JP6331791B2 - 電力変換装置、及び非接触給電システム - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置、及び非接触給電システムに関する。

従来、例えば下記特許文献１に見られるように、給電設備から非接触で電動車両に給電する非接触給電システムが知られている。非接触給電システムにおいて、給電設備側には、極性を交互に反転させながら矩形波電圧を出力するインバータと、インバータの出力電圧が印加される送電側コイルとが備えられている。非接触給電システムにおいて、電動車両側には、送電側コイルから非接触で供給された電力を受ける受電側コイルと、受電側コイルから出力された交流電圧を直流電圧に変換してバッテリ等に供給する整流回路とが備えられている。

上記インバータは、互いに直列接続された第１上アームスイッチ及び第１下アームスイッチと、互いに直列接続された第２上アームスイッチ及び第２下アームスイッチと、各スイッチのそれぞれに逆並列に接続されたダイオードとを備えている。第１，第２上アームスイッチの高電位側の端子には、直流電源の正極側が接続されている。第１，第２下アームスイッチの低電位側の端子には、直流電源の負極側が接続されている。また、送電側コイルの第１端には、第１上アームスイッチと第１下アームスイッチとを直列接続する電気経路が接続され、送電側コイルの第２端には、第２上アームスイッチと第２下アームスイッチとを直列接続する電気経路が接続されている。

特開２０１２−７０４６３号公報

ここで、極性を交互に反転させながら矩形波電圧を出力するために、第１上アームスイッチ及び第２下アームスイッチの組と、第１下アームスイッチ及び第２上アームスイッチの組とは、交互にオン操作される。この場合、極性反転時におけるインバータの出力電圧の傾きが急峻となり、インバータの出力電圧に高周波成分が含まれることがある。高周波成分が含まれると、ＥＭＣ（電磁両立性）に悪影響を及ぼす懸念がある。なお、こうした問題は、非接触給電システムに限らず生じ得る。

本発明は、コイル側へと出力される電圧に含まれる高周波成分を低減できる電力変換装置、及び非接触給電システムを提供することを主たる目的とする。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

本発明は、直流電源（１２）に並列接続された第１上アームスイッチ（ＳＸｐ）及び第１下アームスイッチ（ＳＸｎ）の直列接続体と、前記直流電源に並列接続された第２上アームスイッチ（ＳＹｐ）及び第２下アームスイッチ（ＳＹｎ）の直列接続体と、前記第１上アームスイッチ、前記第１下アームスイッチ、前記第２上アームスイッチ、及び前記第２下アームスイッチのそれぞれに逆並列に接続されたダイオード（ＤＸｐ，ＤＸｎ，ＤＹｐ，ＤＹｎ）と、前記第１上アームスイッチ、前記第１下アームスイッチ、前記第２上アームスイッチ、及び前記第２下アームスイッチのそれぞれに並列接続されたコンデンサ（１８ａ〜１８ｄ）と、前記第１上アームスイッチと前記第１下アームスイッチとを直列接続する第１電気経路に第１端が接続され、前記第２上アームスイッチと前記第２下アームスイッチとを直列接続する第２電気経路に第２端が接続されたメインコイル（１５ａ）と、前記第１電気経路及び前記第２電気経路のそれぞれに接続されたサブリアクトル（１３ｂ；１３ｃ；１３ｄ，１３ｅ）と、前記サブリアクトルに接続され、オン操作されることにより、前記ダイオードに流れる順方向電流を前記サブリアクトルに流して前記順方向電流を減少可能なように設けられたサブスイッチ（Ｓｓ１，Ｓｓ２；Ｓｓα，Ｓｓβ；Ｓｓａ〜Ｓｓｄ）と、前記第１上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチの組と、前記第１下アームスイッチ及び前記第２上アームスイッチの組とを交互にオン操作するメイン操作手段と、前記第１上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチの組がオン操作される期間の途中から、前記第１下アームスイッチ及び前記第２上アームスイッチの組が次回オン操作される期間の途中までの期間において前記サブスイッチをオン操作する第１操作処理と、前記第１下アームスイッチ及び前記第２上アームスイッチの組がオン操作される期間の途中から、前記第１上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチの組が次回オン操作される期間の途中までの期間において前記サブスイッチをオン操作する第２操作処理とを行うサブ操作手段と、前記第１上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチの組がオン操作される期間の前記ダイオードに流れる順方向電流に基づき、前記第１操作処理による前記サブスイッチの第１オン操作切替タイミングを可変設定する第１設定手段と、前記第１下アームスイッチ及び前記第２上アームスイッチの組がオン操作される期間の前記ダイオードに流れる順方向電流に基づき、前記第２操作処理による前記サブスイッチの第２オン操作切替タイミングを可変設定する第２設定手段とを備えることを特徴とする。

上記発明では、第１上アームスイッチ及び第２下アームスイッチの組がオン操作されてかつ第１下アームスイッチ及び第２上アームスイッチの組がオフ操作されている状態（以下、第１の状態）において、メインコイルに印加される矩形波電圧に対して、メインコイルに流れる電流の位相が当初（例えば設計時に）想定した位相よりも進む現象が生じ得る。詳しくは、例えば、第１の状態において、直流電源の負極側から、第２下アームスイッチに逆並列に接続されたダイオード（以下、第２下アームダイオード）、メインコイル、及び第１上アームスイッチに逆並列に接続されたダイオード（以下、第１上アームダイオード）を介して、直流電源の正極側へと電流が流れる。ここで、第１上アームダイオード及び第２下アームダイオードに順方向電流が流れる状況下において、サブスイッチをオン操作すると、サブリアクトルに流れる電流が増加するとともに、第１上アームダイオード及び第２下アームダイオードに流れる順方向電流が減少する。第１上アームダイオード及び第２下アームダイオードに流れる電流が減少して０になると、第１上アームスイッチ及び第２下アームスイッチに電流が流れるようになる。その後、第１上アームスイッチ及び第２下アームスイッチの組がオフ操作に切り替えられることにより、第１上アームスイッチに並列接続されたコンデンサ（以下、第１上アームコンデンサ）と、第２下アームスイッチに並列接続されたコンデンサ（以下、第２下アームコンデンサ）に直流電源の正極側から充電電流が流れる。

ここで、直流電源の負極側電位に対する第１上，下アームスイッチの接続点の電位を第１中間電圧と定義し、直流電源の負極側電位に対する第２上，下アームスイッチの接続点の電位を第２中間電圧と定義する。第１上アームコンデンサ及び第２下アームコンデンサの充電電流が大きいほど、第１上アームスイッチ及び第２下アームスイッチがオフ操作に切り替えられた直後の第１，第２中間電圧の変化速度が高くなる。変化速度と充電電流との関係から、充電電流を最適値に調整することにより、第１，第２中間電圧の変化速度を、メインコイルに印加される矩形波電圧に含まれる高周波成分を許容レベルにできる速度にすることができる。ここで、上記充電電流は、第１上アームスイッチ及び第２下アームスイッチのオン操作期間中におけるサブスイッチのオン操作時間が長いほど大きくなる。そして、サブスイッチのオン操作切替タイミングは、第１上アームスイッチ及び第２下アームスイッチのオン操作期間中における第１上アームダイオード及び第２下アームダイオードの順方向電流が大きいほど、第１上アームスイッチ及び第２下アームスイッチのオフ操作切替タイミングに対して早める必要がある。そこで上記発明では、第１設定手段により、第１の状態におけるサブスイッチのオン操作切替タイミングを可変設定する。

一方、例えば、第１下アームスイッチ及び第２上アームスイッチの組がオン操作されてかつ第１上アームスイッチ及び第２下アームスイッチの組がオフ操作されている状態（以下、第２の状態）においても、電流の位相が進む現象が生じ得る。詳しくは、第２の状態において、直流電源の負極側から、第１下アームスイッチに逆並列に接続されたダイオード（以下、第１下アームダイオード）、メインコイル、及び第２上アームスイッチに逆並列に接続されたダイオード（以下、第２上アームダイオード）を介して、直流電源の正極側へと電流が流れる。ここで、第１下アームダイオード及び第２上アームダイオードに順方向電流が流れる状況下において、サブスイッチをオン操作すると、サブリアクトルに流れる電流が増加するとともに、第１下アームダイオード及び第２上アームダイオードに流れる順方向電流が減少する。第１下アームダイオード及び第２上アームダイオードに流れる電流が減少して０になると、第１下アームスイッチ及び第２上アームスイッチに電流が流れるようになる。その後、第１下アームスイッチ及び第２上アームスイッチの組がオフ操作に切り替えられることにより、第１下アームスイッチに並列接続されたコンデンサ（以下、第１下アームコンデンサ）と、第２上アームスイッチに並列接続されたコンデンサ（以下、第２上アームコンデンサ）に直流電源の正極側から充電電流が流れる。

ここで、第１下アームコンデンサ及び第２上アームコンデンサの充電電流が大きいほど、第１下アームスイッチ及び第２上アームスイッチがオフ操作に切り替えられた直後の第１，第２中間電圧の変化速度が高くなる。このため、上記充電電流を最適値に調整することにより、第１，第２中間電圧の変化速度を、メインコイルに印加される矩形波電圧に含まれる高周波成分を許容レベルにできる速度にすることができる。ここで、上記充電電流は、第１下アームスイッチ及び第２上アームスイッチのオン操作期間中におけるサブスイッチのオン操作時間が長いほど大きくなる。そして、サブスイッチのオン操作切替タイミングは、第１下アームスイッチ及び第２上アームスイッチのオン操作期間中における第１下アームダイオード及び第２上アームダイオードの順方向電流が大きいほど、第１下アームスイッチ及び第２上アームスイッチのオフ操作切替タイミングに対して早める必要がある。そこで上記発明では、第２設定手段により、第２の状態におけるサブスイッチのオン操作切替タイミングを可変設定する。

このように、上記発明によれば、サブスイッチのオン操作切替タイミングを適切に調整することができ、第１，第２中間電圧の変化速度を適切な速度とすることができる。これにより、メインコイル側へと出力される電圧に含まれる高周波成分を好適に低減することができる。

