JP2016059138A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】瞬時的なピーク負荷に対応することができ、通常モード時のスイッチング損失、スイッチング動作に起因するノイズを小さくする。
【解決手段】スイッチング電源装置は、一次巻線(PP1)とキャパシタ(Cr)との共振に基づく共振電圧がボトムを呈するタイミングで、スイッチング素子(Q)をターンオンさせるための第1制御信号を出力するボトム検出回路(2)と、スイッチング素子(Q)のスイッチング周期が所定の上限値に到達したタイミングで、スイッチング素子(Q)をターンオンさせるための第2制御信号を出力するスイッチング周期制限回路(3)とを備える。
【選択図】図1
【解決手段】スイッチング電源装置は、一次巻線(PP1)とキャパシタ(Cr)との共振に基づく共振電圧がボトムを呈するタイミングで、スイッチング素子(Q)をターンオンさせるための第1制御信号を出力するボトム検出回路(2)と、スイッチング素子(Q)のスイッチング周期が所定の上限値に到達したタイミングで、スイッチング素子(Q)をターンオンさせるための第2制御信号を出力するスイッチング周期制限回路(3)とを備える。
【選択図】図1
Description
本発明は、インダクタとキャパシタとの共振に基づく共振電圧がボトムを呈するタイミングで、スイッチング素子をターンオンさせる疑似共振方式のスイッチング電源装置に関する。
スイッチング電源装置の出力負荷がモータを含むアプリケーション、及び、上記出力負荷のCPUがブースト動作するアプリケーション等においては、スイッチング電源装置の出力負荷が瞬時的に定格負荷を越える状態、いわゆるピーク負荷の状態が現れる。
図13は、従来の疑似共振方式の絶縁型DC−DCコンバータ91の回路構成図である。DC−DCコンバータ91は、トランスTを備えている。トランスTは、一次巻線PP1と二次巻線SS1と補助巻線PP2とを有している。平滑コンデンサCiが、直流入力電圧Viを両端電圧として得られるようにトランスTと並列に接続されている。この平滑コンデンサCiには、一次巻線PP1、スイッチング素子Q、及び電流検出抵抗Rsの直列回路が、平滑コンデンサCiに対して並列に接続されている。スイッチング素子Qには、一次巻線PP1と共振するキャパシタCrが、スイッチング素子Qと並列に接続されている。なお、スイッチング素子Qの端子間寄生容量も共振用のキャパシタCrとして機能する。
トランスTの二次巻線SS1には、ダイオードD及び平滑コンデンサCoからなる直列回路が接続されている。この直列回路は整流平滑回路を構成している。平滑コンデンサCoの両端電圧が直流の出力電圧Voとして得られる。平滑コンデンサCoには、分圧抵抗Ro1及びRo2からなる直列回路が、平滑コンデンサCoに対して並列接続されている。分圧抵抗Ro1及びRo2に基づく出力電圧Voの分圧電圧が帰還回路6に入力されている。帰還回路6は分圧電圧と図示しない基準電圧との差を演算し、その差に対応するフィードバック信号をコンパレータ7の入力端子に供給する。コンパレータ7のもう一方の入力端子には、電流検出抵抗Rsの両端電圧が供給されている。
トランスTに設けられた補助巻線PP2の一端はボトム検出回路2に接続されている。ボトム検出回路2は補助巻線PP2の出力電圧のボトム状態を検出すると、当該検出結果を表す制御信号S2(図14)をフリップフロップ9のセット端子Sに出力する。コンパレータ7はフリップフロップ9のリセット端子Rに制御信号を出力する。
フリップフロップ9は、ボトム検出回路2からセット端子に出力されたボトム状態の検出結果と、コンパレータ7からリセット端子Rに出力された出力信号S7とに基づいて、ドライブ回路10に出力信号S3(図14)を供給する。ドライブ回路10は、フリップフロップ8の出力信号に基づいてスイッチング素子Qを出力信号S4(図14)により駆動する。
図14は、DC−DCコンバータ91の動作を説明するための波形図である。時刻t1において、スイッチング素子Qの共振電圧Vdsを表す信号S1がボトムに到達してボトム検出回路2の制御信号S2、フリップフロップ9の出力信号S3、及びドライブ回路10の出力信号S4が立ち上がると、スイッチング素子Qが駆動され、電流検出抵抗Rsの両端電圧を表す信号S5が上昇を開始する。そして、時刻t2において、信号S5が、帰還回路6のフィードバック信号S6の値に到達すると、コンパレータ7の出力信号S7、フリップフロップ9のリセット端子信号S8が立ち上がり、フリップフロップ9の出力信号S3、ドライブ回路10の出力信号S4が立ち下がる。そして、スイッチング素子Qの共振電圧Vdsを表す信号S1が立ち上がる。
次に、時刻t3において、信号S1がボトムに到達してボトム検出回路2の制御信号S2、フリップフロップ9の出力信号S3、及びドライブ回路10の出力信号S4が立ち上がると、スイッチング素子Qが駆動され、電流検出抵抗Rsの両端電圧を表す信号S5が上昇を開始する。以下、同様の動作が繰り返される。
このように、従来のDC−DCコンバータ91では、スイッチング素子Qが、スイッチング素子Qの共振電圧のボトムのタイミングでターンオン動作を実行し、スイッチング素子Qに流れる電流の電流検出結果を表す信号S5が帰還回路6のフィードバック信号S6に達したタイミングでターンオフ動作を実行する。
