KR100540799B1 - 직류-직류 변환 장치 - Google Patents

직류-직류 변환 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 전력 변환 장치에 관한 것이며, 특히 고효율의 직류-직류 변환 장치에 관한 것이다.
본 발명은, 직류-직류 변환 장치가, 입력단자로부터 입력되는 직류 전원을 스위칭시켜 교류로 변환하되, 상호 배타적으로 교번 스위칭되며, 서로 직렬 연결된 한 쌍의 반도체 스위치와, 상기 입력단자에 일측 단자들이 각각 연결되어 상기 반도체 스위치에 의해 충방전 제어되는 한 쌍의 커패시터와, 상기 한 쌍의 커패시터의 타측 단자들에 각각의 1차측 일단자가 연결되고, 1차측 타단자는 공통으로 상기 반도체 스위치의 직렬 연결된 공통 단자에 연결되는 한 쌍의 변압기와, 상기 한 쌍의 변압기의 2차측에 연결된 교류-직류 변환부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
직류-직류 변환 장치, 소프트 스위칭, 전압 스트레스 제한 설계

Description

직류-직류 변환 장치{DC-DC CONVERTER}
도 1은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치의 구성을 도시한 도면.
도 2는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치의 동작을 설명하기 위한 위한 등가 회로 도면.
도 3은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치 동작의 일 상태를 설명하기 위한 도면.
도 4는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치 동작의 다른 상태를 설명하기 위한 도면.
도 5는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치 동작의 또 다른 상태를 설명하기 위한 도면.
도 6은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치 동작의 또 다른 상태를 설명하기 위한 도면.
도 7은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치 동작의 또 다른 상태를 설명하기 위한 도면.
도 8은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치 동작의 또 다른 상태를 설명하기 위한 도면.
도 9은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치 동작의 각 상태별 이상적인 동작파형을 나타내는 도면.
도 10은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치의 시비율에 따른 입출력 전압비를 나타내는 그래프 도면
도 11은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치를 펄스폭 변조 제어 방식을 이용한 회로로 구성한 예.
도 12는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치를 배전압 방식으로 적용한 회로로 구성한 예.
도 13은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치를 동기 정류 방식으로 적용한 회로로 구성한 예.
도 14는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치를 배전류 방식으로 적용한 회로로 구성한 예.
도 15는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치를 배전류 동기 방식으로 적용한 회로로 구성한 예.
도 16은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치를 플라이백 정류 방식으로 적용한 회로로 구성한 예.
도 17은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치를 플라이백 동기 정류 방식으로 적용한 회로로 구성한 예.
본 발명은 전력 변환 장치에 관한 것이며, 특히 고효율의 직류-직류 변환 장치에 관한 것이다.
최근의 전력 변환 장치는 관련 응용분야의 시스템이 다양해지고 복잡해짐에 따라 소형 경량 및 박형화되고 있는 추세이다. 특히 PDP(Plasma Panel Display)의 경우 전원장치의 높이 및 효율이 전체 시스템에 미치는 영향이 매우 크다.
복합 공진형 회로 방식의 전력 변환 장치는 종래 고주파 변환 장치의 단점인 노이즈를 줄이고 효율을 향상시키기 위해 메인 스위치가 온 또는 오프되는 짧은 구간 동안 일어나는 공진 전압에 의해 반도체 스위치를 소프트 스위칭시키고 있다.
이 소프트 스위칭 하프 브리지 컨버터 방식(SMZ(Soft-switched Multi-resonant Zero-current) Half Bridge Converter)은 고효율이면서 저노이즈이고 메인 스위칭 소자의 전압 스트레스가 입력 전압으로 제한되기 때문에 온(ON) 저항이 낮은 저전압 반도체 스위치의 사용이 가능하여 효율이 개선되는 등의 장점이 있다.
그러나 이 전력변환장치는 전술한 응용분야에서 요구되는 것에 비하여 변압기의 크기가 크고 권선이 복잡하다는 문제점이 있다. 또한 변압기에서 편여자 현상이 발생하기 쉬워 고주파화에 부적합하며 이에 따라 스위칭 손실이 발생하는 문제점이 있다.
본 발명은 이 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로, 고효율이면서도 박형인 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 양상에 따른 직류-직류 변환 장치는 종래 단일로 제공되던 변압기 대신에 한 쌍의 변압기를 이용하여 균등하게 전력을 변환하여 낮은 손실을 달성하며, 또한 전체적인 높이를 낮추어 박형화하였다.
또한 두 개의 스위치는 이들 변압기의 누설 인덕턴스를 이용하여 소프트 스위칭함으로써 전력 변환 효율을 높였다. 또한 하프 브리지 방식으로 각각의 스위치들의 전압 스트레스를 입력 직류 전압으로 제한함에 의해 낮은 정격 전압의 스위치를 사용할 수 있으므로 온 저항을 줄여 스위칭 손실을 최소화할 수 있다.