第１実施形態にかかる非接触給電システムの構成図。 送電側コイルに流れる共振電流の推移を示すタイムチャート。 比較技術にかかるインバータ内の電流流通態様を示す図（ＭＯＤＥ１）。 比較技術にかかるインバータ内の電流流通態様を示す図（ＭＯＤＥ２）。 比較技術にかかるインバータ内の電流流通態様を示す図（ＭＯＤＥ３）。 比較技術にかかるリカバリ電流の発生態様を示すタイムチャート。 比較技術にかかるインバータ内の電流流通態様を示す図（ＭＯＤＥ４）。 比較技術にかかるインバータ内の電流流通態様を示す図（ＭＯＤＥ５）。 比較技術にかかるインバータ内の電流流通態様を示す図（ＭＯＤＥ６）。 サブスイッチ及びサブリアクトルの効果を示すタイムチャート。 インバータ内の電流流通態様を示す図。 インバータ内の電流流通態様を示す図。 サブスイッチのオン操作切替タイミングを示すタイムチャート。 共振電流の位相変化時における各種波形を示すタイムチャート。 共振電流の振幅変化時における各種波形を示すタイムチャート。 インバータ操作処理の手順を示すフローチャート。 インバータ操作処理の手順を示すフローチャート。 第２実施形態にかかる非接触給電システムの構成図。 第３実施形態にかかるインバータの構成図。 第４実施形態にかかるインバータの構成図。 その他の実施形態にかかる非接触給電システムの構成図。

（第１実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換装置を非接触給電システムに適用した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、非接触給電システムは、移動体である車両の外部（地上側）に設けられた送電システムＰＳと、車両に設けられた受電システムＰＲとを備えている。

送電システムＰＳは、交流電源１０（系統電源）から出力された交流電圧が入力されるＰＦＣ回路１１、ＤＣＤＣコンバータ１２、インバータ１３、送電側フィルタ回路１４、及び送電パッド１５を備えている。ＰＦＣ回路１１は、入力された交流電圧を直流電圧に整流しつつ、入力電圧及び入力電流の力率改善を行う。ＰＦＣ回路１１は、例えば、ダイオードブリッジからなる全波整流回路と、非絶縁型の昇圧チョッパ回路とを備えている。ＤＣＤＣコンバータ１２は、ＰＦＣ回路１１から出力された直流電圧を所定の直流電圧に変換して出力する。ＤＣＤＣコンバータ１２は、例えば、非絶縁型の降圧チョッパ回路である。

インバータ１３は、電圧制御形のインバータである。詳しくは、インバータ１３は、第１上アームスイッチＳＸｐ及び第１下アームスイッチＳＸｎの直列接続体と、第２上アームスイッチＳＹｐ及び第２下アームスイッチＳＹｎの直列接続体と、入力電圧を平滑化するコンデンサ１３ａとを備えるフルブリッジインバータである。第１上アームスイッチＳＸｐには、第１上アームダイオードＤＸｐが逆並列に接続され、第１下アームスイッチＳＸｎには、第１下アームダイオードＤＸｎが逆並列に接続されている。第２上アームスイッチＳＹｐには、第２上アームダイオードＤＹｐが逆並列に接続され、第２下アームスイッチＳＹｎには、第２下アームダイオードＤＹｎが逆並列に接続されている。本実施形態では、各スイッチＳＸｐ，ＳＸｎ，ＳＹｐ，ＳＹｎとして、電圧制御形の半導体スイッチを用いており、具体的には、ＩＧＢＴを用いている。

第１上アームスイッチＳＸｐのコレクタには、インバータ１３の第１端子Ｔ１を介してＤＣＤＣコンバータ１２の正極側の出力端子が接続されている。第１上アームスイッチＳＸｐのエミッタには、第１下アームスイッチＳＸｎのコレクタが接続されている。第１下アームスイッチＳＸｎのエミッタには、インバータ１３の第２端子Ｔ２を介してＤＣＤＣコンバータ１２の負極側の出力端子が接続されている。第２上アームスイッチＳＹｐのコレクタには、インバータ１３の第１端子Ｔ１が接続され、第２上アームスイッチＳＹｐのエミッタには、第２下アームスイッチＳＹｎのコレクタが接続されている。第２下アームスイッチＳＹｎのエミッタには、インバータ１３の第２端子Ｔ２が接続されている。

インバータ１３は、さらに、第１サブスイッチＳｓ１、第１サブダイオードＤｓ１、第２サブスイッチＳｓ２、第２サブダイオードＤｓ２、第１保護用ダイオードＤｐ１、第２保護用ダイオードＤｐ２、及びサブリアクトル１３ｂを備えている。本実施形態では、各サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２として、電圧制御形の半導体スイッチを用いており、具体的には、ＩＧＢＴを用いている。

第１サブスイッチＳｓ１には、第１サブダイオードＤｓ１が逆並列に接続され、第２サブスイッチＳｓ２には、第２サブダイオードＤｓ２が逆並列に接続されている。第１上アームスイッチＳＸｐと第１下アームスイッチＳＸｎとの接続点には、第１サブスイッチＳｓ１のエミッタが接続され、第１サブスイッチＳｓ１のコレクタには、サブリアクトル１３ｂの第１端が接続されている。サブリアクトル１３ｂの第２端には、第２サブスイッチＳｓ２のコレクタが接続され、第２サブスイッチＳｓ２のエミッタには、第２上アームスイッチＳＹｐと第２下アームスイッチＳＹｎとの接続点が接続されている。第１サブスイッチＳｓ１及び第２サブスイッチＳｓ２は、これらがオフ操作されることにより、第１サブスイッチＳｓ１のエミッタ側から第２サブスイッチＳｓ２のエミッタ側へと向かう方向の電流の流通と、第２サブスイッチＳｓ２のエミッタ側から第１サブスイッチＳｓ１のエミッタ側へと向かう方向の電流の流通との双方を阻止する機能を有する。

第１サブスイッチＳｓ１とサブリアクトル１３ｂとの接続点には、第１保護用ダイオードＤｐ１のアノードが接続され、第１保護用ダイオードＤｐ１のカソードには、第１端子Ｔ１が接続されている。第２サブスイッチＳｓ２とサブリアクトル１３ｂとの接続点には、第２保護用ダイオードＤｐ２のアノードが接続され、第２保護用ダイオードＤｐ２のカソードには、第１端子Ｔ１が接続されている。第１端子Ｔ１には、コンデンサ１３ａの第１端が接続され、コンデンサ１３ａの第２端には、第２端子Ｔ２が接続されている。

第１上アームスイッチＳＸｐと第１下アームスイッチＳＸｎとの接続点には、送電側フィルタ回路１４を介して送電パッド１５の第１端が接続され、送電パッド１５の第２端には、送電側フィルタ回路１４を介して第２上アームスイッチＳＹｐと第２下アームスイッチＳＹｎとの接続点が接続されている。なお、本実施形態では、送電側フィルタ回路１４として、バンドパスフィルタを用いている。送電側フィルタ回路１４は、送電側第１，第２リアクトル１４ａ，１４ｂの直列接続体と、送電側第３，第４リアクトル１４ｄ，１４ｅの直列接続体と、各直列接続体の接続点を接続する送電側コンデンサ１４ｃとを備えている。

送電パッド１５は、送電側コイル１５ａ、第１共振コンデンサ１５ｂ、及び第２共振コンデンサ１５ｃを備えている。送電側コイル１５ａの第１端には、第１共振コンデンサ１５ｂを介して送電パッド１５の第１端が接続されている。送電側コイル１５ａの第２端には、第２共振コンデンサ１５ｃを介して送電パッド１５の第２端が接続されている。送電パッド１５は、ＬＣ直列共振回路を構成する。送電パッド１５は、電磁誘導によって受電システムＰＲの備える受電パッド２０に電力を送るための回路である。なお、本実施形態において、送電側コイル１５ａが「メインコイル」に相当し、各共振コンデンサ１５ｂ，１５ｃが「送電側共振コンデンサ」に相当する。

一方、受電システムＰＲは、受電パッド２０、受電側フィルタ回路２１、及び整流回路２２を備えている。受電パッド２０は、受電側コイル２０ａ、第３共振コンデンサ２０ｂ、及び第４共振コンデンサ２０ｃを備えている。受電側コイル２０ａの第１端には、第３共振コンデンサ２０ｂを介して受電パッド２０の第１端が接続されている。受電側コイル２０ａの第２端には、第４共振コンデンサ２０ｃを介して受電パッド２０の第２端が接続されている。受電パッド２０は、ＬＣ直列共振回路を構成する。なお、本実施形態において、各共振コンデンサ２０ｂ，２０ｃが「受電側共振コンデンサ」に相当する。

受電パッド２０には、受電側フィルタ回路２１を介して整流回路２２が接続されている。なお、本実施形態では、受電側フィルタ回路２１として、バンドパスフィルタを用いている。受電側フィルタ回路２１は、受電側第１，第２リアクトル２１ａ，２１ｂの直列接続体と、受電側第３，第４リアクトル２１ｄ，２１ｅの直列接続体と、各直列接続体の接続点を接続する受電側コンデンサ２１ｃとを備えている。整流回路２２は、受電パッド２０から出力された交流電圧を直流電圧に変換して出力する。整流回路２２は、例えば、ダイオードブリッジから構成される全波整流回路や、４つのスイッチング素子（例えばＭＯＳＦＥＴ）から構成される同期整流回路を用いることができる。整流回路２２から出力された直流電圧は、車載バッテリを含む車載電気負荷２３に供給される。なお、本実施形態において、バッテリは、車載主機としての図示しない回転機（モータジェネレータ）の電力供給源となる。

インバータ１３には、第１〜第４電流センサ１７ａ〜１７ｄが備えられている。第１電流センサ１７ａは、第１上アームスイッチＳＸｐのコレクタ電流と、第１上アームダイオードＤＸｐの順方向電流とを検出可能な位置に設けられている。第２電流センサ１７ｂは、第１下アームスイッチＳＸｎのコレクタ電流と、第１下アームダイオードＤＸｎの順方向電流とを検出可能な位置に設けられている。第３電流センサ１７ｃは、第２上アームスイッチＳＹｐのコレクタ電流と、第２上アームダイオードＤＹｐの順方向電流とを検出可能な位置に設けられている。第４電流センサ１７ｄは、第２下アームスイッチＳＹｎのコレクタ電流と、第２下アームダイオードＤＹｎの順方向電流とを検出可能な位置に設けられている。

ＤＣＤＣコンバータ１２には、その出力電圧を検出する図示しない出力電圧センサが備えられている。本実施形態では、出力電圧センサによって検出された出力電圧をインバータ１３の入力電圧ＶＤＣ（第１，第２端子Ｔ１，Ｔ２の間の電位差）として用いる。なお、こうした構成に限らず、例えば、インバータ１３にその入力電圧を検出する入力電圧センサを備えてもよい。

