JP2023089114A - 電力コンバータ及びその制御方法 - Google Patents

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Abstract

Figure 2023089114000001
【課題】ブロッキングコンデンサ、センサ、検知回路、補助巻線等を追加することなく、トランスの飽和を抑止する電力コンバータ及びその制御方法を提供する。
【解決手段】１次側スイッチング回路１、２次側スイッチング回路２、トランスＴＲ及び制御回路３を備える電力コンバータであって、１次側スイッチング回路１は、４つの１次側スイッチＳＰ１～ＳＰ４を含む第１組スイッチを備え、２次側スイッチング回路２は、４つの２次側スイッチＳＳ１～ＳＳ４を含む第２組スイッチを備え、トランスＴＲは、１次側スイッチング回路１及び２次側スイッチング回路２との間に結合されており、制御回路３は、第１組スイッチ及び第２組スイッチを制御することによって、１次側スイッチング回路１と２次側スイッチング回路２との間における電力伝送を制御し、且つ、有効化期間及び無効化期間の夫々について、第１組スイッチ及び第２組スイッチを交互に有効化及び無効化する。
【選択図】図２

Description

本開示は、電力コンバータ及びその制御方法に関する。より具体的には、電力コンバータにおける、トランス飽和を抑止するための電力コンバータ及びその制御方法に関する。
現在、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、コンバータの入力ポートと出力ポートの間にＤＣ絶縁が必要な多くのアプリケーションで広く使用されている。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、ＤＣ絶縁を実現するために、コンバータのスイッチング周波数で動作するトランスを採用している。図１は、従来の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの基本ブロック図である。図１に示すように、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスＴＲと、トランスの１次側と２次側に配置された２つのスイッチング段と、１次側スイッチング段とトランスの間に結合されたインピーダンスＺｓとを含む。なお、１次側と２次側のスイッチングステージは、フルブリッジ、ハーフブリッジ、フォワード、フライバックの何れかの回路で実現できることに注意されたい。また、インピーダンスＺｓは、インダクタ又は１つ以上のインダクタ及びコンデンサの直列結合の何れかに対応していることにも注意されたい。実際、トランスと直列にコンデンサを入れることで、ＤＣ電流を遮断してトランスの飽和を防ぐことができる。しかし、特に大電力のアプリケーションでは、直列のＤＣブロッキングコンデンサを使用することは、コンバータのサイズが大きくなり、高価で非効率になるため実用的ではない。
トランスの飽和は、スイッチの不均等なデューティサイクル及び／又はデバイスの不均等な電圧降下により、トランスにかかる正負のボルト秒が不均等になることで起こる。スイッチの不均等なデューティサイクルは、ゲート駆動信号の不均等な遅延、及び／又はスイッチングデバイスの不均等なターンオン／ターンオフ遅延によって引き起こされることに注意されたい。
トランスの飽和を防ぐために、これまでいくつかの受動的及び能動的アプローチが用いられてきた。受動的アプローチとしては、最悪の場合の磁束の不均衡に応じて大きなエアギャップを持つトランスを設計したり、直列のＤＣブロッキングコンデンサでＤＣ電流を遮断してトランスの飽和を防いだりする方法がある。しかし、これら受動的アプローチは、第１アプローチではトランスが望ましくないほど大きくなり、第２アプローチではコンバータのサイズとコストが増大するため、最新の電力供給には望ましくない。能動的アプローチには、磁化電流のＤＣ値の調整が含まれる。磁化電流の平均値は、磁束密度変換器を使用するか、トランスの１次側と２次側の電流の差を計算することによって検知する。しかし、これら能動的アプローチは、第１アプローチでは巻線付きの補助コアを追加する必要があり、第２アプローチでは２つの電流センサを追加する必要があり、コンバータのコストが増大するため、コスト重視のアプリケーションには好ましくない。