スイッチング電源装置は、ピーク負荷の状態においても、出力電圧を維持し、安全性を満足する必要がある。この安全性の1つに、磁気部品である、トランス、昇圧コイルが磁気飽和しないことがある。定格負荷を越える瞬時的なピーク負荷の状態においても、上記磁気部品が飽和しないようにスイッチング電源装置を設計する必要がある。このためには、上記磁気部品を大型化する必要があるという問題が生じる。
そこで、上記磁気部品を大型化することなく磁気部品の飽和を防止するために、発振周波数固定パルス幅制御方式のフライバックコンバータにおいて、フィードバック電圧に応じて、1次側電流の電流を制限し、スイッチング周波数を適応レートによって増加させる技術が例えば特許文献1によって提案されている。
この特許文献1に記載のスイッチング電源装置では、フィードバック電圧が定格負荷に相当する閾値を越えると通常モードから高電力モードに移行し、スイッチング周波数を適応レートによって増加させ、第2の閾値を越えると、1次側電流制限値とスイッチング周波数とを最大値に固定することで、トランスの磁気飽和による部品の大型化を改善できる。
しかしながら、図13及び図14に示す従来の疑似共振方式の絶縁型DC−DCコンバータ91では、スイッチング素子Qが、スイッチング素子Qの共振電圧のボトムのタイミングでターンオン動作を実行し、スイッチング素子Qに流れる電流の電流検出結果の信号S5が帰還回路6のフィードバック信号S6に達したタイミングでターンオフ動作を実行するため、負荷が大きくなる程、帰還回路6の出力信号値が大きくなり、スイッチング素子Qのターンオフ時の電流値も大きくなり、その結果、スイッチング周期も長くなる。言い換えるとスイッチング周波数が低くなるという問題がある。
特許文献1に記載のスイッチング電源装置の通常モードの動作は、発振周波数固定パルス幅制御方式であるので、スイッチング動作はハードスイッチング方式になり、疑似共振方式(周波数制御方式)と比較して、スイッチング損失、スイッチング動作に起因するノイズが大きいという問題を有する。
本発明は、このような状況に鑑み、磁気回路部品を大型化することなく、瞬時的なピーク負荷に対応することができ、通常モード時のスイッチング損失、スイッチング動作に起因するノイズを小さくした疑似共振方式のスイッチング電源装置を提供することを目的としている。
上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係る疑似共振方式のスイッチング電源装置は、インダクタと、前記インダクタに接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子と並列に接続されたキャパシタと、前記インダクタと前記キャパシタとの共振に基づく共振電圧がボトムを呈するタイミングで、前記スイッチング素子をターンオンさせるための第1制御信号を出力するボトム検出回路と、前記スイッチング素子のスイッチング周期が所定の上限値に到達したタイミングで、前記スイッチング素子をターンオンさせるための第2制御信号を出力するスイッチング周期制限回路とを備えることを特徴とする。
本発明の一態様によれば、磁気回路部品を大型化することなく、瞬時的なピーク負荷に対応することができ、通常モード時のスイッチング損失、スイッチング動作に起因するノイズが小さい疑似共振方式のスイッチング電源装置を提供することができるという効果を奏する。
以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。
〔実施形態1〕
(絶縁型DC−DCコンバータ1の構成)
図1は、実施形態1に係る絶縁型のDC−DCコンバータ1(疑似共振方式のスイッチング電源装置)の回路構成図である。DC−DCコンバータ1は、トランスTを備えている。トランスTは、一次巻線PP1と二次巻線SS1と補助巻線PP2とを有している。平滑コンデンサCiが、直流入力電圧Viを両端電圧として得られるようにトランスTと並列に接続されている。この平滑コンデンサCiには、一次巻線PP1、スイッチング素子Q、及び電流検出抵抗Rsの直列回路が、平滑コンデンサCiに対して並列に接続されている。スイッチング素子Qには、一次巻線PP1と共振するキャパシタCrが、スイッチング素子Qと並列に接続されている。なお、スイッチング素子Qの端子間寄生容量も共振用のキャパシタCrとして機能する。
(絶縁型DC−DCコンバータ1の構成)
図1は、実施形態1に係る絶縁型のDC−DCコンバータ1(疑似共振方式のスイッチング電源装置)の回路構成図である。DC−DCコンバータ1は、トランスTを備えている。トランスTは、一次巻線PP1と二次巻線SS1と補助巻線PP2とを有している。平滑コンデンサCiが、直流入力電圧Viを両端電圧として得られるようにトランスTと並列に接続されている。この平滑コンデンサCiには、一次巻線PP1、スイッチング素子Q、及び電流検出抵抗Rsの直列回路が、平滑コンデンサCiに対して並列に接続されている。スイッチング素子Qには、一次巻線PP1と共振するキャパシタCrが、スイッチング素子Qと並列に接続されている。なお、スイッチング素子Qの端子間寄生容量も共振用のキャパシタCrとして機能する。
トランスTの二次巻線SS1には、ダイオードD及び平滑コンデンサCoからなる直列回路が接続されている。この直列回路は整流平滑回路を構成している。平滑コンデンサCoの両端電圧が直流の出力電圧Voとして得られる。平滑コンデンサCoには、分圧抵抗Ro1及びRo2からなる直列回路が、平滑コンデンサCoに対して並列接続されている。分圧抵抗Ro1及びRo2に基づく出力電圧Voの分圧電圧が帰還回路6に入力されている。帰還回路6は分圧電圧と図示しない基準電圧との差を演算し、その差に対応するフィードバック信号をコンパレータ7の入力端子及び制御回路8に供給する。コンパレータ7のもう一方の入力端子には、電流検出抵抗Rsの両端電圧を表す信号S5が供給されている。