本実施形態において、送電システムＰＳは送電側制御装置１６をさらに備えている。送電側制御装置１６は、送電側コイル１５ａ及び受電側コイル２０ａの間で非接触で電力授受を行う。特に本実施形態では、送電側コイル１５ａから受電側コイル２０ａへと電力を供給することにより、車両を充電対象とした充電処理を行う。送電側制御装置１６は、第１〜第４電流センサ１７ａ〜１７ｄの検出値や、ＤＣＤＣコンバータ１２から出力されたインバータ１３の入力電圧ＶＤＣを取り込む。送電側制御装置１６は、これら検出値を用いたり、受電システムＰＲの備える図示しない受電側制御装置と情報のやりとりをしたりすることで、ＰＦＣ回路１１や、ＤＣＤＣコンバータ１２、インバータ１３を操作する。

送電側制御装置１６は、第１上アームスイッチＳＸｐ及び第２下アームスイッチＳＹｎの組と、第１下アームスイッチＳＸｎ及び第２上アームスイッチＳＹｐの組とを、デッドタイムを挟みつつ交互にオン操作する。これにより、極性を交互に反転させた矩形波電圧を送電パッド１５に供給する。なお、送電側制御装置１６は、ＤＣＤＣコンバータ１２の出力電圧を目標電圧に制御すべく、ＤＣＤＣコンバータ１２を操作する。目標電圧は、送電側と受電側とのインピーダンスマッチングを行うことで高効率の非接触給電を実現可能な値に可変設定される。具体的には例えば、目標電圧は、受電パッド２０の受電電力に基づいて可変設定される。ちなみに、本実施形態において、送電側制御装置１６が「メイン操作手段」及び「サブ操作手段」に相当する。

ここで、本実施形態では、第１上アームスイッチＳＸｐに第１スナバコンデンサ１８ａが並列接続され、第１下アームスイッチＳＸｎに第２スナバコンデンサ１８ｂが並列接続されている。また、第２上アームスイッチＳＹｐに第３スナバコンデンサ１８ｃが並列接続され、第２下アームスイッチＳＹｎに第４スナバコンデンサ１８ｄが並列接続されている。各スナバコンデンサ１８ａ〜１８ｄの設置を可能としたのは、本実施形態にかかる特徴的構成であるサブリアクトル１３ｂ及び各サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２をインバータ１３に備えたためである。

また、本実施形態では、各サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２の操作手法にも特徴がある。以下、サブリアクトル１３ｂ及び各サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２について説明した後、各サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２の操作手法について説明する。

＜１．サブリアクトル１３ｂ及び各サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２について＞
図２（ａ）は、送電側コイル１５ａに流れる共振電流（以下、１次側電流Ｉｐ）と送電側コイル１５ａの印加電圧（以下、１次側電圧Ｖｐ）との推移を示し、図２（ｂ）は、第１上アームスイッチＳＸｐ，第２下アームスイッチＳＹｎの操作状態の推移を示し、図２（ｃ）は、第１下アームスイッチＳＸｎ，第２上アームスイッチＳＹｐの操作状態の推移を示す。なお、図２（ａ）において、第１上アームスイッチＳＸｐ及び第１下アームスイッチＳＸｎの接続点から第２上アームスイッチＳＹｐ及び第２下アームスイッチＳＹｎの接続点へと向かう方向に流れる１次側電流Ｉｐを正と定義している。また、図２（ａ）において、送電側コイル１５ａの両端のうち、第２上アームスイッチＳＹｐ及び第２下アームスイッチＳＹｎの接続点側の電位に対して第１上アームスイッチＳＸｐ及び第１下アームスイッチＳＸｎの接続点側の電位が高くなる場合の１次側電圧Ｖｐを正と定義している。さらに、図２では、デッドタイムの図示を省略している。

図示されるように、本実施形態では、各スイッチＳＸｐ，ＳＸｎ，ＳＹｐ，ＳＹｎのスイッチング周期Ｔｓｗと１次側電流Ｉｐの基本波電流の周期とが同一に設定されている。こうした設定において、理想的には、１次側電流Ｉｐは、１次側電圧Ｖｐが正の場合に正の値となり、１次側電圧Ｖｐが負の場合に負の値となる。この場合、非接触給電システムの送電側の力率は高い水準とされる。しかしながら、非接触給電システムでは、送電パッド１５の共振回路の共振周波数等が変化する。この要因としては、例えば、送電パッド１５及び受電パッド２０の相対位置関係の変化による各コイル１５ａ，２０ａ間の結合係数の変化や、送電パッド１５及び受電パッド２０の間の送受電電力の変化、共振回路の共振特性を決定するリアクトルやコンデンサ等の部品の初期特性ばらつき、温度変化に伴う共振特性のドリフトが挙げられる。

共振回路の共振周波数等の変化により、１次側電圧Ｖｐに対して１次側電流Ｉｐの位相が進む現象が生じ得る。詳しくは、この現象は、１次側電圧Ｖｐが正となる期間を２分した場合の後の期間において１次側電流Ｉｐが負となり、１次側電圧Ｖｐが負となる期間を２分した場合の後の期間において１次側電流Ｉｐが正となる現象である。

なお、上記要因により、１次側電圧Ｖｐに対して１次側電流Ｉｐの位相が遅れる現象が生じ得る。詳しくは、この現象は、１次側電圧Ｖｐが正となる期間を２分した場合の前の期間において１次側電流Ｉｐが負となり、１次側電圧Ｖｐが負となる期間を２分した場合の前の期間において１次側電流Ｉｐが正となる現象である。

ここで、１次側電流Ｉｐの位相が進む現象が生じると、比較技術において各ダイオードＤＸｐ，ＤＸｎ，ＤＹｐ，ＤＹｎにリカバリ電流が流れることにより、リカバリ損失が生じる。ここで、比較技術とは、先の図１に示した構成から、サブリアクトル１３ｂ、各サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２、各保護用ダイオードＤｐ１，Ｄｐ２、及び各スナバコンデンサ１８ａ〜１８ｄを除去した構成のことである。以下、リカバリ損失の発生について、図２〜図９を用いて説明する。なお、図３〜図５及び図７〜図９では、送電側フィルタ回路１４等の図示を省略している。

時刻ｔ１〜ｔ２のＭＯＤＥ１においては、図３に示すように、第１上アームスイッチＳＸｐ，第２下アームスイッチＳＹｎの組がオン操作され、第１下アームスイッチＳＸｎ，第２上アームスイッチＳＹｐの組がオフ操作されている。ＭＯＤＥ１では、第１端子Ｔ１側から、第１上アームスイッチＳＸｐ、送電側コイル１５ａ、及び第２下アームスイッチＳＹｎを介して、第２端子Ｔ２側へと電流が流れる。

その後、時刻ｔ２〜ｔ３１のＭＯＤＥ２においては、図４に示すように、１次側電流Ｉｐの位相進みにより、電流は、第２端子Ｔ２側から、第２下アームダイオードＤＹｎ、送電側コイル１５ａ、及び第１上アームダイオードＤＸｐを介して、第１端子Ｔ１側へと流れる。ここで、ＭＯＤＥ２の途中の時刻ｔ３において、第１上アームスイッチＳＸｐ，第２下アームスイッチＳＹｎの組がオフ操作に切り替えられ、第１下アームスイッチＳＸｎ，第２上アームスイッチＳＹｐの組がオン操作に切り替えられる。なお、その後、各スイッチＳＸｐ，ＳＸｎ，ＳＹｐ，ＳＹｎが全てオフ操作されるデッドタイム期間（時刻ｔ３〜ｔ３１）においても、図４に示す電流流通経路となる。このため、本実施形態では、このデットタイム期間もＭＯＤＥ２に含めている。

その後、時刻ｔ３１直後のＭＯＤＥ３においては、図５に示すように、第１上アームダイオードＤＸｐのアノードの電位が第２端子Ｔ２の電位（０）となり、カソードの電位が第１端子Ｔ１の電位ＶＤＣとなる。このため、第１上アームダイオードＤＸｐに逆電圧が印加され、第１上アームダイオードＤＸｐにリカバリ電流が流れることとなる。すなわち、第１端子Ｔ１側から第１上アームダイオードＤＸｐ及び第１下アームスイッチＳＸｎを介して第２端子Ｔ２側へと電流が流れることとなる。また、第２下アームダイオードＤＹｎにも逆電圧が印加され、第２下アームダイオードＤＹｎにリカバリ電流が流れることとなる。すなわち、第１端子Ｔ１側から第２上アームスイッチＳＹｐ及び第２下アームダイオードＤＹｎを介して第２端子Ｔ２側へと電流が流れることとなる。リカバリ電流が流れることにより、リカバリ損失が生じる。

ここで、図６を用いて、リカバリ電流の流通態様をさらに詳しく説明する。図６（ａ）は、第１上アームダイオードＤＸｐに流れる電流Ｉｄｘｐの推移を示し、図６（ｂ）は、第１下アームスイッチＳＸｎに流れる電流Ｉｓｘｎの推移を示し、図６（ｃ）は、第１下アームスイッチＳＸｎのエミッタ電位に対する第１上，下アームスイッチＳＸｐ，ＳＸｎの接続点の電位（以下、第１中間電圧Ｖｘ）の推移を示す。図６（ｄ）は、第１上アームスイッチＳＸｐの操作状態の推移を示し、図６（ｅ）は、第１下アームスイッチＳＸｎの操作状態の推移を示す。なお、図６では、第１上アームダイオードＤＸｐに流れる順方向の電流Ｉｄｘｐを負と定義し、第１下アームスイッチＳＸｎのエミッタ電位に対して第１上，下アームスイッチＳＸｐ，ＳＸｎの接続点の電位が高い場合の第１中間電圧Ｖｘを正と定義する。