従って、このような従来技術の欠点を解消した電力コンバータ及びその制御方法を提供することが求められている。
本開示の目的は、電力コンバータにおける、トランスの飽和を抑止する電力コンバータ及びその制御方法を提供することである。電力コンバータのスイッチは，有効化期間と無効化期間にそれぞれ，また交互に有効化と無効化が行われる。従って、トランスの磁化電流のＤＣの大きさは、無効化期間中に実質的にゼロにリセットされる。その結果、ブロッキングコンデンサ、センサ、検知回路、補助巻線などを追加することなく、トランスの飽和を抑止することができる。
本開示の一態様によれば、１次側スイッチング回路と、２次側スイッチング回路と、トランスと、制御回路とを備え、前記１次側スイッチング回路は、第１組スイッチを備え、前記２次側スイッチング回路は、第２組スイッチを備え、前記トランスは、前記１次側スイッチング回路及び前記２次側スイッチング回路との間に結合されており、前記制御回路は、前記第１及び第２組スイッチを制御することによって、前記１次側スイッチング回路と前記２次側スイッチング回路との間における電力伝送を制御するように構成されており、且つ、前記制御回路は、有効化期間及び無効化期間のそれぞれについて、前記第１及び第２組スイッチを、交互に有効化及び無効化するように構成されている、電力コンバータが提供される。
本開示の別の態様によれば、電力コンバータの制御方法であって、前記電力コンバータは、１次側スイッチング回路と、２次側スイッチング回路と、トランスとを備え、前記１次側スイッチング回路は、第１組スイッチを備え、前記２次側スイッチング回路は、第２組スイッチを備え、前記トランスは、前記１次側スイッチング回路及び前記２次側スイッチング回路との間に結合されており、前記第１及び第２組スイッチは、有効化期間及び無効化期間のそれぞれについて、交互に有効化及び無効化され、前記制御方法は、（ａ）前記電力コンバータの動作時間を連続して記録するステップと、（ｂ）前記第１及び第２組スイッチを有効にするステップと、（ｃ）前記動作時間が前記有効化期間の時間よりも短いかどうかを判定するステップと、（ｄ）前記ステップ（ｃ）の判定結果が満たされた場合には、前記ステップ（ｃ）を再度実行し、前記ステップ（ｃ）の判定結果が満たされなかった場合には、前記第１及び第２組スイッチを無効にするステップと、（ｅ）前記動作時間が前記有効化期間の時間と前記無効化期間の時間の合計よりも短いかどうかを判定するステップと、（ｆ）前記ステップ（ｅ）の判定結果が満たされた場合には、前記ステップ（ｅ）を再度実行し、前記ステップ（ｅ）の判定結果が満たされなかった場合には、前記動作時間をゼロにリセットし、前記ステップ（ａ）を実行するステップと、を備える、制御方法が提供される。
本開示の別の態様によれば、電力コンバータの制御方法であって、前記電力コンバータは、１次側スイッチング回路と、２次側スイッチング回路と、トランスとを備え、前記１次側スイッチング回路は、第１組スイッチを備え、前記２次側スイッチング回路は、第２組スイッチを備え、前記トランスは、前記１次側スイッチング回路及び前記２次側スイッチング回路との間に結合されており、前記第１及び第２組スイッチは、有効化期間及び無効化期間のそれぞれについて、交互に有効化及び無効化し、前記制御方法は、（ａ）１に等しいカウンタを提供するステップと、前記カウンタは、通過したプリセット周期の数を表し、（ｂ）１≦カウンタ≦ＮＥＮであるかどうかを判定