본 발명의 추가적인 양상에 따라 메인 스위치의 스위칭 제어는 출력 전압을 피드백하여 펄스폭 변조 제어기를 통해 제어할 수 있다.
본 발명의 또다른 양상에 따른 직류-직류 변환 장치는 한 쌍의 변압 대신에 1차 권선을 이중으로 하고, 단일의 2차 권선을 채택하며, 2차측에는 배전류 방식의 정류부와 필터부를 포함하여 구성된다. 이에 의해 변압기를 단일로 함으로써 제조 가격을 저감시킬 수 있는 장점이 있다. 또한 두 개의 스위치는 이들 변압기의 누설 인덕턴스를 이용하여 소프트 스위칭함으로써 전력 변환 효율을 높였다.
전술한 그리고 추가적인 본 발명의 양상들은 후술하는 바람직한 실시예들을 통해 더욱 명확해질 것이다. 이하에서는 첨부된 도면을 참조하여 기술되는 실시예들을 통해 본 발명을 당업자가 용이하게 이해하고 재현할 수 있을 정도로 상세히 설명하기로 한다.
도 1은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다. 도시된 바와 같이 본 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치는 입력단자들(110, 130)로부터 입력되는 직류 전원을 스위칭시켜 교류로 변환하되 상호 배타적으로 교번 스위칭되며 서로 직렬 연결된 한 쌍의 반도체 스위치(Q1, Q2)(330, 310)와, 상기 입력단자(110, 130)에 일측 단자들이 각각 연결되어 이들 반도체 스위치(Q1, Q2)(330, 310)에 의해 충방전 제어되는 한 쌍의 커패시터(C1, C2)(370, 350)와, 상기 한 쌍의 커패시터(C1, C2)(370, 350)의 타측 단자들에 각각의 1차측 일단자가 연결되고 1차측 타단자는 공통으로 상기 반도체 스위치(Q1, Q2)(330, 310)의 직렬 연결된 공통 단자에 연결되는 한 쌍의 변압기(430, 410)와, 상기 한 쌍의 변압기(430, 410)의 2차측에 연결된 교류-직류 변환부(20)를 포함하여 구성된다.
일 실시예에 있어서, 교류-직류 변환부(20)는 배전압 방식의 정류부(510, 530)와 필터부(550, 570)를 포함하여 구성된다. 출력 전압은 부하 저항
Figure 112004007599222-pat00001
(700)에 걸리는 전압
Figure 112004007599222-pat00002
(800)이다.
미설명된 도면부호 10은 입력 전압
Figure 112004007599222-pat00003
이며, 200은 입력 전원을 정전압으로 유지해 주는 커패시터
Figure 112004007599222-pat00004
이다.
Figure 112004007599222-pat00005
는 변압기의 내부 누설 인덕턴스이다.
본 발명의 특징적인 일 양상에 따라 상기 한쌍의 변압기(430, 410)는 그 누설 인덕턴스에 의해 상기 반도체 스위치(Q1, Q2)(330, 310) 중의 하나를 소프트 스 위칭한다. 본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 상호 배타적으로 교번 스위칭되는 반도체 스위치(Q1)(330)(반도체 스위치(Q2)(310))의 전압
Figure 112004007599222-pat00006
(
Figure 112004007599222-pat00007
)는 (0->
Figure 112004007599222-pat00008
(
Figure 112004007599222-pat00009
)->
Figure 112004007599222-pat00010
->
Figure 112004007599222-pat00011
(
Figure 112004007599222-pat00012
)->0)으로 변화 하면서 공진에 의한 영전압 스위칭을 하게 된다. 구체적인 설명은 후술하기로 한다.
여기서, 상기
Figure 112004007599222-pat00013
은 제 1 캐패시터
Figure 112004007599222-pat00014
(370)에 걸리는 전압이며, 상기
Figure 112004007599222-pat00015
는 제 2 캐패시터
Figure 112004007599222-pat00016
(350)에 걸리는 전압이다.
본 발명의 실시예에 따르면, 제 1 반도체 스위치(Q1)(330)가 온(ON) 상태에서 오프(OFF) 상태가 되면, 제 1 캐패시터
Figure 112004007599222-pat00017
(370)은 충전하고 있던 전류를 흘려보내 반도체 스위치(Q1)(330)의 기생 캐패시터
Figure 112004007599222-pat00018
을 통해
Figure 112004007599222-pat00019
을
Figure 112004007599222-pat00020
로 충전 시킨다.
또한, 제 2 반도체 스위치(Q2)(310)가 온(ON) 상태에서 오프(OFF) 상태가 되면, 제 2 캐패시터
Figure 112004007599222-pat00021
(310)은 충전하고 있던 전류를 흘려보내 반도체 스위치(Q2)(310)의 기생 캐패시터
Figure 112004007599222-pat00022
을 통해
Figure 112004007599222-pat00023
을
Figure 112004007599222-pat00024
로 충전 시킨다.