トランスTに設けられた補助巻線PP2の一端はボトム検出回路2に接続されている。ボトム検出回路2は、一次巻線PP1(インダクタ)とキャパシタCrとの共振に基づく共振電圧がボトムを呈するタイミングで、スイッチング素子Qをターンオンさせるための制御信号S2(第1制御信号)を出力する。即ち、ボトム検出回路2は、補助巻線PP2の出力電圧のボトム状態を検出すると、当該検出結果を表す制御信号S2をOR回路5aの入力端子に供給する。
制御回路8は、電流検出抵抗Rsの両端電圧を表す信号S5と、帰還回路6のフィードバック信号S6とに基づいて、制御信号を上限値調整回路4とOR回路5bの入力端子とに出力する。OR回路5bのもう一方の入力端子にはコンパレータ7の出力信号S7が入力されている。OR回路5bはフリップフロップ9のリセット端子Rに制御信号を出力する。
上限値調整回路4は、スイッチング周期制限回路3に制御信号を出力する。即ち、上限値調整回路4は、スイッチング素子Qに流れる電流のピーク値が所定の第1閾値に到達すると、スイッチングの上限値を、より小さな値に調整する。上限値調整回路4は、前記第1閾値に到達したピーク値が、前記第1閾値よりも小さい第2閾値を下回ると、前記より小さな値に調整した上限値を元に戻す。上限値調整回路4は、前記上限値を、より小さな値に調整した後、前記ピーク値が再び前記第1閾値に到達すると、前記上限値を、さらに小さな値に調整する。
スイッチング周期制限回路3は、OR回路5aに制御信号S9を出力する。即ち、スイッチング周期制限回路3は、スイッチング素子Qのスイッチング周期が所定の上限値に到達したタイミングで、スイッチング素子Qをターンオンさせるための制御信号S9(第2制御信号)を出力する。
OR回路5aは出力信号をフリップフロップ9のセット端子Sに出力する。フリップフロップ9は、ドライブ回路10とスイッチング周期制限回路3とに出力信号S3を出力する。ドライブ回路10は、フリップフロップ9の出力信号S3に基づいてスイッチング素子Qを出力信号S4により駆動する。
従来のDC−DCコンバータ91を示す図13と実施形態1に係るDC−DCコンバータ1を示す図1とを比較すると分かるように、フリップフロップ9のセット端子Sにはボトム検出回路2からの制御信号S2と、スイッチング周期制限回路3からの制御信号S9とがOR回路5aを介して入力されており、フリップフロップ9のリセット端子Rにはコンパレータ7の出力信号S7と制御回路8の制御信号とがOR回路5bを介して入力されている点が、従来のDC−DCコンバータ91(疑似共振スイッチング電源装置)と異なる点である。
従来のDC−DCコンバータ91の動作波形を図14に示す。この図14から解るように、スイッチング素子Qはスイッチング素子Qの共振電圧を表す信号S1のボトムのタイミングでターンオン動作を実行し、スイッチング素子Qに流れる電流の電流検出結果を表す信号S5が帰還回路6のフィードバック信号S6に達したタイミングでターンオフ動作する。したがって、負荷が大きくなる程、帰還回路6の出力信号値が大きくなり、スイッチング素子Qのターンオフ時の電流値も大きくなる。その結果、スイッチング周期も大きくなる。言い換えると、スイッチング周波数が低くなるという問題が生じる。
(絶縁型DC−DCコンバータ1の動作)
図2は、DC−DCコンバータ1の動作を説明するための波形図である。スイッチング周期制限回路3が制御信号S9を出力しない場合、即ち、スイッチング素子Qのスイッチング周期が所定の上限値(制限周期)よりも短い場合は、DC−DCコンバータ1は従来の疑似共振方式の絶縁型DC−DCコンバータ91(図13)と同じように動作する。
図2は、DC−DCコンバータ1の動作を説明するための波形図である。スイッチング周期制限回路3が制御信号S9を出力しない場合、即ち、スイッチング素子Qのスイッチング周期が所定の上限値(制限周期)よりも短い場合は、DC−DCコンバータ1は従来の疑似共振方式の絶縁型DC−DCコンバータ91(図13)と同じように動作する。
次に、負荷の増加に伴ってスイッチング素子Qのスイッチング周期が長くなり所定の上限値(制限周期)に達すると、スイッチング周期制限回路3は、ボトム検出回路2が共振電圧のボトムを検出した時の制御信号S2(第1制御信号)を出力するよりも先に、制御信号S9(第2制御信号)をOR回路5aに出力する。
この結果、フリップフロップ9のセット端子Sにセット信号がOR回路5aから入力され、フリップフロップ9からの出力信号S3に基づいてドライブ回路10がスイッチング素子Qをターンオンさせる。この動作により、スイッチング周期の所定の上限値(制限周期)によるパルス幅制御動作、言い換えると所定の周波数によるパルス幅制御動作をスイッチング素子Qが実行する。このように、スイッチング周期が長くなり所定の上限値(制限周期)に到達すると、ボトム検出回路2の検出結果に基づく動作から、周波数固定パルス幅動作にスイッチング素子Qの動作を切替えることで、トランスTの一次巻線PP1に流れる電流ピーク値が低減する。この結果、一次巻線PP1に流れる電流ピーク値を、トランスTが磁気飽和する電流値から遠ざけることができるという効果が得られる。