するステップと、ＮＥＮは、前記有効化期間中のプリセット周期の数を表し、（ｃ）前記ステップ（ｂ）の判定結果が満たされた場合には、１回のプリセット周期の前記第１及び第２組スイッチを有効にし、前記ステップ（ｂ）の判定結果が満たされなかった場合には、１回のプリセット周期の前記第１及び第２組スイッチを無効にするステップと、（ｄ）前記カウンタを１ずつ増やすステップと、（ｅ）カウンタ＞ＮＥＮ＋ＮＤＩＳであるかどうかを判定するステップと、ＮＤＩＳは、前記無効化期間中のプリセット周期の数を表し、（ｆ）前記ステップ（ｅ）の判定結果が満たされた場合には、前記カウンタを１にリセットし、前記ステップ（ｂ）を再度実行するステップと、を備えている、制御方法が提供される。
図１は、従来の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの基本ブロック図を示している。 図２は、本開示の一実施形態による、電力コンバータを示す概略回路図である。 図３は、期間ＴＡが期間ＴＢよりも短い場合における、図２の電力コンバータの主要な波形を模式的に示している。 図４は、期間ＴＡが期間ＴＢよりも短い場合における、図２の電力コンバータの主要な波形を模式的に示している。 図５Ａは、時間間隔Ｔ０～Ｔ１における、図２の電力コンバータの回路図である。 図５Ｂは、時間間隔Ｔ１～Ｔ２における、図２の電力コンバータの回路図である。 図６は、１次側電圧ＶＰがｎＶＳよりも大きい場合において、期間ＴＡが期間ＴＢよりも短い場合の、図２の電力コンバータの主要な波形を模式的に示している。 図７は、本開示の一実施形態による、電力コンバータの制御方法を示す概略フローチャートである。 図８は、本開示の他の実施形態による、電力コンバータの制御方法を示す概略フローチャートである。 図９は、図８に示したステップを適用した電力コンバータの主要な波形を模式的に示している。
以下の実施形態を参照しながら本発明をより具体的に説明する。以下の本発明の好ましい実施形態の説明は、図面及び説明のみを目的として本明細書に提示されることに留意されたい。網羅的であること、又は開示された正確な形式に限定されることは意図されていない。
以下の実施形態を参照しながら本発明をより具体的に説明する。以下の本発明の好ましい実施形態の説明は、図面及び説明のみを目的として本明細書に提示されることに留意されたい。網羅的であること、又は開示された正確な形式に限定されることは意図されていない。例えば、以下の説明で、第１特徴が第２特徴を超えて又はその上に形成されることは、第１及び第２特徴が直接接触して形成される実施形態を含めることができ、また、第１及び第２特徴が直接接触しないように、第１及び第２特徴の間に追加の特徴が形成できる実施形態を含めることができる。さらに、本開示では、様々な例で参照数字及び／又は文字を繰り返すことがある。この繰り返しは、単純化と明確化のためのものであり、それ自体が議論されている様々な実施形態及び／又は構成の間の関係を規定するものではない。さらに、本明細書では、図に示されているように、ある要素又は特徴と、別の要素又は特徴との関係を説明するのを容易にするために、「真下に」、「より下に」、「下の方の」、「より上に」、「上の方の」などの空間的に相対的な用語を使用する。空間的に相対的な用語は、図に描かれている向きに加えて、使用時や操作時における装置のさまざまな向きを包含することを意図している。また、装置は９０度回転させたり、他の方向に配置したりすることも可能であり、ここで使用されている空間的に相対的な記述も同様に、それに応じて解釈することができる。ある要素が他の要素に「接続されている」又は「結合されている」という場合、その要素は他の要素に直接接続又は結合されていてもよいし、介在する要素があってもよい。本開示における、広い数値範囲やパラメータは近似値であるが、具体的な例では数値をできるだけ正確に記載している。