즉, 제 1 캐패시터
Figure 112004007599222-pat00025
(370)과 제 2 캐패시터
Figure 112004007599222-pat00026
(310)은 일정한 직류전압이 걸리게 되므로 변압기(410)과 변압기(430)에서 사용된 자성체 코어가 포화되지 못하게 하며, 변압기의 전압 중에서 직류성분을 차단시켜주기 위한 디커플링(decoupling) 동작을 수행하므로, 제 1 반도체 스위치(Q1)(330)와 제 2 반도체 스위치(Q2)(310)의 전압 스트레스를 입력전압
Figure 112004007599222-pat00027
를 넘지 못하도록 한다.
도 2는 상기 도 1의 회로 해석을 위한 등가 회로이다.
이하 상기 도1을 참조하여 설명하기로 한다.
상기 도 2는 상기 도 1의 회로가 일정한 스위칭 주파수
Figure 112004007599222-pat00028
에서 일정한 데드타임을 갖는 스위칭 신호에 의해 제 1 반도체 스위치(Q1)(330)(주 스위치)와 제 2 반도체 스위치(Q2)(310)(보조 스위치)가 제어된다고 가정했을 때에 나타낸 등가회로이다. 이때, 두 개의 스위치는 서로 동시에 도통되지 않도록 번갈아 가면서 스위칭을 해야 한다.
상기 도 2에서 제 1 반도체 스위치(Q1)(330)과 제 2 반도체 스위치(Q2)(310)에 병렬로 존재하는 기생 캐패시터를
Figure 112004007599222-pat00029
및
Figure 112004007599222-pat00030
로 가정하였고, 변압기(430, 410)에는 자화 인덕턴스
Figure 112004007599222-pat00031
,
Figure 112004007599222-pat00032
와 내부 누설 인덕턴스
Figure 112004007599222-pat00033
를 고려하였다. 정상상태에서, 제 1 캐패시터
Figure 112004007599222-pat00034
(370)과 제 2 캐패시터
Figure 112004007599222-pat00035
(310)가 충분히 크다고 가정하면 정전압원으로 가정할 수 있으며, 변압기 2차측에 존재하는
Figure 112004007599222-pat00036
가 충분히 크다고 가정하여 교류-직류 변환부(20)의 필터
Figure 112004007599222-pat00037
(550)와 부하 저항
Figure 112004007599222-pat00038
(700)을 정전류원으로 등가하였다. 제 1 반도체 스위치(Q1)(330)과 제 2 반도체 스위치(Q2)(310)는 모두 이상적이라고 가정하였다.
상기 도 1의 회로를 등가화 하여 정상상태에서 동작하는 경우, 제 1 반도체 스위치(Q1)(330), 제 2 반도체 스위치(Q2)(310)와 다이오드
Figure 112004007599222-pat00039
(530), 다이오드
Figure 112004007599222-pat00040
(510)의 동작상태에 따라 본 발명의 실시예에 따른 회로는 T0 단계에서 T6 단계까지 7단계로 나누어서 동작 설명이 가능하다.
도 3 내지 도 8은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치 동작의 각 상태를 설명하기 위한 도면이고, 도 9는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치 동작의 각 상태별 이상적인 동작파형을 나타내는 도면이다. 이하 상기 도면들을 참조하여 설명하기로 한다.
상기 도 3에서, 제 1 반도체 스위치(Q1)(330)가 시각 T0에서 제어 신호에 의해 온(ON)되면, 제 1 변압기(430) 1차측에 걸리는 전압
Figure 112004007599222-pat00041
과 제 1 변압기(410) 1차측에 걸리는 전압
Figure 112004007599222-pat00042
는 각각
Figure 112004007599222-pat00043
으로 제한되고, 권선비에 의하여 변압기 2차측 전압
Figure 112004007599222-pat00044
,
Figure 112004007599222-pat00045
에는 정전압이 유기된다. 또한, 다이오드
Figure 112004007599222-pat00046
(530)은 온(ON)이 되면서 전류가 흐르게 되고, 이때 다이오드
Figure 112004007599222-pat00047
(510)는 역 바이어스가 걸리게 되므로 오프(OFF)가 된다.
상기 도 4에서, 제 1 반도체 스위치(Q1)(330)가 오프(OFF)되면, 내부 커패시턴스
Figure 112004007599222-pat00048
을 통하여 제 1 캐패시터
Figure 112004007599222-pat00049
(370)로부터 전류가 흘러
Figure 112004007599222-pat00050
은
Figure 112004007599222-pat00051
으로 충전하게 되고 변압기의 1차측 전압
Figure 112004007599222-pat00052
은
Figure 112004007599222-pat00053
에서 서서히 감소하여 0으로 되고, 2차측 전압 또한 권선비에 의하여 0으로 감소한다. 다이오드
Figure 112004007599222-pat00054
(530)은 아직 온(ON) 상태가 된다. 제 2 반도체 스위치(Q2)는 입력전압
Figure 112004007599222-pat00055
에서
Figure 112004007599222-pat00056
까지 방전을 하게 된다.