図2を参照すると、まず、スイッチング素子Qのスイッチング周期が所定の上限値よりも短い場合は、DC−DCコンバータ1は、図14と同様に、従来の疑似共振方式の絶縁型DC−DCコンバータ91と同じように動作する。
具体的には、時刻t1において、スイッチング素子Qの共振電圧Vdsを表す信号S1がボトムに到達してボトム検出回路2の制御信号S2、フリップフロップ9の出力信号S3、及びドライブ回路10の出力信号S4が立ち上がると、スイッチング素子Qが駆動され、電流検出抵抗Rsの両端電圧を表す信号S5が上昇を開始する。そして、時刻t2において、信号S5が、帰還回路6のフィードバック信号S6の値に到達すると、コンパレータ7の出力信号S7、フリップフロップ9のリセット端子信号S8が立ち上がり、フリップフロップ9の出力信号S3、ドライブ回路10の出力信号S4が立ち下がる。そして、スイッチング素子Qの共振電圧Vdsを表す信号S1が立ち上がる。
次に、時刻t3において、信号S1がボトムに到達してボトム検出回路2の制御信号S2、フリップフロップ9の出力信号S3、及びドライブ回路10の出力信号S4が立ち上がると、スイッチング素子Qが駆動され、電流検出抵抗Rsの両端電圧を表す信号S5が上昇を開始する。以下、同様の動作が繰り返される。
そして、時刻t4において、負荷の増加に伴ってスイッチング素子Qのスイッチング周期が長くなり所定の上限値(制限周期)に到達すると、スイッチング周期制限回路3からの制御信号S9(第2制御信号)が、ボトム検出回路2からの制御信号S2(第1制御信号)よりも先にOR回路5aに出力される。
次に、フリップフロップ9の出力信号S3、及びドライブ回路10の出力信号S4が立ち上がり、スイッチング素子Qが駆動され、電流検出抵抗Rsの両端電圧を表す信号S5が上昇を開始する。
そして、時刻t5において、信号S5が、帰還回路6のフィードバック信号S6の値に到達すると、コンパレータ7の出力信号S7、フリップフロップ9のリセット端子信号S8が立ち上がり、フリップフロップ9の出力信号S3、ドライブ回路10の出力信号S4が立ち下がる。そして、スイッチング素子Qの共振電圧Vdsを表す信号S1が立ち上がる。
次に、時刻t6において、スイッチング周期制限回路3からの制御信号S9(第2制御信号)が、ボトム検出回路2からの制御信号S2(第1制御信号)よりも先にOR回路5aに出力される。その後、フリップフロップ9の出力信号S3、及びドライブ回路10の出力信号S4が立ち上がり、スイッチング素子Qが駆動され、電流検出抵抗Rsの両端電圧を表す信号S5が上昇を開始する。以下、同様の動作が繰り返される。
(制御回路8及び上限値調整回路4の動作)
図3は、DC−DCコンバータ1に設けられた制御回路8と上限値調整回路4の動作を説明するための波形図である。図4は、DC−DCコンバータ1に設けられたスイッチング素子Qのスイッチング周期と電流検出抵抗Rsの両端電圧ピーク値との間の関係を説明するためのグラフである。
図3は、DC−DCコンバータ1に設けられた制御回路8と上限値調整回路4の動作を説明するための波形図である。図4は、DC−DCコンバータ1に設けられたスイッチング素子Qのスイッチング周期と電流検出抵抗Rsの両端電圧ピーク値との間の関係を説明するためのグラフである。
負荷の増加に伴って、電流検出抵抗Rsの両端電流ピーク値(スイッチング素子Qのスイッチング電流ピーク値)が第1閾値Th1に到達すると、上限値調整回路4は、スイッチング周期制限回路3に記録されたスイッチング周期の第1上限値UL1を、より小さな第2上限値UL2に調整する。このため、より高いスイッチング周波数での固定パルス幅動作によりスイッチング素子Qが駆動される。この結果、トランスTの一次巻線PP1に流れる電流ピーク値が低減し、一次巻線PP1に流れる電流ピーク値を、磁気飽和する電流値からより一層遠ざけることができるという効果が得られる。
その後、負荷の減少に伴って、電流検出抵抗Rsの両端電流ピーク値(スイッチング素子Qのスイッチング電流ピーク値)が第2閾値よりも小さくなると、上限値調整回路4は、スイッチング周期制限回路3の第2上限値UL2を元の第1上限値UL1に調整する。スイッチング周期の第2上限値UL2が元の第1上限値UL1に調整された結果、スイッチング周期制限回路3からの制御信号S9よりも先にボトム検出回路2からの制御信号S2がOR回路5aに入力され、疑似共振スイッチング動作によりスイッチング素子Qが駆動される。
具体的には、図3を参照すると、時刻t7から時刻t10までの間、第1上限値UL1に対応する周期L1に基づくスイッチング動作によりスイッチング素子Qが駆動される。そして、時刻t10において、電流検出抵抗Rsの両端電圧を表す信号S5が第1閾値Th1に到達すると、時刻t10から時刻t16までの間、第2上限値UL2に対応する周期L2に基づくスイッチング動作によりスイッチング素子Qが駆動される。次に、時刻t16において、信号S5が第2閾値Th2を下回ると、時刻t16から時刻t20まで、第1上限値UL1に対応する周期L1、及び、ボトム検出回路2の制御信号S2に基づくスイッチング動作によりスイッチング素子Qが駆動される。
(スイッチング周期制限回路3、上限値調整回路4、及び制御回路8の具体構成)
図5は、スイッチング周期制限回路3と上限値調整回路4と制御回路8との具体構成を示す回路図である。
図5は、スイッチング周期制限回路3と上限値調整回路4と制御回路8との具体構成を示す回路図である。