また、「第１」、「第２」、「第３」や、特許請求の範囲に記載されている同様の用語は、様々な要素を説明するために使用されていることが理解されるが、これらの要素はこれらの用語によって限定されるべきではなく、それぞれの実施形態に記載されているこれらの要素は、異なる参照数字を表現するために使用され、これらの用語はある要素を他の要素から区別するためにのみ使用される。例えば、例示的な実施形態の範囲から逸脱することなく、第１要素を第２要素と呼ぶことができ、同様に、第２要素を第１要素と呼ぶことができる。加えて、本明細書では、関連する項目の１つ又は複数の項目の任意、又は全ての組み合わせを含むために、「及び／又は」などを使用する。本発明の広範な範囲のために明らかにされている数値範囲とパラメータは近似値であるが、具体的な例で報告された数値をできるだけ正確に再現している。しかし、どのような数値にも本質的に、それぞれの測定値に含まれる標準偏差による誤差が必ず含まれている。また、本明細書では、「約」という用語は、一般的に所定の値から離れていること、又は１０％、５％、１％、０．５％の範囲であることを意味している。あるいは、「約」という言葉は、当業者が認識している平均的な標準誤差の範囲内であることを意味している。操作／作業例に加えて、あるいは特に他に明記しない限り、すべての場合において、ここで開示されている材料の数、持続時間、温度、動作条件、量の比率などの数値範囲、量、値、及びパーセンテージのすべては、「約」という言葉の装飾として理解されるべきである。従って、特に指示がない限り、本発明の数値パラメータと提案された添付の特許の範囲は、所望の近似値の変化に従うことになっている。少なくとも、各数値パラメータの有効桁数を報告し、従来の丸め方が適用されていることを説明する必要がある。ここでは、一方の終点から他方の終点、又は両方の終点までの範囲として表すことができる。特に明記しない限り、ここで開示されているすべての範囲は包括的なものである。
本開示の一実施形態による、電力コンバータを示す概略回路図である。図２に示すように、電力コンバータは、１次側のスイッチング回路１，２次側のスイッチング回路２、トランスＴＲ、及び制御回路３を含む。１次側と２次側スイッチング回路１，２は、それぞれ第１組スイッチと第２組スイッチを含んでいる。トランスＴＲの１次側及び２次側は、それぞれ１次側及び２次側スイッチング回路１，２に結合されており、即ち、トランスＴＲは１次側及び２次側スイッチング回路１，２の間に結合されている。制御回路３は、第１組と第２組スイッチを制御することで、１次側と２次側のスイッチング回路１，２間の電力伝送を制御するように構成されている。１次側と２次側のスイッチング回路１，２は、フルブリッジ、ハーフブリッジ、フォワード、フライバックの何れかの回路で実現することができる。例えば、電力コンバータは、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、デュアルアクティブブリッジ（ＤＡＢ）コンバータ、共振型コンバータ、位相シフト型フルブリッジコンバータなどの一方向性又は双方向性の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであるが、これに限定されるものではない。電力コンバータがＤＡＢコンバータである場合、電力コンバータは、１次側スイッチング回路１とトランスＴＲの間に結合されたインダクタをさらに含む。一実施形態では、第１組スイッチは、４つの１次側スイッチＳＰ１，ＳＰ２，ＳＰ３，ＳＰ４を含み、第２組スイッチは、４つの２次側スイッチＳＳ１，ＳＳ２，ＳＳ３，ＳＳ４を含む。一実施形態では、電力コンバータは、多相絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータである。