상기 도 5에서, 변압기(430, 410)의 누설 인덕턴스
Figure 112004007599222-pat00057
와
Figure 112004007599222-pat00058
,
Figure 112004007599222-pat00059
가 공진을 하면서
Figure 112004007599222-pat00060
은 입력전압
Figure 112004007599222-pat00061
와 같아지게 되고
Figure 112004007599222-pat00062
는 0이 된다.
상기 도 6에서, 제어신호에 의해 제 2 반도체 스위치(Q2)(310)가 온(ON)이 되면
Figure 112004007599222-pat00063
,
Figure 112004007599222-pat00064
는
Figure 112004007599222-pat00065
의 전압과 같아지게 되고 권선비에 의해 2차측 전압
Figure 112004007599222-pat00066
,
Figure 112004007599222-pat00067
는
Figure 112004007599222-pat00068
으로 유도되어 다이오드
Figure 112004007599222-pat00069
(510)가 온(ON)이 되며, 이때 다이오드
Figure 112004007599222-pat00070
(530)은 역바이어스가 되면서 차단된다.
상기 도 7에서, 제 2 반도체 스위치(Q2)(310)가 오프(OFF)되면 내부 커패시턴스
Figure 112004007599222-pat00071
를 통하여 제 2 캐패시터
Figure 112004007599222-pat00072
(310)로부터 전류가 흘러
Figure 112004007599222-pat00073
은
Figure 112004007599222-pat00074
까지 충전하게 되고 변압기의 1차측 전압
Figure 112004007599222-pat00075
은
Figure 112004007599222-pat00076
에서 서서히 감소하여 0으로 되고, 2차측 전압 또한 권선비에 의하여 0으로 감소한다. 다이오드
Figure 112004007599222-pat00077
(510)은 아직 온(ON) 상태가 된다.
상기 도 8에서, 변압기 누설 인덕턴스
Figure 112004007599222-pat00078
와 와
Figure 112004007599222-pat00079
,
Figure 112004007599222-pat00080
가 공진을 하면서
Figure 112004007599222-pat00081
은 0으로 감소하고
Figure 112004007599222-pat00082
는 입력전압
Figure 112004007599222-pat00083
가 된다. 이때 스위치의 전압은 공진에 의해 영전압 스위칭이 가능하며 따라서 스위칭 손실을 저감시킬 수가 있다. 출력 전류는 한 주기 동안 다이오드
Figure 112004007599222-pat00084
,
Figure 112004007599222-pat00085
에 흐르는 전류의 평균이 된다.
전술한 각 상태별 동작을, 제 1 반도체 스위치(Q1)(330)의 전압
Figure 112004007599222-pat00086
과 제 2 반도체 스위치(Q2)(310)의 전압
Figure 112004007599222-pat00087
변화되는 관점에서 보면 하기와 같다.
즉, T0 상태(제 1 반도체 스위치(Q1)(330)이 온(ON), 제 2 반도체 스위치(Q2)(310)이 오프(OFF))에서는
Figure 112004007599222-pat00088
은 0을 유지하고,
Figure 112004007599222-pat00089
는
Figure 112004007599222-pat00090
를 유지한다.
T1 상태(제 1 반도체 스위치(Q1)(330)이 오프(OFF), 제 2 반도체 스위치(Q2)(310)이 오프(OFF))에서는
Figure 112004007599222-pat00091
은
Figure 112004007599222-pat00092
으로 충전되고,
Figure 112004007599222-pat00093
는
Figure 112004007599222-pat00094
까지 감소한다.
T2 상태(제 1 반도체 스위치(Q1)(330)이 오프(OFF), 제 2 반도체 스위치(Q2)(310)이 오프(OFF))에서는 공진이 일어나게 되며,
Figure 112004007599222-pat00095
은
Figure 112004007599222-pat00096
로 충전되고,
Figure 112004007599222-pat00097
는 0으로 된다.
T3 상태(제 1 반도체 스위치(Q1)(330)이 오프(OFF), 제 2 반도체 스위치(Q2)(310)이 온(ON))에서는,
Figure 112004007599222-pat00098
은
Figure 112004007599222-pat00099
를 유지하고,
Figure 112004007599222-pat00100
는 0을 유지한다.
T4 상태(제 1 반도체 스위치(Q1)(330)이 오프(OFF), 제 2 반도체 스위치(Q2)(310)이 오프(OFF))에서는,
Figure 112004007599222-pat00101
은
Figure 112004007599222-pat00102
까지 감소하고,
Figure 112004007599222-pat00103
는
Figure 112004007599222-pat00104
로 충전한다.
