WO2018155080A1 - 電源装置および電源ユニット - Google Patents

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WO2018155080A1
WO2018155080A1 PCT/JP2018/002616 JP2018002616W WO2018155080A1 WO 2018155080 A1 WO2018155080 A1 WO 2018155080A1 JP 2018002616 W JP2018002616 W JP 2018002616W WO 2018155080 A1 WO2018155080 A1 WO 2018155080A1
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power supply
transformer
capacitor
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PCT/JP2018/002616
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竹史 塩見
柴田　晃秀
岩田　浩
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シャープ株式会社
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a power supply device and a power supply unit including the power supply device.
  • An insulated DC / DC converter is widely used as a power supply device that outputs a DC voltage.
  • a power supply device having a plurality of outputs a power supply device in which one switching circuit is provided on the primary side of the transformer and a plurality of rectifier circuits is provided on the secondary side of the transformer is known. By providing a plurality of rectifier circuits corresponding to one switching circuit, a power supply device having a plurality of outputs can be reduced in size and cost.
  • Patent Document 1 describes a power supply apparatus that synchronizes a sub output with a main output and supplies a stable output to a load with a simple configuration (see FIG. 38).
  • switching element Qy is connected to secondary winding Sy of converter TRx.
  • the pulse output of the secondary winding Sy is supplied to the load after being smoothed by the switching element Qy.
  • the comparator CMP2 is provided as a PWM (Pulse Width Modulation) control circuit, and detects the triangular wave signal obtained by integrating the pulse output of the secondary winding Sx by the integration circuit IG1 and the output voltage from the secondary winding Sy.
  • the result detected by the circuit DT2 is compared, and the conduction angle of the switching element Qy is controlled according to the result.
  • the power supply device shown in FIG. 38 the current due to the electromotive force generated in the secondary winding Sy of the transformer TRx flows to the load after passing through two elements (the rectifier diode Dz and the switching element Qy). For this reason, the power supply device described in FIG. 38 has a problem that conduction loss is large.
  • the above-mentioned problem is, for example, a transformer having a primary winding and a plurality of secondary windings, a switching circuit connected to the primary winding, and a plurality of secondary windings connected to each of the plurality of secondary windings.
  • a rectifier circuit, and at least one of the rectifier circuits can be solved by a power supply device that performs a power regeneration operation for transmitting power to the switching circuit or another rectifier circuit.
  • the above power supply device power is transmitted from the rectifier circuit with low output power to the switching circuit and other rectifier circuits by the power regeneration operation of the rectifier circuit with low output power. As a result, it is possible to prevent an excessive increase in output voltage in the rectifier circuit with a small output power. Therefore, it is possible to provide a power supply device that can stably output a plurality of voltages.
  • FIG. 2 is a current path diagram during a period T11 of the power supply device illustrated in FIG. 1.
  • FIG. 2 is a current path diagram in the first half of a period T12 of the power supply device shown in FIG.
  • FIG. 2 is a current path diagram in the second half of a period T12 of the power supply device shown in FIG.
  • FIG. 2 is a current path diagram in the first half of a period T13 of the power supply device shown in FIG.
  • FIG. 3 is a current path diagram in the second half of a period T13 of the power supply device shown in FIG.
  • FIG. 2 is a current path diagram during a period T141 of the power supply device illustrated in FIG. 1.
  • FIG. 2 is a current path diagram at the start of a period T142 of the power supply device shown in FIG.
  • FIG. 2 is a current path diagram in the first half of a period T143 of the power supply device shown in FIG.
  • FIG. 4 is a current path diagram in the second half of a period T143 of the power supply device shown in FIG.
  • FIG. 2 is a current path diagram during a period T15 of the power supply device illustrated in FIG. 1.
  • 1 is a circuit diagram of a power supply device according to a first embodiment. It is a circuit diagram of the primary side circuit of the power supply device concerning the modification of a 1st embodiment.
  • FIG. 17 is a current path diagram during a period T11 of the power supply device illustrated in FIG. 16.
  • FIG. 17 is a current path diagram in the first half of a period T12 of the power supply device illustrated in FIG.
  • FIG. 17 is a current path diagram in the latter half of period T13 of the power supply device illustrated in FIG. 16.
  • FIG. 17 is a current path diagram in a period T141 of the power supply device illustrated in FIG.
  • FIG. 17 is a current path diagram at the start of a period T142 of the power supply device illustrated in FIG. FIG.
  • FIG. 17 is a current path diagram in the first half of a period T143 of the power supply device illustrated in FIG.
  • FIG. 17 is a current path diagram in the latter half of period T143 of the power supply device shown in FIG. 16.
  • It is a circuit diagram of the power supply device which concerns on 2nd Embodiment.
  • It is a circuit diagram of the power supply device which concerns on a 3rd reference example.
  • It is a timing chart of the power supply device shown in FIG.
  • FIG. 28 is a current path diagram in the first half of a period T21 of the power supply device illustrated in FIG. 27.
  • FIG. 28 is a current path diagram during a period T231 of the power supply device illustrated in FIG. 27.
  • FIG. 28 is a current path diagram during a period T232 of the power supply device illustrated in FIG.
  • FIG. 28 is a current path diagram during a period T24 of the power supply device illustrated in FIG. 27.
  • FIG. 28 is a current path diagram during a period T25 of the power supply device illustrated in FIG. 27.
  • FIG. 28 is a current path diagram in the first half of a period T26 of the power supply device illustrated in FIG. 27.
  • FIG. 28 is a current path diagram in the latter half of period T26 of the power supply device shown in FIG. 27.
  • It is a circuit diagram of the power supply device which concerns on 3rd Embodiment.
  • It is a block diagram of the power supply unit which concerns on 4th Embodiment.
  • It is a circuit diagram of the conventional power supply device.
  • the power supply device includes a transformer having a primary winding and a plurality of secondary windings, a switching circuit connected to the primary winding, and a plurality of secondary windings connected to each of the plurality of secondary windings. And a rectifier circuit.
  • at least one of the rectifier circuits performs a power regeneration operation for transmitting power to the switching circuit or another rectifier circuit.
  • at least one of the rectifier circuits includes a rectifying element that rectifies the power transmitted from the primary side of the transformer and a capacitor that stores the rectified power, and discharges the capacitor to the secondary winding of the transformer. Discharge operation to conduct current.
  • one switching circuit corresponds to a plurality of outputs. For this reason, when the output power includes a large output power and a low output power among the plurality of outputs, the output voltage corresponding to the small output power may rise more than necessary. Hereinafter, this phenomenon is referred to as “excessive increase in output voltage”.
  • the main causes of excessive output voltage rise are the following two points.
  • the first cause is that when the rectifier circuit includes a coil, the winding ratio of the transformer is set so that the voltage across the secondary winding is higher than the rated output voltage.
  • a secondary winding, a coil, and a rectifying element as voltage sources function as a step-down circuit.
  • the step-down circuit is driven by the switching operation of the switching circuit, and the step-down ratio of the step-down circuit is determined by the duty ratio of the switching operation.
  • the winding ratio of the transformer is set so that the voltage across the secondary winding is higher than the output voltage of the power supply device in consideration of the step-down ratio of the step-down circuit.
  • the step-down circuit does not operate as planned, and the output voltage may rise to a level determined by the winding ratio of the transformer.
  • the second cause is that when the switching circuit performs a switching operation, ringing occurs due to the inductance component and parasitic capacitance component of the transformer and coil. Due to the generated ringing, a high voltage is applied to both ends of the primary winding of the transformer for a short time. For this reason, a voltage that greatly exceeds the rated output voltage is also generated for a short time at both ends of the secondary winding of the transformer, and current flows into a capacitor provided between the output terminals of the power supply device. When the output power is small, the charge is intermittently accumulated in the capacitor, so that the output voltage is excessively increased.
  • power is transmitted from a rectifier circuit with low output power to a switching circuit or another rectifier circuit by a rectifier circuit with low output power performing a power regeneration operation.
  • the rectifier circuit with a small output power performs a discharging operation in which a capacitor is discharged and a current is passed through the secondary winding of the transformer.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a power supply device according to a first reference example.
  • the power supply device 1 shown in FIG. 1 includes N-channel MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors): Q1 to Q6, a transformer TR1, coils L1 and L2, and a capacitor C1. It is a DC / DC converter.
  • MOSFETs Q1 to Q6 incorporate parasitic diodes PD1 to PD6, respectively, and have parasitic capacitances PC1 to PC6. If the electrostatic capacitances of the parasitic capacitors PC1 to PC6 are insufficient, capacitors may be externally connected in parallel to the parasitic capacitors PC1 to PC6.
  • the power supply device 1 has a primary side circuit 10 on the primary side of the transformer TR1 and a secondary side circuit 20 on the secondary side of the transformer TR1.
  • the primary circuit 10 has a first input terminal 11 as a negative input terminal and a second input terminal 12 as a positive input terminal.
  • the secondary circuit 20 has a first output terminal 21 as a negative output terminal and a second output terminal 22 as a positive output terminal.
  • a DC power source PS is connected between the first and second input terminals 11 and 12, and a load RL 1 is connected between the first and second output terminals 21 and 22.
  • Vin the voltage supplied from the DC power supply PS
  • MOSFET Q1 to Q6 have a source electrode (first conducting electrode), a drain electrode (second conducting electrode), and a gate electrode (control electrode), and are turned on (conducting) and turned off according to the gate potential. It is a switching element that can be switched to a state (non-conducting state).
  • the primary side circuit 10 includes MOSFETs Q1 to Q4 and a coil L1.
  • the secondary side circuit 20 includes MOSFETs Q5 and Q6, a coil L2, and a capacitor C1.
  • the source electrode of MOSFET: Q2 is connected to the first input terminal 11
  • the drain electrode of MOSFET: Q2 is connected to the source electrode of MOSFET: Q1
  • the drain electrode of MOSFET: Q1 is the second input terminal. 12 is connected.
  • two MOSFETs Q2 and Q1 connected in series are provided between the first and second input terminals 11 and 12.
  • MOSFETs Q4 and Q3 connected in series are provided between the first and second input terminals 11 and 12, respectively.
  • the node to which the middle points of the MOSFETs Q1 and Q2 are connected is referred to as Na
  • the node to which the middle points of the MOSFETs Q3 and Q4 are connected is referred to as Nb
  • the potentials of the nodes Na and Nb are referred to as Va and Vb, respectively.
  • the nodes Na and Nb are connected to the coil L1 and the primary winding of the transformer TR1.
  • a capacitor C1 is connected between the first and second output terminals 21 and 22.
  • MOSFET The source electrodes of Q5 and Q6 are both connected to the first output terminal 21.
  • MOSFET The drain electrode of Q5 is connected to one end (the upper end in the drawing) of the secondary winding of the transformer TR1.
  • MOSFET The drain electrode of Q6 is connected to the other end of the secondary winding of the transformer TR1.
  • a center tap CT is provided in the secondary winding of the transformer TR1, and the center tap CT is connected to the second output terminal 22 via a coil L2.
  • the primary side circuit 10 is a switching circuit connected to the primary winding of the transformer TR1.
  • This switching circuit is a full bridge circuit.
  • the secondary side circuit 20 is a rectifier circuit connected to the secondary winding of the transformer TR1.
  • This rectifier circuit is a center tap type full-wave rectifier circuit.
  • one end (right end in the drawing) of the capacitor C1 is connected to one end of the secondary winding of the transformer TR1 through the MOSFET Q5, and the secondary of the transformer TR1 through the MOSFET Q6. Connected to the other end of the winding.
  • the other end of the capacitor C1 is connected to the center tap CT via the coil L2.
  • MOSFETs Q5 and Q6 are both rectifying elements that rectify the power transmitted from the primary side of the transformer TR1, and the capacitor C1 stores the rectified power.
  • the coils L1 and L2 for example, those having an inductance of 10 to 100 ⁇ H are used.
  • the capacitor C1 for example, a capacitor having a capacitance of 20 to 1000 ⁇ F is used.
  • the inductances of the coils L1 and L2 and the capacitance of the capacitor C1 may be values outside the above ranges. Further, instead of the coil L1, the leakage flux of the transformer TR1 may be used.
  • the power supply device 1 is provided with a capacitor between the first and second input terminals 11 and 12 in order to quickly supply a current to the full bridge circuit. Capacitors are omitted.
  • circuits for driving the gate electrodes of MOSFETs Q1 to Q6 are also omitted.
  • the primary circuit 10 generates alternating current (for example, 100 kHz alternating current) using a full bridge circuit based on the direct current supplied from the direct current power supply PS, and supplies the generated alternating current to the primary winding of the transformer TR1.
  • the transformer TR1 transforms the alternating current supplied to the primary winding and outputs it from the secondary winding.
  • the secondary side circuit 20 rectifies the transformed AC output from the secondary winding of the transformer TR1 and charges the capacitor C1. In this way, the power supply device 1 converts the voltage supplied from the DC power supply PS to the load RL1 after converting the voltage level.
  • the relationship between the level of the DC voltage supplied to the first and second input terminals 11 and 12 and the level of the DC voltage output from the first and second output terminals 21 and 22 is mainly the winding of the transformer TR1. Determined by the ratio.
  • the output voltage of the power factor correction circuit for example, a voltage of 400 V
  • the output voltage can be 19V.
  • FIG. 2 is a timing chart of the power supply device 1 when the output power is relatively small.
  • FIG. 2 shows MOSFETs Q1 to Q6 gate potential, MOSFET Q1 source-drain voltage VQ1SD, MOSFET Q2 source-drain voltage VQ2SD, potential difference between nodes Na and Nb (Va-Vb), transformer A change in the current I1 flowing through the primary winding of TR1, the current I2a flowing through the MOSFET: Q5, and the current I2b flowing through the MOSFET: Q6 is described.
  • MOSFETs Q1 to Q6 are turned on when the gate potential is at a high level (denoted as H in the drawing), and are turned off when the gate potential is at a low level (denoted as L in the drawing).
  • One cycle of the operation of the power supply device 1 is divided into eight periods T11 to T18.
  • FIG. 3 shows a part of the timing chart shown in FIG. 2 in detail.
  • the entire period T14 and a part of the periods T13 and T15 are illustrated in an enlarged manner.
  • FIG. 3 shows changes in the current I2 flowing through the coil L2 instead of changes in the gate potentials of the MOSFETs Q3 and Q4, the voltage VQ1SD, and the potential difference (Va ⁇ Vb).
  • the current I2 is equal to the current flowing through the capacitor C1.
  • the positive directions of the currents I1, I2a, I2b, and I2 are as described in FIG.
  • FIG. 4 is a current path diagram in the period T11.
  • the MOSFETs Q1, Q4, and Q6 are on, and the MOSFETs Q2, Q3, and Q5 are off.
  • the current flows through the second input terminal 12, the MOSFET: Q 1, the coil L 1, the primary winding of the transformer TR 1, the MOSFET: Q 4, and the path P 11 that sequentially passes through the first input terminal 11.
  • the current I1 increases with time, and electric power is stored in the coil L1.
  • a voltage is induced in the secondary winding of the transformer TR1.
  • the current flows through a path P21 that sequentially passes through the center tap CT, the coil L2, the capacitor C1, the MOSFET Q6, and the other end of the secondary winding of the transformer TR1. At this time, the capacitor C1 is charged. In the period T11, power is transmitted from the primary side circuit 10 to the secondary side circuit 20.
  • MOSFET Q4 is turned off.
  • the MOSFETs Q1 and Q6 are on, and the MOSFETs Q2 to Q5 are off. Since the MOSFET Q4 has the parasitic capacitance PC4, when the MOSFET Q4 is turned off, the source-drain voltage of the MOSFET Q4 hardly increases. Therefore, the OFF operation of the MOSFET Q4 corresponds to zero volt switching.
  • FIG. 5 is a current path diagram in the first half of the period T12.
  • the current flows through the second input terminal 12, MOSFET: Q 1, coil L 1, primary winding of the transformer TR 1, parasitic capacitance PC 4, path P 12 passing through the first input terminal 11 in order, and transformer TR 1.
  • MOSFET: Q 1 coil L 1
  • primary winding of the transformer TR 1 parasitic capacitance PC 4
  • path P 12 passing through the first input terminal 11 in order
  • transformer TR 1 Flows through a path P13 via the parasitic capacitance PC3 after the primary winding. At this time, the parasitic capacitance PC3 is discharged and the parasitic capacitance PC4 is charged.
  • the potential of the node Nb increases, the potential difference (Va ⁇ Vb) between the nodes Na and Nb decreases, and the current I1 decreases.
  • the current continues to flow through the path P21.
  • the parasitic capacitance PC5 is discharged.
  • the current also flows through the center tap CT, the coil L2, the capacitor C1, the parasitic capacitance PC5, and the path P22 that sequentially passes through one end of the secondary winding of the transformer TR1.
  • FIG. 6 is a current path diagram in the second half of the period T12.
  • the potential difference (Va ⁇ Vb) between the nodes Na and Nb is almost zero.
  • the current flows back through a path P14 that sequentially passes through the MOSFET Q1, the coil L1, the primary winding of the transformer TR1, and the parasitic diode PD3.
  • the current I1 is substantially constant.
  • the current continues to flow through the path P21, and the path P23 passes through the center tap CT, the coil L2, the capacitor C1, the parasitic diode PD5, and one end of the secondary winding of the transformer TR1 in order. Flowing.
  • the currents I2a and I2b are both reduced by the action of the voltage across the capacitor C1.
  • the MOSFET Q3 is turned on, and during the period T13, the MOSFET Q5 is turned on.
  • the period until the MOSFET Q5 is turned on is referred to as the first half of the period T13, and the subsequent period is referred to as the second half of the period T13.
  • the MOSFETs Q1, Q3, and Q6 are on, and the MOSFETs Q2 and Q4 are off.
  • MOSFET: Q5 is off in the first half of period T13 and on in the second half of period T13.
  • MOSFET: Q3 is turned on while a forward current flows through the parasitic diode PD3. Therefore, the ON operation of the MOSFET: Q3 corresponds to zero volt switching.
  • FIG. 7 is a current path diagram in the first half of the period T13.
  • the current flows back through a path P15 that sequentially passes through the MOSFET: Q1, the coil L1, the primary winding of the transformer TR1, and the MOSFET: Q3.
  • the current I1 is substantially constant.
  • the current continues to flow through the paths P21 and P23. Both the currents I2a and I2b continue to decrease due to the action of the voltage across the capacitor C1.
  • FIG. 8 is a current path diagram in the second half of the period T13.
  • the current continues to flow through the path P15.
  • the current I1 is substantially constant.
  • the current I2a becomes negative (the direction of the current I2a is reversed) after the MOSFET Q5 is turned on for a while.
  • the current flows through the path P21 and the path P24 passing through one end of the secondary winding of the transformer TR1, the MOSFET Q5, the capacitor C1, the coil L2, and the center tap CT in this order.
  • the current I2 which is the sum of the currents I2a and I2b, is positive in the first half of the period T13 and negative in the second half of the period T13.
  • the capacitor C1 is charged in the first half of the period T13, and the capacitor C1 is discharged in the second half of the period T13.
  • the current I2b also becomes negative (the direction of the current I2b is reversed).
  • the MOSFET Q1 is turned off, and during the period T14 the MOSFET Q6 is turned off.
  • the MOSFETs Q3 and Q5 are on, and the MOSFETs Q1, Q2, and Q4 are off.
  • MOSFET: Q6 is in an on state until halfway and then in an off state. Since the MOSFET Q1 has a parasitic capacitance PC1, the source-drain voltage of the MOSFET Q1 hardly rises when the MOSFET Q1 is turned off. Therefore, the off operation of the MOSFET Q1 corresponds to zero volt switching.
  • the period T14 is divided into a period T141 until the MOSFET: Q6 starts to turn off, a period T142 until the current flowing through the MOSFET: Q6 becomes zero, and a subsequent period T143. .
  • FIG. 9 is a current path diagram in the period T141.
  • the current flows through the first input terminal 11, the parasitic capacitance PC 2, the coil L 1, the primary winding of the transformer TR 1, the MOSFET Q 3, and the path P 16 passing through the second input terminal 12 in order, and the MOSFET: After Q3, it flows through the path P17 via the parasitic capacitance PC1.
  • the parasitic capacitance PC1 is charged and the parasitic capacitance PC2 is discharged. For this reason, the potential of node Na (and voltage VQ2SD) decreases.
  • current flows toward the second input terminal 12, which is a positive input terminal. In order to flow this current, the electric power stored in the coil L1 is used.
  • the current I1 decreases rapidly and eventually becomes zero.
  • the current flows through the path P24 and the path P25 passing through the other end of the secondary winding of the transformer TR2, the MOSFET Q6, the capacitor C1, the coil L2, and the center tap CT in order. Flowing.
  • the current I1 decreases, whereby the current I2a increases and the current I2b decreases.
  • the current I2 continues to decrease.
  • the output power of the power supply device 1 is relatively large (that is, when the load RL1 is heavy), the current I1 in the period T13 is large, and the power stored in the coil L1 is also large. Therefore, in the period T14, the voltage VQ2SD becomes 0 before the current I1 becomes 0. Therefore, the off operation of the MOSFET Q2 corresponds to zero volt switching.
  • the output power is relatively small, the voltage VQ2SD has not yet reached 0 when the current I1 becomes 0. For this reason, unless special measures are taken, the off operation of the MOSFET Q2 does not correspond to zero volt switching.
  • the MOSFET: Q6 is turned off at the start of the period T142 in order to set the off operation of the MOSFET: Q2 to zero volt switching.
  • FIG. 10 is a current path diagram at the start of the period T142 (the moment when the MOSFET Q6 is turned off). At this time, no current flows in the primary circuit 10. In the secondary side circuit 20, the current flows through the path P24 and the path P26 that sequentially passes through the other end of the secondary winding of the transformer TR1, the parasitic capacitance PC6, the capacitor C1, the coil L2, and the center tap CT. Flowing. At this time, the parasitic capacitance PC6 is charged. In the period T142, as the charging of the parasitic capacitor PC6 proceeds, the current I2b increases and approaches 0, while the current I2a decreases.
  • the current flowing through the secondary winding of the transformer TR1 substantially flows from the other end of the secondary winding to one end (in the drawing, from the lower end to the upper end).
  • a voltage is induced in the primary winding of the transformer TR1, and the current I1 increases again.
  • FIG. 11 is a current path diagram in the first half of the period T143.