図２に示す実施形態を例にとると、電力コンバータは、１次側スイッチング回路１とトランスＴＲの間に直列接続された共振コンデンサＣＲと共振インダクタＬＲを含む共振コンバータであり、共振コンデンサとインダクタＣＲ，ＬＲは共振タンクを形成している。本実施形態では、エネルギーがトランスＴＲの１次側から２次側に送られる際に、共振コンデンサＣＲがあらゆるＤＣ電流を阻止することで、トランスＴＲの飽和を防ぐことができる。一方、エネルギーがトランスＴＲの２次側から１次側に送られる際、トランスＴＲの２次側にはブロッキングコンデンサが配置されていないため、ＤＣ電流を阻止することができない。
エネルギーがトランスＴＲの２次側から１次側に送られる間の理想的な動作では、２次側スイッチＳＳ１，ＳＳ２は、実質的に５０％のデューティサイクルとスイッチング周期ＴＳを有する交互のゲートパルスで動作する。２次側スイッチＳＳ３，ＳＳ４は、それぞれ２次側スイッチＳＳ１，ＳＳ２と同じゲートパルスで動作する。一方、１次側スイッチＳＰ１，ＳＰ２，ＳＰ３，ＳＰ４は、同期整流器としてのみ動作する。即ち、共振インダクタＬＲに流れる共振インダクタ電流ｉＬＲが正の場合には、１次側スイッチＳＰ２，ＳＰ４がオンになり、共振インダクタ電流ｉＬＲが負の場合には、１次側スイッチＳＰ１，ＳＰ３がオンになる。なお、１次側電圧ＶＰは、スイッチング周期ＴＳを変化させることで調整される。
エネルギーがトランスＴＲの２次側から１次側に送られる間の非理想的な動作では、２次側スイッチＳＳ１，ＳＳ２は、デューティサイクルが５０％ではない交互のゲートパルスで動作する。例えば、図３に示すように、２次側スイッチＳＳ１，ＳＳ３がオンになる期間ＴＡは、２次側スイッチＳＳ２，ＳＳ４がオンになる期間ＴＢよりも短い。２次側スイッチのデューティサイクルが不均等なため、トランスＴＲにかかるトランス電圧ＶＴＲは、スイッチング周期ＴＳにおいて正よりも負の時間が長くなる。各スイッチング周期ＴＳにおけるトランス電圧ＶＴＲの正負のボルト秒の差は、複数のスイッチング周期に渡って蓄積され、結果として磁化電流ｉＬＭのＤＣの大きさを増加させる。磁化電流ｉＬＭのＤＣの大きさとトランス電圧ＶＴＲとの間の関係は、（１）式で示される。磁化電流ｉＬＭのＤＣの大きさが、選択された磁性体に設定された最大許容値を超えると、トランスＴＲは飽和する。

Figure 2023089114000002
トランスＴＲの飽和を抑止するために、制御回路３は、第１及び第２組スイッチを、有効化期間及び無効化期間のそれぞれについて、交互に有効化及び無効化するように構成されている。具体的には、有効化期間には、第１及び第２組スイッチが交互のゲートパルスで動作するように有効化され、無効化期間には、第１及び第２組スイッチが常時オフになるように無効化される。そのため、有効化期間中に磁化電流ｉＬＭのＤＣの大きさが期間ＴＡと期間ＴＢの不均等によって段階的に増加しても、無効化期間中に磁化電流ｉＬＭのＤＣの大きさは実質的にゼロにリセットされることになる。その結果、ブロッキングコンデンサやセンサ、検知回路、補助巻線などを追加することなく、トランスＴＲの飽和を抑止することができる。通常、有効化期間は無効化期間よりもはるかに長いので、スイッチを無効化しても電力コンバータの出力調整が大幅に中断されないようになっている。
磁化電流ｉＬＭのＤＣの大きさをリセットする詳細な動作プロセスとその原理について、図４、図５Ａ及び図５Ｂを用いて以下に例示する。図４に示すように、有効化期間中、２次側スイッチのデューティサイクルが不均等であるため、磁化電流ｉＬＭのＤＣの大きさは、スイッチング周期ＴＳにわたって徐々に増加する。時刻Ｔ０では、図４及び図５Ａに示すように、すべてのスイッチが無効となり、共振インダクタ電流ｉＬＲとｎ×（ｉＬＲ－ｉＬＭ）に相当する２次側電流ｉＳはともに負の値となる（ｎはトランスＴＲの巻数比）。そのため、時刻Ｔ０以降、１次側スイッチＳＰ１，ＳＰ３のボディダイオードには共振インダクタ電流ｉＬＲが流れ、２次側スイッチＳＳ２，ＳＳ４のボディダイオードには２次側電流ｉＳが流れる。