T5 상태(제 1 반도체 스위치(Q1)(330)이 오프(OFF), 제 2 반도체 스위치(Q2)(310)이 오프(OFF))에서는 공진이 일어나게 되며,
Figure 112004007599222-pat00105
은 0이 되며
Figure 112004007599222-pat00106
는
Figure 112004007599222-pat00107
가 된다.
정리하면,
Figure 112004007599222-pat00108
은 제 1 반도체 스위치(Q1)(330)이 온(ON)에서 오프(OFF)가 되면, 0에서
Figure 112004007599222-pat00109
으로 충전되었다가, 공진에 의해
Figure 112004007599222-pat00110
가 되고, 제 2 반도체 스위치(Q2)(310)이 온(ON)에서 오프(OFF)가 되면,
Figure 112004007599222-pat00111
에서
Figure 112004007599222-pat00112
까지 감소했다가 공진에 의해 0이 된다.
또한,
Figure 112004007599222-pat00113
은 제 2 반도체 스위치(Q2)(310)이 온(ON)에서 오프(OFF)가 되면, 0에서
Figure 112004007599222-pat00114
으로 충전되었다가, 공진에 의해
Figure 112004007599222-pat00115
가 되고, 제 2 반도체 스위치(Q2)(310)이 온(ON)에서 오프(OFF)가 되면,
Figure 112004007599222-pat00116
에서
Figure 112004007599222-pat00117
까지 감소했다가 공진에 의해 0이 된다.
따라서, 본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 상호 배타적으로 교번 스위칭되는 반도체 스위치(Q1)(330)(반도체 스위치(Q2)(310))의 전압
Figure 112004007599222-pat00118
(
Figure 112004007599222-pat00119
)는 (0->
Figure 112004007599222-pat00120
(
Figure 112004007599222-pat00121
)->
Figure 112004007599222-pat00122
->
Figure 112004007599222-pat00123
(
Figure 112004007599222-pat00124
)->0)으로 변화 하면서 공진에 의한 영전압 스위칭을 하게 된다. 즉, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 소프트 스위칭을 하게 된다.
또한, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 소프트 스위칭에 의하면,
Figure 112004007599222-pat00125
및
Figure 112004007599222-pat00126
은 (0->
Figure 112004007599222-pat00127
(
Figure 112004007599222-pat00128
)->
Figure 112004007599222-pat00129
->
Figure 112004007599222-pat00130
(
Figure 112004007599222-pat00131
)->0)로 변화하면서 최대
Figure 112004007599222-pat00132
를 넘지 않는다.
이때, 제 1 반도체 스위치(Q1)(330)가 온(ON) 상태에서 오프(OFF) 상태가 되면, 제 1 캐패시터
Figure 112004007599222-pat00133
(370)은 충전하고 있던 전류를 흘려보내 반도체 스위치(Q1)(330)의 기생 캐패시터
Figure 112004007599222-pat00134
을 통해
Figure 112004007599222-pat00135
을
Figure 112004007599222-pat00136
로 충전 시키고, 제 2 반도체 스위치(Q2)(310)가 온(ON) 상태에서 오프(OFF) 상태가 되면, 제 2 캐패시터
Figure 112004007599222-pat00137
(310)은 충전하고 있던 전류를 흘려보내 반도체 스위치(Q2)(310)의 기생 캐패시터
Figure 112004007599222-pat00138
을 통해
Figure 112004007599222-pat00139
을
Figure 112004007599222-pat00140
로 충전 시킨다.
즉, 제 1 캐패시터
Figure 112004007599222-pat00141
(370)과 제 2 캐패시터
Figure 112004007599222-pat00142
(310)은 일정한 직류전압이 걸리게 되므로 변압기(410)과 변압기(430)에서 사용된 자성체 코어가 포화되지 못하게 하며, 변압기의 전압 중에서 직류성분을 차단시켜주기 위한 디커플링(decoupling) 동작을 수행하므로, 제 1 반도체 스위치(Q1)(330)와 제 2 반도체 스위치(Q2)(310)의 전압 스트레스를 입력전압
Figure 112004007599222-pat00143
를 넘지 못하도록 하는 역할을 수행한다.
한편, 전술한 동작 설명에 의하면 직류-직류 변환기는 제 1 반도체 스위치(Q1)(330)(주 스위치)의 시비율에 의해서 출력전압이 제어된다는 것을 알 수 있으며, 시비율에 의한 출력 전압을 구하기 위해서 상기 도 9의 동작파형에서 존재하는 데드타임이 전체 주기에 비해 무시할 수 있을 정도로 작다면, 변압기에서의 전압과 시간의 관계는 하기 <수학식 1>과 같다.