  • the current flows again through the same path (the above paths P16 and P17) as in the period T141. For this reason, charging of the parasitic capacitance PC1 and discharging of the parasitic capacitance PC2 are resumed. Therefore, the potential of node Na (and voltage VQ2SD) decreases again.
  • the current flows through the path P24.
  • FIG. 12 is a current path diagram in the second half of the period T143.
  • the current flows through a path P ⁇ b> 18 that sequentially passes through the first input terminal 11, the parasitic diode PD ⁇ b> 2, the coil L ⁇ b> 1, the primary winding of the transformer TR ⁇ b> 1, the MOSFET Q ⁇ b> 3, and the second input terminal 12.
  • the current continues to flow through the path P24.
  • the capacitor C1 is discharged. Further, in the secondary circuit 20, the discharge current of the capacitor C1 substantially flows from the other end of the secondary winding of the transformer TR1 to one end, thereby inducing a voltage in the primary winding of the transformer TR1. For this reason, in the primary side circuit 10, the current I1 flows in a direction in which the source-drain voltage of the MOSFET Q2 is reduced to zero.
  • MOSFET: Q2 is turned on.
  • the voltage VQ2SD is almost 0, and a forward current flows through the parasitic diode PD2. Therefore, the ON operation of the MOSFET Q2 corresponds to zero volt switching.
  • the MOSFET Q6 is not turned off in the middle of the period T14 (that is, when a current does not substantially flow from the other end of the secondary winding of the transformer TR1 to one end)
  • the voltage VQ2SD and the current I1 are respectively FIG. 3 changes as indicated by alternate long and short dash lines W1 and W2. The off operation of MOSFET Q2 in this state does not correspond to zero volt switching.
  • FIG. 13 is a current path diagram in the period T15.
  • the MOSFETs Q2, Q3, and Q5 are on, and the MOSFETs Q1, Q4, and Q6 are off.
  • the current flows through the second input terminal 12, the MOSFET Q ⁇ b> 3, the primary winding of the transformer TR ⁇ b> 1, the coil L ⁇ b> 1, the MOSFET Q ⁇ b> 2, and the path P ⁇ b> 19 that sequentially passes through the first input terminal 11.
  • a voltage is induced in the secondary winding of the transformer TR1.
  • the current flows through the center tap CT, the coil L2, the capacitor C1, the MOSFET Q5, and a path P27 that sequentially passes through one end of the secondary winding of the transformer TR1.
  • the capacitor C1 is charged.
  • the period T15 as compared with the period T11, the direction of the current flowing through the primary winding of the transformer TR1 is reversed, and the direction of the current flowing through the secondary winding of the transformer TR1 is also reversed.
  • the power supply device 1 operates symmetrically with the periods T11 to T14 in the periods T15 to T18. Specifically, the operations of the MOSFETs Q1 to Q6 in the periods T15 to T18 are the same as the operations of the MOSFETs Q3, Q4, Q1, Q2, Q6, and Q5 in the periods T11 to T14, respectively. Changes in the currents I2a and I2b in the periods T15 to T18 are the same as changes in the currents I2b and I2a in the periods T11 to T14, respectively. The change in the current I1 in the periods T15 to T18 is opposite to the change in the current I1 in the periods T11 to T14 (the absolute values are the same, and the positive and negative are opposite).
  • the capacitor C1 starts discharging before the MOSFET Q2 is turned on.
  • the current flows from the positive terminal (left terminal in the drawing) of the capacitor C1 toward the negative terminal (right terminal in the drawing) through the coil L2, the center tap CT, and the MOSFET P5. And the coil L2, the center tap CT, and the path P25 via the MOSFET Q6 (see FIG. 9).
  • the MOSFET Q6 is turned off at the start of the period T142, the current I2a flowing through the path P24 decreases and the current I2b flowing through the path P25 becomes 0 (see FIG. 3).
  • the switching loss can be reduced by turning on the MOSFET Q2 after the voltage VQ2SD is lowered.
  • the switching loss can be reduced by turning on the MOSFET Q2 after the voltage VQ2SD is lowered to almost zero.
  • the power supply device 1 transmits the power stored in the capacitor C1 of the secondary side circuit 20 to the primary side circuit 10, reduces the source-drain voltage of the MOSFET: Q2, and then turns on the MOSFET: Q2. To do. Thereby, the switching loss at the time of ON operation of MOSFET: Q2 can be reduced.
  • the power supply device 1 reduces the switching loss when the MOSFETs Q1, Q3, and Q4 are turned on by the same method.
  • MOSFET The stored energy (Eoss) of the output capacitances (Coss) of Q1 and Q2 is E1 and E2, respectively, and the total energy of the current flowing from the other end of the secondary winding of the transformer TR1 to one end is substantially E3.
  • the output capacitance is the sum of the drain-source capacitance Cds and the gate-drain capacitance Cgd.
  • the stored energy E1 and E2 of the output capacity is obtained by integrating the output capacity with the voltage, and represents the energy of the output capacity.
  • the total energy E3 is the voltage across the secondary winding of the transformer TR1 during the period from when the current starts to flow from the other end of the secondary winding of the transformer TR1 to one end until the MOSFET Q2 is turned on. It is obtained by integrating the product of currents.
  • the total energy E3 preferably satisfies the following formula (1). 0.1 ⁇ (E1 + E2) ⁇ E3 ⁇ 10 ⁇ (E1 + E2) (1)
  • the total energy E3 is smaller than the lower limit value of the expression (1), the source-drain voltage of the MOSFET: Q2 cannot be lowered sufficiently.
  • the conduction loss when the current flows through the paths P18 and P24 in the second half of the period T143 (FIG. 12) becomes large. The effect of reducing the loss due to the zero-volt switching is greatly impaired.
  • the DC / DC converter may operate in a mode in which the output voltage is gradually increased (soft start) for circuit protection at the start. Further, the output voltage of the DC / DC converter may be varied within a certain range. In such a case, if the output voltage is extremely low, the electric power stored in the capacitor C1 becomes small. For this reason, the time required for the series of operations is significantly increased, and one cycle of the operation of the power supply device 1 may be increased. Therefore, it is preferable to perform the above series of operations only when, for example, the output voltage is larger than 50% of the rated value.
  • the two types of preferable conditions described above are applied not only to the present reference example but also to each embodiment described later and other reference examples.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of the power supply device according to the first embodiment.
  • a power supply device 4 shown in FIG. 14 is a DC / DC converter including MOSFETs Q1 to Q6, Q21, Q22, a transformer TR4, coils L1, L2, L6, and capacitors C1, C5.
  • the power supply device 4 is configured by adding a secondary circuit 25 to the power supply device 1 according to the first reference example, and includes a plurality of secondary circuits 20 and 25. A rated output voltage and a rated output current can be set for each of the secondary side circuits 20 and 25.
  • the power supply device 4 may include three or more secondary circuits.
  • the secondary side circuit 25 has the same configuration as the secondary side circuit 20.
  • the secondary side circuit 25 includes MOSFETs Q21 and Q22, a capacitor C5, and a coil L6.
  • the secondary side circuit 25 has a first output terminal 26 as a negative output terminal and a second output terminal 27 as a positive input terminal.
  • MOSFETs Q21 and Q22 have parasitic diodes PD21 and PD22, respectively, and have parasitic capacitances PC21 and PC22.
  • a load RL4 is connected between the first and second output terminals 26 and 27.
  • the transformer TR4 has two secondary windings.
  • the secondary side circuits 20 and 25 share the transformer TR4 and are respectively supplied with electric power from the two secondary windings of the transformer TR4.
  • the output power of the secondary circuit 20 is smaller than the output power of the secondary circuit 25
  • the output voltage of the secondary circuit 20 may increase more than necessary (excessive increase in output voltage) unless special measures are taken. For example, when the output power of the secondary circuit 20 is 5 W or less and the output power of the secondary circuit 25 is 100 W, the output voltage of the secondary circuit 20 may rise to nearly twice the rated output voltage. is there.
  • the primary side circuit 10 and the secondary side circuit 20 operate in the same manner as in the first reference example in order to prevent an excessive increase in output voltage. Thereby, electric power is transmitted from the secondary side circuit 20 to the primary side circuit 10 and the secondary side circuit 25, and the output voltage of the secondary side circuit 20 can be reduced to a rated output voltage.
  • a certain secondary side circuit transmits power and performs an operation for reducing the output voltage to an appropriate level (hereinafter referred to as voltage optimization operation), Is transmitted to either the primary side circuit or the other secondary side circuit depending on the circuit configuration or the like.
  • voltage optimization operation when a certain secondary side circuit transmits power and performs an operation for reducing the output voltage to an appropriate level (hereinafter referred to as voltage optimization operation), Is transmitted to either the primary side circuit or the other secondary side circuit depending on the circuit configuration or the like.
  • voltage optimization operation an operation for reducing the output voltage to an appropriate level
  • the coil L6 is connected to the center tap of the secondary winding of the transformer TR4. For this reason, the current flowing through the coil L6 is divided into a current flowing through the MOSFET Q21 and a current flowing through the MOSFET Q22 (hereinafter, the former is referred to as a first current and the latter is referred to as a second current).
  • the effective value of the current flowing in the specific direction through the secondary winding of the transformer TR4 can be obtained without changing the amount of current flowing through the coil L6. Can be changed.
  • This operation is performed by a rectifier circuit that is a power transmission source. An example of the operation is described in, for example, the period T142 shown in FIGS.
  • the electric power is transmitted not only to the secondary side circuit 25 but also to the primary side circuit 10.
  • MOSFETs Q21 and Q22 may always be controlled to be in an off state (first method).
  • first method when the first method is used, in the secondary circuit 25, most of the current flows through the parasitic diodes PD21 and P22. For this reason, the output voltage drops by the forward voltage Vf of the parasitic diode, and loss occurs.
  • the MOSFETs Q21 and Q22 may be controlled to be on only during a period in which current flows from the anode electrode to the cathode electrode of the parasitic diodes PD21 and PD22 (second method). The second method is so-called synchronous rectification.
  • the MOSFETs Q5 and Q6 are turned on, the current flows from the drain electrode to the source electrode of the MOSFETs Q5 and Q6 (from the cathode electrode to the anode electrode of the parasitic diodes PD5 and PD6). Flowing. In the secondary side circuit 20, in order to perform the voltage optimization operation, the current needs to flow as described above. On the other hand, since the secondary side circuit 25 does not need to perform the voltage optimization operation, normal synchronous rectification may be performed. Alternatively, the MOSFETs Q21 and Q22 may be turned on / off at the same timing as the MOSFETs Q5 and Q6 (third method). When the third method is used, power is transmitted from the secondary side circuit 25 to the primary side circuit 10. However, since the output power of the secondary circuit 25 is large, even if power is transmitted from the secondary circuit 25 to the primary circuit 10, the output voltage of the secondary circuit 25 is hardly affected.
  • the voltage optimization operation performed by the secondary side circuit 20 can also be said to be a power regeneration operation in which the secondary side circuit 20 transmits power to the primary side circuit 10 or the secondary side circuit 25. Further, the voltage optimization operation performed by the secondary side circuit 20 can be said to be a discharge operation in which the capacitor C1 is discharged and current is supplied to the secondary winding of the transformer TR4.
  • the secondary side circuit 20 may measure the output power using a sensor (not shown), and may perform the voltage optimization operation when the measured value of the output power is lower than the reference value. Or the secondary side circuit 20 may measure an output voltage using a sensor, and may perform voltage optimization operation, when the measured value of an output voltage exceeds a reference value.
  • the secondary circuits 20 and 25 may perform the operations of the secondary circuits 25 and 20 described above, respectively.
  • the power supply device 4 includes a transformer TR4 having a primary winding and a plurality of (two) secondary windings, and a switching circuit (primary side circuit) connected to the primary winding. 10) and a plurality of rectifier circuits (two secondary side circuits 20, 25) connected to each of the plurality of secondary windings. At least one of the rectifier circuits (secondary circuit 20) performs a power regeneration operation for transmitting power to the switching circuit or another rectifier circuit (secondary circuit 25). In addition, at least one of the rectifier circuits includes a rectifier element (MOSFET: Q5, Q6) that rectifies power transmitted from the primary side of the transformer TR4, and a capacitor C1 that stores the rectified power. A discharging operation is performed in which a current is passed through the secondary winding of the transformer TR4.
  • MOSFET rectifier element
  • the rectifier circuit with a small output power performs a power regeneration operation (a discharge operation in which the capacitor C1 is discharged and a current flows through the secondary winding of the transformer TR4).
  • a power regeneration operation a discharge operation in which the capacitor C1 is discharged and a current flows through the secondary winding of the transformer TR4.
  • power is transmitted to another rectifier circuit.
  • it is possible to prevent an excessive increase in output power in the rectifier circuit with small output power. Therefore, it is possible to provide a power supply device that can stably output a plurality of voltages.
  • At least one of the rectifier circuits includes first and second switching elements (MOSFETs: Q5, Q6) as rectifier elements and a coil L2, and at least one of the secondary windings has a center tap.
  • one end (right end in the drawing) of the capacitor C1 is connected to one end (upper end in the drawing) of the secondary winding via the first switching element (MOSFET: Q5), and the second The other end (lower end in the drawing) of the secondary winding is connected via the switching element (MOSFET: Q6), and the other end (left end in the drawing) of the capacitor C1 is connected to the center tap via the coil L2.
  • At least one of the rectifier circuits is configured so that, as a discharge operation, a path P24 passing through the coil L2, the center tap, one end of the secondary winding, and the first switching element, and the coil L2, the center tap, and the secondary winding After starting the discharge of the capacitor C1 by flowing a current through the other end and the path P25 passing through the second switching element, an operation of turning off the second switching element is performed.
  • the current is passed through the two paths P24 and P25 to start discharging the capacitor C1, and then the second switching element is turned off, so that the secondary winding of the transformer TR4 is turned on.
  • a current can be passed to transmit power from the rectifier circuit to the switching circuit or other rectifier circuit.
  • a rectifier circuit can be configured so that a current flows through a path that passes through only one rectifier (MOSFET: Q5 or Q6) between the transformer TR4 and the capacitor C2, thereby reducing a passage loss. Therefore, it is possible to provide a power supply device that stably outputs a plurality of voltages and has high conversion efficiency.
  • the switching circuit is a full bridge circuit. Therefore, it is possible to provide a power supply device that includes a full bridge circuit as a switching circuit and can stably output a plurality of voltages.
  • FIG. 15 is a circuit diagram of a primary circuit of a power supply device according to a modification of the present embodiment.
  • the primary side circuit 15 shown in FIG. 15 is a full bridge circuit including four IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistor) (Qa to Qd).
  • IGBTs: Qa to Qd are all NPN type IGBTs and have parasitic capacitances PCa to PCd, respectively.
  • Diodes Da to Dd are connected in parallel to the IGBTs: Qa to Qd, respectively.
  • the source electrode and drain electrode of the MOSFET may be replaced with the emitter electrode and collector electrode of the bipolar transistor, respectively.
  • the primary side circuit 15 is obtained by performing the above replacement on the primary side circuit 10 shown in FIG.
  • the IGBTs: Qa to Qd perform the same operations as the MOSFETs: Q1 to Q4 included in the primary circuit 10, respectively.
  • a power supply device having a full bridge circuit configured using an IGBT Even with a power supply device having a full bridge circuit configured using an IGBT, the same effect as a power supply device having a full bridge circuit configured using a MOSFET can be obtained.
  • an NPN IGBT is used here, a PNP IGBT may be used.
  • the MOSFET included in the secondary circuit may be replaced with a circuit in which an IGBT and a diode are connected in parallel.
  • a bipolar transistor, SiC (silicon carbide) -MOSFET, GaN (gallium nitride) -MOSFET, or the like may be used.
  • FIG. 16 is a circuit diagram of a power supply device according to a second reference example.
  • the power supply device 2 shown in FIG. 16 is a DC / DC converter including N-channel MOSFETs: Q1 to Q4, Q7, Q8, a transformer TR2, coils L1, L3, L4, and a capacitor C2.
  • the power supply device 2 has a primary side circuit 10 on the primary side of the transformer TR2 and a secondary side circuit 30 on the secondary side of the transformer TR2.
  • the configuration and operation of the primary side circuit 10 are the same as those in the first reference example.
  • MOSFET Q7 and Q8 are switching elements similar to MOSFETs: Q1 to Q6.
  • the secondary side circuit 30 includes MOSFETs Q7 and Q8, coils L3 and L4, and a capacitor C2.
  • the secondary circuit 30 has a first output terminal 31 as a negative output terminal and a second output terminal 32 as a positive output terminal.
  • a capacitor C ⁇ b> 2 is connected between the first and second output terminals 31 and 32.
  • MOSFET The source electrodes of Q7 and Q8 are both connected to the first output terminal 31.
  • MOSFET The drain electrode of Q7 is connected to one end (upper end in the drawing) of the secondary winding of the transformer TR2 and one end (left end in the drawing) of the coil L3.
  • MOSFET The drain electrode of Q8 is connected to the other end of the secondary winding of the transformer TR2 and one end (the left end in the drawing) of the coil L4. The other ends of the coils L3 and L4 are both connected to the second output terminal 32.
  • the secondary side circuit 30 is a rectifier circuit connected to the secondary winding of the transformer TR2.
  • This rectifier circuit is a current doubler type full-wave rectifier circuit.
  • one end (the left end in the drawing) of the capacitor C2 is connected to one end of the secondary winding of the transformer TR2 via the MOSFET Q7, and the secondary of the transformer TR2 via the MOSFET Q8. Connected to the other end of the winding.
  • the other end of the capacitor C2 is connected to one end of the secondary winding of the transformer TR2 via the coil L3, and is connected to the other end of the secondary winding of the transformer TR2 via the coil L4.
  • MOSFETs Q7 and Q8 are both rectifying elements that rectify the power transmitted from the primary side of the transformer TR2, and the capacitor C2 stores the rectified power.
  • the coils L3 and L4 for example, those having an inductance of 10 to 100 ⁇ H are used.
  • the capacitor C2 for example, a capacitor having a capacitance of 20 to 1000 ⁇ F is used.
  • the inductances of the coils L3 and L4 and the capacitance of the capacitor C2 may be values outside the above ranges.
  • the primary circuit 10 operates in the same manner as in the first reference example.
  • the transformer TR2 transforms the alternating current supplied to the primary winding and outputs it from the secondary winding.
  • the secondary side circuit 30 rectifies the transformed AC output from the secondary winding of the transformer TR2 and charges the capacitor C2. In this way, the power supply device 2 converts the voltage level of the power supplied from the DC power supply PS and supplies it to the load RL2.
  • FIG. 17 is a timing chart of the power supply device 2 when the output power is relatively small.
  • FIG. 17 shows MOSFETs: Q1 to Q4, Q7, Q8 gate potentials, MOSFET: Q1 source-drain voltage VQ1SD, MOSFET: Q2 source-drain voltage VQ2SD, and potential difference (Va ⁇ Vb), changes in the current I1 flowing through the primary winding of the transformer TR1, the current I2L3 flowing through the coil L3, and the current I2L4 flowing through the coil L4 are described.
  • One cycle of the operation of the power supply device 2 is divided into eight periods T11 to T18.
  • FIG. 18 shows a part of the timing chart shown in FIG. 17 in detail.
  • the entire period T14 and a part of the periods T13 and T15 are illustrated in an enlarged manner.
  • FIG. 18 shows changes in currents I2 and I2T in place of changes in the gate potentials of MOSFETs Q3 and Q4, voltage VQ1SD, and potential difference (Va ⁇ Vb).
  • the positive directions of the currents I1, I2L3, I2L4, I2, and I2T are as described in FIG.
  • FIG. 19 is a current path diagram in the period T11.
  • the MOSFETs Q1, Q4, and Q8 are on, and the MOSFETs Q2, Q3, and Q7 are off.
  • the current flows through the path P11.
  • the current I1 increases with time, and electric power is stored in the coil L1.
  • the secondary side circuit 30 a voltage is induced in the secondary winding of the transformer TR2.
  • the current flows through a path P31 that sequentially passes through one end of the secondary winding of the transformer TR2, the coil L3, the capacitor C2, the MOSFET Q8, and the other end of the secondary winding of the transformer TR2.
  • the current I2L3 increases with time, and electric power is stored in the coil L3.
  • MOSFET Q4 is turned off.
  • the MOSFETs Q1 and Q8 are on, and the MOSFETs Q2 to Q4 and Q7 are off.
  • the off operation of the MOSFET Q4 corresponds to zero volt switching.
  • FIG. 20 is a current path diagram in the first half of the period T12.
  • the current flows through the paths P12 and P13.
  • the parasitic capacitance PC3 is discharged and the parasitic capacitance PC4 is charged.
  • the potential of the node Nb increases, the potential difference (Va ⁇ Vb) between the nodes Na and Nb decreases, and the current I1 decreases.
  • the current continues to flow through the paths P31 and P32.
  • the parasitic capacitance PC7 is discharged. For this reason, the current also flows through a path P33 that sequentially passes through the first output terminal 31, the parasitic capacitance PC7, the coil L3, and the second output terminal 32.
  • the MOSFET Q3 is turned on, and during the period T13 the MOSFET Q7 is turned on.
  • the period until the MOSFET Q7 is turned on is referred to as the first half of the period T13
  • the subsequent period is referred to as the second half of the period T13.
  • the MOSFETs Q1, Q3, and Q8 are on, and the MOSFETs Q2 and Q4 are off.
  • MOSFET: Q7 is off in the first half of period T13 and on in the second half of period T13.
  • the ON operation of the MOSFET: Q3 corresponds to zero volt switching.
  • FIG. 21 is a current path diagram in the latter half of the period T13.
  • the current continues to flow through the path P15.
  • the current I1 is substantially constant.
  • the current I2L4 becomes negative after a while after the MOSFET Q7 is turned on (the direction of the current I2L4 is reversed). At this time, the current flows through the paths P31 and P33 and the path P34 via the coil L3 after the coil L3 in the path P31.
  • the currents I2L3 and I2L4 continue to decrease, and the current I2, which is the sum of the currents I2L3 and I2L4, eventually becomes negative (the direction of the current I2 is reversed). At this time, the capacitor C2 starts discharging.
  • the MOSFET Q1 is turned off, and during the period T14 the MOSFET Q8 is turned off.
  • the MOSFETs Q3 and Q7 are on, and the MOSFETs Q1, Q2, and Q4 are off.
