電流経路よりも最も短く、
    前記高周波電力発生回路は前記回路基板の一方主面に配置され、前記高周波キャパシタは前記回路基板の他方主面に配置され、前記高周波キャパシタ、前記ハイサイドスイッチ素子および前記ローサイドスイッチ素子に流れる電流ループの面は前記高周波電力発生回路の他の回路部を流れる電流経路と並行せず、
    前記高周波キャパシタは、前記回路基板に表面実装されるチップ部品であり、前記回路基板上の前記ハイサイドスイッチ素子の一端の接続部と、前記回路基板上の前記ローサイドスイッチ素子の一端の接続部と、に最短となるように直接的に接続されることを特徴とする高周波電源装置。
  2. 回路基板を用いて構成される高周波電源装置であって、
    直流電源の入力部と、
    前記直流電源に接続され、ハイサイドスイッチ素子およびローサイドスイッチ素子で構成されるスイッチング回路を有する高周波電力発生回路と、
    前記直流電源と前記高周波電力発生回路との間に並列接続される高周波キャパシタと、
    を備え、
    前記スイッチング回路の入力端と前記高周波キャパシタとの間の線路長は、前記直流電源の出力端と前記高周波キャパシタとの間の線路長よりも短く、
    前記スイッチング回路のスイッチングによりスイッチング電流が流れる複数の電流経路のうち、前記スイッチング回路および前記高周波キャパシタを流れる電流経路は他の電流経路よりも最も短く、
    前記高周波キャパシタは、前記回路基板上の前記ハイサイドスイッチ素子の一端の接続部と、前記回路基板上の前記ローサイドスイッチ素子の一端の接続部と、に最短となるように直接的に接続され、
    前記高周波キャパシタは、キュリー点を有しない常誘電体材料の温度補償用材料である、酸化チタン（TiO 2 ）またはジルコン酸カルシウム（CaZrO 3 ）のいずれかを用いた積層セラミックコンデンサである、
    ことを特徴とする高周波電源装置。
  3. 回路基板を用いて構成される高周波電源装置であって、
    直流電源の入力部と、
    前記直流電源に接続され、ハイサイドスイッチ素子およびローサイドスイッチ素子で構成されるスイッチング回路を有する高周波電力発生回路と、
    前記直流電源と前記高周波電力発生回路との間に並列接続される高周波キャパシタと、
    を備え、
    前記スイッチング回路の入力端と前記高周波キャパシタとの間の線路長は、前記直流電源の出力端と前記高周波キャパシタとの間の線路長よりも短く、
    前記スイッチング回路のスイッチングによりスイッチング電流が流れる複数の電流経路のうち、前記スイッチング回路および前記高周波キャパシタを流れる電流経路は他の電流経路よりも最も短く、
    前記高周波キャパシタは、前記回路基板上の前記ハイサイドスイッチ素子の一端の接続部と、前記回路基板上の前記ローサイドスイッチ素子の一端の接続部と、に最短となるように直接的に接続され、
    前記高周波キャパシタは、キュリー点が常温よりも低く、常温において常誘電相を示す耐還元性の常誘電体材料の低歪材料である、フォルステライト、酸化アルミニウム、ニオブ酸マグネシウム酸バリウム、チタン酸ネオジウム酸バリウムのいずれかを用いた積層セラミックコンデンサである、
    ことを特徴とする高周波電源装置。
  4. 前記高周波キャパシタは、前記回路基板に形成されたビアを通して前記ハイサイドスイッチ素子と前記ローサイドスイッチ素子とに接続される、
    請求項１から３のいずれかに記載の高周波電源装置。
  5. 前記高周波キャパシタは、前記ハイサイドスイッチ素子のスイッチング動作での当該ハイサイドスイッチ素子の両端電圧が変化する時間割合と、前記ローサイドスイッチ素子のスイッチング動作での当該ローサイドスイッチ素子の両端電圧が変化する時間割合とを等しくする、請求項１から４のいずれかに記載の高周波電源装置。
  6. 前記直流電源と前記高周波電力発生回路との間に並列接続され、前記高周波キャパシタより低周波用で容量の大きな低周波キャパシタを更に備え、
    前記スイッチング回路の入力端と前記高周波キャパシタとの間の線路長は、前記スイッチング回路の入力端と前記低周波キャパシタとの間の線路長よりも短い、請求項１から５のいずれかに記載の高周波電源装置。
  7. 前記高周波キャパシタは前記低周波キャパシタに比べて、等価直列インダクタンスが小さなキャパシタである、請求項６に記載の高周波電源装置。
  8. 前記低周波キャパシタは、キュリー点が常温よりも高く、常温において強誘電相を示す高誘電率系材料を用いた積層セラミックコンデンサである、請求項６または７に記載の高周波電源装置。
  9. 前記直流電源と前記高周波キャパシタとの間に、前記直流電源および前記高周波キャパシタに対して並列接続された電池を備え、
    前記スイッチング回路の入力端と前記高周波キャパシタとの間の線路長は、前記スイッチング回路の入力端と前記電池との間の線路長よりも短い、請求項１から８のいずれかに記載の高周波電源装置。
  10. 前記電池は全固体電池である、請求項９に記載の高周波電源装置。
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