Figure 112004007599222-pat00144
상기 도 2의 등가회로 로부터 제 1 캐패시터
Figure 112004007599222-pat00145
(370)와 제 2 캐패시터
Figure 112004007599222-pat00146
(350)의 전압은 입력 전압
Figure 112004007599222-pat00147
와 같아지므로, 하기 <수학식 2>로 나타낼 수가 있다.
Figure 112004007599222-pat00148
본 발명의 직류-직류 변환 장치가 정상상태에서 동작하는 경우 상기 <수학식 1>과 <수학힉 2>로부터 각 캐패시터에 걸리는 전압은 하기 <수학식 3>으로 나타낼 수가 있다.
Figure 112004007599222-pat00149
또한, 반도체 스위치(Q1, Q2)(330, 310)에 걸리는 최대 전압 스트레스는 하기 <수학식 4>로 나타낼 수가 있다.
Figure 112004007599222-pat00150
상술한 수학식들로부터 정상상태에서 직류-직류 변환기의 출력 전압은 하기 <수학식 5>로 나타낼 수가 있다.
Figure 112004007599222-pat00151
도 10은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치의 시비율에 따른 입출력 전압비를 나타내는 그래프 도면이다.
상기 도 10에서는 상기 <수학식 5>를 이용하여 시비율에 따라 입출력 전압비 M을 그래프로 보여주고 있는데, N은 1이라고 가정하였다. 상기 도 9로부터 시비율에 의한 출력전압은 권선비 N이 일정한 상태에서 시비율 D가 0.5에서 최대가 되며, 이때 입출력 전압비 M도 마찬가지로 최대 0.5를 나타내고 있다.
즉, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치는 시비율 D를 최대 0.5 이하로 제한하는 것이 바람직하며, 반면 보조 스위치의 시비율은 최소 0.5를 갖게 되는 것이 바람직하다.
상기 도 10에서와 같은 입출력 전압비 특징은 비대칭 하프 브릿지 형태의 회로 방식에서 일반적으로 볼 수 있으며, 두 개의 권선비
Figure 112004007599222-pat00152
,
Figure 112004007599222-pat00153
에 의해 입출력 특성을 변화 시킬 수 있다는 특징으로 가지고 있다.
또한, 상기 <수학식 4>로부터 스위치의 전압 스트레스가 입력전압
Figure 112004007599222-pat00154
로 제한되므로, 낮은 정격전압의 반도체 스위치를 사용할 수 있다는 것을 알 수 있다. 반도체 스위치의 전압정격이 낮을 수록 특성상 온 저항이 작기 때문에 저전압의 반도체 스위치를 사용하면 스위칭 손실을 줄일 수가 있다. 또한 스위치에서는 변압기의 누설 인덕턴스를 이용한 소프트 스위칭으로 전력변환 효율을 높일 수가 있다. 그리고 제안한 컨버터는 두 개의 변압기를 사용하여 균등하게 전력변환을 하므로 낮은 손실을 이룰 수가 있다.
도 11은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치를 펄스폭 변조 제어 방식을 이용한 회로로 구성한 예이다.
펄스폭변조 제어부의 제어 신호를 주 스위치의 입력으로 하고 있으며 보조 스위치에는 반전된 제어신호를 입력으로 한다.
도 12는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치를 배전압 방식을 적용한 회로로 구성한 예이다.
상기 도 1의 기본 회로 구성으로부터 반도체 스위치 Q1과 반도체 스위치 Q2는 서로 번갈아 가면서 일정한 스위칭 주파수와 일정한 시비율로 제어된다고 가정하면, 한 주기 내에서 스위치의 동작 상태에 따라 각 변압기는 전력변환을 하여 2차측으로 전력을 전달한다. 1차측은 변압기는 두 개와, 캐패시터 C1, C2 및 반도체 스위치 Q1, Q2로 구성되고, 2차측은 배전압 정류방식을 이용하여 다이오드와 LC 필터로 구성된다.
도 13은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치를 동기 정류기를 적용한 회로로 구성한 예이다.
정류기의 손실을 저감시키기 위해서 2차 측의 정류회로를 기존의 다이오드 정류방식 대신에 FET로 Q3와 Q4를 사용하여 2차측을 동기 정류기로 구성하였다. 스위치는 별도의 구동회로를 사용하지 않고 변압기의 권선을 이용하여 스위치를 구동하는 자기구동 방식을 이용하였기 때문에 제어회로를 간단히 할 수가 있다.
본 발명의 실시예에 따르면, 두 개의 변압기를 사용하여 전력을 균등하게 변환하기 때문에 낮은 손실을 이룰 수가 있을 뿐 아니라 변압기의 크기를 줄여서 사용할 수 있는 특징이 있다. 또한 변압기의 누설 인덕턴스를 이용한 소프트 스위칭 방식을 이용하기 때문에 고효율을 달설할 수 있고 스위치의 최대 전압이 입력전압으로 제한을 받기 때문에 낮은 정격전압의 반도체 스위치를 사용하여 스위칭 손실 을 줄일 수 있는 장점을 가지고 있다.