  • MOSFET: Q8 is in an on state until halfway and is in an off state thereafter.
  • the off operation of the MOSFET Q1 corresponds to zero volt switching.
  • the period T14 is divided into a period T141 until the MOSFET: Q8 starts to turn off, a period T142 until the current flowing through the MOSFET: Q8 becomes zero, and a subsequent period T143. .
  • FIG. 22 is a current path diagram in the period T141.
  • the primary circuit 10 current flows through the paths P16 and P17.
  • the parasitic capacitance PC1 is charged and the parasitic capacitance PC2 is discharged.
  • the potential of node Na and voltage VQ2SD
  • the period T141 current flows toward the second input terminal 12, which is a positive input terminal.
  • the electric power stored in the coil L1 is used.
  • the current I1 decreases rapidly and eventually becomes zero.
  • the current flows through the second output terminal 32, the coil L4, the MOSFET: Q8, and the path P35 passing through the first output terminal 31 in order, the MOSFET: Q8, and then the MOSFET: Q7 and the coil L3 in order.
  • the route P36 passes, and the route P37 passes through the secondary winding of the transformer TR2 and the coil L3 in order after the coil L4. At this time, the capacitor C2 is discharged.
  • FIG. 23 is a current path diagram at the start of the period T142 (the moment when the MOSFET: Q8 is turned off). At this time, no current flows in the primary circuit 10. In the secondary side circuit 30, the current flows through the second output terminal 32, the coil L4, the parasitic capacitance PC8, and the path P38 that sequentially passes through the first output terminal 31, and the MOSFET Q7 and the coil L3 after the parasitic capacitance PC8. Through the route P39 that goes through the. At this time, the parasitic capacitance PC8 is charged. Since the current I1 is 0, the current I2T is also 0. However, the excitation current flowing through the transformer TR2 is ignored here.
  • FIG. 24 is a current path diagram in the first half of the period T143.
  • the current flows again through the same path (the above paths P16 and P17) as in the period T141.
  • the potential of node Na and voltage VQ2SD
  • the current flows through the second output terminal 32, the coil L4, the secondary winding of the transformer TR2, the MOSFET Q7, and the path P3a that sequentially passes through the first output terminal 31, and the transformer TR2. After the next winding, it flows through the path P3b via the coil L3.
  • FIG. 25 is a current path diagram in the latter half of the period T143.
  • the current flows through the path P18.
  • the current continues to flow through the paths P3a and P3b.
  • the capacitor C2 is discharged. Further, in the secondary circuit 30, the discharge current of the capacitor C2 flows from the other end of the secondary winding of the transformer TR2 toward one end, thereby inducing a voltage in the primary winding of the transformer TR2. For this reason, in the primary side circuit 10, the current I1 flows in the direction in which the voltage VQ2SD is set to zero.
  • MOSFET: Q2 is turned on.
  • the ON operation of the MOSFET Q2 corresponds to zero volt switching.
  • the MOSFET Q8 is not turned off during the period T14 (that is, when the discharge current of the capacitor C2 does not flow from the other end of the secondary winding of the transformer TR2 to one end)
  • the voltage VQ2SD and the current I1 are The values change as indicated by alternate long and short dash lines W3 and W4 in FIG.
  • the ON operation of MOSFET Q2 in this state does not correspond to zero volt switching.
  • the power supply device 2 operates symmetrically with the periods T11 to T14 in the periods T15 to T18. Specifically, the operations of the MOSFETs Q1 to Q4, Q7, and Q8 in the periods T15 to T18 are the same as the operations of the MOSFETs Q3, Q4, Q1, Q2, Q8, and Q7 in the periods T11 to T14, respectively. Changes in the currents I2L3 and I2L4 in the periods T15 to T18 are the same as changes in the currents I2L4 and I2L3 in the periods T11 to T14, respectively. The current I1 in the periods T15 to T18 is opposite to the change in the current I1 in the periods T11 to T14 (the absolute value is the same, and the sign is opposite).
  • the capacitor C2 starts discharging before the MOSFET Q2 is turned on.
  • the period T141 current flows from the positive terminal (right terminal in the drawing) of the capacitor C2 to the negative terminal (left terminal in the drawing) through the coil L4 and the path P35 via the MOSFET Q8 (FIG. 22). See).
  • the MOSFET Q8 is turned off at the start of the period T142, the current flows through the path L3a via the coil L4, the secondary winding of the transformer TR2, and the MOSFET Q7 (see FIG. 24). For this reason, a current flows from the other end of the secondary winding of the transformer TR2 toward one end, a voltage is induced in the primary winding of the transformer TR2, and a current I1 flows.
  • voltage VQ2SD decreases.
  • the switching loss can be reduced by turning on the MOSFET Q2 after the voltage VQ2SD is lowered. In particular, the switching loss can be reduced by turning on the MOSFET Q2 after the voltage VQ2SD is lowered to almost zero.
  • the power supply device 2 transmits the electric power stored in the capacitor C2 of the secondary side circuit 30 to the primary side circuit 10, reduces the source-drain voltage of the MOSFET: Q2, and then turns on the MOSFET: Q2. To do. Thereby, switching loss can be reduced when the MOSFET Q2 is turned on.
  • the power supply device 2 reduces the switching loss when the MOSFETs Q1, Q3, and Q4 are turned on in the same manner.
  • FIG. 26 is a circuit diagram of a power supply device according to the second embodiment.
  • 26 is a DC / DC converter including MOSFETs Q1 to Q4, Q7, Q8, Q23, Q24, a transformer TR5, coils L1, L3, L4, L7, L8, and capacitors C2, C6. It is.
  • the power supply device 5 has a primary side circuit 10 on the primary side of the transformer TR5, and secondary side circuits 30 and 35 on the secondary side of the transformer TR5.
  • the power supply device 5 is configured by adding a secondary circuit 35 to the power supply device 2 according to the second reference example, and includes a plurality of secondary circuits 30 and 35. A rated output voltage and a rated output current can be set for each of the secondary side circuits 30 and 35.
  • the power supply device 5 may include three or more secondary circuits.
  • the secondary side circuit 35 has the same configuration as the secondary side circuit 30.
  • the secondary side circuit 35 includes MOSFETs Q23 and Q24, coils L7 and L8, and a capacitor C6.
  • the secondary side circuit 35 has a first output terminal 36 as a negative output terminal and a second output terminal 37 as a positive input terminal.
  • MOSFETs Q23 and Q24 include parasitic diodes PD23 and PD24, respectively, and have parasitic capacitors PC23 and PC24.
  • a load RL5 is connected between the first and second output terminals 26, 27.
  • the transformer TR5 has two secondary windings.
  • the secondary side circuits 30 and 35 share the transformer TR5 and are respectively supplied with electric power from the two secondary windings of the transformer TR5.
  • the output power of the secondary circuit 30 is smaller than the output power of the secondary circuit 35.
  • the output voltage of the secondary circuit 30 may increase more than necessary (excessive increase in output voltage).
  • the primary side circuit 10 and the secondary side circuit 30 operate in the same manner as in the second reference example in order to prevent an excessive increase in the output voltage. Thereby, electric power is transmitted from the secondary side circuit 30 to the primary side circuit 10 and the secondary side circuit 35, and the output voltage of the secondary side circuit 30 can be reduced to a rated output voltage.
  • whether the power is transmitted to the primary side circuit 10 or the secondary side circuit 35 depends on the power required to change the current flowing through the coil included in the transmission destination circuit. Specifically, when the power required to change the current flowing through the coil L1 is smaller than the power required to change the current flowing through the coils L7 and L8, the power is transmitted to the primary side circuit 10. Is done. In other cases, power is transmitted to the secondary circuit 35. Note that the current required to change the current flowing through the coil is determined by the inductance of the coil.
  • the voltage optimization operation performed by the secondary side circuit 30 can also be said to be a power regeneration operation in which the secondary side circuit 30 transmits power to the primary side circuit 10 or the secondary side circuit 35. Further, the voltage optimization operation performed by the secondary side circuit 30 can be said to be a discharge operation in which the capacitor C2 is discharged and current is supplied to the secondary winding of the transformer TR5.
  • the secondary side circuit 30 may perform a voltage optimization operation when the measured value of the output power falls below the reference value, and may perform a voltage optimization operation when the measured value of the output voltage exceeds the reference value. .
  • the secondary circuits 30 and 35 may perform the operations of the secondary circuits 35 and 30 described above, respectively.
  • At least one of the rectifier circuits includes the first and second switching elements (MOSFETs: Q7, Q8) as rectifier elements. , First and second coils L3 and L4.
  • one end (left end in the drawing) of the capacitor C2 is connected to one end (upper end in the drawing) of the secondary winding of the transformer TR2 via the first switching element (MOSFET: Q7).
  • the other end (lower end in the drawing) of the secondary winding is connected via the second switching element (MOSFET: Q8), and the other end (right end in the drawing) of the capacitor C2 is connected to the secondary via the first coil L3.
  • At least one of the rectifier circuits starts discharging the capacitor C2 by passing a current through the path P35 passing through the second switching element and the second coil L4, and then turns off the second switching element as a discharging operation.
  • the operation of passing a current through the path P3a passing through the two coils L4, the secondary winding, and the first switching element is performed.
  • a current is passed through the path P35 passing through the second switching element and the second coil to start discharging the capacitor C2, and then the second switching element is turned off.
  • Current can be passed through the secondary winding of TR5 to transmit power from the rectifier circuit to the switching circuit (primary circuit 10) or another rectifier circuit (secondary circuit 35).
  • a rectifier circuit can be configured so that a current flows through a path that passes through only one rectifier element (MOSFET: Q7 or Q8) between the transformer TR5 and the capacitor C2, thereby reducing a passage loss. Therefore, it is possible to provide a power supply device that stably outputs a plurality of voltages and has high conversion efficiency.
  • the following modification can be configured for the power supply device 5 according to the present embodiment.
  • the primary side circuit 10 is a full bridge circuit
  • the secondary side circuits 30 and 35 are current doubler circuits.
  • both the primary side circuit and the secondary side circuit may be full bridge circuits.
  • one of the primary side circuit and the secondary side circuit operates as a switching circuit, and the other operates as a rectifier circuit.
  • a bidirectional DC / DC converter can be configured by exchanging the functions of both as required.
  • FIG. 27 is a circuit diagram of a power supply device according to a third reference example.
  • the power supply device 3 shown in FIG. 27 is a DC / DC converter provided with N-channel MOSFETs: Q11 to Q14, a transformer TR3, a coil L5, and capacitors C3 and C4.
  • MOSFETs Q11 to Q14 include parasitic diodes PD11 to PD14, respectively, and have parasitic capacitors PC11 to PC14. If the capacitances of the parasitic capacitors PC11 to PC14 are insufficient, a capacitor may be externally connected in parallel to the parasitic capacitors PC11 to PC14.
  • the power supply device 3 has a primary circuit 40 on the primary side of the transformer TR3 and a secondary circuit 50 on the secondary side of the transformer TR3.
  • the primary side circuit 40 has a first input terminal 41 as a negative input terminal and a second input terminal 42 as a positive input terminal.
  • the secondary circuit 50 has a first output terminal 51 as a negative output terminal and a second output terminal 52 as a positive output terminal.
  • a DC power source PS is connected between the first and second input terminals 41 and 42, and a load RL3 is connected between the first and second output terminals 51 and 52.
  • MOSFET Q11 to Q14 are switching elements similar to MOSFETs: Q1 to Q8.
  • the primary side circuit 40 includes MOSFETs Q11 and Q12, and a capacitor C3.
  • the secondary side circuit 50 includes MOSFETs Q13 and Q14, a coil L5, and a capacitor C4.
  • one end (upper end in the drawing) of the primary winding of the transformer TR3 and one end (upper end in the drawing) of the capacitor C3 are connected to the second input terminal 42.
  • the source electrode of the MOSFET Q11 is connected to the first input terminal 41, and the drain electrode of the MOSFET Q11 is connected to the source electrode of the MOSFET Q12 and the other end of the primary winding of the transformer TR3.
  • MOSFET The drain electrode of Q12 is connected to the other end of the capacitor C3.
  • Nc the node to which one end of the transformer TR3 is connected
  • Nd the node to which the other end of the transformer TR3 is connected
  • Vc and Vd the potentials of the nodes Nc and Nd, respectively.
  • a capacitor C4 is connected between the first and second output terminals 51 and 52.
  • the source electrode of the MOSFET Q13 is connected to one end (upper end in the drawing) of the secondary winding of the transformer TR3, and the drain electrode of the MOSFET Q13 is connected to the drain electrode of the MOSFET Q14 and one end (left end in the drawing) of the coil L5. It is connected.
  • the other end of the coil L5 is connected to the second output terminal 52.
  • MOSFET The source electrode of Q14 and the other end of the secondary winding of the transformer TR3 are connected to the first output terminal 51.
  • the primary circuit 40 is a switching circuit connected to the primary winding of the transformer TR3.
  • This switching circuit is a forward circuit.
  • the secondary side circuit 50 is a rectifier circuit connected to the secondary winding of the transformer TR3.
  • This rectifier circuit is a forward circuit.
  • one end (upper end in the drawing) of the capacitor C4 is connected to one end of the secondary winding of the transformer TR3 via the coil L5 and MOSFET: Q13, and via the coil L5 and MOSFET: Q14. And connected to the other end of the secondary winding of the transformer TR3.
  • the other end of the capacitor C4 is connected to the other end of the secondary winding of the transformer TR3.
  • MOSFETs Q13 and Q14 are both rectifying elements that rectify the power transmitted from the primary side of the transformer TR3, and the capacitor C3 stores the rectified power.
  • a coil having an inductance of 10 to 100 ⁇ H is used.
  • a capacitor having a capacitance of 0.01 to 10 ⁇ F is used as the capacitor C3
  • a capacitor having a capacitance of 20 to 1000 ⁇ F is used as the capacitor C4, for example.
  • the inductance of the coil L5 and the capacitances of the capacitors C3 and C4 may be values outside the above range.
  • the MOSFET Q11 performs a switching operation.
  • the direct current supplied from the direct current power source PS is intermittently supplied to the primary winding of the transformer TR3.
  • MOSFET: Q12 and capacitor C3 function as a circuit for resetting the electric power generated by the exciting current of transformer TR3.
  • the transformer TR3 transforms the voltage supplied to the primary winding and outputs it from the secondary winding.
  • the secondary side circuit 50 rectifies the transformed alternating current supplied from the secondary winding of the transformer TR3 and charges the capacitor C4. In this manner, the power supply device 3 converts the voltage level of the power supplied from the DC power supply PS and supplies it to the load RL3.
  • FIG. 28 is a timing chart of the power supply device 3 when the output power is relatively small. 28 shows MOSFETs Q11 to Q14 gate potential, MOSFET Q11 source-drain voltage VQ11SD, nodes Nc and Nd potential difference (Vc-Vd), current I1T flowing through the primary winding of transformer TR3, transformer A change in the current I2T flowing through the secondary winding of TR3 and the current I2 flowing through the coil L5 is described. When the current flowing through the load RL3 can be ignored, the current I2 is equal to the current flowing through the capacitor C4.
  • the positive directions of the currents I1T, I2T, and I2 are as described in FIG.
  • One cycle of the operation of the power supply device 3 is divided into six periods T21 to T26, and the period T23 is further divided into two periods T231 and T232.
  • the MOSFET Q13 is turned off during the period T21.
  • the period until the MOSFET Q13 is turned off is referred to as the first half of the period T21
  • the subsequent period is referred to as the second half of the period T21.
  • the MOSFET Q11 is on, and the MOSFETs Q12 and Q14 are off.
  • MOSFET: Q13 is on in the first half of period T21 and off in the second half of period T21.
  • FIG. 29 is a current path diagram in the first half of the period T21.
  • the current flows through a path P41 that sequentially passes through the second input terminal 42, the primary winding of the transformer TR3, the MOSFET Q11, and the first input terminal 41.
  • the current I1T increases with time.
  • the secondary side circuit 50 a voltage is induced in the secondary winding of the transformer TR3.
  • the current flows through a path P51 that sequentially passes through one end of the secondary winding of the transformer TR3, the MOSFET Q13, the coil L5, the capacitor C4, and the other end of the secondary winding of the transformer TR3. At this time, the capacitor C4 is charged.
  • power is transmitted from the primary side circuit 40 to the secondary side circuit 50.
  • MOSFET: Q13 is turned off.
  • the current continues to flow through the path P41.
  • the secondary side circuit 50 a current passes through one end of the secondary winding of the transformer TR3, the parasitic diode PD13, the coil L5, the capacitor C4, and the other end of the secondary winding of the transformer TR3 in order (not shown). Flow).
  • MOSFET Q11 is turned off.
  • the MOSFETs Q11 to Q14 are all off. Since the MOSFET Q11 has the parasitic capacitance PC11, when the MOSFET Q11 is turned off, the source-drain voltage of the MOSFET Q11 hardly increases. Therefore, the OFF operation of the MOSFET Q11 corresponds to zero volt switching.
  • the potential of the node Nd rises and the current I1T decreases. Only the exciting current remains in the current I1T.
  • the secondary winding of the transformer TR3 loses electromotive force, and the current I2T becomes zero. Due to the exciting current, the voltage across the primary winding (Vc ⁇ Vd) of the transformer TR3 becomes negative, and the voltage VQ11SD exceeds the input voltage Vin.
  • the current starts to flow through a path (not shown) that sequentially passes through the parasitic diode PD14, the coil L5, and the capacitor C4. Further, the current I2 starts to decrease.
  • the excitation current necessary for explaining the operation of the power supply device 3 is clearly shown, but in the other reference examples, the excitation current is ignored.
  • MOSFETs Q12 and Q14 are turned on. In the period T23, the MOSFETs Q12 and Q14 are on, and the MOSFETs Q11 and Q13 are off. Note that the timings when the MOSFETs Q12 and Q14 are turned on are not necessarily the same.
  • FIG. 30 is a current path diagram in the period T231.
  • an exciting current flows through the primary winding of the transformer TR3.
  • the exciting current flows through a path P42 that sequentially passes through the other end of the primary winding of the transformer TR3, the MOSFET Q12, the capacitor C3, and one end of the primary winding of the transformer TR3.
  • the capacitor C3 is charged, and the current I1T gradually decreases.
  • the current flows through a path P52 that sequentially passes through the coil L5, the capacitor C4, and the MOSFET: Q14 by the action of the coil L5 that has accumulated power in the period T21.
  • the current I2 decreases due to the action of the voltage across the capacitor C4.
  • FIG. 31 is a current path diagram in the period T232.
  • the current flows through a path P43 that sequentially passes through one end of the primary winding of the transformer TR3, the capacitor C3, the MOSFET Q12, and the other end of the primary winding of the transformer TR3.
  • the capacitor C3 is discharged, and the power due to the exciting current of the transformer TR3 is reset.
  • the current continues to flow through the path P52.
  • the current I2 continues to decrease and eventually becomes negative (the direction of the current I2 is reversed).
  • the capacitor C4 starts discharging.
  • FIG. 32 is a current path diagram in the period T24.
  • the MOSFET Q12 is in the OFF state, the discharge of the capacitor C3 is inhibited. For this reason, the potential of the node Nd decreases.
  • the current flows through the first input terminal 41, the parasitic capacitance PC11, the primary winding of the transformer TR3, and the path P44 passing through the second input terminal 42 in order, and the capacitor C3 and the parasitic capacitance PC12 after the primary winding of the transformer TR3.
  • the on-duty ratio of the transformer TR3 is large and the excitation current is also large. Therefore, the potential of the node Nd in the period T231 is high, the voltage across the capacitor C3 is also high, and the absolute value of the current I1T when the capacitor C3 is discharged in the period T232 is large. Therefore, the potential of the node Nd is lowered to 0 by the action of the leakage inductance of the primary winding of the transformer TR3, and the voltage VQ11SD becomes 0. Therefore, the ON operation of the MOSFET Q11 corresponds to zero volt switching.
  • the output power of the power supply device 3 when the output power of the power supply device 3 is relatively small, the excitation current is small, so the voltage at the node Nd cannot be reduced to zero.
  • the potential of the node Nd decreases only to the input voltage Vin (see FIG. 28). Therefore, in the power supply device 3, in order to set the ON operation of the MOSFET: Q11 to zero volt switching, the MOSFET: Q14 is turned off at the start of the period T26.
  • the capacitor C4 is discharged, a current is passed through the secondary winding of the transformer TR3, and the power stored in the capacitor C4 can be transmitted to the primary circuit 40 via the transformer TR1. it can.
  • FIG. 33 is a current path diagram in the period T25.
  • the primary side circuit 40 since the potential of the node Nd is equal to the input voltage Vin, no current flows. In the secondary circuit 50, the current continues to flow through the path P53.
  • MOSFET Q14 is turned off.
  • the MOSFETs Q11, Q12, and Q14 are off, and the MOSFET Q13 is on.
  • the current path in the primary side circuit 40 changes during the period T26.
  • the period until the current path changes is referred to as the first half of the period T26, and the subsequent period is referred to as the second half of the period T26.
  • FIG. 34 is a current path diagram in the first half of period T26.
  • the current flows again through the same path as the period T24 (the paths P44 and P45 described above). For this reason, discharging of the parasitic capacitance PC11 and charging of the parasitic capacitance PC12 are resumed. Therefore, the potential of node Nd (and voltage VQ11SD) decreases again.
  • the current flows through a path P54 that sequentially passes through the coil L5, the MOSFET Q13, the secondary winding of the transformer TR3, and the capacitor C4. Since current flows from one end of the secondary winding of the transformer TR3 to the other end, an electromotive force is generated in the primary winding of the transformer TR3. For this reason, the current starts to flow again from the other end of the primary winding of the transformer TR3 toward one end.
  • FIG. 35 is a current path diagram in the latter half of the period T26.
  • the current flows through the path P44.
  • the current continues to flow through the path P54.
  • the capacitor C4 is discharged. Further, the discharge current of the capacitor C4 flows through the secondary winding of the transformer TR3 from one end to the other end via the coil L5, thereby inducing a voltage in the primary winding of the transformer TR3. For this reason, current I1T flows in the direction in which voltage VQ1SD is set to zero.
  • the MOSFET Q11 is turned on.
  • the voltage VQ11SD is substantially 0, and a forward current flows through the parasitic diode PD11. Therefore, the OFF operation of the MOSFET Q11 corresponds to zero volt switching.