先ず、スイッチング周期制限回路3について説明する。スイッチング周期制限回路3は、抵抗14、抵抗15、トランジスタ16、トランジスタ17、抵抗18からなるカレントミラー回路を備えている。当該カレントミラー回路は、定電流にてコンデンサ12を充電する。コンデンサ12には並列にスイッチ11が接続されている。フリップフロップ9からの出力信号S3に基づき、コンデンサ12が放電され、放電完了後にオフ状態となる。コンパレータ13は、コンデンサ12の両端電圧と基準電圧Vref2とを比較し、コンデンサ12の両端電圧の方が高くなると制御信号S9をOR回路5aに出力する。コンデンサ12を定電流で基準電圧Vref2にまで充電するために必要な時間が、スイッチング周期の所定の上限値である。
制御回路8は、基準電圧Vref3と電流検出抵抗Rsの両端電圧を表す信号S5とが入力されているコンパレータ22と、基準電圧Vref4と帰還回路6からのフィードバック信号S6とが入力されているコンパレータ23とを有する。電流検出抵抗Rsの両端電圧が基準電圧Vref3より高くなると、コンパレータ22はフリップフロップ21のセット端子SとOR回路5bとに制御信号を出力する。帰還回路6のフィードバック信号S6が基準電圧Vref4より低くなるとコンパレータ23はフリップフロップ21のリセット端子Rに制御信号を出力する。基準電圧Vref3は上述した第1閾値、基準電圧Vref4は第2閾値を意味する。
上限値調整回路4は、制御回路8からセット信号(制御信号)、リセット信号(制御信号)が入力されるフリップフロップ21と、抵抗18に並列に接続されたスイッチ19及び抵抗20とを有する。制御回路8からフリップフロップ21のセット端子Sにセット信号が入力されると、フリップフロップ21はスイッチ19をオンする。その結果、抵抗18に対して並列に抵抗20が接続され、トランジスタ17のコレクタ電流が大きくなり、コンデンサ12の充電定電流値が大きくなる。充電定電流値を大きな値に切替えることで、コンデンサ12を基準電圧Vref2にまで充電するために必要な時間、即ち、スイッチング周期の上限値が小さな値に切り替わる。制御回路8からフリップフロップ21のリセット端子Rにリセット信号が入力されると、フリップフロップ21はスイッチ19をオフする。その結果、コンデンサ12の充電定電流値が元の値に戻る。
スイッチング周期制限回路3の動作を示す図2に、スイッチング周期制限回路3のコンデンサ12の両端電圧を表す信号S10と、スイッチング周期制限回路3のコンパレータ13の出力信号S11との動作波形を追加したものを図6に示す。
制御回路8と上限値調整回路4の動作を示す図3に、フリップフロップ21のセット信号S12、リセット信号S13、出力信号S14、コンデンサ12の両端電圧を表す信号S15、コンパレータ13の出力信号S16の動作波形を追加したものを図7に示す。
(実施形態1のまとめ)
以上により、実施形態1に係る疑似共振スイッチング電源装置(絶縁型DC−DCコンバータ1)は、スイッチング素子Qのスイッチング周期が所定の上限値よりも小さい時は、スイッチング損失、スイッチング動作に起因するノイズが小さい疑似共振方式で動作する。そして、スイッチング周期が所定の上限値に到達すると周波数固定パルス幅動作に切替わる。このため、トランスTの一次巻線PP1に流れる電流値を磁気飽和する電流値から遠ざけることができる。
以上により、実施形態1に係る疑似共振スイッチング電源装置(絶縁型DC−DCコンバータ1)は、スイッチング素子Qのスイッチング周期が所定の上限値よりも小さい時は、スイッチング損失、スイッチング動作に起因するノイズが小さい疑似共振方式で動作する。そして、スイッチング周期が所定の上限値に到達すると周波数固定パルス幅動作に切替わる。このため、トランスTの一次巻線PP1に流れる電流値を磁気飽和する電流値から遠ざけることができる。
さらに、負荷の増加に伴ってスイッチング素子Qに流れる電流ピーク値が第1閾値に達すると上限値調整回路4がスイッチング周期の上記所定の上限値を小さく調整することで、スイッチング素子Qに流れる電流ピーク値を抑制し、一次巻線PP1に流れる電流値を磁気飽和する電流値から遠ざけることができる。これらの動作により磁気回路部品を大型化することなく、瞬時的なピーク負荷に対応する事が可能なDC−DCコンバータを提供することができる。
〔実施形態2〕
本発明の他の実施形態について、図8〜図9に基づいて説明すれば、以下のとおりである。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
本発明の他の実施形態について、図8〜図9に基づいて説明すれば、以下のとおりである。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
(絶縁型DC−DCコンバータ1aの構成)
図8は、実施形態2に係る絶縁型DC−DCコンバータ1aの回路構成図である。図9は、DC−DCコンバータ1aに設けられたスイッチング周期制限回路3と上限値調整回路4と制御回路8aとの具体構成を示す回路図である。
図8は、実施形態2に係る絶縁型DC−DCコンバータ1aの回路構成図である。図9は、DC−DCコンバータ1aに設けられたスイッチング周期制限回路3と上限値調整回路4と制御回路8aとの具体構成を示す回路図である。