도 14는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치를 배전류 방식을 적용한 회로로 구성한 예이다.
상기 도 14에서는 변압기를 한 개를 사용하고 권선을 추가하여 구성하고 2차측의 정류 방식은 배전류 정류 방식을 적용하였다. 배전류 정류 방식은 도시되어 있는 바와 같이 두 개의 다이오드와 두 개의 인덕터 그리고 캐패시터로 구성된다.
상기 도 14의 동작을 설명하면 하기와 같다. 즉, 전술한 직류-직류 변환 장치의 동작과 같이, 입력전압
Figure 112004007599222-pat00155
이 전원 장치에 인가되고, 스위치 Q1, Q2는 서로 번갈아 가면서 일정한 스위칭 주파수와 일정한 시비율로 제어된다고 가정하면, 각 스위치의 동작에 따라 변압기는 전력변환을 하여 2차 측으로 전력을 전달한다.
이때, 2차측의 배전류 정류 방식은 L1과 L2에 의해 출력전류는 배가 된다는 장점이 있기 때문에 고출력 전류에 적합하고 두 개의 인덕터를 하나의 변압기에 구성이 가능하기 때문에 회로가 간단해 지는 장점이 있다.
하지만 다이오드에서 발생하는 손실은 다이오드의 순방향 전압과 전류의 곱에 비례하기 때문에 전류가 클수록 손실은 선형적으로 증가하게 된다. 다이오드는 일정한 순방향을 가지므로 다이오드에 발생하는 손실전력은 전류와 순방향 전압 강하의 곱으로 표현되지만 FET의 경우는 도통 시에는 온 저항에 따른 손실로 저항과 전류의 제곱의 관계에 의한 손실관계를 가지고 있으므로 상황에 따라 다이오드보다 손실 저항을 줄일 수도 있다.
도 15는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치를 배전류 동기 방식을 적용한 회로로 구성한 예이다.
상기 도 14와 달리 다이오드 대신에 FET로 대체하는 것을 동기 정류 방식이라고 하는데 이 방식을 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치에 적용하였다. 배전류 동기 정류기에서 사용된 스위치는 별도의 구동회로를 사용하지 않고, 변압기의 권선을 이용하여 스위치를 구동하는 자기구동 방식을 이용하기 때문에 제어회로를 간단히 할 수 있는 장점이 있다.
본 발명의 실시예에 따르면, 한 개의 변압기를 사용하고 권선을 추가하기 때문에 제품의 제조 가격을 저감시킬 수 있는 특징이 있다. 또한 변압기의 누설 인덕턴스를 이용한 소프트 스위칭 방식을 사용하기 때문에 고효율을 달성할 수 있고 스위치의 최대 전압이 입력전압으로 제한을 받기 때문에 낮은 정격전압의 반도체 스위치를 사용하여 스위칭 손실을 줄일 수 있는 장점을 가진다.
도 16은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치를 플라이백 정류 방식으로 적용한 회로로 구성한 예이다.
상기 도 16에서는 플라이백 정류 방식을 적용한 실시예를 나타내고 있는데 스위치 Q1, Q2는 서로 번갈아 가면서 일정한 스위칭 주파수와 일정한 시비율로 제어된다고 가정하면, 한 주기 내에서 스위치의 동작 상태에 따라 각 변압기는 전력변환을 하여 2차측으로 전력을 전달한다.
변압기는 2개를 사용하였으며 변압기를 중심으로 1차 측은 커패시터 C1, C2, 반도체 스위치 Q1, Q2로 구성되며, 2차측은 플라이백 정류방식으로 다이오드 두 개 와 출력 커패시터로 구성되어 매우 간단하게 회로를 구성할 수가 있다.
도 17은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 변환 장치를 플라이백 동기 정류 방식으로 적용한 회로로 구성한 예이다.
상기 도 17에서는 2차 측에 플라이백 동기 정류기를 적용한 실시예를 나타내고 있는데 변압기를 중심으로 하여 2차측 구성은 정류기의 손실을 저감시키기 위해서 2차 측의 정류회로를 기존의 다이오드 정류 방식 대신에 FET로 Q3, Q4를 사용하여 동기 정류기를 구성하였고 스위치는 별도의 구동회로를 사용하지 않고 변압기의 권선을 이용하여 스위치를 구동하는 자기 구동 방식을 이용하였기 때문에 제어회로를 간단히 할 수가 있다.
본 발명의 실시예에 따르면 두 개의 변압기를 사용하여 전력을 균등하게 변환하기 때문에 낮은 손실을 이룰 수가 있을 뿐만 아니라 변압기의 크기를 줄여서 사용할 수 있는 장점이 있다. 또한 변압기의 누설 인덕턴스를 이용한 소프트 스위칭 방식을 이용하기 때문에 고효율을 달성할 수 있고 스위치의 최대 전압이 입력전압으로 제한을 받기 때문에 낮은 정격전압의 반도체 스위치를 사용하여 스위칭 손실을 줄일 수 있는 장점이 있다.