  • the capacitor C4 starts discharging before the MOSFET Q11 is turned on.
  • the current flows from the positive terminal (upper terminal in the drawing) of the capacitor C4 to the negative terminal (lower terminal in the drawing) through the coil L5 and the path P52 via the MOSFET Q14.
  • the MOSFET Q14 is turned off at the start of the period T26, the current flowing through the MOSFET Q14 is cut off, and the current flows through the coil L5, the MOSFET Q13, and the path P54 passing through the secondary winding of the transformer TR3 (FIG. 34).
  • the switching loss can be reduced by turning on the MOSFET Q11 after the voltage VQ11SD is lowered.
  • the switching loss can be reduced by turning on the MOSFET Q11 after the voltage VQ11SD is lowered to almost zero.
  • the power supply device 3 transmits the electric power stored in the capacitor C4 of the secondary side circuit 50 to the primary side circuit 40, reduces the source-drain voltage of the MOSFET: Q11, and then turns on the MOSFET: Q11. To do. Thereby, switching loss can be reduced when the MOSFET Q11 is turned on.
  • FIG. 36 is a circuit diagram of a power supply device according to the third embodiment.
  • the power supply device 6 shown in FIG. 36 is a DC / DC converter including MOSFETs Q11 to Q14, Q25, Q26, a transformer TR6, coils L5, L9, and capacitors C3, C4, C7.
  • the power supply device 6 has a primary side circuit 40 on the primary side of the transformer TR6, and secondary side circuits 50 and 55 on the secondary side of the transformer TR6.
  • the power supply device 6 is configured by adding a secondary circuit 55 to the power supply device 3 according to the third reference example, and includes a plurality of secondary circuits 50 and 55. A rated output voltage and a rated output current can be set for each of the secondary side circuits 50 and 55.
  • the power supply device 6 may include three or more secondary circuits.
  • the secondary side circuit 55 has the same configuration as the secondary side circuit 50.
  • the secondary side circuit 55 includes MOSFETs Q25 and Q26, a capacitor C7, and a coil L9.
  • the secondary side circuit 55 has a first output terminal 56 as a negative output terminal and a second output terminal 57 as a positive input terminal.
  • MOSFETs Q25 and Q26 incorporate parasitic diodes PD25 and PD26, respectively, and have parasitic capacitances PC25 and PC26.
  • a load RL6 is connected between the first and second output terminals 56 and 57.
  • the transformer TR6 has two secondary windings.
  • the secondary side circuits 50 and 55 share the transformer TR6 and are respectively supplied with electric power from the two secondary windings of the transformer TR6.
  • the output power of the secondary circuit 50 is smaller than the output power of the secondary circuit 55.
  • the output voltage of the secondary circuit 50 may increase more than necessary (excessive increase in output voltage).
  • the primary side circuit 40 and the secondary side circuit 50 operate in the same manner as in the third reference example in order to prevent an excessive increase in the output voltage. Thereby, electric power is transmitted from the secondary side circuit 50 to the primary side circuit 40 and the secondary side circuit 55, and the output voltage of the secondary side circuit 50 can be reduced to a rated output voltage.
  • the power supply device 6 power is preferentially transmitted to the secondary circuit 55.
  • the power is transmitted to both the primary side circuit 40 and the secondary side circuit 55. The reason is the same as in the first embodiment.
  • the voltage optimization operation performed by the secondary side circuit 50 can also be said to be a power regeneration operation in which the secondary side circuit 50 transmits power to the primary side circuit 40 or the secondary side circuit 55.
  • the voltage optimization operation performed by the secondary side circuit 50 can also be said to be a discharge operation in which the capacitor C4 is discharged and current is passed through the secondary winding of the transformer TR6.
  • the secondary side circuit 50 may perform a voltage optimization operation when the measured value of the output power is below the reference value, and may perform a voltage optimization operation when the measured value of the output voltage exceeds the reference value. .
  • the secondary circuits 50 and 55 may perform the operations of the secondary circuits 55 and 50 described above, respectively.
  • At least one of the rectifier circuits includes the first and second switching elements (MOSFETs: Q13, Q14) as rectifier elements.
  • one end (upper end in the drawing) of the capacitor C4 is connected to one end (upper end in the drawing) of the secondary winding of the transformer TR3 via the coil L5 and the first switching element (MOSFET: Q13). At the same time, it is connected to the other end (the lower end in the drawing) of the secondary winding through the coil L5 and the second switching element (MOSFET: Q14).
  • the other end (lower end in the drawing) of the capacitor C4 is connected to the other end of the secondary winding.
  • At least one of the rectifier circuits starts discharging the capacitor C3 by passing a current through the path P52 passing through the coil L5 and the second switching element, and then turns off the second switching element as a discharging operation.
  • An operation of passing a current through the first switching element and the path P54 via the secondary winding is performed.
  • the second current is started after the current is caused to flow through the path P52 that passes through the coil L5 and the second switching element.
  • a current flows through the secondary winding of the transformer TR6, and power can be transmitted from the rectifier circuit to the switching circuit (primary circuit 40) or another rectifier circuit (secondary circuit 55). it can. Therefore, it is possible to provide a power supply device that stably outputs a plurality of voltages.
  • the switching circuit (primary side circuit 40) is a forward circuit
  • a power supply device that includes a forward circuit as a switching circuit and can stably output a plurality of voltages can be provided.
  • FIG. 37 is a circuit diagram of a power supply unit according to the fourth embodiment.
  • a power supply unit 70 shown in FIG. 37 includes a power factor correction circuit 71, a power supply device 72, an AC plug 73, and output terminals 74 and 75.
  • the power supply device 72 is one of the power supply devices according to the first to third embodiments and modifications thereof.
  • the power factor correction circuit 71 controls the input voltage and the input current so that they are substantially proportional to suppress the generation of harmonics. For example, the power factor correction circuit 71 outputs a DC voltage of 400 V when an AC voltage of 100 to 240 V is input.
  • the power supply device 72 converts the DC voltage output from the power factor correction circuit 71 into a DC voltage of a desired level.
  • the power supply unit 70 can be used as an AC adapter or a power supply built in an electric device.
  • the power supply unit 70 according to this embodiment includes any one of the power supply devices according to the first to third embodiments and modifications thereof. Therefore, the power supply unit 70 according to the present embodiment can provide a power supply unit that can stably output a plurality of voltages.
  • a power supply device having the characteristics of a plurality of embodiments and modifications may be configured by arbitrarily combining the characteristics of the power supply devices according to the first to third embodiments and the modifications thereof, as long as the characteristics are not contrary to the properties. Good.
  • the power supply device is connected to each of the transformer having a primary winding and a plurality of secondary windings, the switching circuit connected to the primary windings, and the plurality of secondary windings.
  • a plurality of rectifier circuits, and at least one of the rectifier circuits may perform a power regeneration operation for transmitting power to the switching circuit or another rectifier circuit (first aspect).
  • At least one of the rectifier circuits includes a rectifier that rectifies power transmitted from the primary side of the transformer, and a capacitor that accumulates the rectified power, and discharges the capacitor to make a secondary winding of the transformer.
  • a discharging operation for passing a current through the wire may be performed (second aspect).
  • At least one of the rectifier circuits includes first and second switching elements as the rectifier elements, further includes a coil, at least one of the secondary windings has a center tap, and at least one of the rectifier circuits One end of the capacitor is connected to one end of the secondary winding via the first switching element, and is connected to the other end of the secondary winding via the second switching element, The other end of the capacitor is connected to the center tap via the coil, and at least one of the rectifier circuits includes the coil, the center tap, one end of the secondary winding as the discharge operation, And a path passing through the first switching element, the coil, the center tap, the other end of the secondary winding, and the second switch After starting the discharge of the capacitor by applying a current to a path through the device, it may be performed an operation for turning off the second switching element (third aspect).
  • At least one of the rectifier circuits includes first and second switching elements as the rectifier elements, and further includes first and second coils.
  • one end of the capacitor is The second coil is connected to one end of the secondary winding through one switching element, and is connected to the other end of the secondary winding through the second switching element, and the other end of the capacitor is connected to the first coil. Is connected to one end of the secondary winding through the second coil, and is connected to the other end of the secondary winding through the second coil, and at least one of the rectifier circuits is configured as the discharge operation.
  • the second switching element After a current is passed through a path passing through the second coil and the second switching element to start discharging the capacitor, the second switching element is turned off to Le, said secondary winding, and may be performed an operation to flow a current path through said first switching element (fourth aspect).
  • At least one of the rectifier circuits includes first and second switching elements as the rectifier element, and further includes a coil.
  • one end of the capacitor is connected to the coil and the first switching element.
  • the second winding is connected to one end of the secondary winding via an element, and is connected to the other end of the secondary winding via the coil and the second switching element, and the other end of the capacitor is connected to the secondary winding.
  • Connected to the other end of the wire, and at least one of the rectifier circuits starts discharging the capacitor by passing a current through a path passing through the coil and the second switching element as the discharging operation.
  • the second switching element is turned off, and a current is passed through the path passing through the coil, the first switching element, and the secondary winding. It may be made to operate (fifth aspect).
  • the switching circuit may be a full bridge circuit (sixth aspect).
  • the switching circuit may be a forward circuit (seventh aspect).
  • the power supply unit may include the power supply device according to any one of the first to seventh aspects (eighth aspect).
  • the rectifier circuit with low output power performs the power regeneration operation
  • power is transmitted from the rectifier circuit with low output power to the switching circuit or another rectifier circuit.
  • the switching circuit or another rectifier circuit As a result, it is possible to prevent an excessive increase in output voltage in the rectifier circuit with a small output power. Therefore, it is possible to provide a power supply device that can stably output a plurality of voltages.
  • the rectifier circuit having a small output power discharges the capacitor and performs a discharging operation in which a current flows through the secondary winding of the transformer. Power is transmitted to the circuit.
  • a power supply device that can stably output a plurality of voltages.
  • the second switching element is turned off after the current is passed through the two paths to start discharging the capacitor.
  • a current can be passed to transmit power from the rectifier circuit to the switching circuit or other rectifier circuit.
  • a rectifier circuit can be configured so that a current flows between a transformer and a capacitor through a path that passes only one rectifier element, thereby reducing a passage loss. Therefore, it is possible to provide a power supply device that can stably output a plurality of voltages and has high conversion efficiency.