実施形態1では、スイッチング素子Qに流れる電流ピーク値、即ちターンオフ時の電流値に比例した値をとる電流検出抵抗Rsの両端電圧と第1閾値との比較により上限値調整回路4を動作させるトリガとしていた。これ対して実施形態2では、スイッチング素子Qのターンオフを制御する帰還回路6のフィードバック信号S6の値(レベル(強度))と第1閾値との比較により上限値調整回路4を動作させるトリガとしている点だけが異なる。その他の基本的な構成及び動作は実施形態1と同じである。
電流検出抵抗Rsの両端電圧はスイッチング電流に比例するので変化量が大きいのに対し、帰還回路6からのフィードバック信号S6は、スイッチング素子Qをターンオフさせるための電流ピーク値の指示値である為、スイッチング周期の変化量が少なくノイズも少ない。このため、上限値調整回路4をより正確に制御することが可能となる。
〔実施形態3〕
本発明のさらに他の実施形態について、図10〜図11に基づいて説明すれば、以下のとおりである。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
本発明のさらに他の実施形態について、図10〜図11に基づいて説明すれば、以下のとおりである。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
(絶縁型DC−DCコンバータ1bの構成)
図10は、実施形態3に係る絶縁型DC−DCコンバータ1bに設けられたスイッチング周期制限回路3と上限値調整回路4bと制御回路8bとの具体構成を示す回路図である。図11は、DC−DCコンバータ1bに設けられたスイッチング素子のスイッチング周期と電流検出抵抗Rsの両端電圧ピーク値との間の関係を説明するためのグラフである。
図10は、実施形態3に係る絶縁型DC−DCコンバータ1bに設けられたスイッチング周期制限回路3と上限値調整回路4bと制御回路8bとの具体構成を示す回路図である。図11は、DC−DCコンバータ1bに設けられたスイッチング素子のスイッチング周期と電流検出抵抗Rsの両端電圧ピーク値との間の関係を説明するためのグラフである。
実施形態3は実施形態1に対して、スイッチ23及び抵抗24の直列回路が追加されており、上記直列回路が抵抗18に並列接続されている。加えて、追加されたスイッチ23及び抵抗24の直列回路を制御するためのフリップフロップ25及びAND回路26が設けられている。
フリップフロップ25は、フリップフロップ21が制御信号を出力している状態、即ち、スイッチ19がオンしている状態で、電流検出抵抗Rsの両端電圧を表す信号S5が第1閾値に達すると、制御信号を出力しスイッチ23をオンする。スイッチ23がオンすることにより抵抗18、20、及び24の合成抵抗が更に小さくなる。このため、コンデンサ12の定電流充電値が更に大きくなる。この結果、スイッチング素子Qのスイッチング周期の上限値が更に小さな値となる。
スイッチング周期と、電流検出抵抗Rsの両端電圧ピーク値との間の関係に着目した動作図を図11に示す。電流検出抵抗Rsの両端電圧ピーク値の第1閾値Th1への到達に応じて、初めにスイッチング周期の上限値を第1上限値UL1から第2上限値UL2に変更した後、負荷の増加に伴って、電流検出抵抗Rsの両端電圧ピーク値(スイッチング素子Qのスイッチング電流ピーク値)が再び第1閾値にて制限された状態が継続すると出力電圧の低下に繋がる。
そこで、実施形態3においては、スイッチング周期を第2上限値UL2からより小さな第3上限値UL3に変更することで、スイッチング素子Qのスイッチング電流ピーク値が第1閾値Th1にて制限された状態が継続することを回避し、出力電圧の低下を防止する。
以上本発明に係る実施形態1、2、3について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。
例えば、スイッチング周期制限回路3はコンデンサ12と定電流回路とで構成しているが、これに限定するものではない。例えば、デジタル的なタイマ回路によりスイッチング周期制限回路3を構成しても良い。その場合、上限値調整回路はタイマ回路の設定値を変更できる構成であればよい。
〔実施形態4〕
実施形態1〜3に係るスイッチング電源装置は、インダクタと共振用キャパシタとの共振現象を利用して、共振電圧がボトムを呈するタイミングでスイッチング素子をターンオンさせる疑似共振スイッチング電源装置である。しかしながら、本発明は、実施形態1〜3に示した疑似共振スイッチング電源装置(フライバックコンバータ)に限定されるものではなく、臨界モード昇圧コンバータ、臨界モード昇圧型率改善回路等に適用することができる。臨界モード昇圧コンバータへの適用例を実施形態4で説明する。
実施形態1〜3に係るスイッチング電源装置は、インダクタと共振用キャパシタとの共振現象を利用して、共振電圧がボトムを呈するタイミングでスイッチング素子をターンオンさせる疑似共振スイッチング電源装置である。しかしながら、本発明は、実施形態1〜3に示した疑似共振スイッチング電源装置(フライバックコンバータ)に限定されるものではなく、臨界モード昇圧コンバータ、臨界モード昇圧型率改善回路等に適用することができる。臨界モード昇圧コンバータへの適用例を実施形態4で説明する。
(昇圧コンバータ1cの構成)