전술한 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따르면, 직류-직류 변환 장치는 종래 단일로 제공되던 변압기 대신에 한 쌍의 변압기를 이용하여 균등하게 전력을 변환하여 낮은 손실을 달성하며, 또한 전체적인 높이를 낮추어 박형화가 가능하다.
또한, 두 개의 스위치는 이들 변압기의 누설 인덕턴스를 이용하여 소프트 스 위칭함으로써 전력 변환 효율을 높일 수가 있다.
또한, 하프 브리지 방식으로 각각의 스위치들의 전압 스트레스를 입력 직류 전압으로 제한함에 의해 낮은 정격 전압의 스위치를 사용할 수 있으므로 온 저항을 줄여 스위칭 손실을 최소화할 수 있다.
또한, 본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 제 1 캐패시터
Figure 112004007599222-pat00156
와 제 2 캐패시터
Figure 112004007599222-pat00157
는 일정한 직류전압이 걸리게 되므로 변압기(410)과 변압기(430)에서 사용된 자성체 코어가 포화되지 못하게 하며, 변압기의 전압 중에서 직류성분을 차단시켜주기 위한 디커플링(decoupling) 동작을 수행하므로, 제 1 반도체 스위치(Q1)(330)와 제 2 반도체 스위치(Q2)(310)의 전압 스트레스를 입력전압
Figure 112004007599222-pat00158
를 넘지 못하도록 하는 특징이 있다.

Claims (9)

  1. 입력단자로부터 입력되는 직류 전원을 스위칭시켜 교류로 변환하되, 상호 배타적으로 교번 스위칭되며, 서로 직렬 연결된 한 쌍의 반도체 스위치와;
    상기 입력단자에 일측 단자들이 각각 연결되어 상기 반도체 스위치에 의해 충방전 제어되는 한 쌍의 커패시터와;
    상기 한 쌍의 커패시터의 타측 단자들에 각각의 1차측 일단자가 연결되고, 1차측 타단자는 공통으로 상기 반도체 스위치의 직렬 연결된 공통 단자에 연결되는 한 쌍의 변압기와;
    상기 한 쌍의 변압기의 2차측에 연결된 교류-직류 변환부;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 직류-직류 변환 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 한 쌍의 변압기가 : 그 누설 인덕턴스에 의해 상기 반도체 스위치 중의 하나를 소프트 스위칭 하는 것을 특징으로 하는 직류-직류 변환 장치.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 장치가 :
    출력 전압을 피드백하여 상기 한 쌍의 반도체 스위치의 배타적인 교번 스위칭을 제어하는 한 쌍의 스위칭 제어신호를 출력하는 펄스폭변조(PWM) 제어기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 직류-직류 변환 장치.
  4. 제 1, 2, 3 항 중의 어느 한 항에 있어서, 상기 교류-직류 변환부는 배전압 방식의 정류부와 필터부를 포함하여 구성된 것을 특징으로 하는 직류-직류 변환 장치.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 배전압 방식의 정류부가 변압기의 출력을 한 쌍의 반도체 스위치에 의해 스위칭하여 정류하는 동기 정류기로 구성된 것을 특징으로 하는 직류-직류 변환 장치.
  6. 입력단자로부터 입력되는 직류 전원을 스위칭시켜 교류로 변환하되, 상호 배타적으로 교번 스위칭되며, 서로 직렬 연결된 한 쌍의 반도체 스위치와;
    상기 입력단자에 일측 단자들이 각각 연결되어 상기 반도체 스위치에 의해 충방전 제어되는 한 쌍의 커패시터와;
    상기 한 쌍의 커패시터의 타측 단자들에 1차측 제 1 권선 및 제 2 권선의 일단자들이 각각 연결되고, 1차측 제 1 권선 및 제 2 권선의 타단자는 공통으로 상기 반도체 스위치의 직렬 연결된 공통 단자에 연결되며, 2차측은 단일의 권선으로 된 변압기와;
    상기 변압기의 2차측 권선에 연결된 교류-직류 변환부;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 직류-직류 변환 장치.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 한 쌍의 변압기가 : 그 누설 인덕턴스에 의해 상기 반도체 스위치 중의 하나를 소프트 스위칭하는 것을 특징으로 하는 직류-직류 변환 장치.
  8. 제 7 항에 있어서, 상기 교류-직류 변환부는 배전류 방식의 정류부와 필터부를 포함하여 구성된 것을 특징으로 하는 직류-직류 변환 장치.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 배전류 방식의 정류부가 변압기의 출력을 한 쌍의 반도체 스위치에 의해 스위칭하여 정류하는 동기 정류기로 구성된 것을 특징으로 하는 직류-직류 변환 장치.
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