  • the second switching element is turned off after the current is started to flow through the path passing through the second switching element and the second coil.
  • the electric current can be passed through the secondary winding of the transformer to transmit power from the rectifier circuit to the switching circuit or other rectifier circuit.
  • a rectifier circuit can be configured so that a current flows between a transformer and a capacitor through a path that passes only one rectifier element, thereby reducing a passage loss. Therefore, it is possible to provide a power supply device that can stably output a plurality of voltages and has high conversion efficiency.
  • a current is passed through a path that passes through the coil and the second switching element to start discharging the capacitor, and then the second switching element is turned off.
  • Current can be passed through the secondary winding of the rectifier and power can be transmitted from the rectifier circuit to the switching circuit or other rectifier circuit. Therefore, it is possible to provide a power supply device that can stably output a plurality of voltages.
  • a power supply device including a full bridge circuit as a switching circuit and capable of stably outputting a plurality of voltages.
  • a power supply device that includes a forward circuit as a switching circuit and can stably output a plurality of voltages.
  • a power supply unit that can stably output a plurality of voltages.

Abstract

電源装置４は、一次巻線と複数の二次巻線とを有するトランスＴＲ４と、一次巻線に接続された一次側回路１０と、複数の二次巻線のそれぞれに接続された複数の二次側回路２０、２５とを有する。二次側回路２０は、一次側回路１０または二次側回路２５へ電力を伝送する電力回生動作を行う。二次側回路２０は、トランスＴＲ４の一次側から伝送された電力を整流するＭＯＳＦＥＴ：Ｑ５、Ｑ６と、整流された電力を蓄積するコンデンサＣ１とを含み、コンデンサＣ１を放電させてトランスＴＲ４の二次巻線に電流を流す放電動作を行う。これにより、複数の電圧を安定的に出力し、高い電力変換効率を有する電源装置を提供する。

Description

電源装置および電源ユニット
　本発明は、電源装置、および、電源装置を含む電源ユニットに関する。
　直流電圧を出力する電源装置として、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータが広く利用されている。また、複数の出力を有する電源装置として、トランスの一次側に１個のスイッチング回路を設け、トランスの二次側に複数の整流回路を設けた電源装置が知られている。１個のスイッチング回路に対応して複数の整流回路を設けることにより、複数の出力を有する電源装置を小型・低コスト化することができる。
　特許文献１には、簡単な構成でサブ出力をメイン出力に同期させ、安定した出力を負荷に供給する電源装置が記載されている（図３８を参照）。図３８に示す電源装置では、コンバータＴＲｘの二次巻線Ｓｙにスイッチング素子Ｑｙが接続されている。二次巻線Ｓｙのパルス出力は、スイッチング素子Ｑｙによって平滑化された後に負荷に供給される。コンパレータＣＭＰ２は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御回路として設けられ、二次巻線Ｓｘのパルス出力を積分回路ＩＧ１で積分して得られた三角波信号と、二次巻線Ｓｙからの出力電圧を検出回路ＤＴ２で検出した結果とを比較し、その結果に応じてスイッチング素子Ｑｙの導通角を制御する。
日本国特開平７－１９４１１４号公報
　しかしながら、図３８に記載された電源装置では、トランスＴＲｘの二次巻線Ｓｙに発生した起電力による電流は、２個の素子（整流ダイオードＤｚとスイッチング素子Ｑｙ）を通過した後に負荷に流れる。このため、図３８に記載された電源装置には導通損失が大きいという問題がある。
　それ故に、複数の電圧を安定的に出力でき、高い電力変換効率を有する電源装置を提供することが課題として挙げられる。
　上記の課題は、例えば、一次巻線と複数の二次巻線とを有するトランスと、前記一次巻線に接続されたスイッチング回路と、前記複数の二次巻線のそれぞれに接続された複数の整流回路とを備え、前記整流回路の少なくとも１つは、前記スイッチング回路または他の整流回路へ電力を伝送する電力回生動作を行う電源装置によって解決することができる。
　上記の電源装置によれば、出力電力が小さい整流回路が電力回生動作を行うことにより、出力電力が小さい整流回路からスイッチング回路や他の整流回路へ電力が伝送される。これにより、出力電力が小さい整流回路における出力電圧の過上昇を防止することができる。したがって、複数の電圧を安定的に出力できる電源装置を提供することができる。
第１の参考例に係る電源装置の回路図である。 図１に示す電源装置のタイミングチャートである。 図２に示すタイミングチャートの一部を詳細に示す図である。 図１に示す電源装置の期間Ｔ１１における電流経路図である。 図１に示す電源装置の期間Ｔ１２の前半における電流経路図である。 図１に示す電源装置の期間Ｔ１２の後半における電流経路図である。 図１に示す電源装置の期間Ｔ１３の前半における電流経路図である。 図１に示す電源装置の期間Ｔ１３の後半における電流経路図である。 図１に示す電源装置の期間Ｔ１４１における電流経路図である。 図１に示す電源装置の期間Ｔ１４２の開始時の電流経路図である。 図１に示す電源装置の期間Ｔ１４３の前半における電流経路図である。 図１に示す電源装置の期間Ｔ１４３の後半における電流経路図である。 図１に示す電源装置の期間Ｔ１５における電流経路図である。 第１の実施形態に係る電源装置の回路図である。 第１の実施形態の変形例に係る電源装置の一次側回路の回路図である。 第２の参考例に係る電源装置の回路図である。 図１６に示す電源装置のタイミングチャートである。 図１７に示すタイミングチャートの一部を詳細に示す図である。 図１６に示す電源装置の期間Ｔ１１における電流経路図である。 図１６に示す電源装置の期間Ｔ１２の前半における電流経路図である。 図１６に示す電源装置の期間Ｔ１３の後半における電流経路図である。 図１６に示す電源装置の期間Ｔ１４１における電流経路図である。 図１６に示す電源装置の期間Ｔ１４２の開始時の電流経路図である。 図１６に示す電源装置の期間Ｔ１４３の前半における電流経路図である。 図１６に示す電源装置の期間Ｔ１４３の後半における電流経路図である。 第２の実施形態に係る電源装置の回路図である。 第３の参考例に係る電源装置の回路図である。 図２７に示す電源装置のタイミングチャートである。 図２７に示す電源装置の期間Ｔ２１の前半における電流経路図である。 図２７に示す電源装置の期間Ｔ２３１における電流経路図である。 図２７に示す電源装置の期間Ｔ２３２における電流経路図である。 図２７に示す電源装置の期間Ｔ２４における電流経路図である。 図２７に示す電源装置の期間Ｔ２５における電流経路図である。 図２７に示す電源装置の期間Ｔ２６の前半における電流経路図である。 図２７に示す電源装置の期間Ｔ２６の後半における電流経路図である。 第３の実施形態に係る電源装置の回路図である。 第４の実施形態に係る電源ユニットのブロック図である。 従来の電源装置の回路図である。
　以下、図面を参照して、各実施形態に係る電源装置を説明する。各実施形態に係る電源装置は、一次巻線と複数の二次巻線とを有するトランスと、一次巻線に接続されたスイッチング回路と、複数の二次巻線のそれぞれに接続された複数の整流回路とを備えている。各実施形態に係る電源装置では、整流回路の少なくとも１つは、スイッチング回路または他の整流回路へ電力を伝送する電力回生動作を行う。また、整流回路の少なくとも１つは、トランスの一次側から伝送された電力を整流する整流素子と、整流された電力を蓄積するコンデンサとを含み、コンデンサを放電させてトランスの二次巻線に電流を流す放電動作を行う。
　１個のスイッチング回路と複数の整流回路を備えた電源装置では、１個のスイッチング回路が複数の出力に対応する。このため、複数の出力の中に出力電力が大きいものと出力電力が小さいものとが含まれている場合に、小さい出力電力に対応する出力電圧が必要以上に上昇するとことがある。以下、この現象を「出力電圧の過上昇」という。
　出力電圧の過上昇が発生する原因は、主に以下の２点である。第１の原因は、整流回路がコイルを含む場合、二次巻線の両端電圧が定格出力電圧よりも高くなるようにトランスの巻線比を設定することにある。トランスの二次側では、電圧源としての二次巻線、コイル、および、整流素子が降圧回路として機能する。降圧回路はスイッチング回路のスイッチング動作によって駆動され、降圧回路の降圧比はスイッチング動作のディーティー比によって決定される。このため、トランスの巻線比は、降圧回路の降圧比を考慮して、二次巻線の両端電圧が電源装置の出力電圧よりも高くなるよう設定される。ところが、出力電力が小さい場合には、降圧回路が予定どおりに動作せず、出力電圧がトランスの巻線比によって定まるレベル付近にまで上昇することがある。
　第２の原因は、スイッチング回路がスイッチング動作を行うと、トランスやコイルのインダクタンス成分と寄生容量成分によるリンギングが発生することにある。発生したリンギングによって、トランスの一次巻線の両端には短時間ではあるが高電圧が印加される。このため、トランスの二次巻線の両端にも定格出力電圧を大きく超える電圧が短時間発生し、電源装置の出力端子間に設けられたコンデンサに電流が流れ込む。出力電力が小さい場合には、電荷がコンデンサに断続的に蓄積されることにより、出力電圧の過上昇が発生する。
　各実施形態に係る電源装置では、出力電力が小さい整流回路が電力回生動作を行うことにより、出力電力が小さい整流回路からスイッチング回路または他の整流回路へ電力が伝送される。出力電力が小さい整流回路は、コンデンサを放電してトランスの二次巻線に電流を流す放電動作を行う。これにより、出力電圧の過上昇を防止し、複数の電圧を安定的に出力することができる。
　以下に示す技術的思想は、１個のスイッチング回路と複数の整流回路を備えた各種の電源装置に適用することができる。以下に示す各実施形態では、スイッチング回路と整流回路の具体例を説明する。また、発明の理解を容易にするために、各実施形態に係る電源装置を説明する前に、各実施形態に対応した参考例として、１個のスイッチング回路と１個の整流回路を備えた電源装置を説明する。各参考例では、整流回路からスイッチング回路に対して電力を伝送することにより、スイッチング回路に含まれるスイッチング素子のゼロボルトスイッチングを行う点についても説明する。以下に示す電源装置の構成要素のうち、先に説明した電源装置に含まれる構成要素と同一のものについては、同一の参照符号を付して説明を省略する。
　（第１の参考例）
　図１は、第１の参考例に係る電源装置の回路図である。図１に示す電源装置１は、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）：Ｑ１～Ｑ６、トランスＴＲ１、コイルＬ１、Ｌ２、および、コンデンサＣ１を備えたＤＣ／ＤＣコンバータである。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１～Ｑ６は、それぞれ、寄生ダイオードＰＤ１～ＰＤ６を内蔵し、寄生容量ＰＣ１～ＰＣ６を有している。なお、寄生容量ＰＣ１～ＰＣ６の静電容量が不十分な場合には、寄生容量ＰＣ１～ＰＣ６に対して並列にコンデンサを外付けで接続してもよい。
　電源装置１は、トランスＴＲ１の一次側に一次側回路１０を有し、トランスＴＲ１の二次側に二次側回路２０を有している。一次側回路１０は、マイナス入力端子としての第１入力端子１１と、プラス入力端子としての第２入力端子１２とを有している。二次側回路２０は、マイナス出力端子としての第１出力端子２１と、プラス出力端子としての第２出力端子２２とを有している。第１および第２入力端子１１、１２の間には直流電源ＰＳが接続され、第１および第２出力端子２１、２２の間には負荷ＲＬ１が接続されている。以下、直流電源ＰＳから供給される電圧をＶｉｎという。
　ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１～Ｑ６は、ソース電極（第１導通電極）、ドレイン電極（第２導通電極）、および、ゲート電極（制御電極）を有し、ゲート電位に応じてオン状態（導通状態）とオフ状態（非導通状態）とに切り替えられるスイッチング素子である。一次側回路１０は、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１～Ｑ４、および、コイルＬ１を含んでいる。二次側回路２０は、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ５、Ｑ６、コイルＬ２、および、コンデンサＣ１を含んでいる。
　一次側回路１０において、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２のソース電極は第１入力端子１１に接続され、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２のドレイン電極はＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１のソース電極に接続され、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１のドレイン電極は第２入力端子１２に接続されている。このように第１および第２入力端子１１、１２の間には、直列に接続された２個のＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２、Ｑ１が設けられている。また、第１および第２入力端子１１、１２の間には、同様に直列に接続されたＭＯＳＦＥＴ：Ｑ４、Ｑ３が設けられている。以下、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１、Ｑ２の中点が接続されたノードをＮａ、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ３、Ｑ４の中点が接続されたノードをＮｂといい、ノードＮａ、Ｎｂの電位をそれぞれＶａ、Ｖｂという。ノードＮａ、Ｎｂは、コイルＬ１とトランスＴＲ１の一次巻線を介して接続されている。
　二次側回路２０において、第１および第２出力端子２１、２２の間には、コンデンサＣ１が接続されている。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ５、Ｑ６のソース電極は、いずれも第１出力端子２１に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ５のドレイン電極は、トランスＴＲ１の二次巻線の一端（図面では上端）に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ６のドレイン電極は、トランスＴＲ１の二次巻線の他端に接続されている。トランスＴＲ１の二次巻線にはセンタータップＣＴが設けられ、センタータップＣＴはコイルＬ２を介して第２出力端子２２に接続されている。
　このように一次側回路１０は、トランスＴＲ１の一次巻線に接続されたスイッチング回路である。このスイッチング回路は、フルブリッジ回路である。二次側回路２０は、トランスＴＲ１の二次巻線に接続された整流回路である。この整流回路は、センタータップ方式の全波整流回路である。二次側回路２０では、コンデンサＣ１の一端（図面では右端）は、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ５を介してトランスＴＲ１の二次巻線の一端に接続されると共に、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ６を介してトランスＴＲ１の二次巻線の他端に接続されている。コンデンサＣ１の他端は、コイルＬ２を介してセンタータップＣＴに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ５、Ｑ６はいずれもトランスＴＲ１の一次側から伝送された電力を整流する整流素子であり、コンデンサＣ１は整流された電力を蓄積する。
　コイルＬ１、Ｌ２には、例えば、１０～１００μＨのインダクタンスを有するものが使用される。コンデンサＣ１には、例えば、２０～１０００μＦの静電容量を有するものが使用される。コイルＬ１、Ｌ２のインダクタンス、および、コンデンサＣ１の静電容量は上記の範囲外の値でもよい。また、コイルＬ１に代えて、トランスＴＲ１の漏れ磁束を用いてもよい。
　なお、電源装置の回路図では、回路の動作の説明に必要でない素子は省略されている。例えば、電源装置１には、多くの場合、フルブリッジ回路に対して迅速に電流を供給するために、第１および第２入力端子１１、１２の間にコンデンサが設けられるが、図１ではこのコンデンサは省略されている。図１では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１～Ｑ６のゲート電極を駆動する回路も省略されている。
　一次側回路１０は、直流電源ＰＳから供給された直流に基づき、フルブリッジ回路を用いて交流（例えば１００ｋＨｚの交流）を生成し、生成した交流をトランスＴＲ１の一次巻線に供給する。トランスＴＲ１は、一次巻線に供給された交流を変圧して二次巻線から出力する。二次側回路２０は、トランスＴＲ１の二次巻線から出力された変圧後の交流を整流し、コンデンサＣ１を充電する。このように電源装置１は、直流電源ＰＳから供給された電力を電圧レベルを変換して負荷ＲＬ１に供給する。
　第１および第２入力端子１１、１２に供給される直流電圧のレベルと、第１および第２出力端子２１、２２から出力される直流電圧のレベルとの関係は、主にトランスＴＲ１の巻線比によって決定される。例えば、電源装置１をノート型パーソナルコンピュータ用のＡＣアダプタとして使用する場合には、直流電源ＰＳから供給される電圧として力率改善回路の出力電圧（例えば４００Ｖの電圧）を用い、電源装置１の出力電圧を１９Ｖとすることができる。
　以下、図２～図１３を参照して、出力電力が比較的小さい場合（すなわち、負荷ＲＬ１が軽い場合）の電源装置１の動作を説明する。図２は、出力電力が比較的小さい場合の電源装置１のタイミングチャートである。図２には、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１～Ｑ６のゲート電位、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１のソース－ドレイン間電圧ＶＱ１ＳＤ、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２のソース－ドレイン間電圧ＶＱ２ＳＤ、ノードＮａ、Ｎｂ間の電位差（Ｖａ－Ｖｂ）、トランスＴＲ１の一次巻線を流れる電流Ｉ１、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ５を流れる電流Ｉ２ａ、および、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ６を流れる電流Ｉ２ｂの変化が記載されている。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１～Ｑ６は、ゲート電位がハイレベル（図面ではＨと記載）のときにはオン状態になり、ゲート電位がローレベル（図面ではＬと記載）のときにはオフ状態になる。電源装置１の動作の１周期は、８個の期間Ｔ１１～Ｔ１８に分割される。
　図３は、図２に示すタイミングチャートの一部を詳細に示す図である。図３には、期間Ｔ１４の全体と期間Ｔ１３、Ｔ１５の一部とが拡大して記載されている。図３には、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ３、Ｑ４のゲート電位、電圧ＶＱ１ＳＤ、および、電位差（Ｖａ－Ｖｂ）の変化に代えて、コイルＬ２を流れる電流Ｉ２の変化が記載されている。電流Ｉ２は、電流Ｉ２、Ｉ２ｂの和である（Ｉ２＝Ｉ２ａ＋Ｉ２ｂ）。負荷ＲＬ１を流れる電流を無視できるとき、電流Ｉ２はコンデンサＣ１を流れる電流に等しい。電流Ｉ１、Ｉ２ａ、Ｉ２ｂ、Ｉ２の正の向きは、図１に記載されたとおりである。
　図４は、期間Ｔ１１における電流経路図である。期間Ｔ１１では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１、Ｑ４、Ｑ６はオン状態、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２、Ｑ３、Ｑ５はオフ状態である。一次側回路１０では、電流は、第２入力端子１２、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１、コイルＬ１、トランスＴＲ１の一次巻線、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ４、および、第１入力端子１１を順に経由する経路Ｐ１１を流れる。電流Ｉ１は時間の経過と共に増加し、コイルＬ１に電力が蓄積される。二次側回路２０では、トランスＴＲ１の二次巻線に電圧が誘起される。電流は、センタータップＣＴ、コイルＬ２、コンデンサＣ１、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ６、および、トランスＴＲ１の二次巻線の他端を順に経由する経路Ｐ２１を流れる。このときコンデンサＣ１は充電される。期間Ｔ１１では、一次側回路１０から二次側回路２０に電力が伝送される。
　期間Ｔ１２の開始時に、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ４がオフする。期間Ｔ１２では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１、Ｑ６はオン状態、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２～Ｑ５はオフ状態である。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ４は寄生容量ＰＣ４を有するので、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ４がオフするときにＭＯＳＦＥＴ：Ｑ４のソース－ドレイン間電圧はほとんど上昇しない。したがって、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ４のオフ動作は、ゼロボルトスイッチングに該当する。
　一次側回路１０における電流経路は、期間Ｔ１２の途中で変化する。以下、電流経路が変化するまでの期間を期間Ｔ１２の前半、その後の期間を期間Ｔ１２の後半という。図５は、期間Ｔ１２の前半における電流経路図である。一次側回路１０では、電流は、第２入力端子１２、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１、コイルＬ１、トランスＴＲ１の一次巻線、寄生容量ＰＣ４、および、第１入力端子１１を順に経由する経路Ｐ１２と、トランスＴＲ１の一次巻線の後に寄生容量ＰＣ３を経由する経路Ｐ１３とを流れる。このとき寄生容量ＰＣ３は放電し、寄生容量ＰＣ４は充電される。このため、ノードＮｂの電位は上昇し、ノードＮａ、Ｎｂ間の電位差（Ｖａ－Ｖｂ）は減少し、電流Ｉ１は減少する。二次側回路２０では、電流は、上記の経路Ｐ２１を引き続き流れる。また、トランスＴＲ１の二次巻線の起電力が低下するので、寄生容量ＰＣ５が放電する。このため、電流は、センタータップＣＴ、コイルＬ２、コンデンサＣ１、寄生容量ＰＣ５、および、トランスＴＲ１の二次巻線の一端を順に経由する経路Ｐ２２にも流れる。
　寄生容量ＰＣ３の放電と寄生容量ＰＣ４の充電が完了すると、期間Ｔ１２の後半が開始する。図６は、期間Ｔ１２の後半における電流経路図である。一次側回路１０では、ノードＮａ、Ｎｂ間の電位差（Ｖａ－Ｖｂ）はほぼ０になる。電流は、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１、コイルＬ１、トランスＴＲ１の一次巻線、および、寄生ダイオードＰＤ３を順に経由する経路Ｐ１４を還流する。このとき電流Ｉ１はほぼ一定である。二次側回路２０では、電流は、上記の経路Ｐ２１を引き続き流れると共に、センタータップＣＴ、コイルＬ２、コンデンサＣ１、寄生ダイオードＰＤ５、および、トランスＴＲ１の二次巻線の一端を順に経由する経路Ｐ２３を流れる。電流Ｉ２ａ、Ｉ２ｂは、いずれもコンデンサＣ１の両端電圧の作用によって減少する。
　期間Ｔ１３の開始時にＭＯＳＦＥＴ：Ｑ３がオンし、期間Ｔ１３の途中でＭＯＳＦＥＴ：Ｑ５がオンする。以下、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ５がオンするまでの期間を期間Ｔ１３の前半、その後の期間を期間Ｔ１３の後半という。期間Ｔ１３では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１、Ｑ３、Ｑ６はオン状態、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２、Ｑ４はオフ状態である。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ５は、期間Ｔ１３の前半ではオフ状態、期間Ｔ１３の後半ではオン状態である。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ３は、寄生ダイオードＰＤ３に順方向電流が流れている間にオンする。したがって、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ３のオン動作は、ゼロボルトスイッチングに該当する。
　図７は、期間Ｔ１３の前半における電流経路図である。一次側回路１０では、電流は、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１、コイルＬ１、トランスＴＲ１の一次巻線、および、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ３を順に経由する経路Ｐ１５を還流する。このとき電流Ｉ１はほぼ一定である。二次側回路２０では、電流は上記の経路Ｐ２１、Ｐ２３を引き続き流れる。電流Ｉ２ａ、Ｉ２ｂは、いずれもコンデンサＣ１の両端電圧の作用によって引き続き減少する。
　電流Ｉ２ａが０になる前にＭＯＳＦＥＴ：Ｑ５がオンし、期間Ｔ１３の後半が開始する。図８は、期間Ｔ１３の後半における電流経路図である。一次側回路１０では、電流は上記の経路Ｐ１５を引き続き還流する。このとき電流Ｉ１はほぼ一定である。二次側回路２０では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ５がオンしてしばらくすると、電流Ｉ２ａは負になる（電流Ｉ２ａの向きが反転する）。このとき電流は、上記の経路Ｐ２１と、トランスＴＲ１の二次巻線の一端、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ５、コンデンサＣ１、コイルＬ２、および、センタータップＣＴを順に経由する経路Ｐ２４とを流れる。電流Ｉ２ａ、Ｉ２ｂの和である電流Ｉ２は、期間Ｔ１３の前半では正、期間Ｔ１３の後半では負になる。期間Ｔ１３の前半ではコンデンサＣ１は充電され、期間Ｔ１３の後半ではコンデンサＣ１は放電する。やがて電流Ｉ２ｂも負になる（電流Ｉ２ｂの向きが反転する）。
　期間Ｔ１４の開始時にＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１がオフし、期間Ｔ１４の途中でＭＯＳＦＥＴ：Ｑ６がオフする。期間Ｔ１４では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ３、Ｑ５はオン状態、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１、Ｑ２、Ｑ４はオフ状態である。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ６は、途中まではオン状態、その後はオフ状態である。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１は寄生容量ＰＣ１を有するので、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１がオフするときにＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１のソース－ドレイン間電圧はほとんど上昇しない。したがって、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１のオフ動作は、ゼロボルトスイッチングに該当する。図３に示すように、期間Ｔ１４は、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ６がオフ動作を開始するまでの期間Ｔ１４１、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ６を流れる電流が０になるまでの期間Ｔ１４２、および、その後の期間Ｔ１４３に分割される。