図12は、実施形態4に係る昇圧コンバータ1cの回路構成図である。実施形態1と同一機能である箇所には同一符号を付してある。図1に示す実施形態1に係るDC−DCコンバータ1と異なる点は、平滑コンデンサCiに並列接続されている直列回路が、インダクタLの巻線main、スイッチング素子Q、及び、電流検出用抵抗Rsからなる直列回路になっている点、及び、ボトム検出回路2への入力信号がインダクタLの巻線subからの信号となっている点である。昇圧コンバータ1cの動作波形が実施形態1の図2及び図3で前述した動作波形と同じであることは当業者に明白である。
図12は、実施形態4に係る昇圧コンバータ1cの回路構成図である。実施形態1と同一機能である箇所には同一符号を付してある。図1に示す実施形態1に係るDC−DCコンバータ1と異なる点は、平滑コンデンサCiに並列接続されている直列回路が、インダクタLの巻線main、スイッチング素子Q、及び、電流検出用抵抗Rsからなる直列回路になっている点、及び、ボトム検出回路2への入力信号がインダクタLの巻線subからの信号となっている点である。昇圧コンバータ1cの動作波形が実施形態1の図2及び図3で前述した動作波形と同じであることは当業者に明白である。
〔ソフトウェアによる実現例〕
DC−DCコンバータ1・1a・1b及び昇圧コンバータ1cの制御ブロック(特に制御回路8、上限値調整回路4、スイッチング周期制限回路3)は、集積回路(ICチップ)等に形成された論理回路(ハードウェア)によって実現してもよいし、CPU(Central Processing Unit)を用いてソフトウェアによって実現してもよい。
DC−DCコンバータ1・1a・1b及び昇圧コンバータ1cの制御ブロック(特に制御回路8、上限値調整回路4、スイッチング周期制限回路3)は、集積回路(ICチップ)等に形成された論理回路(ハードウェア)によって実現してもよいし、CPU(Central Processing Unit)を用いてソフトウェアによって実現してもよい。
後者の場合、DC−DCコンバータ1・1a・1b及び昇圧コンバータ1cは、各機能を実現するソフトウェアであるプログラムの命令を実行するCPU、上記プログラムおよび各種データがコンピュータ(またはCPU)で読み取り可能に記録されたROM(Read Only Memory)または記憶装置(これらを「記録媒体」と称する)、上記プログラムを展開するRAM(Random Access Memory)などを備えている。そして、コンピュータ(またはCPU)が上記プログラムを上記記録媒体から読み取って実行することにより、本発明の目的が達成される。上記記録媒体としては、「一時的でない有形の媒体」、例えば、テープ、ディスク、カード、半導体メモリ、プログラマブルな論理回路などを用いることができる。また、上記プログラムは、該プログラムを伝送可能な任意の伝送媒体(通信ネットワークや放送波等)を介して上記コンピュータに供給されてもよい。なお、本発明は、上記プログラムが電子的な伝送によって具現化された、搬送波に埋め込まれたデータ信号の形態でも実現され得る。
〔まとめ〕
本発明の態様1に係る疑似共振方式のスイッチング電源装置(DC−DCコンバータ1・1a・1b、昇圧コンバータ1c)は、インダクタ(一次巻線PP1)と、前記インダクタ(一次巻線PP1)に接続されたスイッチング素子Qと、前記スイッチング素子Qと並列に接続されたキャパシタCrと、前記インダクタ(一次巻線PP1)と前記キャパシタCrとの共振に基づく共振電圧がボトムを呈するタイミングで、前記スイッチング素子Qをターンオンさせるための第1制御信号(制御信号)を出力するボトム検出回路2と、前記スイッチング素子Qのスイッチング周期が所定の上限値に到達したタイミングで、前記スイッチング素子Qをターンオンさせるための第2制御信号(制御信号)を出力するスイッチング周期制限回路3とを備えている。
本発明の態様1に係る疑似共振方式のスイッチング電源装置(DC−DCコンバータ1・1a・1b、昇圧コンバータ1c)は、インダクタ(一次巻線PP1)と、前記インダクタ(一次巻線PP1)に接続されたスイッチング素子Qと、前記スイッチング素子Qと並列に接続されたキャパシタCrと、前記インダクタ(一次巻線PP1)と前記キャパシタCrとの共振に基づく共振電圧がボトムを呈するタイミングで、前記スイッチング素子Qをターンオンさせるための第1制御信号(制御信号)を出力するボトム検出回路2と、前記スイッチング素子Qのスイッチング周期が所定の上限値に到達したタイミングで、前記スイッチング素子Qをターンオンさせるための第2制御信号(制御信号)を出力するスイッチング周期制限回路3とを備えている。
上記の構成によれば、スイッチング素子のスイッチング周期が所定の上限値に到達したタイミングで、前記スイッチング素子をターンオンする。このため、負荷が増大すると、スイッチング周期が所定の上限値に到達した後、スイッチング素子をターンオンするので、スイッチング周期が上限値を越えて上昇せず、スイッチング素子の動作が周波数固定パルス幅動作に切り換えられる。このため、インダクタに流れる電流ピーク値が低減され、電流ピーク値が、インダクタが磁気飽和する電流値から遠ざけられる。この結果、磁気回路部品を大型化することなく、瞬時的なピーク負荷に対応することができ、通常モード時のスイッチング損失、スイッチング動作に起因するノイズが小さい疑似共振方式のスイッチング電源装置を提供することができる。
本発明の態様2に係るスイッチング電源装置(DC−DCコンバータ1・1a・1b、昇圧コンバータ1c)は、上記態様1において、前記スイッチング素子Qに流れる電流のピーク値が所定の第1閾値に到達すると、前記上限値(第1上限値UL1)を、より小さな値(第2上限値UL2)に調整する上限値調整回路4・4bをさらに備えてもよい。