図示されるように、１次側電流Ｉｐの位相進みにより、第１上アームダイオードＤＸｐに順方向電流が流れている。こうした状況下、時刻ｔ３において、第１上アームスイッチＳＸｐがオフ操作に切り替えられ、時刻ｔ３からデッドタイムが経過した時刻ｔ３１において、第１下アームスイッチＳＸｎがオン操作に切り替えられる。これにより、第１上アームダイオードＤＸｐの順方向電流Ｉｄｘｐが徐々に減少するとともに、第１下アームスイッチＳＸｎに流れるコレクタ電流Ｉｓｘｎが徐々に増加する。その後、時刻ｔ３２において第１上アームダイオードＤＸｐにリカバリ電流が流れ始める。時刻ｔ３３において、リカバリ電流がピークとなることで、第１下アームスイッチＳＸｎに流れるコレクタ電流Ｉｓｘｎもピークとなる。その結果、リカバリ損失が増大する。なお、その後時刻ｔ３４において、リカバリ電流の流通が停止されることで、第１中間電圧Ｖｘが０とされる。

時刻ｔ３４〜ｔ４のＭＯＤＥ４においては、図７に示すように、第１上アームスイッチＳＸｐ，第２下アームスイッチＳＹｎの組がオフ操作され、第１下アームスイッチＳＸｎ，第２上アームスイッチＳＹｐの組がオン操作されている。ＭＯＤＥ４では、第１端子Ｔ１側から、第２上アームスイッチＳＹｐ、送電側コイル１５ａ、及び第１下アームスイッチＳＸｎを介して、第２端子Ｔ２側へと電流が流れる。

その後、時刻ｔ４〜ｔ５１のＭＯＤＥ５においては、図８に示すように、１次側電流Ｉｐの位相進みにより、電流は、第２端子Ｔ２側から、第１下アームダイオードＤＸｎ、送電側コイル１５ａ、及び第２上アームダイオードＤＹｐを介して、第１端子Ｔ１側へと流れる。ここで、ＭＯＤＥ５の途中の時刻ｔ５において、第１上アームスイッチＳＸｐ，第２下アームスイッチＳＹｎの組がオン操作に切り替えられ、第１下アームスイッチＳＸｎ，第２上アームスイッチＳＹｐの組がオフ操作に切り替えられる。なお、その後、各スイッチＳＸｐ，ＳＸｎ，ＳＹｐ，ＳＹｎが全てオフ操作されるデッドタイム期間（時刻ｔ５〜ｔ５１）においても、図８に示す電流流通経路となる。このため、本実施形態では、このデットタイム期間もＭＯＤＥ５に含めている。

その後、時刻ｔ５１直後のＭＯＤＥ６においては、図９に示すように、第２上アームダイオードＤＹｐ及び第１下アームダイオードＤＸｎに逆電圧が印加され、第２上アームダイオードＤＹｐ及び第１下アームダイオードＤＸｎにリカバリ電流が流れることとなる。このため、リカバリ損失が生じる。

ここで、１次側電流Ｉｐの位相進みが生じる場合に各スイッチＳＸｐ〜ＳＹｎに各スナバコンデンサ１８ａ〜１８ｄを並列接続すると、各スイッチＳＸｐ〜ＳＹｎに大きな電流が流れ、各スイッチＳＸｐ〜ＳＹｎの信頼性が低下し得る。以下、第１上アームスイッチＳＸｐを例にして説明する。各スナバコンデンサ１８ａ〜１８ｄが各スイッチＳＸｐ〜ＳＹｎに並列接続されている場合、先の図８のＭＯＤＥ５において、第２端子Ｔ２側から第１下アームダイオードＤＸｎを介して流れてくる電流によって第１スナバコンデンサ１８ａが充電される。その後、ＭＯＤＥ５から図９に示すＭＯＤＥ６に移行すると、第１スナバコンデンサ１８ａに蓄積された電荷が放電される。第１下アームダイオードＤＸｎのリカバリ電流に加えて、第１スナバコンデンサ１８ａの放電電流が第１上アームスイッチＳＸｐに流れることに起因して、第１上アームスイッチＳＸｐの信頼性が低下し得る。このように、１次側電流Ｉｐの位相進みが生じる場合、各スナバコンデンサ１８ａ〜１８ｄを設置することにより、設置しない場合と比較して各スイッチＳＸｐ〜ＳＹｎに大きな電流が流れる。このため、各スナバコンデンサ１８ａ〜１８ｄを設置できない。しかしながら、各スナバコンデンサ１８ａ〜１８ｄは、１次側電流Ｉｐの位相遅れが生じる場合には、各スイッチＳＸｐ〜ＳＹｎのターンオフ損失の低減に寄与する。このため、１次側電流Ｉｐの位相遅れを考えると、各スナバコンデンサ１８ａ〜１８ｄの設置が望まれる。

そこで、本実施形態では、サブリアクトル１３ｂと、送電側制御装置１６によって操作される各サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２とをインバータ１３に備えた。以下、これについて、図１０〜図１２を用いて説明する。

図１０（ａ）は、第１上アームダイオードＤＸｐに流れる電流Ｉｄｘｐ，第２下アームダイオードＤＹｎに流れる電流Ｉｄｙｎの推移を示し、図１０（ｂ）は、第１下アームスイッチＳＸｎに流れる電流Ｉｓｘｎ，第２上アームスイッチＳＹｐに流れる電流Ｉｓｙｐの推移を示す。図１０（ｃ）は、サブリアクトル１３ｂに流れる電流ＩＣＬの推移を示す。図１０（ｅ），（ｆ）は、各スイッチＳＸｐ〜ＳＹｎの操作状態の推移を示し、図１０（ｇ）は、第１，第２サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２の操作状態の推移を示す。なお、図１０（ｄ）は、先の図６（ｃ）に対応している。また、図１０において、第１上アームスイッチＳＸｐ及び第１下アームスイッチＳＸｎの接続点から第２上アームスイッチＳＹｐ及び第２下アームスイッチＳＹｎの接続点へと向かう方向に流れる電流ＩＣＬを正と定義する。

ＭＯＤＥ２の期間のうち第１上アームスイッチＳＸｐ，第２下アームスイッチＳＹｎのオフ操作切替タイミングよりも前の時刻ｔａにおいて、第１，第２サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２をオン操作する。これにより、第１上アームダイオードＤＸｐ及び第２下アームダイオードＤＹｎに流れていた順方向電流の一部がサブリアクトル１３ｂに流れ始める（図１１参照）。このため、上記順方向電流は徐々に減少し、サブリアクトル１３ｂに流れる電流ＩＣＬは徐々に増加する。これにより、その後、第１上アームスイッチＳＸｐ及び第２下アームスイッチＳＹｎをオフ操作に切り替える時刻ｔ３におけるリカバリ電流を低減することができる。その後、時刻ｔｂにおいて第１中間電圧Ｖｘが０になり、時刻ｔ３１において、第１下アームスイッチＳＸｎ及び第２上アームスイッチＳＹｐがオン操作に切り替えられる。なお、その後、時刻ｔｃにおいて第１，第２サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２がオフ操作に切り替えられ、時刻ｔｄにおいてサブリアクトル１３ｂに流れる電流が０となる。

その後、ＭＯＤＥ５の期間のうち第１下アームスイッチＳＸｎ，第２上アームスイッチＳＹｐのオフ操作切替タイミングよりも前のタイミングにおいて、第１，第２サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２をオン操作する。これにより、第１下アームダイオードＤＸｎ及び第２上アームダイオードＤＹｐに流れていた順方向電流の一部がサブリアクトル１３ｂに流れ始める（図１２参照）。このため、上記順方向電流は徐々に減少し、サブリアクトル１３ｂに流れる電流ＩＣＬは徐々に増加する。これにより、その後、第１下アームスイッチＳＸｎ及び第２上アームスイッチＳＹｐをオフ操作に切り替えるタイミングにおけるリカバリ電流を低減することができる。その後、第１上アームスイッチＳＸｐ及び第２下アームスイッチＳＹｎがオン操作に切り替えられた後、第１，第２サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２がオフ操作に切り替えられる。

このように、各サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２は、オン操作されることにより、ダイオードに流れる順方向電流をサブリアクトル１３ｂに流して上記順方向電流を減少させた後、第１上，下アームスイッチＳＸｐ，ＳＸｎ及び第２上，下アームスイッチＳＹｐ，ＳＹｎのうち、上記順方向電流を減少させたダイオードに逆並列に接続されたスイッチに流れる電流を増加可能なように設けられている。こうしたサブリアクトル１３ｂ及び各サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２の設置により、リカバリ電流を低減することができる。また、上述したように、例えば、ＭＯＤＥ５からＭＯＤＥ６に移行する状況下において、第１スナバコンデンサ１８ａに蓄積された電荷の放電を回避でき、第１上アームスイッチＳＸｐに第１スナバコンデンサ１８ａの放電電流が流れることを回避できる。このため、各スナバコンデンサ１８ａ〜１８ｄを設置することができる。

＜２．各サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２の操作手法について＞
本実施形態では、各サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２のオン操作開始タイミングを可変設定する。これは、インバータ１３の出力電圧に含まれる高周波成分を低減するためである。非接触給電システムのインバータ１３においては、スイッチング損失低減のため、電圧や電流の変化速度を高めて損失の低減を図ることが要求される。しかしながら、変化速度を高めることは、インバータ１３から出力される矩形波電圧の立ち上がりや立ち下がりの傾きを急峻にすることにつながる。その結果、インバータ１３の出力電圧に高周波成分が含まれることとなる。高周波成分が含まれた出力電圧は、送電側フィルタ回路１４に印加される。ここで、本実施形態では、上記高周波成分の周波数帯域が、共振回路である送電パッド１５や送電側フィルタ回路１４の通過帯域となる。これは、共振回路や送電側フィルタ回路１４を構成するリアクトルの巻線間の寄生容量が上記高周波成分の周波数帯域において増加することにより、上記高周波成分の周波数帯域における共振回路や送電側フィルタ回路１４のインピーダンスが過度に低くなるためである。

このため、インバータ１３の出力電圧に含まれる高周波成分を除去しきれず、ＥＭＣに悪影響を及ぼす懸念がある。こうした問題に対処するには、例えば、上記高周波成分を除去可能な高周波フィルタを別途追加することも考えられる。ただし、この場合、高周波フィルタにおける損失が増加したり、システムの体格が増加したりする。