　図９は、期間Ｔ１４１における電流経路図である。一次側回路１０では、電流は、第１入力端子１１、寄生容量ＰＣ２、コイルＬ１、トランスＴＲ１の一次巻線、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ３、および、第２入力端子１２を順に経由する経路Ｐ１６と、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ３の後に寄生容量ＰＣ１を経由する経路Ｐ１７とを流れる。このとき寄生容量ＰＣ１は充電され、寄生容量ＰＣ２は放電する。このため、ノードＮａの電位（および、電圧ＶＱ２ＳＤ）は低下する。期間Ｔ１４１では、電流は、プラス入力端子である第２入力端子１２に向かって流れる。この電流を流すために、コイルＬ１に蓄積された電力が使用される。このため、電流Ｉ１は急速に減少し、やがて０になる。二次側回路２０では、電流は、上記の経路Ｐ２４と、トランスＴＲ２の二次巻線の他端、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ６、コンデンサＣ１、コイルＬ２、および、センタータップＣＴを順に経由する経路Ｐ２５とを流れる。期間Ｔ１４１では、電流Ｉ１が減少することにより、電流Ｉ２ａは増加し、電流Ｉ２ｂは減少する。電流Ｉ２は引き続き減少する。
　電源装置１の出力電力が比較的大きい場合（すなわち、負荷ＲＬ１が重い場合）には、期間Ｔ１３における電流Ｉ１は大きく、コイルＬ１に蓄積される電力も大きい。このため、期間Ｔ１４では、電流Ｉ１が０になる前に、電圧ＶＱ２ＳＤは０になる。したがって、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２のオフ動作は、ゼロボルトスイッチングに該当する。一方、出力電力が比較的小さい場合には、電流Ｉ１が０になった時点で、電圧ＶＱ２ＳＤはまだ０に到達していない。このため、特段の工夫を行わなければ、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２のオフ動作は、ゼロボルトスイッチングに該当しない。電源装置１では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２のオフ動作をゼロボルトスイッチングにするために、期間Ｔ１４２の開始時にＭＯＳＦＥＴ：Ｑ６がオフする。
　図１０は、期間Ｔ１４２の開始時（ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ６がオフした瞬間）の電流経路図である。このとき、一次側回路１０では電流は流れない。二次側回路２０では、電流は、上記の経路Ｐ２４と、トランスＴＲ１の二次巻線の他端、寄生容量ＰＣ６、コンデンサＣ１、コイルＬ２、および、センタータップＣＴを順に経由する経路Ｐ２６とを流れる。このとき寄生容量ＰＣ６は充電される。期間Ｔ１４２では、寄生容量ＰＣ６の充電が進むにつれて、電流Ｉ２ｂは増加して０に近づく一方、電流Ｉ２ａは減少する。このため、トランスＴＲ１の二次巻線を流れる電流は、実質的に二次巻線の他端から一端に向かって（図面では下端から上端に向かって）流れるようになる。これにより、トランスＴＲ１の一次巻線に電圧が誘起され、電流Ｉ１は再び増加する。
　一次側回路１０における電流経路は、期間Ｔ１４３の途中で変化する。以下、電流経路が変化するまでの期間を期間Ｔ１４３の前半、その後の期間を期間Ｔ１４３の後半という。図１１は、期間Ｔ１４３の前半における電流経路図である。一次側回路１０では、電流は、期間Ｔ１４１と同じ経路（上記の経路Ｐ１６、Ｐ１７）を再び流れる。このため、寄生容量ＰＣ１の充電と寄生容量ＰＣ２の放電が再開する。したがって、ノードＮａの電位（および、電圧ＶＱ２ＳＤ）は再び低下する。二次側回路２０では、電流は上記の経路Ｐ２４を流れる。
　電圧ＶＱ２ＳＤがほぼ０になったときに、期間Ｔ１４３の後半が開始する。図１２は、期間Ｔ１４３の後半における電流経路図である。一次側回路１０では、電流は、第１入力端子１１、寄生ダイオードＰＤ２、コイルＬ１、トランスＴＲ１の一次巻線、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ３、および、第２入力端子１２を順に経由する経路Ｐ１８を流れる。二次側回路２０では、電流は上記の経路Ｐ２４を引き続き流れる。
　このように期間Ｔ１４では、コンデンサＣ１は放電する。また、二次側回路２０においてコンデンサＣ１の放電電流が実質的にトランスＴＲ１の二次巻線の他端から一端に向かって流れることにより、トランスＴＲ１の一次巻線に電圧が誘起される。このため、一次側回路１０では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２のソース－ドレイン間電圧を０にする方向に電流Ｉ１が流れる。
　期間Ｔ１５の開始時に、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２がオンする。期間Ｔ１５の開始時に、電圧ＶＱ２ＳＤはほぼ０であり、寄生ダイオードＰＤ２には順方向電流が流れている。したがって、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２のオン動作は、ゼロボルトスイッチングに該当する。なお、期間Ｔ１４の途中でＭＯＳＦＥＴ：Ｑ６がオフしない場合（すなわち、トランスＴＲ１の二次巻線の他端から一端に向かって実質的に電流が流れない場合）、電圧ＶＱ２ＳＤと電流Ｉ１は、それぞれ、図３に一点鎖線Ｗ１、Ｗ２で示すように変化する。この状態におけるＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２のオフ動作は、ゼロボルトスイッチングには該当しない。
　図１３は、期間Ｔ１５における電流経路図である。期間Ｔ１５では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２、Ｑ３、Ｑ５はオン状態、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１、Ｑ４、Ｑ６はオフ状態である。一次側回路１０では、電流は、第２入力端子１２、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ３、トランスＴＲ１の一次巻線、コイルＬ１、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２、および、第１入力端子１１を順に経由する経路Ｐ１９を流れる。二次側回路２０では、トランスＴＲ１の二次巻線に電圧が誘起される。電流は、センタータップＣＴ、コイルＬ２、コンデンサＣ１、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ５、および、トランスＴＲ１の二次巻線の一端を順に経由する経路Ｐ２７を流れる。このときコンデンサＣ１は充電される。期間Ｔ１５では、期間Ｔ１１と比べて、トランスＴＲ１の一次巻線を流れる電流の向きは反転し、トランスＴＲ１の二次巻線を流れる電流の向きも反転する。
　電源装置１は、期間Ｔ１５～Ｔ１８において、期間Ｔ１１～Ｔ１４と対称的に動作する。具体的には、期間Ｔ１５～Ｔ１８におけるＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１～Ｑ６の動作は、それぞれ、期間Ｔ１１～Ｔ１４におけるＭＯＳＦＥＴ：Ｑ３、Ｑ４、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ６、Ｑ５の動作と同じである。期間Ｔ１５～Ｔ１８における電流Ｉ２ａ、Ｉ２ｂの変化は、それぞれ、期間Ｔ１１～Ｔ１４における電流Ｉ２ｂ、Ｉ２ａの変化と同じである。期間Ｔ１５～Ｔ１８における電流Ｉ１の変化は、期間Ｔ１１～Ｔ１４における電流Ｉ１の変化と逆である（絶対値は同じで、正負は逆）。
　電源装置１では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２がオンする前に、コンデンサＣ１が放電を開始する。期間Ｔ１４１では、電流は、コンデンサＣ１の正極端子（図面では左側の端子）から負極端子（図面では右側の端子）に向かって、コイルＬ２、センタータップＣＴ、および、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ５を経由する経路Ｐ２４と、コイルＬ２、センタータップＣＴ、および、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ６を経由する経路Ｐ２５とを流れる（図９を参照）。期間Ｔ１４２の開始時にＭＯＳＦＥＴ：Ｑ６がオフすると、経路Ｐ２４を流れる電流Ｉ２ａは減少し、経路Ｐ２５を流れる電流Ｉ２ｂは０になる（図３を参照）。このため、電流が実質的にトランスＴＲ１の二次巻線の他端から一端に向かって流れ、トランスＴＲ１の一次巻線に電圧が誘起され、電流Ｉ１が流れる。電流Ｉ１が流れることにより、電圧ＶＱ２ＳＤは低下する。
　電圧ＶＱ２ＳＤを低下させた後にＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２をオンすることにより、スイッチング損失を低減することができる。特に、電圧ＶＱ２ＳＤをほぼ０に低下させた後にＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２をオンすることにより、スイッチング損失を低減することができる。このように電源装置１は、二次側回路２０のコンデンサＣ１に蓄積された電力を一次側回路１０に伝送し、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２のソース－ドレイン間電圧を低下させた後に、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２をオンする。これにより、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２のオン動作時のスイッチング損失を低減することができる。電源装置１は、同様の方法で、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１、Ｑ３、Ｑ４のオン動作時のスイッチング損失を低減する。
　ここで、実質的にトランスＴＲ１の二次巻線の他端から一端に向かって流れる電流について、好ましい条件を述べる。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１、Ｑ２の出力容量（Ｃｏｓｓ）の蓄積エネルギー（Ｅｏｓｓ）を、それぞれ、Ｅ１、Ｅ２とし、実質的にトランスＴＲ１の二次巻線の他端から一端に向かって流れる電流の総エネルギーをＥ３とする。出力容量は、ドレイン－ソース間容量Ｃｄｓとゲート－ドレイン間容量Ｃｇｄの和である。出力容量の蓄積エネルギーＥ１、Ｅ２は、出力容量を電圧で積分することにより求められ、出力容量が有するエネルギーを表す。総エネルギーＥ３は、電流が実質的にトランスＴＲ１の二次巻線の他端から一端に向かって流れ始めてからＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２がオンするまでの期間において、トランスＴＲ１の二次巻線の両端電圧と電流の積を積分することにより求められる。
　総エネルギーＥ３は、次式（１）を満たすことが好ましい。
　　０．１×（Ｅ１＋Ｅ２）＜Ｅ３＜１０×（Ｅ１＋Ｅ２）　…（１）
　総エネルギーＥ３が式（１）の下限値よりも小さいときには、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２のソース－ドレイン間電圧を十分に低下させることができない。一方、総エネルギーＥ３が式（１）の上限値よりも大きいときには、期間Ｔ１４３の後半（図１２）において電流が経路Ｐ１８、Ｐ２４を流れるときの導通損失が大きくなるので、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２のオフ動作をゼロボルトスイッチングにすることによる損失低減の効果が大きく損なわれる。
　また、コンデンサＣ１の放電から電圧ＶＱ２ＳＤを低下させるまでの一連の動作を行うための好ましい条件を述べる。ＤＣ／ＤＣコンバータは、始動時に回路保護のために、出力電圧を徐々に上昇させるモードで動作することがある（ソフトスタート）。また、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を一定の範囲で可変にすることがある。このようなときに出力電圧が著しく低い場合には、コンデンサＣ１に蓄積される電力は小さくなる。このため、上記一連の動作に要する時間が著しく長くなり、電源装置１の動作の１周期が長くなることがある。したがって、上記一連の動作を、例えば、出力電圧が定格値の５０％より大きいときに限って行うことが好ましい。なお、以上に述べた２種類の好ましい条件は、本参考例だけでなく、後述する各実施形態および他の参考例にも適用される。
　（第１の実施形態）
　図１４は、第１の実施形態に係る電源装置の回路図である。図１４に示す電源装置４は、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１～Ｑ６、Ｑ２１、Ｑ２２、トランスＴＲ４、コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ６、および、コンデンサＣ１、Ｃ５を備えたＤＣ／ＤＣコンバータである。電源装置４は、第１の参考例に係る電源装置１に二次側回路２５を追加することにより構成され、複数の二次側回路２０、２５を備えている。二次側回路２０、２５のそれぞれに対して、定格出力電圧と定格出力電流を設定することができる。なお、電源装置４は、二次側回路を３個以上備えていてもよい。
　二次側回路２５は、二次側回路２０と同じ構成を有する。二次側回路２５は、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２１、Ｑ２２、コンデンサＣ５、および、コイルＬ６を含んでいる。二次側回路２５は、マイナス出力端子としての第１出力端子２６と、プラス入力端子としての第２出力端子２７とを有している。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２１、Ｑ２２は、それぞれ、寄生ダイオードＰＤ２１、ＰＤ２２を内蔵し、寄生容量ＰＣ２１、ＰＣ２２を有している。第１および第２出力端子２６、２７の間には、負荷ＲＬ４が接続されている。トランスＴＲ４は、２個の二次巻線を有する。二次側回路２０、２５は、トランスＴＲ４を共有し、トランスＴＲ４の２個の二次巻線からそれぞれ電力を供給される。
　以下、二次側回路２０の出力電力が二次側回路２５の出力電力よりも小さい場合について説明する。この場合、特段の工夫を行わなければ、二次側回路２０の出力電圧が必要以上に上昇することがある（出力電圧の過上昇）。例えば、二次側回路２０の出力電力が５Ｗ以下、二次側回路２５の出力電力が１００Ｗである場合、二次側回路２０の出力電圧が定格出力電圧の２倍近くにまで上昇することがある。
　電源装置４では、出力電圧の過上昇を防止するために、一次側回路１０と二次側回路２０が第１の参考例と同様に動作する。これにより、二次側回路２０から一次側回路１０や二次側回路２５へ電力が伝送され、二次側回路２０の出力電圧を定格出力電圧まで低下させることができる。
　一般に、複数の二次側回路を備えた電源装置において、ある二次側回路が電力を伝送して出力電圧を適正レベルに低下させる動作（以下、電圧適正化動作という）を行った場合、電力が一次側回路と他方の二次側回路のうちいずれに伝送されるかは、回路構成などによって決まる。電源装置４では、電力は、二次側回路２５へ優先的に伝送される。電力が大きい場合には、電力は一次側回路１０と二次側回路２５の両方へ伝送される。その理由は、以下のとおりである。
　一次側回路１０では、コイルＬ１とトランスＴＲ４の一次巻線とが直列に接続されているので、コイルＬ１を流れる電流の量とトランスＴＲ４の一次巻線を流れる電流の量は同じである。一方、二次側回路２５では、コイルＬ６は、トランスＴＲ４の二次巻線のセンタータップに接続されている。このため、コイルＬ６を流れる電流は、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２１を流れる電流と、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２２を流れる電流とに分かれる（以下、前者を第１電流、後者を第２電流という）。したがって、第１電流の量と第２電流の量を変化させることにより、コイルＬ６を流れる電流の量を変化させることなく、トランスＴＲ４の二次巻線を特定の方向に流れる電流の実効値を変化させることができる。この動作は、電力の伝送元である整流回路で行われる。動作の例は、例えば、図１０、図１１、および、図３に示す期間Ｔ１４２に記載されている。第１電流または第２電流の量が０になると、コイルＬ６を流れる電流の量を変化させずに、トランスＴＲ４の二次巻線を特定方向に流れる電流の実効値を変化させることができなくなる。その後、電力は、二次側回路２５だけでなく一次側回路１０へも伝送される。
　二次側回路２０が電圧適正化動作を行う場合、二次側回路２５の動作については複数の方法が考えられる。例えば、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２１、Ｑ２２を常にオフ状態に制御してもよい（第１の方法）。第１の方法を用いた場合、二次側回路２５では、電流の大部分は寄生ダイオードＰＤ２１、Ｐ２２を流れる。このため、出力電圧は寄生ダイオードの順方向電圧Ｖｆ分だけ降下し、損失が発生する。あるいは、電流が寄生ダイオードＰＤ２１、ＰＤ２２のアノード電極からカソード電極に流れる期間だけ、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２１、Ｑ２２をオン状態に制御してもよい（第２の方法）。第２の方法は、いわゆる同期整流である。第１の参考例では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ５、Ｑ６がオンした後、電流は、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ５、Ｑ６のドレイン電極からソース電極に向かって（寄生ダイオードＰＤ５、ＰＤ６のカソード電極からアノード電極に向かって）流れる。二次側回路２０では、電圧適正化動作を行うために、電流が上記のように流れる必要がある。一方、二次側回路２５は、電圧適正化動作を行う必要がないので、通常の同期整流を行えばよい。あるいは、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２１、Ｑ２２は、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ５、Ｑ６と同じタイミングでオン／オフしてもよい（第３の方法）。第３の方法を用いた場合、二次側回路２５から一次側回路１０へ電力が伝送される。しかし、二次側回路２５の出力電力は大きいので、二次側回路２５から一次側回路１０へ電力が伝送されても、二次側回路２５の出力電圧はほとんど影響を受けない。
　二次側回路２０が行う電圧適正化動作は、二次側回路２０が一次側回路１０または二次側回路２５へ電力を伝送する電力回生動作とも言える。また、二次側回路２０が行う電圧適正化動作は、コンデンサＣ１を放電してトランスＴＲ４の二次巻線に電流を流す放電動作とも言える。二次側回路２０は、出力電力をセンサ（図示せず）を用いて測定し、出力電力の測定値が基準値を下回る場合に電圧適正化動作を行ってもよい。あるいは、二次側回路２０は、出力電圧をセンサを用いて測定し、出力電圧の測定値が基準値を上回る場合に電圧適正化動作を行ってもよい。
　以上に述べた場合とは逆に、二次側回路２５の出力電力が二次側回路２０の出力電力よりも小さい場合には、二次側回路２５の出力電圧の過上昇を防止するために、二次側回路２０、２５がそれぞれ上述した二次側回路２５、２０の動作を行えばよい。
　以上に示すように、本実施形態に係る電源装置４は、一次巻線と複数（２個）の二次巻線とを有するトランスＴＲ４と、一次巻線に接続されたスイッチング回路（一次側回路１０）と、複数の二次巻線のそれぞれに接続された複数の整流回路（２個の二次側回路２０、２５）とを備えている。整流回路の少なくとも１つ（二次側回路２０）は、スイッチング回路または他の整流回路（二次側回路２５）へ電力を伝送する電力回生動作を行う。また、整流回路の少なくとも１つは、トランスＴＲ４の一次側から伝送された電力を整流する整流素子（ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ５、Ｑ６）と、整流された電力を蓄積するコンデンサＣ１とを含み、コンデンサＣ１を放電させてトランスＴＲ４の二次巻線に電流を流す放電動作を行う。
　このように出力電力が小さい整流回路が電力回生動作を行う（コンデンサＣ１を放電してトランスＴＲ４の二次巻線に電流を流す放電動作を行う）ことにより、出力電力が小さい整流回路からスイッチング回路または他の整流回路へ電力が伝送される。これにより、出力電力が小さい整流回路における出力電力の過上昇を防止することができる。したがって、複数の電圧を安定的に出力できる電源装置を提供することができる。
　また、整流回路の少なくとも１つは、整流素子としての第１および第２スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ５、Ｑ６）とコイルＬ２とを含み、二次巻線の少なくとも１つはセンタータップを有する。整流回路の少なくとも１つにおいて、コンデンサＣ１の一端（図面では右端）は、第１スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ５）を介して二次巻線の一端（図面では上端）に接続されると共に、第２スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ６）を介して二次巻線の他端（図面では下端）に接続され、コンデンサＣ１の他端（図面では左端）は、コイルＬ２を介してセンタータップに接続されている。整流回路の少なくとも１つは、放電動作として、コイルＬ２、センタータップ、二次巻線の一端、および、第１スイッチング素子とを経由する経路Ｐ２４と、コイルＬ２、センタータップ、二次巻線の他端、および、第２スイッチング素子を経由する経路Ｐ２５とに電流を流してコンデンサＣ１の放電を開始した後に、第２スイッチング素子をオフする動作を行う。
　このように上記の構成を有する整流回路において、２個の経路Ｐ２４、Ｐ２５に電流を流してコンデンサＣ１の放電を開始した後に第２スイッチング素子をオフすることにより、トランスＴＲ４の二次巻線に電流を流し、整流回路からスイッチング回路や他の整流回路へ電力を伝送することができる。また、トランスＴＲ４とコンデンサＣ２の間で１個の整流素子（ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ５またはＱ６）だけを経由する経路に電流が流れるように整流回路を構成し、通過損失を低減することができる。したがって、複数の電圧を安定的に出力し、高い変換効率を有する電源装置を提供することができる。
　また、スイッチング回路は、フルブリッジ回路である。したがって、スイッチング回路としてフルブリッジ回路を備え、複数の電圧を安定的に出力できる電源装置を提供することができる。
　本実施形態に係る電源装置４については、以下の変形例を構成することができる。図１５は、本実施形態の変形例に係る電源装置の一次側回路の回路図である。図１５に示す一次側回路１５は、４個のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor ）：Ｑａ～Ｑｄを含むフルブリッジ回路である。ＩＧＢＴ：Ｑａ～Ｑｄは、いずれもＮＰＮ型のＩＧＢＴであり、それぞれ寄生容量ＰＣａ～ＰＣｄを有している。ＩＧＢＴ：Ｑａ～Ｑｄには、それぞれ、ダイオードＤａ～Ｄｄが並列に接続されている。
　一般に、ＭＯＳＦＥＴを用いて構成されたスイッチング回路をバイポーラトランジスタを用いて構成するときには、ＭＯＳＦＥＴのソース電極とドレイン電極を、それぞれ、バイポーラトランジスタのエミッタ電極とコレクタ電極に置き換えればよい。一次側回路１５は、図１に示す一次側回路１０に対して上記の置き換えを行うことにより得られる。ＩＧＢＴ：Ｑａ～Ｑｄは、それぞれ、一次側回路１０に含まれるＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１～Ｑ４と同じ動作を行う。
　ＩＧＢＴを用いて構成されたフルブリッジ回路を有する電源装置によっても、ＭＯＳＦＥＴを用いて構成されたフルブリッジ回路を有する電源装置と同じ効果が得られる。なお、ここではＮＰＮ型のＩＧＢＴを用いることとしたが、ＰＮＰ型のＩＧＢＴを用いてもよい。また、二次側回路に含まれるＭＯＳＦＥＴをＩＧＢＴとダイオードを並列に接続した回路に置き換えてもよい。また、ＩＧＢＴに代えて、バイポーラトランジスタ、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）－ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ（窒化ガリウム）－ＭＯＳＦＥＴなどを用いてもよい。
　（第２の参考例）
　図１６は、第２の参考例に係る電源装置の回路図である。図１６に示す電源装置２は、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１～Ｑ４、Ｑ７、Ｑ８、トランスＴＲ２、コイルＬ１、Ｌ３、Ｌ４、および、コンデンサＣ２を備えたＤＣ／ＤＣコンバータである。電源装置２は、トランスＴＲ２の一次側に一次側回路１０を有し、トランスＴＲ２の二次側に二次側回路３０を有する。一次側回路１０の構成と動作は、第１の参考例と同じである。
　ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ７、Ｑ８は、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１～Ｑ６と同様のスイッチング素子である。二次側回路３０は、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ７、Ｑ８、コイルＬ３、Ｌ４、および、コンデンサＣ２を含んでいる。二次側回路３０は、マイナス出力端子としての第１出力端子３１と、プラス出力端子としての第２出力端子３２とを有している。第１および第２出力端子３１、３２の間には、コンデンサＣ２が接続されている。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ７、Ｑ８のソース電極は、いずれも第１出力端子３１に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ７のドレイン電極は、トランスＴＲ２の二次巻線の一端（図面では上端）とコイルＬ３の一端（図面では左端）とに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ８のドレイン電極は、トランスＴＲ２の二次巻線の他端とコイルＬ４の一端（図面では左端）とに接続されている。コイルＬ３、Ｌ４の他端は、いずれも第２出力端子３２に接続されている。
　このように二次側回路３０は、トランスＴＲ２の二次巻線に接続された整流回路である。この整流回路は、カレントダブラ型の全波整流回路である。二次側回路３０では、コンデンサＣ２の一端（図面では左端）は、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ７を介してトランスＴＲ２の二次巻線の一端に接続されると共に、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ８を介してトランスＴＲ２の二次巻線の他端に接続されている。コンデンサＣ２の他端は、コイルＬ３を介してトランスＴＲ２の二次巻線の一端に接続されると共に、コイルＬ４を介してトランスＴＲ２の二次巻線の他端に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ７、Ｑ８はいずれもトランスＴＲ２の一次側から伝送された電力を整流する整流素子であり、コンデンサＣ２は整流された電力を蓄積する。
　コイルＬ３、Ｌ４には、例えば、１０～１００μＨのインダクタンスを有するものが使用される。コンデンサＣ２には、例えば、２０～１０００μＦの静電容量を有するものが使用される。コイルＬ３、Ｌ４のインダクタンス、および、コンデンサＣ２の静電容量は上記の範囲外の値でもよい。
　一次側回路１０は、第１の参考例と同様に動作する。トランスＴＲ２は、一次巻線に供給された交流を変圧して二次巻線から出力する。二次側回路３０は、トランスＴＲ２の二次巻線から出力された変圧後の交流を整流し、コンデンサＣ２を充電する。このように電源装置２は、直流電源ＰＳから供給された電力を電圧レベルを変換して負荷ＲＬ２に供給する。
　以下、図１７～図２５を参照して、出力電力が比較的小さい場合の電源装置２の動作を説明する。図１７は、出力電力が比較的小さい場合の電源装置２のタイミングチャートである。図１７には、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１～Ｑ４、Ｑ７、Ｑ８のゲート電位、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１のソース－ドレイン間電圧ＶＱ１ＳＤ、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２のソース－ドレイン間電圧ＶＱ２ＳＤ、ノードＮａ、Ｎｂ間の電位差（Ｖａ－Ｖｂ）、トランスＴＲ１の一次巻線を流れる電流Ｉ１、コイルＬ３を流れる電流Ｉ２Ｌ３、および、コイルＬ４を流れる電流Ｉ２Ｌ４の変化が記載されている。電源装置２の動作の１周期は、８個の期間Ｔ１１～Ｔ１８に分割される。