その結果、時刻Ｔ０～Ｔ１までの間に、共振タンクにかかる電圧がＶＰ＋ｎ・ＶＳとなり、共振インダクタ電流ｉＬＲと２次側電流ｉＳがともに急激に増加することになる。時刻Ｔ１では、２次側電流ｉＳはゼロになり、共振インダクタ電流ｉＬＲは磁化電流ＩＬＭ１と等しくなる。この特定の例では、１次側電圧ＶＰは、１次反射２次側電圧ｎ・ＶＳよりも小さい、つまりＶＰ＜ｎ・ＶＳであることに注意されたい。その結果、時刻Ｔ１では２次側電流ｉＳがゼロとなるため、２次側スイッチのボディダイオードが逆バイアスされて導通しなくなる。ｔ＝Ｔ１以降は、図４及び図５Ｂに示すように、１次側スイッチＳＰ１及びＳＰ３のボディダイオードに磁化電流ｉＬＭのＤＣの大きさが流れ続ける。時刻Ｔ１とＴ２の間では、磁化インダクタＬＭにかかる電圧は、磁化電流ｉＬＭのＤＣの大きさをほぼゼロにリセットする１次側電圧ＶＰとほぼ等しい。時刻Ｔ３を経過すると、すべてのスイッチが再び有効になり、電力コンバータは動作を再開する。その結果、スイッチの有効化と無効化を一定のスイッチング周期で交互に行うことで、トランスＴＲの飽和を防ぐことができる。
一実施形態では、有効化期間の時間は、最大磁化電流とスイッチの不均等なデューティサイクルの推定差のうちの少なくとも一方によって決定される。本実施形態では、最大磁化電流は、最大許容磁化電流である。一実施形態では、有効化期間の時間は、最大磁化電流とスイッチの不均等なデューティサイクルの推定差によって決定される。
一実施形態では、無効化期間の時間は、最大磁化電流及び磁化電流をリセットする電圧の大きさのうち少なくとも一方によって決定される。好ましくは、有効化期間と無効化期間の時間は、いずれもスイッチング期間ＴＳの複数倍の時間であるが、これに限定されるものではない。本実施形態では、最大磁化電流は、最大許容磁化電流である。一実施形態では、無効化期間の時間は、最大磁化電流と、磁化電流をリセットする電圧の大きさによって決定される。
１次側電圧ＶＰがｎ・ＶＳよりも大きい場合、磁化電流ｉＬＭのＤＣの大きさをリセットする動作は、ｎ・ＶＳが１次側電圧ＶＰよりも大きい場合と同様である。例外的に、１次側電圧ＶＰがｎ・ＶＳよりも大きい場合、図６に示すように、時刻Ｔ１で共振インダクタ電流ｉＬＲがゼロになり、時刻Ｔ２で２次側電流ｉＳと磁化電流ｉＬＭのＤＣの大きさがゼロになる。これにより、時刻Ｔ１後は、１次側スイッチのボディダイオードが逆バイアスされて導通しなくなる。ｔ＝Ｔ１とｔ＝Ｔ２の間では、２次側スイッチＳＳ１，ＳＳ３のボディダイオードに磁化電流ｉＬＭのＤＣの大きさが流れる。その結果、磁化インダクタＬＭにかかる電圧は、時刻Ｔ２において磁化電流ｉＬＭのＤＣの大きさをゼロ近くにリセットするｎ・ＶＳに等しくなる。
図７は、本開示の一実施形態による電力コンバータの制御方法を示す概略フローチャートである。この制御方法は、上述の電力コンバータに適用される。図７に示すように、制御方法は以下のステップを含む。
まず、ステップＳ１では、電力コンバータの動作時間を連続的に記録する。そして、ステップＳ２では、第１及び第２組スイッチを有効にする。具体的には、第１及び第２組スイッチは、交互のゲートパルスで動作するようになっている。その後、ステップＳ３では、動作時間が有効化期間の時間よりも短いかどうかを判定する。ステップＳ３の判定結果が満たされた場合、ステップＳ３を再度実行する。ステップＳ３の判定結果が満たされなかった場合、第１及び第２組スイッチを無効にする（ステップＳ４参照）。そして、ステップＳ５では、動作時間が有効化期間の時間と無効化期間の時間の合計よりも短いかどうかを判定する。ステップＳ５の判定結果が満たされた場合、ステップＳ５を再度実行する。ステップＳ５の判定結果が満たされなかった場合、動作時間をゼロにリセットし（ステップＳ６参照）、ステップＳ１を実行する。