そこで、本実施形態では、第１上アームスイッチＳＸｐ，第２下アームスイッチＳＹｎの組がオフ操作に切り替えられた後の第１中間電圧Ｖｘの低下速度と、第２下アームスイッチＳＹｎのエミッタ電位に対する第２上，下アームスイッチＳＹｐ，ＳＹｎの接続点の電位（以下、第２中間電圧Ｖｙ）の上昇速度とを、上記高周波成分の周波数帯域が共振回路や送電側フィルタ回路１４の阻止帯域に含まれるような速度に調整する。また、第１下アームスイッチＳＸｎ，第２上アームスイッチＳＹｐの組がオフ操作に切り替えられた後の第１中間電圧Ｖｘの上昇速度及び第２中間電圧Ｖｙの低下速度を、上記高周波成分の周波数帯域が共振回路や送電側フィルタ回路１４の阻止帯域に含まれるような速度に調整する。こうした調整により、上記高周波成分がＥＭＣに及ぼす影響を抑制し、高周波フィルタを不要とする。これにより、高周波フィルタにおける損失低減による発熱量の低減、システムの体格の低減、及び共振回路や送電側フィルタ回路１４の周波数特性の設計の容易化を実現する。

なお、本実施形態では、第２下アームスイッチＳＹｎのエミッタ電位に対して第２上，下アームスイッチＳＹｐ，ＳＹｎの接続点の電位が高い場合の第２中間電圧Ｖｙを正と定義する。また、第１上アームスイッチＳＸｐ及び第２下アームスイッチＳＹｎの組がオン操作されてかつ第１下アームスイッチＳＸｎ及び第２上アームスイッチＳＹｐの組がオフ操作されている場合の各サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２のオン操作切替タイミングを第１オン操作切替タイミングと称すこととする。さらに、第１上アームスイッチＳＸｐ及び第２下アームスイッチＳＹｎの組がオフ操作されてかつ第１下アームスイッチＳＸｎ及び第２上アームスイッチＳＹｐの組がオン操作されている場合の各サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２のオン操作切替タイミングを第２オン操作切替タイミングと称すこととする。

まず、図１３を用いて、第１オン操作切替タイミングについて説明する。ここで、図１３（ａ）は第１，第４電流センサ１７ａ，１７ｄによって検出可能な電流の推移を示し、図１３（ｂ）は第２，第３電流センサ１７ｂ，１７ｃによって検出可能な電流の推移を示し、図１３（ｃ）〜図１３（ｇ）は、先の図１０（ｃ）〜（ｇ）に対応している。

図１３の実線で示された波形に着目して説明する。第１上アームスイッチＳＸｐ，第２下アームスイッチＳＹｎの組がオン操作されてかつ第１下アームスイッチＳＸｎ，第２上アームスイッチＳＹｐの組がオフ操作されている状況下、時刻ｔ１ｂ以前において、電流の位相進みによって第１上アームダイオードＤＸｐ，第２下アームダイオードＤＹｎに順方向電流Ｉｄｘｐ，Ｉｄｙｎが流れている。その後、時刻ｔ１ｂにおいて、第１，第２サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２がオン操作に切り替えられる。これにより、サブリアクトル１３ｂに流れる電流ＩＣＬが徐々に増加するとともに、第１上アームダイオードＤＸｐ，第２下アームダイオードＤＹｎに流れる順方向電流Ｉｄｘｐ，Ｉｄｙｎが徐々に減少する。順方向電流Ｉｄｘｐ，Ｉｄｙｎが減少して０になった後、第１上アームスイッチＳＸｐ，第２下アームスイッチＳＹｎに流れる電流Ｉｓｘｐ，Ｉｓｙｎが徐々に増加する。

その後、時刻ｔ２において、第１上アームスイッチＳＸｐ，第２下アームスイッチＳＹｎの組がオフ操作に切り替えられる。このため、第１端子Ｔ１側から流れてくる電流によって第１，第４スナバコンデンサ１８ａ，１８ｄが充電される。これにより、第１，第４スナバコンデンサ１８ａ，１８ｄの端子間電圧は徐々に上昇する。この際、第１スナバコンデンサ１８ａの端子間電圧が上昇するに連れて、図１３（ｄ）に示すように、第１中間電圧Ｖｘは低下して０に近づく。また、第４スナバコンデンサ１８ｄの端子間電圧が上昇するに連れて、第２中間電圧Ｖｙは上昇して入力電圧ＶＤＣに近づく。第１中間電圧Ｖｘが０となるタイミング以降のタイミングを第１下アームスイッチＳＸｎのオン操作切替タイミングになるように調整し、第２中間電圧Ｖｙが入力電圧ＶＤＣとなるタイミング以降のタイミングを第２上アームスイッチＳＹｐのオン操作切替タイミングになるように調整する。これにより、これらスイッチＳＸｎ，ＳＹｐのオン操作への切替をゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）とすることができる。ここで、図１３では、ＺＶＳのための理想的なオン操作切替タイミングを時刻ｔ３ｂにて示した。

ここで、時刻ｔ２の後、第１中間電圧Ｖｘの低下速度及び第２中間電圧Ｖｙの上昇速度は、第１上アームスイッチＳＸｐ，第２下アームスイッチＳＹｎがオフ操作に切り替えられた後の第１，第４スナバコンデンサ１８ａ，１８ｄの充電電流Ｉｏｆｆが大きいほど高くなる。図１３（ａ），（ｃ），（ｄ），（ｆ）には、充電電流Ｉｏｆｆが理想的な値よりも大きい場合の各波形の推移を一点鎖線にて示し、充電電流Ｉｏｆｆが理想的な値よりも小さい場合の各波形の推移を破線にて示した。図１３（ｆ）には、各サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２の理想的なオン操作切替タイミングと第１上アームスイッチＳＸｐ，第２下アームスイッチＳＹｎのオフ操作切替タイミング（時刻ｔ２）との理想的な時間差を「Ｔｏｎｂ」にて示した。そして、理想的なオフ操作切替タイミングに設定した場合において、時刻ｔ２から第１中間電圧Ｖｘが０となるまでの理想時間を「Ｔｓｗｂ」にて示した。なお、理想時間Ｔｓｗｂは、例えば、サブリアクトル１３ｂのインダクタンス及び各スナバコンデンサ１８ａ〜１８ｄの静電容量によって定まる共振回路の共振周期の「１／４」である。

第１中間電圧Ｖｘを例にして説明すると、各サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２のオン操作切替タイミング（時刻ｔ１ａ）と時刻ｔ２との時間差Ｔｏｎａが理想的な時間差Ｔｏｎｂよりも長い場合、第１スナバコンデンサ１８ａの充電電流が理想的な充電電流よりも大きくなる。その結果、時刻ｔ２から第１中間電圧Ｖｘが０になるタイミング（時刻ｔ３ａ）までの時間Ｔｓｗａが、理想的な時間Ｔｓｗｂよりも短くなる。一方、各サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２のオン操作切替タイミング（時刻ｔ１ｃ）と時刻ｔ２との時間差Ｔｏｎｃが理想的な時間差Ｔｏｎｂよりも短い場合、第１スナバコンデンサ１８ａの充電電流が理想的な充電電流よりも小さくなる。その結果、時刻ｔ２から第１中間電圧Ｖｘが０になるタイミング（時刻ｔ３ｃ）までの時間Ｔｓｗｃが、理想的な時間Ｔｓｗｂよりも長くなる。これは、以下に説明する理由による。

サブリアクトル１３ｂのインダクタンス及び第１，第２スナバコンデンサ１８ａ，１８ｂの静電容量によって定まる共振回路において、ソフトスイッチングに必要な最小限の電流Ｉｍｉｎは、下式（ｅｑ１）で表される。

上式（ｅｑ１）では、サブリアクトル１３ｂのインダクタンスを「Ｌｓ」とし、第１，第２スナバコンデンサ１８ａ，１８ｂのそれぞれの静電容量を「Ｃｓｎｂ／２」とした。上式（ｅｑ１）は、最小限の電流Ｉｍｉｎが流れるサブリアクトル１３ｂに蓄積されているエネルギ「１／２×Ｌｓ×Ｉｍｉｎ×Ｉｍｉｎ」が、第１，第２スナバコンデンサ１８ａ，１８ｂの静電容量「Ｃｓｎｂ」を充電するために必要なエネルギ「１／２×Ｃｓｎｂ×ＶＤＣ×ＶＤＣ」になるとの関係から導かれる。第１スナバコンデンサ１８ａの充電電流Ｉｓｎｂが最小限電流Ｉｍｉｎよりも十分大きい場合、先の図１３の時刻ｔ２から第１中間電圧Ｖｘが０となるまでの時間Ｔ０は、下式（ｅｑ２）で表される。

上式（ｅｑ２）は、コンデンサの静電容量Ｃ、端子間電圧Ｖ及び蓄積電荷Ｑの関係「Ｑ＝ＣＶ」から導かれるものである。上式（ｅｑ２）は、スナバコンデンサの充電電流Ｉｓｎｂが大きいほど、上記時間Ｔ０が短くなる（すなわち、第１中間電圧Ｖｘの低下速度が高くなる）ことを示している。このため、充電電流Ｉｓｎｂを最適値に調整することにより、低下速度を適切な速度とすることができる。ここで、充電電流Ｉｓｎｂは、各サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２のオン操作時間が長いほど大きくなる。また、第１上アームスイッチＳＸｐ及び第２下アームスイッチＳＹｎがオン操作されている期間における第１上アームダイオードＤＸｐ及び第２下アームダイオードＤＹｎの順方向電流が大きいほど、各スイッチＳＸｐ，ＳＹｎのオフ操作切替タイミングに対して、第１オン操作切替タイミングを早めることが要求される。上記順方向電流は、電流位相の進み度合いや、１次側電流Ｉｐの振幅が変化することで変化する。

続いて、第２オン操作切替タイミングについて説明する。この切替タイミングも、第１操作切替タイミングの設定手法と同様の手法によって設定できる。詳しくは、第１下アームスイッチＳＸｎ及び第２上アームスイッチＳＹｐがオン操作されている期間における第１下アームダイオードＤＸｎ及び第２上アームダイオードＤＹｐの順方向電流が大きいほど、各スイッチＳＸｎ，ＳＹｐのオフ操作切替タイミングに対して、第２オン操作切替タイミングを早めることが要求される。

図１４及び図１５を用いて、電流位相の進み度合いや１次側電流Ｉｐの振幅に応じて、上記順方向電流が変化することを説明する。なお、図１４及び図１５において、（ａ）は１次側電流Ｉｐ，１次側電圧Ｖｐの推移を示し、（ｂ）は第１上アームスイッチＳＸｐ，第２下アームスイッチＳＹｎの操作状態の推移を示し、（ｃ）は第１下アームスイッチＳＸｎ，第２上アームスイッチＳＹｐの操作状態の推移を示す。