上記の構成によれば、より高いスイッチング周波数での固定パルス幅動作によりスイッチング素子が駆動され、インダクタに流れる電流ピーク値がさらに低減され、電流ピーク値が、インダクタが磁気飽和する電流値からさらに遠ざけられる。
本発明の態様3に係るスイッチング電源装置(DC−DCコンバータ1・1a・1b、昇圧コンバータ1c)は、上記態様2において、前記上限値調整回路4・4bは、前記第1閾値に到達したピーク値が、前記第1閾値よりも小さい第2閾値を下回ると、前記より小さな値に調整した上限値を元に戻してもよい。
上記の構成によれば、スイッチング周期制限回路からの制御信号よりも先にボトム検出回路からの制御信号がOR回路に入力され、疑似共振スイッチング動作によりスイッチング素子が駆動される。
本発明の態様4に係るスイッチング電源装置(DC−DCコンバータ1・1a・1b、昇圧コンバータ1c)は、上記態様2において、前記上限値調整回路4・4bは、前記上限値を、より小さな値に調整した後、前記ピーク値が再び前記第1閾値に到達すると、前記上限値を、さらに小さな値に調整してもよい。
上記の構成によれば、スイッチング素子のスイッチング電流ピーク値が第1閾値により制限された状態の継続を回避し、スイッチング電源装置の出力電圧の低下を防止することができる。
本発明の態様5に係るスイッチング電源装置(DC−DCコンバータ1・1a・1b、昇圧コンバータ1c)は、上記態様1において、前記インダクタ(一次巻線PP1)に基づく出力信号に対応するフィードバック信号の値が所定の第1閾値に到達すると、前記上限値を、より小さな値に調整する上限値調整回路4をさらに備えてもよい。
上記の構成によれば、フィードバック信号は、スイッチング素子をターンオフさせるための電流ピーク値の指示値である為、スイッチング周期の変化量が少なくノイズも少ない。このため、上限値調整回路をより正確に制御することが可能となる。
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。さらに、各実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を組み合わせることにより、新しい技術的特徴を形成することができる。
本発明は、インダクタとキャパシタとの共振に基づく共振電圧がボトムを呈するタイミングで、スイッチング素子をターンオンさせる疑似共振方式のスイッチング電源装置に利用することができる。
1 絶縁型DC−DCコンバータ(スイッチング電源装置)
1c 昇圧コンバータ(スイッチング電源装置)
2 ボトム検出回路
3 スイッチング周期制限回路
4 上限値調整回路
5a OR回路
5b OR回路
6 帰還回路
7 コンパレータ
8 制御回路
9 フリップフロップ
10 ドライブ回路
T トランス
PP1 一次巻線(インダクタ)
PP2 補助巻線
SS1 二次巻線
Q スイッチング素子
Cr キャパシタ
Th1 第1閾値
Th2 第2閾値
1c 昇圧コンバータ(スイッチング電源装置)
2 ボトム検出回路
3 スイッチング周期制限回路
4 上限値調整回路
5a OR回路
5b OR回路
6 帰還回路
7 コンパレータ
8 制御回路
9 フリップフロップ
10 ドライブ回路
T トランス
PP1 一次巻線(インダクタ)
PP2 補助巻線
SS1 二次巻線
Q スイッチング素子
Cr キャパシタ
Th1 第1閾値
Th2 第2閾値
Claims (5)
- インダクタと、
前記インダクタに接続されたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子と並列に接続されたキャパシタと、
前記インダクタと前記キャパシタとの共振に基づく共振電圧がボトムを呈するタイミングで、前記スイッチング素子をターンオンさせるための第1制御信号を出力するボトム検出回路と、
前記スイッチング素子のスイッチング周期が所定の上限値に到達したタイミングで、前記スイッチング素子をターンオンさせるための第2制御信号を出力するスイッチング周期制限回路とを備えることを特徴とする疑似共振方式のスイッチング電源装置。 - 前記スイッチング素子に流れる電流のピーク値が所定の第1閾値に到達すると、前記上限値を、より小さな値に調整する上限値調整回路をさらに備える請求項1に記載のスイッチング電源装置。
- 前記上限値調整回路は、前記第1閾値に到達したピーク値が、前記第1閾値よりも小さい第2閾値を下回ると、前記より小さな値に調整した上限値を元に戻す請求項2に記載のスイッチング電源装置。
- 前記上限値調整回路は、前記上限値を、より小さな値に調整した後、前記ピーク値が再び前記第1閾値に到達すると、前記上限値を、さらに小さな値に調整する請求項2に記載のスイッチング電源装置。
- 前記インダクタに基づく出力信号に対応するフィードバック信号の値が所定の第1閾値に到達すると、前記上限値を、より小さな値に調整する上限値調整回路をさらに備える請求項1に記載のスイッチング電源装置。
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CN110391750A (zh) * | 2018-04-18 | 2019-10-29 | 恩智浦有限公司 | 用于反激式开关模式电源中的饱和控制的方法和系统 |
-
2014
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