その結果、この制御方法によって、トランスＴＲの飽和を抑止するために、断続的にスイッチを無効化することができ、この制御方法は動作時間を記録し、動作時間、有効化時間、無効化時間の関係に従ってスイッチを有効化又は無効化するだけで実現できる。本実施形態の制御方法は、センサレス制御に適用される。ブロッキングコンデンサ、センサ、検知回路、補助巻線などを追加することなく、絶縁型コンバータのトランスの飽和を抑止することができるため、この制御方法は、絶縁型トランスを必要とするアプリケーションに適している。
図８は、本開示の他の実施形態により、電力コンバータの制御方法を示す概略フローチャートである。この制御方法は、上述の電力コンバータに適用され、スイッチング周期を数えることができるカウンタによって実現される。カウンタは、通過したプリセット周期の数を１から数えることによって動作時間を記録するために使用される。図４に示した同じアプリケーションの状況に対応して、本実施形態における具体的なオシロスコープを図９に示す。図９では、プリセット周期がスイッチング周期と等しいことを例示しているが、図８に示す制御方法におけるプリセット周期はこれに限定されるものではない。図８と図９を参照して欲しい。カウンタが１、信号ＦｌａｇＥＮ＝０の状態から始め、１回のプリセット周期で、図８に示すフローチャートを繰り返す。なお、ＮＥＮは有効化期間中のプリセット周期の数、ＮＤＩＳは無効化期間中のプリセット周期の数を表す。まず、１≦カウンタ≦ＮＥＮかどうかが判定される。判定結果が満たされた場合、すべてのスイッチが１回のプリセット周期に対して有効になり、判定結果が満たされなかった場合、すべてのスイッチが１回のプリセット周期に対して無効になる。その後、カウンタを１ずつ増やす。そしてカウンタ＞ＮＥＮ＋ＮＤＩＳかどうかを判定する。判定結果が満たされた場合、カウンタは１にリセットされる。結論として、１≦カウンタ≦ＮＥＮの時には、すべてのスイッチが有効になり、コンバータが正常に動作するようになる（信号ＦｌａｇＥＮ＝１）。ＮＥＮ＜カウンタ≦ＮＥＮ＋ＮＤＩＳの時には、磁化電流のＤＣの大きさをゼロにするためには，すべてのスイッチが無効になる（信号ＦｌａｇＥＮ＝０）。カウンタ＞ＮＥＮ＋ＮＤＩＳの時、カウンタは１にリセットされ、これは、動作時間がゼロにリセットされることを意味し、全体の動作が再び繰り返される。
以上の説明から、本開示は、電力コンバータにおける、トランスの飽和を抑止する電力コンバータ及びその制御方法を提供するものである。電力コンバータのスイッチは、有効化期間と無効化期間のそれぞれについて、交互に有効化及び無効化が行われる。従って、トランスの磁化電流のＤＣの大きさは、無効化期間中に実質的にゼロにリセットされる。その結果、ブロッキングコンデンサやセンサ、検知回路、補助巻線などを追加することなく、トランスの飽和を防ぐことができる。
本開示は、最も実用的で好ましい実施形態であると現在考えられているものについて説明してきたが、本開示は、開示された実施形態に限定される必要はないことを理解されたい。

Claims (7)

  1. 電力コンバータの制御方法であって、
    前記電力コンバータは、１次側スイッチング回路と、２次側スイッチング回路と、トランスとを備え、
    前記１次側スイッチング回路は、第１組スイッチを備え、
    前記２次側スイッチング回路は、第２組スイッチを備え、
    前記トランスは、前記１次側スイッチング回路及び前記２次側スイッチング回路との間に結合されており、
    前記第１及び第２組スイッチは、有効化期間及び無効化期間のそれぞれについて、交互に有効化及び無効化され、
    前記制御方法は、
    （ａ）前記電力コンバータの動作時間を連続して記録するステップと、
    （ｂ）前記第１及び第２組スイッチを有効にするステップと、
    （ｃ）前記動作時間が前記有効化期間の時間よりも短いかどうかを判定し、前記有効化期間において前記第１及び第２組スイッチは交互ゲートパルス及びスイッチング周期で動作するように有効化されるステップと、