図１４に示すように、第１下アームスイッチＳＸｎ及び第２上アームスイッチＳＹｐをオフ操作に切り替える時刻ｔ１における１次側電流Ｉｐは、電流位相の進み度合いが大きいほど大きくなる。１次側電流Ｉｐが大きくなると、第１下アームダイオードＤＸｎ及び第２上アームダイオードＤＹｐに流れる順方向電流も大きくなる。この場合、第２，第３スナバコンデンサ１８ｂ，１８ｃの充電電流を、第１中間電圧Ｖｘの上昇速度及び第２中間電圧Ｖｙの低下速度を適切な速度とする最適値に調整するために、第２オン操作切替タイミングを早めることが要求される。一方、第１上アームスイッチＳＸｐ，第２下アームスイッチＳＹｎをオフ操作に切り替える時刻ｔ２における１次側電流Ｉｐも、電流位相の進み度合いが大きいほど大きくなる。このため、第１，第４スナバコンデンサ１８ａ，１８ｄの充電電流を、第１中間電圧Ｖｘの低下速度及び第２中間電圧Ｖｙの上昇速度を適切な速度とする最適値に調整するために、第１オン操作切替タイミングを早めることが要求される。

また、図１５に示すように、第１下アームスイッチＳＸｎ及び第２上アームスイッチＳＹｐをオフ操作に切り替える時刻ｔ１における１次側電流Ｉｐは、１次側電流Ｉｐの振幅が大きいほど大きくなる。その結果、第１下アームダイオードＤＸｎ及び第２上アームダイオードＤＹｐに流れる順方向電流が大きくなる。一方、第１上アームスイッチＳＸｐ及び第２下アームスイッチＳＹｎをオフ操作に切り替える時刻ｔ２における１次側電流Ｉｐも、１次側電流Ｉｐの振幅が大きいほど大きくなる。

図１６を用いて、第１オン操作切替タイミングの設定処理を含むインバータ１３の操作処理について説明する。なお、図１６に示す処理は、送電側制御装置１６によって例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、第１上アームスイッチＳＸｐ，第２下アームスイッチＳＹｎがオン操作されて、かつ第１下アームスイッチＳＸｎ，第２上アームスイッチＳＹｐがオフ操作されているか否かを判断する。

ステップＳ１０において肯定判断した場合には、ステップＳ１１に進み、第１の電流検出タイミングであるか否かを判断する。本実施形態において、第１の電流検出タイミングは、第１上アームスイッチＳＸｐ及び第２下アームスイッチＳＹｎがオフ操作に切り替えられる第１基準タイミングから、第１，第３スナバコンデンサ１８ａ，１８ｃの充電電流を最適値に調整するために要求される第１，第２サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２のオン操作時間の最大値よりも長い時間遡ったタイミングに設定されている。ステップＳ１１において肯定判断した場合には、ステップＳ１２に進み、第１電流センサ１７ａ又は第４電流センサ１７ｄにより、第１上アームダイオードＤＸｐ又は第２下アームダイオードＤＹｎに流れる順方向電流を検出する。以下、第１電流センサ１７ａ又は第４電流センサ１７ｄによって検出された電流を第１電流値Ｉ１と称すこととする。

続くステップＳ１３では、第１電流値Ｉ１の絶対値と、インバータ１３の入力電圧ＶＤＣとに基づき、第１規定時間ΔＴｒ１を可変設定する。第１規定時間ΔＴｒ１は、第１オン操作切替タイミングを定めるものである。詳しくは、上記第１基準タイミングから第１規定時間ΔＴｒ１遡ったタイミングを第１オン操作切替タイミングとする。本実施形態では、第１電流値Ｉ１の絶対値が大きかったり、入力電圧ＶＤＣが高かったりするほど、第１規定時間ΔＴｒ１を長く設定する。ここで、入力電圧ＶＤＣが高いほど第１規定時間ΔＴｒ１を長く設定するのは、以下の理由による。上式（ｅｑ２）において、入力電圧ＶＤＣが高いほど時間Ｔ０が長くなる。この時間Ｔ０が長くなると、第１中間電圧Ｖｘが０になったり、第２中間電圧Ｖｙが入力電圧ＶＤＣになったりするタイミングが、第１上アームスイッチＳＸｎ及び第２上アームスイッチＳＹｐのオン操作切替タイミングを超えることとなる。その結果、各スイッチＳＸｎ，ＳＹｐのオン操作への切替をＺＶＳとすることができなくなる懸念がある。こうした問題に対処すべく、第１規定時間ΔＴｒ１の設定に入力電圧ＶＤＣを用いる。なお、本実施形態において、本ステップの処理が「第１設定手段」に相当する。

続くステップＳ１４では、第１規定時間ΔＴｒ１に基づき、第１オン操作切替タイミングであるか否かを判断する。ステップＳ１４において肯定判断した場合には、ステップＳ１５に進み、第１，第２サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２をオン操作に切り替える。

続くステップＳ１６では、第１上アームスイッチＳＸｐ及び第２下アームスイッチＳＹｎのオフ操作切替タイミングであるか否かを判断する。ステップＳ１６において肯定判断した場合には、ステップＳ１７に進み、各スイッチＳＸｐ，スイッチＳＹｎをオフ操作に切り替える。続くステップＳ１８では、第１上アームスイッチＳＸｐ及び第２下アームスイッチＳＹｎのオフ操作への切替からデッドタイムを挟んで第１下アームスイッチＳＸｎ，第２上アームスイッチＳＹｐのオン操作切替タイミングであるか否かを判断する。ステップＳ１８において肯定判断した場合には、ステップＳ１９に進み、各スイッチＳＸｎ，ＳＹｐをオン操作に切り替える。

続くステップＳ２０では、第１，第２サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２のオフ操作切替タイミングであるか否かを判断する。ステップＳ２０において肯定判断した場合には、ステップＳ２１に進み、各サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２をオフ操作に切り替える。なお、上記ステップＳ１０において否定判断した場合や、ステップＳ２１の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図１７を用いて、第２オン操作切替タイミングの設定処理を含むインバータ１３の操作処理について説明する。図１７に示す処理は、送電側制御装置１６によって例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１７において、先の図１６に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、第１下アームスイッチＳＸｎ及び第２上アームスイッチＳＹｐがオン操作されて、かつ第１上アームスイッチＳＸｐ及び第２下アームスイッチＳＹｎがオフ操作されているか否かを判断する。

ステップＳ３０において肯定判断した場合には、ステップＳ３１に進み、第２の電流検出タイミングであるか否かを判断する。本実施形態において、第２の電流検出タイミングは、第１下アームスイッチＳＸｎ及び第２上アームスイッチＳＹｐがオフ操作に切り替えられる第２基準タイミングから、第２，第４スナバコンデンサ１８ｂ，１８ｄの充電電流を最適値に調整するために要求される第１，第２サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２のオン操作時間の最大値よりも長い時間遡ったタイミングに設定されている。ステップＳ３１において肯定判断した場合には、ステップＳ３２に進み、第２電流センサ１７ｂ又は第３電流センサ１７ｃにより、第１下アームダイオードＤＸｎ又は第２上アームダイオードＤＹｐに流れる順方向電流を検出する。以下、第２電流センサ１７ｂ又は第３電流センサ１７ｃによって検出された電流を第２電流値Ｉ２と称すこととする。

続くステップＳ３３では、第２電流値Ｉ２の絶対値と入力電圧ＶＤＣとに基づき、第２規定時間ΔＴｒ２を可変設定する。第２規定時間ΔＴｒ２は、第２オン操作切替タイミングを定めるものである。詳しくは、上記第２基準タイミングから第２規定時間ΔＴｒ２遡ったタイミングを第２オン操作切替タイミングとする。本実施形態では、第２電流値Ｉ２の絶対値が大きかったり、入力電圧ＶＤＣが高かったりするほど、第２規定時間ΔＴｒ２を長く設定する。なお、本実施形態において、本ステップの処理が「第２設定手段」に相当する。

続くステップＳ１４、Ｓ１５の後、ステップＳ３４では、第１下アームスイッチＳＸｎ及び第２上アームスイッチＳＹｐのオフ操作切替タイミングであるか否かを判断する。ステップＳ３４において肯定判断した場合には、ステップＳ３５に進み、各スイッチＳＸｎ，ＳＹｐをオフ操作に切り替える。続くステップＳ３６では、第１下アームスイッチＳＸｎ及び第２上アームスイッチＳＹｐのオフ操作への切替からデッドタイムを挟んで第１上アームスイッチＳＸｐ及び第２下アームスイッチＳＹｎのオン操作切替タイミングであるか否かを判断する。ステップＳ３６において肯定判断した場合には、ステップＳ３７に進み、各スイッチＳＸｐ，ＳＹｎをオン操作に切り替える。その後、ステップＳ２０に進む。なお、上記ステップＳ１０において否定判断した場合や、ステップＳ２１の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）第１上アームスイッチＳＸｐ及び第２下アームスイッチＳＹｎの組がオン操作される期間のダイオードＤＸｐ，ＤＹｎに流れる順方向電流の検出値が大きかったり、インバータ１３の入力電圧ＶＤＣが高かったりするほど、これらスイッチＳＸｐ，ＳＹｎの組のオフ操作切替タイミングに対して第１オン操作切替タイミングを早めた。また、第１下アームスイッチＳＸｎ及び第２上アームスイッチＳＹｐの組がオン操作される期間のダイオードＤＸｎ，ＤＹｐに流れる順方向電流の検出値が大きかったり、入力電圧ＶＤＣが高かったりするほど、各スイッチＳＸｎ，ＳＹｐの組のオフ操作切替タイミングに対して第２オン操作切替タイミングを早めた。これにより、第１，第２中間電圧Ｖｘ，Ｖｙの変化速度を適切な速度とすることができ、ひいてはインバータ１３の出力電圧に含まれる高周波成分を好適に低減することができる。