　図１８は、図１７に示すタイミングチャートの一部を詳細に示す図である。図１８には、期間Ｔ１４の全体と期間Ｔ１３、Ｔ１５の一部とが拡大して記載されている。図１８では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ３、Ｑ４のゲート電位、電圧ＶＱ１ＳＤ、および、電位差（Ｖａ－Ｖｂ）の変化に代えて、電流Ｉ２、Ｉ２Ｔの変化が記載されている。電流Ｉ２は電流Ｉ２Ｌ３、Ｉ２Ｌ４の和（Ｉ２＝Ｉ２Ｌ３＋Ｉ２Ｌ４）であり、電流Ｉ２ＴはトランスＴＲ２の二次巻線を流れる電流である。負荷ＲＬ２を流れる電流を無視できるとき、電流Ｉ２はコンデンサＣ２を流れる電流に等しい。電流Ｉ１、Ｉ２Ｌ３、Ｉ２Ｌ４、Ｉ２、Ｉ２Ｔの正の向きは、図１６に記載されたとおりである。
　図１９は、期間Ｔ１１における電流経路図である。期間Ｔ１１では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１、Ｑ４、Ｑ８はオン状態、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２、Ｑ３、Ｑ７はオフ状態である。一次側回路１０では、電流は上記の経路Ｐ１１を流れる。電流Ｉ１は時間の経過と共に増加し、コイルＬ１に電力が蓄積される。二次側回路３０では、トランスＴＲ２の二次巻線に電圧が誘起される。電流は、トランスＴＲ２の二次巻線の一端、コイルＬ３、コンデンサＣ２、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ８、および、トランスＴＲ２の二次巻線の他端を順に経由する経路Ｐ３１を流れる。電流Ｉ２Ｌ３は時間の経過と共に増加し、コイルＬ３に電力が蓄積される。コイルＬ４には半周期前に蓄積された電力が残留しているので、電流はコイルＬ４の他端、コンデンサＣ２、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ８、および、コイルＬ４の一端を順に経由する経路Ｐ３２にも流れる。このときコンデンサＣ２は充電される。期間Ｔ１１では、一次側回路１０から二次側回路３０に電力が伝送される。
　期間Ｔ１２の開始時に、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ４がオフする。期間Ｔ１２では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１、Ｑ８はオン状態、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２～Ｑ４、Ｑ７はオフ状態である。第１の参考例と同じ理由により、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ４のオフ動作は、ゼロボルトスイッチングに該当する。
　第１の参考例と同様に、一次側回路１０における電流経路は、期間Ｔ１２の途中で変化する。図２０は、期間Ｔ１２の前半における電流経路図である。一次側回路１０では、電流は上記の経路Ｐ１２、Ｐ１３を流れる。このとき寄生容量ＰＣ３は放電し、寄生容量ＰＣ４は充電される。このため、ノードＮｂの電位は上昇し、ノードＮａ、Ｎｂ間の電位差（Ｖａ－Ｖｂ）は減少し、電流Ｉ１は減少する。二次側回路２０では、電流は、上記の経路Ｐ３１、Ｐ３２を引き続き流れる。また、トランスＴＲ２の二次巻線の起電力が減少するので、寄生容量ＰＣ７が放電する。このため、電流は、第１出力端子３１、寄生容量ＰＣ７、コイルＬ３、および、第２出力端子３２を順に経由する経路Ｐ３３にも流れる。
　寄生容量ＰＣ３の放電と寄生容量ＰＣ４の充電が完了すると、期間Ｔ１２の後半が開始する。一次側回路１０では、ノードＮａ、Ｎｂ間の電位差（Ｖａ－Ｖｂ）がほぼ０になり、電流は上記の経路Ｐ１４を還流する（図６を参照）。このとき電流Ｉ１はほぼ一定である。二次側回路３０では、電流は上記の経路Ｐ３１～Ｐ３３を引き続き流れる。電流Ｉ２Ｌ３、Ｉ２Ｌ４は、いずれもコンデンサＣ２の両端電圧の作用によって減少する。
　期間Ｔ１３の開始時にＭＯＳＦＥＴ：Ｑ３がオンし、期間Ｔ１３の途中でＭＯＳＦＥＴ：Ｑ７がオンする。以下、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ７がオンするまでの期間を期間Ｔ１３の前半、その後の期間を期間Ｔ１３の後半という。期間Ｔ１３では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１、Ｑ３、Ｑ８はオン状態、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２、Ｑ４はオフ状態である。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ７は、期間Ｔ１３の前半ではオフ状態、期間Ｔ１３の後半ではオン状態である。第１の参考例と同じ理由により、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ３のオン動作は、ゼロボルトスイッチングに該当する。
　期間Ｔ１３の前半において、一次側回路１０では、電流は上記の経路Ｐ１５を還流する（図７を参照）。このとき電流Ｉ１はほぼ一定である。二次側回路３０では、電流は上記の経路Ｐ３１～Ｐ３３を引き続き流れる。電流Ｉ２Ｌ３、Ｉ２Ｌ４は、いずれもコンデンサＣ２の両端電圧の作用によって引き続き減少する。
　電流Ｉ２Ｌ４が０になる前にＭＯＳＦＥＴ：Ｑ７がオンし、期間Ｔ１３の後半が開始する。図２１は、期間Ｔ１３の後半における電流経路図である。一次側回路１０では、電流は上記の経路Ｐ１５を引き続き還流する。このとき電流Ｉ１はほぼ一定である。二次側回路３０では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ７がオンしてしばらくすると、電流Ｉ２Ｌ４は負になる（電流Ｉ２Ｌ４の向きが反転する）。このとき電流は、上記の経路Ｐ３１、Ｐ３３と、経路Ｐ３１においてコイルＬ３の後にコイルＬ４を経由する経路Ｐ３４とを流れる。電流Ｉ２Ｌ３、Ｉ２Ｌ４は引き続き減少し、電流Ｉ２Ｌ３、Ｉ２Ｌ４の和である電流Ｉ２はやがて負になる（電流Ｉ２の向きが反転する）。このときコンデンサＣ２は放電を開始する。
　期間Ｔ１４の開始時にＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１がオフし、期間Ｔ１４の途中でＭＯＳＦＥＴ：Ｑ８がオフする。期間Ｔ１４では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ３、Ｑ７はオン状態、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１、Ｑ２、Ｑ４はオフ状態である。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ８は、途中まではオン状態、その後はオフ状態である。第１の参考例と同じ理由により、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１のオフ動作は、ゼロボルトスイッチングに該当する。図１８に示すように、期間Ｔ１４は、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ８がオフ動作を開始するまでの期間Ｔ１４１、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ８を流れる電流が０になるまでの期間Ｔ１４２、および、その後の期間Ｔ１４３に分割される。
　図２２は、期間Ｔ１４１における電流経路図である。一次側回路１０では、電流は、上記の経路Ｐ１６、Ｐ１７を流れる。このとき寄生容量ＰＣ１は充電され、寄生容量ＰＣ２は放電する。このため、ノードＮａの電位（および、電圧ＶＱ２ＳＤ）は低下する。期間Ｔ１４１では、電流は、プラス入力端子である第２入力端子１２に向かって流れる。この電流を流すために、コイルＬ１に蓄積された電力が使用される。このため、電流Ｉ１は急速に減少し、やがて０になる。二次側回路３０では、電流は、第２出力端子３２、コイルＬ４、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ８、および、第１出力端子３１を順に経由する経路Ｐ３５、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ８の後にＭＯＳＦＥＴ：Ｑ７およびコイルＬ３を順に経由する経路Ｐ３６、並びに、コイルＬ４の後にトランスＴＲ２の二次巻線およびコイルＬ３を順に経由する経路Ｐ３７を流れる。このときコンデンサＣ２は放電する。
　図２３は、期間Ｔ１４２の開始時（ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ８がオフした瞬間）の電流経路図である。このとき、一次側回路１０では電流は流れない。二次側回路３０では、電流は、第２出力端子３２、コイルＬ４、寄生容量ＰＣ８、および、第１出力端子３１を順に経由する経路Ｐ３８、並びに、寄生容量ＰＣ８の後にＭＯＳＦＥＴ：Ｑ７およびコイルＬ３を順に経由する経路Ｐ３９を流れる。このとき寄生容量ＰＣ８は充電される。電流Ｉ１が０であるので、電流Ｉ２Ｔも０である。ただし、ここではトランスＴＲ２を流れる励磁電流を無視する。期間Ｔ１４２では、寄生容量ＰＣ８の充電が進むにつれて、寄生容量ＰＣ８を流れる電流は減少し、０に近づく。このため、電流Ｉ２Ｔが流れ始める。これにより、トランスＴＲ２の一次巻線に電圧が誘起され、電流Ｉ１は再び増加する。
　第１の参考例と同様に、一次側回路１０における電流経路は、期間Ｔ１４３の途中で変化する。図２４は、期間Ｔ１４３の前半における電流経路図である。一次側回路１０では、電流は、期間Ｔ１４１と同じ経路（上記の経路Ｐ１６、Ｐ１７）を再び流れる。このため、寄生容量ＰＣ１の充電と寄生容量ＰＣ２の放電が再開する。したがって、ノードＮａの電位（および、電圧ＶＱ２ＳＤ）は再び低下する。二次側回路２０では、電流は、第２出力端子３２、コイルＬ４、トランスＴＲ２の二次巻線、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ７、および、第１出力端子３１を順に経由する経路Ｐ３ａと、トランスＴＲ２の二次巻線の後にコイルＬ３を経由する経路Ｐ３ｂとを流れる。
　電圧ＶＱ２ＳＤがほぼ０になったときに、期間Ｔ１４３の後半が開始する。図２５は、期間Ｔ１４３の後半における電流経路図である。一次側回路１０では、電流は上記の経路Ｐ１８を流れる。二次側回路３０では、電流は上記の経路Ｐ３ａ、Ｐ３ｂを引き続き流れる。
　このように期間Ｔ１４では、コンデンサＣ２は放電する。また、二次側回路３０においてコンデンサＣ２の放電電流がトランスＴＲ２の二次巻線の他端から一端に向かって流れることにより、トランスＴＲ２の一次巻線に電圧が誘起される。このため、一次側回路１０では、電圧ＶＱ２ＳＤを０にする方向に電流Ｉ１が流れる。
　期間Ｔ１５の開始時に、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２がオンする。第１の参考例と同じ理由により、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２のオン動作は、ゼロボルトスイッチングに該当する。なお、期間Ｔ１４の途中でＭＯＳＦＥＴ：Ｑ８がオフしない場合（すなわち、コンデンサＣ２の放電電流がトランスＴＲ２の二次巻線の他端から一端に向かって流れない場合）、電圧ＶＱ２ＳＤと電流Ｉ１は、それぞれ、図１８に一点鎖線Ｗ３、Ｗ４で示すように変化する。この状態におけるＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２のオン動作は、ゼロボルトスイッチングには該当しない。
　電源装置２は、期間Ｔ１５～Ｔ１８において、期間Ｔ１１～Ｔ１４と対称的に動作する。具体的には、期間Ｔ１５～Ｔ１８におけるＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１～Ｑ４、Ｑ７、Ｑ８の動作は、それぞれ、期間Ｔ１１～Ｔ１４におけるＭＯＳＦＥＴ：Ｑ３、Ｑ４、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ８、Ｑ７の動作と同じである。期間Ｔ１５～Ｔ１８における電流Ｉ２Ｌ３、Ｉ２Ｌ４の変化は、それぞれ、期間Ｔ１１～Ｔ１４における電流Ｉ２Ｌ４、Ｉ２Ｌ３の変化と同じである。期間Ｔ１５～Ｔ１８における電流Ｉ１は、期間Ｔ１１～Ｔ１４における電流Ｉ１の変化と逆である（絶対値は同じで、正負は逆）。
　電源装置２では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２がオンする前に、コンデンサＣ２が放電を開始する。期間Ｔ１４１では、電流は、コンデンサＣ２の正極端子（図面では右側の端子）から負極端子（図面では左側の端子）に向かって、コイルＬ４およびＭＯＳＦＥＴ：Ｑ８を経由する経路Ｐ３５などを流れる（図２２を参照）。期間Ｔ１４２の開始時に、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ８がオフすると、電流は、コイルＬ４、トランスＴＲ２の二次巻線、および、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ７を経由する経路Ｐ３ａを流れる（図２４を参照）。このため、電流がトランスＴＲ２の二次巻線の他端から一端に向かって流れ、トランスＴＲ２の一次巻線に電圧が誘起され、電流Ｉ１が流れる。電流Ｉ１が流れることにより、電圧ＶＱ２ＳＤは低下する。
　電圧ＶＱ２ＳＤを低下させた後にＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２をオンすることにより、スイッチング損失を低減することができる。特に、電圧ＶＱ２ＳＤをほぼ０に低下させた後にＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２をオンすることにより、スイッチング損失を低減することができる。このように電源装置２は、二次側回路３０のコンデンサＣ２に蓄積された電力を一次側回路１０に伝送し、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２のソース－ドレイン間電圧を低下させた後に、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２をオンする。これにより、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２のオン動作時にスイッチング損失を低減することができる。電源装置２は、同様の方法で、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１、Ｑ３、Ｑ４のオン動作時のスイッチング損失を低減する。
　（第２の実施形態）
　図２６は、第２の実施形態に係る電源装置の回路図である。図２６に示す電源装置５は、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１～Ｑ４、Ｑ７、Ｑ８、Ｑ２３、Ｑ２４、トランスＴＲ５、コイルＬ１、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ７、Ｌ８、および、コンデンサＣ２、Ｃ６を備えたＤＣ／ＤＣコンバータである。電源装置５は、トランスＴＲ５の一次側に一次側回路１０を有し、トランスＴＲ５の二次側に二次側回路３０、３５を有している。電源装置５は、第２の参考例に係る電源装置２に二次側回路３５を追加することにより構成され、複数の２次側回路３０、３５を備えている。二次側回路３０、３５のそれぞれに対して、定格出力電圧と定格出力電流を設定することができる。なお、電源装置５は、二次側回路を３個以上備えていてもよい。
　二次側回路３５は、二次側回路３０と同じ構成を有する。二次側回路３５は、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２３、Ｑ２４、コイルＬ７、Ｌ８、および、コンデンサＣ６を含んでいる。二次側回路３５は、マイナス出力端子としての第１出力端子３６と、プラス入力端子としての第２出力端子３７とを有している。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２３、Ｑ２４は、それぞれ、寄生ダイオードＰＤ２３、ＰＤ２４を内蔵し、寄生容量ＰＣ２３、ＰＣ２４を有している。第１および第２出力端子２６、２７の間には、負荷ＲＬ５が接続されている。トランスＴＲ５は、２個の二次巻線を有する。二次側回路３０、３５は、トランスＴＲ５を共有し、トランスＴＲ５の２個の二次巻線からそれぞれ電力を供給される。
　以下、二次側回路３０の出力電力が二次側回路３５の出力電力よりも小さい場合について説明する。この場合、特段の工夫を行わなければ、二次側回路３０の出力電圧が必要以上に上昇することがある（出力電圧の過上昇）。電源装置５では、出力電圧の過上昇を防止するために、一次側回路１０と二次側回路３０が第２の参考例と同様に動作する。これにより、二次側回路３０から一次側回路１０や二次側回路３５へ電力が伝送され、二次側回路３０の出力電圧を定格出力電圧まで低下させることができる。
　電源装置５では、電力が一次側回路１０と二次側回路３５のうちいずれに伝送されるかは、伝送先の回路に含まれるコイルを流れる電流を変化させるために必要な電力によって決まる。具体的には、コイルＬ１を流れる電流を変化させるために必要な電力が、コイルＬ７、Ｌ８を流れる電流を変化させるために必要な電力よりも小さい場合には、電力は一次側回路１０へ伝送される。それ以外の場合には、電力は二次側回路３５へ伝送される。なお、コイルを流れる電流を変化させるために必要な電流は、コイルのインダクタンスなどによって決まる。
　二次側回路３０が行う電圧適正化動作は、二次側回路３０が一次側回路１０または二次側回路３５へ電力を伝送する電力回生動作とも言える。また、二次側回路３０が行う電圧適正化動作は、コンデンサＣ２を放電してトランスＴＲ５の二次巻線に電流を流す放電動作とも言える。二次側回路３０は、出力電力の測定値が基準値を下回る場合に電圧適正化動作を行ってもよく、出力電圧の測定値が基準値を上回る場合に電圧適正化動作を行ってもよい。
　以上に述べた場合とは逆に、二次側回路３５の出力電力が二次側回路３０の出力電力よりも小さい場合には、二次側回路３５の出力電圧の過上昇を防止するために、二次側回路３０、３５がそれぞれ上述した二次側回路３５、３０の動作を行えばよい。
　以上に示すように、本実施形態に係る電源装置５では、整流回路の少なくとも１つ（二次側回路３０）は、整流素子としての第１および第２スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ７、Ｑ８）と、第１および第２コイルＬ３、Ｌ４とを含んでいる。整流回路の少なくとも１つにおいて、コンデンサＣ２の一端（図面では左端）は、第１スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ７）を介してトランスＴＲ２の二次巻線の一端（図面では上端）に接続されると共に、第２スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ８）を介して二次巻線の他端（図面では下端）に接続され、コンデンサＣ２の他端（図面では右端）は、第１コイルＬ３を介して二次巻線の一端に接続されると共に、第２コイルＬ４を介して二次巻線の他端に接続されている。整流回路の少なくとも１つは、放電動作として、第２スイッチング素子および第２コイルＬ４を経由する経路Ｐ３５に電流を流してコンデンサＣ２の放電を開始した後に、第２スイッチング素子をオフして、第２コイルＬ４、二次巻線、および、第１スイッチング素子を経由する経路Ｐ３ａに電流を流す動作を行う。
　このように上記の構成を有する整流回路において、第２スイッチング素子および第２コイルを経由する経路Ｐ３５に電流を流してコンデンサＣ２の放電を開始した後に、第２スイッチング素子をオフすることにより、トランスＴＲ５の二次巻線に電流を流し、整流回路からスイッチング回路（一次側回路１０）または他の整流回路（二次側回路３５）へ電力を伝送することができる。また、トランスＴＲ５とコンデンサＣ２の間で１個の整流素子（ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ７またはＱ８）だけを経由する経路に電流が流れるように整流回路を構成し、通過損失を低減することができる。したがって、複数の電圧を安定的に出力し、高い変換効率を有する電源装置を提供することができる。
　本実施形態に係る電源装置５については、以下の変形例を構成することができる。電源装置５では、一次側回路１０はフルブリッジ回路であり、二次側回路３０、３５はカレントダブラ回路であることとした。変形例に係る電源装置では、一次側回路と二次側回路を共にフルブリッジ回路としてもよい。変形例に係る電源装置では、一次側回路と二次側回路の一方がスイッチング回路として動作し、他方が整流回路として動作する。必要に応じて両者の機能を交換することにより、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを構成することができる。
　（第３の参考例）
　図２７は、第３の参考例に係る電源装置の回路図である。図２７に示す電源装置３は、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１～Ｑ１４、トランスＴＲ３、コイルＬ５、および、コンデンサＣ３、Ｃ４を備えたＤＣ／ＤＣコンバータである。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１～Ｑ１４は、それぞれ、寄生ダイオードＰＤ１１～ＰＤ１４を内蔵し、寄生容量ＰＣ１１～ＰＣ１４を有している。なお、寄生容量ＰＣ１１～ＰＣ１４の静電容量が不十分な場合には、寄生容量ＰＣ１１～ＰＣ１４に対して並列にコンデンサを外付けで接続してもよい。
　電源装置３は、トランスＴＲ３の一次側に一次側回路４０を有し、トランスＴＲ３の二次側に二次側回路５０を有している。一次側回路４０は、マイナス入力端子としての第１入力端子４１と、プラス入力端子としての第２入力端子４２とを有している。二次側回路５０は、マイナス出力端子としての第１出力端子５１と、プラス出力端子としての第２出力端子５２とを有している。第１および第２入力端子４１、４２の間には直流電源ＰＳが接続され、第１および第２出力端子５１、５２の間には負荷ＲＬ３が接続されている。
　ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１～Ｑ１４は、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１～Ｑ８と同様のスイッチング素子である。一次側回路４０は、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１、Ｑ１２、および、コンデンサＣ３を含んでいる。二次側回路５０は、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１３、Ｑ１４、コイルＬ５、および、コンデンサＣ４を含んでいる。
　一次側回路４０において、トランスＴＲ３の一次巻線の一端（図面では上端）とコンデンサＣ３の一端（図面では上端）とは、第２入力端子４２に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１のソース電極は第１入力端子４１に接続され、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１のドレイン電極はＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１２のソース電極とトランスＴＲ３の一次巻線の他端とに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１２のドレイン電極は、コンデンサＣ３の他端に接続されている。以下、トランスＴＲ３の一端が接続されたノードをＮｃ、トランスＴＲ３の他端が接続されたノードをＮｄといい、ノードＮｃ、Ｎｄの電位をそれぞれＶｃ、Ｖｄという。
　二次側回路５０において、第１および第２出力端子５１、５２の間には、コンデンサＣ４が接続されている。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１３のソース電極はトランスＴＲ３の二次巻線の一端（図面では上端）に接続され、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１３のドレイン電極はＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１４のドレイン電極とコイルＬ５の一端（図面では左端）とに接続されている。コイルＬ５の他端は、第２出力端子５２に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１４のソース電極とトランスＴＲ３の二次巻線の他端とは、第１出力端子５１に接続されている。
　このように一次側回路４０は、トランスＴＲ３の一次巻線に接続されたスイッチング回路である。このスイッチング回路は、フォワード回路である。二次側回路５０は、トランスＴＲ３の二次巻線に接続された整流回路である。この整流回路は、フォワード回路である。二次側回路５０では、コンデンサＣ４の一端（図面では上端）は、コイルＬ５とＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１３を介してトランスＴＲ３の二次巻線の一端に接続されると共に、コイルＬ５とＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１４を介してトランスＴＲ３の二次巻線の他端に接続されている。コンデンサＣ４の他端は、トランスＴＲ３の二次巻線の他端に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１３、Ｑ１４はいずれもトランスＴＲ３の一次側から伝送された電力を整流する整流素子であり、コンデンサＣ３は整流された電力を蓄積する。
　コイルＬ５には、例えば、１０～１００μＨのインダクタンスを有するものが使用される。コンデンサＣ３には、例えば、０．０１～１０μＦの静電容量を有するものが使用され、コンデンサＣ４には、例えば、２０～１０００μＦの静電容量を有するものが使用される。コイルＬ５のインダクタンス、および、コンデンサＣ３、Ｃ４の静電容量は上記の範囲外の値でもよい。
　一次側回路４０では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１がスイッチング動作を行う。これにより、直流電源ＰＳから供給された直流は、トランスＴＲ３の一次巻線に断続的に供給される。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１２とコンデンサＣ３は、トランスＴＲ３の励磁電流による電力をリセットする回路として機能する。トランスＴＲ３は、一次巻線に供給された電圧を変圧して二次巻線から出力する。二次側回路５０は、トランスＴＲ３の二次巻線から供給された変圧後の交流を整流し、コンデンサＣ４を充電する。このように電源装置３は、直流電源ＰＳから供給された電力を電圧レベルを変換して負荷ＲＬ３に供給する。
　以下、図２８～図３５を参照して、出力電力が比較的小さい場合の電源装置３の動作を説明する。図２８は、出力電力が比較的小さい場合の電源装置３のタイミングチャートである。図２８には、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１～Ｑ１４のゲート電位、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１のソース－ドレイン間電圧ＶＱ１１ＳＤ、ノードＮｃ、Ｎｄ間の電位差（Ｖｃ－Ｖｄ）、トランスＴＲ３の一次巻線を流れる電流Ｉ１Ｔ、トランスＴＲ３の二次巻線を流れる電流Ｉ２Ｔ、および、コイルＬ５を流れる電流Ｉ２の変化が記載されている。負荷ＲＬ３を流れる電流を無視できるとき、電流Ｉ２はコンデンサＣ４を流れる電流に等しい。電流Ｉ１Ｔ、Ｉ２Ｔ、Ｉ２の正の向きは、図２７に記載されたとおりである。電源装置３の動作の１周期は６個の期間Ｔ２１～Ｔ２６に分割され、期間Ｔ２３は２個の期間Ｔ２３１、Ｔ２３２にさらに分割される。
　図２８に示すように、期間Ｔ２１の途中でＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１３がオフする。以下、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１３がオフするまでの期間を期間Ｔ２１の前半、その後の期間を期間Ｔ２１の後半という。期間Ｔ２１では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１はオン状態、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１２、Ｑ１４はオフ状態である。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１３は、期間Ｔ２１の前半ではオン状態、期間Ｔ２１の後半ではオフ状態である。
　図２９は、期間Ｔ２１の前半における電流経路図である。一次側回路４０では、電流は、第２入力端子４２、トランスＴＲ３の一次巻線、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１、および、第１入力端子４１を順に経由する経路Ｐ４１を流れる。電流Ｉ１Ｔは、時間の経過と共に増加する。二次側回路５０では、トランスＴＲ３の二次巻線に電圧が誘起される。電流は、トランスＴＲ３の二次巻線の一端、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１３、コイルＬ５、コンデンサＣ４、および、トランスＴＲ３の二次巻線の他端を順に経由する経路Ｐ５１を流れる。このときコンデンサＣ４は充電される。期間Ｔ２１の前半では、一次側回路４０から二次側回路５０に電力が伝送される。