    （ｄ）前記ステップ（ｃ）の判定結果が満たされた場合には、前記ステップ（ｃ）を再度実行し、前記ステップ（ｃ）の判定結果が満たされなかった場合には、前記第１及び第２組スイッチを無効にするステップと、
    （ｅ）前記動作時間が前記有効化期間の時間と前記無効化期間の時間の合計よりも短いかどうかを判定するステップと、
    （ｆ）前記ステップ（ｅ）の判定結果が満たされた場合には、前記ステップ（ｅ）を再度実行し、前記ステップ（ｅ）の判定結果が満たされなかった場合には、前記動作時間をゼロにリセットし、前記ステップ（ａ）を実行し、前記第１及び第２組スイッチは、前記無効化期間に常時オフとなるように無効化され、最大磁化電流と磁化電流又は最大磁化電流をリセットする電圧の大きさとのうち少なくとも一方により前記無効化期間の時間が決定されるステップと、を備える、制御方法。
  2. 請求項１に記載の制御方法であって、
    前記有効化期間及び前記無効化期間の時間は、前記第１及び第２組スイッチの前記スイッチング周期の複数倍の時間である、制御方法。
  3. 電力コンバータの制御方法であって、
    前記電力コンバータは、１次側スイッチング回路と、２次側スイッチング回路と、トランスとを備え、
    前記１次側スイッチング回路は、第１組スイッチを備え、
    前記２次側スイッチング回路は、第２組スイッチを備え、
    前記トランスは、前記１次側スイッチング回路及び前記２次側スイッチング回路との間に結合されており、
    前記第１及び第２組スイッチは、有効化期間及び無効化期間のそれぞれについて、交互に有効化及び無効化し、
    前記制御方法は、
    （ａ）１に等しいカウンタを提供するステップと、
    前記カウンタは、通過したプリセット周期の数を表し、
    （ｂ）１≦カウンタ≦ＮＥＮであるかどうかを判定するステップと、
    ＮＥＮは、前記有効化期間中のプリセット周期の数を表し、前記有効化期間において前記第１及び第２組スイッチは交互ゲートパルス及びスイッチング周期で動作するように有効化され、
    （ｃ）前記ステップ（ｂ）の判定結果が満たされた場合には、１回のプリセット周期の前記第１及び第２組スイッチを有効にし、前記ステップ（ｂ）の判定結果が満たされなかった場合には、１回のプリセット周期の前記第１及び第２組スイッチを無効にするステップと、
    （ｄ）前記カウンタを１ずつ増やすステップと、
    （ｅ）カウンタ＞ＮＥＮ＋ＮＤＩＳであるかどうかを判定するステップと、
    ＮＤＩＳは、前記無効化期間中のプリセット周期の数を表し、
    （ｆ）前記ステップ（ｅ）の判定結果が満たされた場合には、前記カウンタを１にリセットし、前記ステップ（ｂ）を再度実行するステップと、を備え、前記第１及び第２組スイッチは、前記無効化期間に常時オフとなるように無効化され、最大磁化電流と磁化電流又は最大磁化電流をリセットする電圧の大きさとのうち少なくとも一方により前記無効化期間の時間が決定される、制御方法。
  4. 請求項３に記載の制御方法であって、
    前記プリセット周期は、前記第１及び第２組スイッチのスイッチング周期に等しい、制御方法。
  5. 請求項１～４の何れか１つに記載の制御方法であって、
    前記有効化期間において、前記第１及び第２組スイッチは、約５０％のデューティサイクルを有する交互のゲートパルスで動作する、制御方法。
  6. 請求項１～５の何れか１つに記載の制御方法であって、
    前記有効化期間は前記無効化期間よりも長い、制御方法。
  7. 請求項１～６の何れか１つに記載の制御方法であって、
    前記有効化期間の時間は、前記最大磁化電流と前記第１及び第２組スイッチの不均等なデューティサイクルの差のうちの少なくとも一方によって決定される、制御方法。
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