（２）第１保護用ダイオードＤｐ１及び第２保護用ダイオードＤｐ２をインバータ１３に備えた。サブリアクトル１３ｂに電流が流れている状態で、第１サブスイッチＳｓ１が誤作動によってオフ操作されると、第１サブスイッチＳｓ１の両端にサージ電圧が印加され、第１サブスイッチＳｓ１の信頼性が低下する懸念がある。ここで、第１保護用ダイオードＤｐ１を設けることにより、第１サブスイッチＳｓ１とサブリアクトル１３ｂとの接続点の電位を第１端子Ｔ１の電位で制限できる。このため、第１サブスイッチの両端の電位差をインバータ１３の入力電圧ＶＤＣ以下におさめることができ、第１サブスイッチＳｓ１の信頼性の低下を回避することができる。なお、第２保護用ダイオードＤｐ２は、第２サブスイッチＳｓ２の信頼性の低下を回避するためのものである。第２保護用ダイオードＤｐ２の動作原理は、第１保護用ダイオードＤｐ１の動作原理と同じである。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１８に示すように、電流センサの設置位置を変更する。なお、図１８において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、インバータ１３は、第１〜第４電流センサ１７ａ〜１７ｄに代えて、第５電流センサ１９ａと、第６電流センサ１９ｂとを備えている。第５電流センサ１９ａは、サブリアクトル１３ｂ，各サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２に流れる電流を検出可能な位置に設けられている。第６電流センサ１９ｂは、インバータ１３の出力電流（１次側電流Ｉｐ）を検出可能な位置に設けられている。

ここで、本実施形態では、第１，第２オン操作切替タイミングの設定に用いる第１，第２電流値Ｉ１，Ｉ２を、第６電流センサ１９ｂの検出値から第５電流センサ１９ａの検出値を減算することで算出する。以上説明した本実施形態によれば、第１，第２オン操作切替タイミングを定めるための電流センサの数を削減することができる。

（第３実施形態）
以下、第３実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１９に示すように、インバータ１３に備えられるサブスイッチ及びサブリアクトルの接続手法を変更する。なお、図１９において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、インバータ１３は、第１サブスイッチＳｓα、第１サブダイオードＤｓα、第２サブスイッチＳｓβ、第２サブダイオードＤｓβ、第１保護用ダイオードＤｐα、第２保護用ダイオードＤｐβ、及びサブリアクトル１３ｃを備えている。本実施形態では、各サブスイッチＳｓα，Ｓｓβとして、電圧制御形の半導体スイッチを用いており、具体的には、ＩＧＢＴを用いている。

第１サブスイッチＳｓαには、第１サブダイオードＤｓαが逆並列に接続され、第２サブスイッチＳｓβには、第２サブダイオードＤｓβが逆並列に接続されている。第１上アームスイッチＳＸｐと第１下アームスイッチＳＸｎとの接続点には、第１サブスイッチＳｓαのコレクタが接続され、第１サブスイッチＳｓαのエミッタには、第２サブスイッチＳｓβのエミッタが接続されている。第２サブスイッチＳｓβのコレクタには、サブリアクトル１３ｃの第１端が接続されている。サブリアクトル１３ｂの第２端には、第２上アームスイッチＳＹｐと第２下アームスイッチＳＹｎとの接続点が接続されている。なお、各サブスイッチＳｓα、Ｓｓβは、オフ操作されている場合、各サブスイッチＳｓα，Ｓｓβの直列接続体の一対の端子（コレクタ）のうち一方から他方への電流の流通を阻止する機能を有する。

第２サブスイッチＳｓβとサブリアクトル１３ｃとの接続点には、第１保護用ダイオードＤｐαのカソードと、第２保護用ダイオードＤｐβのアノードとが接続されている。第１保護用ダイオードＤｐαのアノードには、第２端子Ｔ２が接続され、第２保護用ダイオードＤｐβのカソードには、第１端子Ｔ１が接続されている。第１保護用ダイオードＤｐαは、第１サブスイッチＳｓαを保護するために設けられ、第２保護用ダイオードＤｐβは、第２サブスイッチＳｓβを保護するために設けられている。詳しくは、第１上アームスイッチＳＸｐ側から第２下アームスイッチＳＹｎ側へとサブリアクトル１３ｃに電流が流れている状態で、各サブスイッチＳｓα，Ｓｓβが誤作動によってオフ操作されると、第１サブスイッチＳｓαの両端にサージ電圧が印加される。第１保護用ダイオードＤｐαは、このサージ電圧から第１サブスイッチＳｓαを保護する。一方、第２下アームスイッチＳＹｎ側から第１上アームスイッチＳＸｐ側へとサブリアクトル１３ｃに電流が流れている状態で、各サブスイッチＳｓα，Ｓｓβが誤作動によってオフ操作されると、第２サブスイッチＳｓβの両端にサージ電圧が印加される。第２保護用ダイオードＤｐβは、このサージ電圧から第２サブスイッチＳｓβを保護する。

以上説明した本実施形態によっても、上記第１実施形態と同様の効果を得られる。

（第４実施形態）
以下、第４実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図２０に示すように、インバータの回路構成を変更する。なお、図２０において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、インバータ１３は、第１〜第４サブスイッチＳｓａ〜Ｓｓｄと、第１，第２サブリアクトル１３ｄ，１３ｅとを備えている。本実施形態では、各サブスイッチＳｓａ〜Ｓｓｄとして、フリーホイールダイオードが逆並列に接続された電圧制御形の半導体スイッチを用いており、具体的には、ＩＧＢＴを用いている。各サブスイッチＳｓａ〜Ｓｓｄは、送電側制御装置１６によって操作される。

第２サブスイッチＳｓｂのエミッタには、第１サブスイッチＳｓａのコレクタが接続されている。第２サブスイッチＳｓｂのコレクタには、第１上アームスイッチＳＸｐのコレクタが接続され、第１サブスイッチＳｓａのエミッタには、第１下アームスイッチＳＸｎのエミッタが接続されている。第１サブスイッチＳｓａと第２サブスイッチＳｓｂとの接続点には、第１サブリアクトル１３ｄを介して、第１上アームスイッチＳＸｐ及び第１下アームスイッチＳＸｎの接続点が接続されている。

第４サブスイッチＳｓｄのエミッタには、第３サブスイッチＳｓｃのコレクタが接続されている。第４サブスイッチＳｓｄのコレクタには、第２上アームスイッチＳＹｐのコレクタが接続され、第３サブスイッチＳｓｃのエミッタには、第２下アームスイッチＳＹｎのエミッタが接続されている。第３サブスイッチＳｓｃと第４サブスイッチＳｓｄとの接続点には、第２サブリアクトル１３ｅを介して、第２上アームスイッチＳＹｐ及び第２下アームスイッチＳＹｎの接続点が接続されている。

続いて、本実施形態にかかる各サブスイッチＳｓａ〜Ｓｓｄの操作手法について説明する。本実施形態では、先の図１６のステップＳ１４、Ｓ１５、Ｓ２０、Ｓ２１において操作対象とするサブスイッチを、第１，第３サブスイッチＳｓａ，Ｓｓｃのみとする。一方、先の図１７のステップＳ１４、Ｓ１５、Ｓ２０、Ｓ２１において操作対象とするサブスイッチを、第２，第４サブスイッチＳｓｂ，Ｓｓｄのみとする。

以上説明した本実施形態によれば、上記第１実施形態の効果に準じた効果を得ることはできる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・送電側フィルタ回路１４、送電パッド１５、受電パッド２０及び受電側フィルタ回路２１を図２１のように変更してもよい。詳しくは、送電側コイル１５ａには、第５共振コンデンサ１５ｄが並列接続されている。すなわち、送電側コイル１５ａと第５共振コンデンサ１５ｄとによってＬＣ並列共振回路が構成されている。送電側フィルタ回路１４は、送電側第１コンデンサ１４ｆ及び送電側第５リアクトル１４ｇの直列接続体と、送電側第２コンデンサ１４ｈ及び送電側第６リアクトル１４ｉの直列接続体とを備えている。受電側コイル２０ａには、第６共振コンデンサ２０ｄが並列接続されている。受電側フィルタ回路２１は、受電側第１コンデンサ２１ｆ及び受電側第５リアクトル２１ｇの直列接続体と、受電側第２コンデンサ２１ｈ及び受電側第６リアクトル２１ｉの直列接続体とを備えている。なお、図２１において、先の図１に示した部材と同一の部材には、同一の符号を付している。

・先の図１や図１９に示した構成において、各保護用ダイオードＤｐ１，Ｄｐ２を除去してもよい。

・上記実施形態において、ＤＣＤＣコンバータ１２を除去してもよい。

・上記実施形態において、各スイッチＳＸｐ，ＳＸｎ，ＳＹｐ，ＳＹｎのスイッチング周期Ｔｓｗを１次側電流Ｉｐの基本波電流の周期よりも短く設定してもよい。

・インバータ１３を構成するスイッチとしては、ＩＧＢＴに限らず、例えばＭＯＳＦＥＴであってもよい。この場合、各スイッチに逆並列に接続されるフリーホイールダイオードとしては、外付けのダイオードに限らず、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードであってもよい。

・上記第１実施形態の図１６のステップＳ１１、Ｓ１３に関して、第１基準タイミングを、第１上アームスイッチＳＸｐ及び第２下アームスイッチＳＹｎのオフ操作切替タイミングよりも後の第１下アームスイッチＳＸｎ及び第２上アームスイッチＳＹｐのオン操作切替タイミングとしてもよい。また、上記第１実施形態の図１７のステップＳ３１、Ｓ３３に関して、第２基準タイミングを、第１上アームスイッチＳＸｐ，第２下アームスイッチＳＹｎのオン操作切替タイミングとしてもよい。

・第１，第２中間電圧Ｖｘ，Ｖｙの変化速度を適切な速度とすることは、インバータ１３の負荷電流の位相が進んだ場合に限らない。スナバコンデンサの値を、電流の位相が最大に遅れた場合（例えば、ターンオフスイッチング電流が最大となりスナバコンデンサが最も早く充電される場合）などにインバータ１３から出力される矩形波電圧の電圧変化率（傾き）が適切な電圧変化率になる値に設計しておく。こうした構成において、設計時よりも電流の位相遅れが少ない場合や、さらに遅れが減少して電流の位相が進んだ場合にサブスイッチのオン操作時間を長く制御するようにする。これにより、電流の位相遅れ領域から電流の位相進み領域までの全領域で電圧変化率を好適に制御することができる。

・上記各実施形態において、各スイッチＳＸｐ〜ＳＹｎに並列接続されるコンデンサとしては、各スイッチＳＸｐ〜ＳＹｎの端子間（具体的には、コレクタ及びエミッタ間）の寄生容量（寄生コンデンサ）や、各スイッチに逆並列に接続されたダイオードＤＸｐ〜ＤＹｎの端子間（具体的には、アノード及びカソード間）の寄生容量であってもよい。