　期間Ｔ２１の後半の開始時に、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１３がオフする。期間Ｔ２１の後半において、一次側回路４０では、電流は上記の経路Ｐ４１を引き続き流れる。二次側回路５０では、電流は、トランスＴＲ３の二次巻線の一端、寄生ダイオードＰＤ１３、コイルＬ５、コンデンサＣ４、および、トランスＴＲ３の二次巻線の他端を順に経由する経路（図示せず）を流れる。
　期間Ｔ２２の開始時に、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１がオフする。期間Ｔ２２では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１～Ｑ１４は、いずれもオフ状態である。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１は寄生容量ＰＣ１１を有するので、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１がオフするときにＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１のソース－ドレイン間電圧はほとんど上昇しない。したがって、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１のオフ動作は、ゼロボルトスイッチングに該当する。
　期間Ｔ２２では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１がオフ状態であるので、ノードＮｄの電位は上昇し、電流Ｉ１Ｔは減少する。電流Ｉ１Ｔには、励磁電流だけが残る。トランスＴＲ３の二次巻線は起電力を失い、電流Ｉ２Ｔは０になる。励磁電流のために、トランスＴＲ３の一次巻線の両端電圧（Ｖｃ－Ｖｄ）は負になり、電圧ＶＱ１１ＳＤは入力電圧Ｖｉｎを超える。二次側回路５０では、電流は、寄生ダイオードＰＤ１４、コイルＬ５、および、コンデンサＣ４を順に経由する経路（図示せず）を流れ始める。また、電流Ｉ２は減少し始める。なお、本参考例では電源装置３の動作の説明に必要な励磁電流を明示しているが、他の参考例では励磁電流を無視している。
　期間Ｔ２３の開始時に、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１２、Ｑ１４がオンする。期間Ｔ２３では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１２、Ｑ１４はオン状態、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１、Ｑ１３はオフ状態である。なお、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１２、Ｑ１４がオンするタイミングは必ずしも同じでなくてもよい。
　図３０は、期間Ｔ２３１における電流経路図である。一次側回路４０では、トランスＴＲ３の一次巻線に励磁電流が流れる。励磁電流は、トランスＴＲ３の一次巻線の他端、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１２、コンデンサＣ３、および、トランスＴＲ３の一次巻線の一端を順に経由する経路Ｐ４２を流れる。このときコンデンサＣ３は充電され、電流Ｉ１Ｔは次第に減少する。二次側回路５０では、期間Ｔ２１で電力を蓄積したコイルＬ５の作用により、電流は、コイルＬ５、コンデンサＣ４、および、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１４を順に経由する経路Ｐ５２を流れる。電流Ｉ２は、コンデンサＣ４の両端電圧の作用によって減少する。
　電流Ｉ１Ｔが０になると、期間Ｔ２３２が開始する（図２８を参照）。図３１は、期間Ｔ２３２における電流経路図である。一次側回路４０では、電流は、トランスＴＲ３の一次巻線の一端、コンデンサＣ３、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１２、および、トランスＴＲ３の一次巻線の他端を順に経由する経路Ｐ４３を流れる。このときコンデンサＣ３は放電し、トランスＴＲ３の励磁電流による電力はリセットされる。二次側回路５０では、電流は、上記の経路Ｐ５２を引き続き流れる。電流Ｉ２は、引き続き減少し、やがて負になる（電流Ｉ２の向きが反転する）。このときコンデンサＣ４は放電を開始する。
　期間Ｔ２４の開始時に、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１２がオフする。期間Ｔ２４では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１～Ｑ１３はオフ状態、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１４はオン状態である。図３２は、期間Ｔ２４における電流経路図である。一次側回路４０では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１２がオフ状態であるので、コンデンサＣ３の放電は阻害される。このため、ノードＮｄの電位は低下する。電流は、第１入力端子４１、寄生容量ＰＣ１１、トランスＴＲ３の一次巻線、および、第２入力端子４２を順に経由する経路Ｐ４４と、トランスＴＲ３の一次巻線の後にコンデンサＣ３と寄生容量ＰＣ１２を順に経由する経路Ｐ４５とを流れる。このとき寄生容量ＰＣ１１は放電し、寄生容量ＰＣ１２は充電される。二次側回路５０では、コンデンサＣ４の両端電圧の作用により、電流は、コイルＬ５、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１４、および、コンデンサＣ４を順に経由する経路Ｐ５３を流れる。
　電源装置３の出力電力が比較的大きい場合、トランスＴＲ３のオンデューティー比は大きく、励磁電流も大きい。このため、期間Ｔ２３１におけるノードＮｄの電位は高く、コンデンサＣ３の両端電圧も高く、期間Ｔ２３２においてコンデンサＣ３が放電するときの電流Ｉ１Ｔの絶対値は大きい。したがって、トランスＴＲ３の一次巻線の漏れインダクタンスの作用によってノードＮｄの電位は０に低下し、電圧ＶＱ１１ＳＤは０になる。よって、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１のオン動作は、ゼロボルトスイッチングに該当する。一方、電源装置３の出力電力が比較的小さい場合、励磁電流が小さいので、ノードＮｄの電圧を０まで低下させることができない。電源装置３の出力電力が小さい場合には、ノードＮｄの電位は入力電圧Ｖｉｎまでしか低下しない（図２８を参照）。そこで、電源装置３では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１のオン動作をゼロボルトスイッチングにするために、期間Ｔ２６の開始時にＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１４がオフする。これにより、以下に示すように、コンデンサＣ４を放電させてトランスＴＲ３の二次巻線に電流を流し、コンデンサＣ４に蓄積された電力をトランスＴＲ１を経由して一次側回路４０に伝送することができる。
　期間Ｔ２５の開始時に、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１３がオンする。期間Ｔ２５では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１、Ｑ１２はオフ状態、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１３、Ｑ１４はオン状態である。図３３は、期間Ｔ２５における電流経路図である。一次側回路４０では、ノードＮｄの電位が入力電圧Ｖｉｎと等しいので、電流は流れない。二次側回路５０では、電流は上記の経路Ｐ５３を引き続き流れる。
　期間Ｔ２６の開始時に、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１４がオフする。期間Ｔ２６では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１４はオフ状態、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１３はオン状態である。一次側回路４０における電流経路は、期間Ｔ２６の途中で変化する。以下、電流経路が変化するまでの期間を期間Ｔ２６の前半、その後の期間を期間Ｔ２６の後半という。
　図３４は、期間Ｔ２６の前半における電流経路図である。一次側回路４０では、電流は、期間Ｔ２４と同じ経路（上記の経路Ｐ４４、Ｐ４５）を再び流れる。このため、寄生容量ＰＣ１１の放電と寄生容量ＰＣ１２の充電が再開する。したがって、ノードＮｄの電位（および、電圧ＶＱ１１ＳＤ）は再び低下する。二次側回路５０では、電流は、コイルＬ５、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１３、トランスＴＲ３の二次巻線、および、コンデンサＣ４を順に経由する経路Ｐ５４を流れる。トランスＴＲ３の二次巻線の一端から他端に電流が流れるので、トランスＴＲ３の一次巻線に起電力が発生する。このため、電流は、トランスＴＲ３の一次巻線の他端から一端に向かって再び流れ始める。
　電圧ＶＱ１１ＳＤがほぼ０になったときに、期間Ｔ２６の後半が開始する。図３５は、期間Ｔ２６の後半における電流経路図である。一次側回路４０では、電流は上記の経路Ｐ４４を流れる。二次側回路５０では、電流は上記の経路Ｐ５４を引き続き流れる。
　このように期間Ｔ２４～Ｔ２６では、コンデンサＣ４は放電する。また、コンデンサＣ４の放電電流がコイルＬ５を介してトランスＴＲ３の二次巻線を一端から他端に向かって流れることにより、トランスＴＲ３の一次巻線に電圧が誘起される。このため、電圧ＶＱ１ＳＤを０にする方向に電流Ｉ１Ｔが流れる。
　次の期間Ｔ２１の開始時に、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１はオンする。次の期間Ｔ２１の開始時に、電圧ＶＱ１１ＳＤはほぼ０であり、寄生ダイオードＰＤ１１には順方向電流が流れている。したがって、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１のオフ動作は、ゼロボルトスイッチングに該当する。
　次の期間Ｔ２１において、一次側回路４０では、電流はトランスＴＲ３の一次巻線の一端から他端に（期間Ｔ２６とは逆向きに）流れる。二次側回路５０では、電流はトランスＴＲ３の二次巻線の他端から一端に（期間Ｔ２６とは逆向きに）流れる。
　電源装置３では、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１がオンする前に、コンデンサＣ４が放電を開始する。期間Ｔ２４では、電流は、コンデンサＣ４の正極端子（図面では上側の端子）から負極端子（図面では下側の端子）に向かって、コイルＬ５、および、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１４を経由する経路Ｐ５２を流れる。期間Ｔ２６の開始時にＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１４がオフすると、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１４を流れる電流は遮断され、電流は、コイルＬ５、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１３、および、トランスＴＲ３の二次巻線を経由する経路Ｐ５４を流れる（図３４を参照）。このため、電流がトランスＴＲ３の二次巻線の一端から他端に向かって流れ、トランスＴＲ３の一次巻線に電圧が誘起され、電流Ｉ１Ｔが流れる。電流Ｉ１Ｔが流れることにより、電圧ＶＱ１１ＳＤが低下する。
　電圧ＶＱ１１ＳＤを低下させた後にＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１をオンすることにより、スイッチング損失を低減することができる。特に、電圧ＶＱ１１ＳＤをほぼ０に低下させた後にＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１をオンすることにより、スイッチング損失を低減することができる。このように電源装置３は、二次側回路５０のコンデンサＣ４に蓄積された電力を一次側回路４０に伝送し、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１のソース－ドレイン間電圧を低下させた後に、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１をオンする。これにより、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１のオン動作時にスイッチング損失を低減することができる。
　（第３の実施形態）
　図３６は、第３の実施形態に係る電源装置の回路図である。図３６に示す電源装置６は、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１１～Ｑ１４、Ｑ２５、Ｑ２６、トランスＴＲ６、コイルＬ５、Ｌ９、および、コンデンサＣ３、Ｃ４、Ｃ７を備えたＤＣ／ＤＣコンバータである。電源装置６は、トランスＴＲ６の一次側に一次側回路４０を有し、トランスＴＲ６の二次側に二次側回路５０、５５を有している。電源装置６は、第３の参考例に係る電源装置３に二次側回路５５を追加することにより構成され、複数の２次側回路５０、５５を備えている。二次側回路５０、５５のそれぞれに対して、定格出力電圧と定格出力電流を設定することができる。なお、電源装置６は、二次側回路を３個以上備えていてもよい。
　二次側回路５５は、二次側回路５０と同じ構成を有する。二次側回路５５は、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２５、Ｑ２６、コンデンサＣ７、および、コイルＬ９を含んでいる。二次側回路５５は、マイナス出力端子としての第１出力端子５６と、プラス入力端子としての第２出力端子５７とを有している。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ２５、Ｑ２６は、それぞれ、寄生ダイオードＰＤ２５、ＰＤ２６を内蔵し、寄生容量ＰＣ２５、ＰＣ２６を有している。第１および第２出力端子５６、５７の間には、負荷ＲＬ６が接続されている。トランスＴＲ６は、２個の二次巻線を有する。二次側回路５０、５５は、トランスＴＲ６を共有し、トランスＴＲ６の２個の二次巻線からそれぞれ電力を供給される。
　以下、二次側回路５０の出力電力が二次側回路５５の出力電力より小さい場合について説明する。この場合、特段の工夫を行わなければ、二次側回路５０の出力電圧が必要以上に上昇することがある（出力電圧の過上昇）。電源装置６では、出力電圧の過上昇を防止するために、一次側回路４０と二次側回路５０が第３の参考例と同様に動作する。これにより、二次側回路５０から一次側回路４０や二次側回路５５へ電力が伝送され、二次側回路５０の出力電圧を定格出力電圧まで低下させることができる。
　電源装置６では、電力は、二次側回路５５へ優先的に伝送される。電力が大きい場合には、電力は一次側回路４０と二次側回路５５の両方へ伝送される。その理由は、第１の実施形態と同じである。
　二次側回路５０が行う電圧適正化動作は、二次側回路５０が一次側回路４０または二次側回路５５へ電力を伝送する電力回生動作とも言える。また、二次側回路５０が行う電圧適正化動作は、コンデンサＣ４を放電してトランスＴＲ６の二次巻線に電流を流す放電動作とも言える。二次側回路５０は、出力電力の測定値が基準値を下回る場合に電圧適正化動作を行ってもよく、出力電圧の測定値が基準値を上回る場合に電圧適正化動作を行ってもよい。
　以上に述べた場合とは逆に、二次側回路５５の出力電力が二次側回路５０の出力電力よりも小さい場合には、二次側回路５５の出力電圧の過上昇を防止するために、二次側回路５０、５５がそれぞれ上述した二次側回路５５、５０の動作を行えばよい。
　以上に示すように、本実施形態に係る電源装置６では、整流回路の少なくとも１つ（二次側回路５０）は、整流素子としての第１および第２スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１３、Ｑ１４）とコイルＬ５とを含んでいる。整流回路の少なくとも１つにおいて、コンデンサＣ４の一端（図面では上端）は、コイルＬ５および第１スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１３）を介してトランスＴＲ３の二次巻線の一端（図面では上端）に接続されると共に、コイルＬ５および第２スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ１４）を介して二次巻線の他端（図面では下端）に接続されている。コンデンサＣ４の他端（図面では下端）は、二次巻線の他端に接続されている。整流回路の少なくとも１つは、放電動作として、コイルＬ５および第２スイッチング素子を経由する経路Ｐ５２に電流を流してコンデンサＣ３の放電を開始した後に、第２スイッチング素子をオフして、コイルＬ３、第１スイッチング素子、および、二次巻線を経由する経路Ｐ５４に電流を流す動作を行う。
　したがって、本実施形態に係る電源装置６によれば、上記の構成を有する整流回路において、コイルＬ５および第２スイッチング素子を経由する経路Ｐ５２に電流を流してコンデンサの放電を開始した後に、第２スイッチング素子をオフすることにより、トランスＴＲ６の二次巻線に電流を流し、整流回路からスイッチング回路（一次側回路４０）または他の整流回路（二次側回路５５）へ電力を伝送することができる。したがって、複数の電圧を安定的に出力する電源装置を提供することができる。
　また、スイッチング回路（一次側回路４０）はフォワード回路であるので、スイッチング回路としてフォワード回路を備え、複数の電圧を安定的に出力できる電源装置を提供することができる。
　（第４の実施形態）
　図３７は、第４の実施形態に係る電源ユニットの回路図である。図３７に示す電源ユニット７０は、力率改善回路７１、電源装置７２、ＡＣプラグ７３、および、出力端子７４、７５を備えている。電源装置７２は、第１～第３の実施形態およびその変形例に係る電源装置のいずれかである。
　力率改善回路７１は、入力電圧と入力電流がほぼ比例するように制御し、高調波の発生を抑制する。力率改善回路７１は、例えば、１００～２４０Ｖの交流電圧が入力されたときに４００Ｖの直流電圧を出力する。電源装置７２は、力率改善回路７１から出力された直流電圧を所望のレベルの直流電圧に変換する。電源ユニット７０は、ＡＣアダプタや、電気機器に内蔵される電源として用いることができる。
　以上に示すように、本実施形態に係る電源ユニット７０は、第１～第３の実施形態およびその変形例に係る電源装置のいずれかを備えている。したがって、本実施形態に係る電源ユニット７０によれば、複数の電圧を安定的に出力できる電源ユニットを提供することができる。
　なお、第１～第３の実施形態およびその変形例に係る電源装置の特徴をその性質に反しない限り任意に組み合わせて、複数の実施形態および変形例の特徴を有する電源装置を構成してもよい。
　以上に示すように、電源装置は、一次巻線と複数の二次巻線とを有するトランスと、　前記一次巻線に接続されたスイッチング回路と、前記複数の二次巻線のそれぞれに接続された複数の整流回路とを備え、前記整流回路の少なくとも１つは、前記スイッチング回路または他の整流回路へ電力を伝送する電力回生動作を行ってもよい（第１の局面）。
　前記整流回路の少なくとも１つは、前記トランスの一次側から伝送された電力を整流する整流素子と、整流された電力を蓄積するコンデンサとを含み、前記コンデンサを放電させて前記トランスの二次巻線に電流を流す放電動作を行ってもよい（第２の局面）。
　前記整流回路の少なくとも１つは、前記整流素子として第１および第２スイッチング素子を含み、コイルをさらに含み、前記二次巻線の少なくとも１つはセンタータップを有し、前記整流回路の少なくとも１つにおいて、前記コンデンサの一端は、前記第１スイッチング素子を介して前記二次巻線の一端に接続されると共に、前記第２スイッチング素子を介して前記二次巻線の他端に接続され、前記コンデンサの他端は、前記コイルを介して前記センタータップに接続されており、前記整流回路の少なくとも１つは、前記放電動作として、前記コイル、前記センタータップ、前記二次巻線の一端、および、前記第１スイッチング素子を経由する経路と、前記コイル、前記センタータップ、前記二次巻線の他端、および、前記第２スイッチング素子を経由する経路とに電流を流して前記コンデンサの放電を開始した後に、前記第２スイッチング素子をオフする動作を行ってもよい（第３の局面）。
　前記整流回路の少なくとも１つは、前記整流素子として第１および第２スイッチング素子を含み、第１および第２コイルをさらに含み、前記整流回路の少なくとも１つにおいて、前記コンデンサの一端は、前記第１スイッチング素子を介して前記二次巻線の一端に接続されると共に、前記第２スイッチング素子を介して前記二次巻線の他端に接続され、前記コンデンサの他端は、前記第１コイルを介して前記二次巻線の一端に接続されると共に、前記第２コイルを介して前記二次巻線の他端に接続されており、前記整流回路の少なくとも１つは、前記放電動作として、前記第２コイルおよび前記第２スイッチング素子を経由する経路に電流を流して前記コンデンサの放電を開始した後に、前記第２スイッチング素子をオフして、前記第２コイル、前記二次巻線、および、前記第１スイッチング素子を経由する経路に電流を流す動作を行ってもよい（第４の局面）。
　前記整流回路の少なくとも１つは、前記整流素子として第１および第２スイッチング素子を含み、コイルをさらに含み、前記整流回路の少なくとも１つにおいて、前記コンデンサの一端は、前記コイルおよび前記第１スイッチング素子を介して前記二次巻線の一端に接続されると共に、前記コイルおよび前記第２スイッチング素子を介して前記二次巻線の他端に接続され、前記コンデンサの他端は前記二次巻線の他端に接続されており、前記整流回路の少なくとも１つは、前記放電動作として、前記コイルおよび前記第２スイッチング素子を経由する経路に電流を流して前記コンデンサの放電を開始した後に、前記第２スイッチング素子をオフして、前記コイル、前記第１スイッチング素子、および、前記二次巻線を経由する経路に電流を流す動作を行ってもよい（第５の局面）。
　前記スイッチング回路は、フルブリッジ回路でもよい（第６の局面）。前記スイッチング回路は、フォワード回路でもよい（第７の局面）。電源ユニットは、第１～第７のいずれかの局面に係る電源装置を備えていてもよい（第８の局面）。
　第１の局面によれば、出力電力が小さい整流回路が電力回生動作を行うことにより、出力電力が小さい整流回路からスイッチング回路や他の整流回路へ電力が伝送される。これにより、出力電力が小さい整流回路における出力電圧の過上昇を防止することができる。したがって、複数の電圧を安定的に出力できる電源装置を提供することができる。
　第２の局面によれば、出力電力が小さい整流回路がコンデンサを放電してトランスの二次巻線に電流を流す放電動作を行うことにより、出力電力が小さい整流回路からスイッチング回路や他の整流回路へ電力が伝送される。これにより、出力電力が小さい整流回路における出力電圧の過上昇を防止することができる。したがって、複数の電圧を安定的に出力できる電源装置を提供することができる。
　第３の局面によれば、上記の構成を有する整流回路において、２個の経路に電流を流してコンデンサの放電を開始した後に第２スイッチング素子をオフすることにより、トランスの二次巻線に電流を流し、整流回路からスイッチング回路や他の整流回路へ電力を伝送することができる。また、トランスとコンデンサの間で１個の整流素子だけを経由する経路に電流が流れるように整流回路を構成し、通過損失を低減することができる。したがって、複数の電圧を安定的に出力でき、高い変換効率を有する電源装置を提供することができる。
　第４の局面によれば、上記の構成を有する整流回路において、第２スイッチング素子および第２コイルを経由する経路に電流を流してコンデンサの放電を開始した後に第２スイッチング素子をオフすることにより、トランスの二次巻線に電流を流し、整流回路からスイッチング回路や他の整流回路へ電力を伝送することができる。また、トランスとコンデンサの間で１個の整流素子だけを経由する経路に電流が流れるように整流回路を構成し、通過損失を低減することができる。したがって、複数の電圧を安定的に出力でき、高い変換効率を有する電源装置を提供することができる。
　第５の局面によれば、上記の構成を有する整流回路において、コイルおよび第２スイッチング素子を経由する経路に電流を流してコンデンサの放電を開始した後に第２スイッチング素子をオフすることにより、トランスの二次巻線に電流を流し、整流回路からスイッチング回路や他の整流回路へ電力を伝送することができる。したがって、複数の電圧を安定的に出力できる電源装置を提供することができる。
　第６の局面によれば、スイッチング回路としてフルブリッジ回路を備え、複数の電圧を安定的に出力できる電源装置を提供することができる。第７の局面によれば、スイッチング回路としてフォワード回路を備え、複数の電圧を安定的に出力できる電源装置を提供することができる。第８の局面によれば、複数の電圧を安定的に出力できる電源ユニットを提供することができる。
　本願は、２０１７年２月２３日に出願された「電源装置および電源ユニット」という名称の日本国特願２０１７－３１９５０号に基づく優先権を主張する出願であり、この出願の内容は引用することによって本願の中に含まれる。
　４、５、６…電源装置
　１０、１５、４０…一次側回路
　２０、２５、３０、３５、５０、５５…二次側回路
　１１、４１…第１入力端子
　１２、４２…第２入力端子
　２１、２６、３１、３６、５１、５６…第１出力端子
　２２、２７、３２、３７、５２、５７…第２出力端子
　７０…電源ユニット
　７１…力率改善回路
　７２…電源装置
　７３…ＡＣプラグ
　７４…出力端子

Claims (8)

  1. 　一次巻線と複数の二次巻線とを有するトランスと、
    　前記一次巻線に接続されたスイッチング回路と、
    　前記複数の二次巻線のそれぞれに接続された複数の整流回路とを備え、
    　前記整流回路の少なくとも１つは、前記スイッチング回路または他の整流回路へ電力を伝送する電力回生動作を行うことを特徴とする、電源装置。
  2. 　前記整流回路の少なくとも１つは、前記トランスの一次側から伝送された電力を整流する整流素子と、整流された電力を蓄積するコンデンサとを含み、前記コンデンサを放電させて前記トランスの二次巻線に電流を流す放電動作を行うことを特徴とする、請求項１に記載の電源装置。
  3. 　前記整流回路の少なくとも１つは、前記整流素子として第１および第２スイッチング素子を含み、コイルをさらに含み、
    　前記二次巻線の少なくとも１つはセンタータップを有し、
    　前記整流回路の少なくとも１つにおいて、前記コンデンサの一端は、前記第１スイッチング素子を介して前記二次巻線の一端に接続されると共に、前記第２スイッチング素子を介して前記二次巻線の他端に接続され、前記コンデンサの他端は、前記コイルを介して前記センタータップに接続されており、
    　前記整流回路の少なくとも１つは、前記放電動作として、前記コイル、前記センタータップ、前記二次巻線の一端、および、前記第１スイッチング素子を経由する経路と、前記コイル、前記センタータップ、前記二次巻線の他端、および、前記第２スイッチング素子を経由する経路とに電流を流して前記コンデンサの放電を開始した後に、前記第２スイッチング素子をオフする動作を行うことを特徴とする、請求項２に記載の電源装置。
  4. 　前記整流回路の少なくとも１つは、前記整流素子として第１および第２スイッチング素子を含み、第１および第２コイルをさらに含み、
    　前記整流回路の少なくとも１つにおいて、前記コンデンサの一端は、前記第１スイッチング素子を介して前記二次巻線の一端に接続されると共に、前記第２スイッチング素子を介して前記二次巻線の他端に接続され、前記コンデンサの他端は、前記第１コイルを介して前記二次巻線の一端に接続されると共に、前記第２コイルを介して前記二次巻線の他端に接続されており、
    　前記整流回路の少なくとも１つは、前記放電動作として、前記第２コイルおよび前記第２スイッチング素子を経由する経路に電流を流して前記コンデンサの放電を開始した後に、前記第２スイッチング素子をオフして、前記第２コイル、前記二次巻線、および、前記第１スイッチング素子を経由する経路に電流を流す動作を行うことを特徴とする、請求項２に記載の電源装置。
  5. 　前記整流回路の少なくとも１つは、前記整流素子として第１および第２スイッチング素子を含み、コイルをさらに含み、
    　前記整流回路の少なくとも１つにおいて、前記コンデンサの一端は、前記コイルおよび前記第１スイッチング素子を介して前記二次巻線の一端に接続されると共に、前記コイルおよび前記第２スイッチング素子を介して前記二次巻線の他端に接続され、前記コンデンサの他端は前記二次巻線の他端に接続されており、
    　前記整流回路の少なくとも１つは、前記放電動作として、前記コイルおよび前記第２スイッチング素子を経由する経路に電流を流して前記コンデンサの放電を開始した後に、前記第２スイッチング素子をオフして、前記コイル、前記第１スイッチング素子、および、前記二次巻線を経由する経路に電流を流す動作を行うことを特徴とする、請求項２に記載の電源装置。
  6. 　前記スイッチング回路は、フルブリッジ回路であることを特徴とする、請求項１に記載の電源装置。
  7. 　前記スイッチング回路は、フォワード回路であることを特徴とする、請求項１に記載の電源装置。
  8. 　請求項１～７のいずれかに記載の電源装置を備えた、電源ユニット。
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