・インバータの出力電圧が印加されるコイルとしては、非接触給電システムを構成する送電側コイルに限らない。例えば、高周波誘導加熱装置を構成するコイルや、電磁調理器を構成するコイルであってもよい。この場合であっても、コイルに流れる電流の位相が進む現象が生じるなら、リカバリ損失を低減できる本発明の適用が有効である。

１３ｂ…サブリアクトル、１５ａ…送電側コイル、１８ａ〜１８ｄ…第１〜第４スナバコンデンサ、ＳＸｐ，ＳＸｎ…第１上，下アームスイッチ、ＳＹｐ，ＳＹｎ…第２上，下アームスイッチ、ＤＸｐ，ＤＸｎ…第１上，下アームダイオード、ＤＹｐ，ＤＹｎ…第２上，下アームダイオード、Ｓｓ１，Ｓｓ２…第１，第２サブスイッチ。

Claims (5)

1. 直流電源（１２）に並列接続された第１上アームスイッチ（ＳＸｐ）及び第１下アームスイッチ（ＳＸｎ）の直列接続体と、
   前記直流電源に並列接続された第２上アームスイッチ（ＳＹｐ）及び第２下アームスイッチ（ＳＹｎ）の直列接続体と、
   前記第１上アームスイッチ、前記第１下アームスイッチ、前記第２上アームスイッチ、及び前記第２下アームスイッチのそれぞれに逆並列に接続されたダイオード（ＤＸｐ，ＤＸｎ，ＤＹｐ，ＤＹｎ）と、
   前記第１上アームスイッチ、前記第１下アームスイッチ、前記第２上アームスイッチ、及び前記第２下アームスイッチのそれぞれに並列接続されたコンデンサ（１８ａ〜１８ｄ）と、
   前記第１上アームスイッチと前記第１下アームスイッチとを直列接続する第１電気経路に第１端が接続され、前記第２上アームスイッチと前記第２下アームスイッチとを直列接続する第２電気経路に第２端が接続されたメインコイル（１５ａ）と、
   サブリアクトル（１３ｂ；１３ｃ）と、
   第１サブスイッチ（Ｓｓ１；Ｓｓα）及び第２サブスイッチ（Ｓｓ２；Ｓｓβ）とを備え、
   前記第１サブスイッチ、前記サブリアクトル及び前記第２サブスイッチは、直列接続され、
   前記第１電気経路と前記第２電気経路とは、前記第１サブスイッチ、前記サブリアクトル及び前記第２サブスイッチの直列接続体によって接続され、
   前記第１上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチの組と、前記第１下アームスイッチ及び前記第２上アームスイッチの組とを交互にオン操作するメイン操作手段と、
   前記第１上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチの組がオン操作される期間の途中から、前記第１下アームスイッチ及び前記第２上アームスイッチの組が次回オン操作される期間の途中までの期間において前記第１サブスイッチ及び前記第２サブスイッチをオン操作する第１操作処理と、前記第１下アームスイッチ及び前記第２上アームスイッチの組がオン操作される期間の途中から、前記第１上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチの組が次回オン操作される期間の途中までの期間において前記第１サブスイッチ及び前記第２サブスイッチをオン操作する第２操作処理とを行うサブ操作手段と、
   前記第１上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチがオフ操作に切り替えられる第１基準タイミングから前記第１サブスイッチ及び前記第２サブスイッチのオン時間の最大値よりも長い時間遡ったタイミングであって、前記第１上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチの組がオン操作される期間における第１の電流検出タイミングで、前記第１上アームスイッチ又は前記第２下アームスイッチに逆並列に接続された前記ダイオードに流れる順方向電流を第１電流値として検出し、検出した前記第１電流値の絶対値が大きいほど、前記第１操作処理による前記第１サブスイッチ及び前記第２サブスイッチの第１オン操作切替タイミングを前記第１基準タイミングに対して早める第１設定手段と、
   前記第１下アームスイッチ及び前記第２上アームスイッチがオフ操作に切り替えられる第２基準タイミングから前記第１サブスイッチ及び前記第２サブスイッチのオン操作時間の最大値よりも長い時間遡ったタイミングであって、前記第１下アームスイッチ及び前記第２上アームスイッチの組がオン操作される期間における第２の電流検出タイミングで、前記第１下アームスイッチ又は前記第２上アームスイッチに逆並列に接続された前記ダイオードに流れる順方向電流を第２電流値として検出し、検出した前記第２電流値の絶対値が大きいほど、前記第２操作処理による前記第１サブスイッチ及び前記第２サブスイッチの第２オン操作切替タイミングを前記第２基準タイミングに対して早める第２設定手段とを備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 直流電源（１２）に並列接続された第１上アームスイッチ（ＳＸｐ）及び第１下アームスイッチ（ＳＸｎ）の直列接続体と、
   前記直流電源に並列接続された第２上アームスイッチ（ＳＹｐ）及び第２下アームスイッチ（ＳＹｎ）の直列接続体と、
   前記第１上アームスイッチ、前記第１下アームスイッチ、前記第２上アームスイッチ、及び前記第２下アームスイッチのそれぞれに逆並列に接続されたダイオード（ＤＸｐ，ＤＸｎ，ＤＹｐ，ＤＹｎ）と、
   前記第１上アームスイッチ、前記第１下アームスイッチ、前記第２上アームスイッチ、及び前記第２下アームスイッチのそれぞれに並列接続されたコンデンサ（１８ａ〜１８ｄ）と、
   前記第１上アームスイッチと前記第１下アームスイッチとを直列接続する第１電気経路に第１端が接続され、前記第２上アームスイッチと前記第２下アームスイッチとを直列接続する第２電気経路に第２端が接続されたメインコイル（１５ａ）と、
   第１サブリアクトル（１３ｄ）及び第２サブリアクトル（１３ｅ）と、
   互いに直列接続された第１サブスイッチ（Ｓｓａ）及び第２サブスイッチ（Ｓｓｂ）と、
   互いに直列接続された第３サブスイッチ（Ｓｓｃ）及び第４サブスイッチ（Ｓｓｄ）とを備え、
   前記第１サブスイッチ及び前記第２サブスイッチの直列接続体は、前記第１上アームスイッチ及び前記第１下アームスイッチの直列接続体に並列接続され、
   前記第３サブスイッチ及び前記第４サブスイッチの直列接続体は、前記第２上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチの直列接続体に並列接続され、
   前記第１サブスイッチ及び前記第２サブスイッチの直列接続体の両端のうち前記第２サブスイッチ側には、前記直流電源の正極側が接続され、
   前記第３サブスイッチ及び前記第４サブスイッチの直列接続体の両端のうち前記第４サブスイッチ側には、前記直流電源の正極側が接続され、
   前記第１サブスイッチと前記第２サブスイッチとを直列接続する電気経路には、前記第１サブリアクトルを介して前記第１電気経路が接続され、
   前記第３サブスイッチと前記第４サブスイッチとを直列接続する電気経路には、前記第２サブリアクトルを介して前記第２電気経路が接続され、
   前記第１上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチの組と、前記第１下アームスイッチ及び前記第２上アームスイッチの組とを交互にオン操作するメイン操作手段と、
   前記第１上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチの組がオン操作される期間の途中から、前記第１下アームスイッチ及び前記第２上アームスイッチの組が次回オン操作される期間の途中までの期間において前記第１サブスイッチ及び前記第３サブスイッチをオン操作する第１操作処理と、前記第１下アームスイッチ及び前記第２上アームスイッチの組がオン操作される期間の途中から、前記第１上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチの組が次回オン操作される期間の途中までの期間において前記第２サブスイッチ及び前記第４サブスイッチをオン操作する第２操作処理とを行うサブ操作手段と、
   前記第１上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチがオフ操作に切り替えられる第１基準タイミングから前記第１サブスイッチ及び前記第３サブスイッチのオン時間の最大値よりも長い時間遡ったタイミングであって、前記第１上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチの組がオン操作される期間における第１の電流検出タイミングで、前記第１上アームスイッチ又は前記第２下アームスイッチに逆並列に接続された前記ダイオードに流れる順方向電流を第１電流値として検出し、検出した前記第１電流値の絶対値が大きいほど、前記第１操作処理による前記第１サブスイッチ及び前記第３サブスイッチの第１オン操作切替タイミングを前記第１基準タイミングに対して早める第１設定手段と、
   前記第１下アームスイッチ及び前記第２上アームスイッチがオフ操作に切り替えられる第２基準タイミングから前記第２サブスイッチ及び前記第４サブスイッチのオン操作時間の最大値よりも長い時間遡ったタイミングであって、前記第１下アームスイッチ及び前記第２上アームスイッチの組がオン操作される期間における第２の電流検出タイミングで、前記第１下アームスイッチ又は前記第２上アームスイッチに逆並列に接続された前記ダイオードに流れる順方向電流を第２電流値として検出し、検出した前記第２電流値の絶対値が大きいほど、前記第２操作処理による前記第２サブスイッチ及び前記第４サブスイッチの第２オン操作切替タイミングを前記第２基準タイミングに対して早める第２設定手段とを備えることを特徴とする電力変換装置。
3. 前記第１設定手段は、前記直流電源の端子間電圧が高いほど、前記第１基準タイミングに対して前記第１オン操作切替タイミングを早め、
   前記第２設定手段は、前記直流電源の端子間電圧が高いほど、前記第２基準タイミングに対して前記第２オン操作切替タイミングを早める請求項１又は２記載の電力変換装置。
4. 前記メインコイルとともに共振回路を構成する共振コンデンサ（１５ｂ，１５ｃ；１５ｄ）を備え、
   前記第１上アームスイッチ及び前記第２下アームスイッチの組と、前記第１下アームスイッチ及び前記第２上アームスイッチの組とのそれぞれのスイッチング周期は、前記メインコイルに流れる電流の基本波の周期と同一に設定されている請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 請求項４に記載の電力変換装置を備える非接触給電システムにおいて、
   前記メインコイルとしての送電側コイルとの間で非接触で電力授受を行う受電側コイル（２０ａ）と、
   前記受電側コイルとともに共振回路を構成する受電側共振コンデンサ（２０ｂ，２０ｃ；２０ｄ）とを備えることを特徴とする非接触給電システム。

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