CN110391750B - 用于反激式开关模式电源中的饱和控制的方法和系统 - Google Patents

用于反激式开关模式电源中的饱和控制的方法和系统 Download PDF

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Abstract

一种用于反激式开关模式电源(SMPS)的饱和控制器和一种用于反激式SMPS的饱和控制的方法的实施例涉及：测量与所述反激式SMPS中的初级行程相关的长度；将与所述初级行程相关的所述长度和与所述反激式SMPS中的前一个初级行程相关的长度进行比较以生成比较结果；以及基于所述比较结果调整所述反激式SMPS的切换周期时间，使得所述反激式SMPS的饱和得到减少。

Description

用于反激式开关模式电源中的饱和控制的方法和系统
技术领域
本发明的实施例总体上涉及电气系统和方法，并且更具体的说涉及电源电路和用于操作电源电路的方法。
背景技术
电源电路基于输入功率(例如，输入电压)生成期望功率(例如，输出电压)。例如，开关模式电源(SMPS)使用切换功率级将输入电压和/或电流转换为期望输出电压和/或电流。期望具有高效地转换功率的开关模式电源。然而，SMPS可能易受变压器饱和的影响，这可能降低SMPS的性能(例如，功率转换效率)。因此，需要用于SMPS中的饱和控制的系统和方法。
发明内容
一种用于反激式开关模式电源(SMPS)的饱和控制器和一种用于反激式SMPS中的饱和控制的方法的实施例涉及：测量与所述反激式SMPS中的初级行程相关的长度；将与所述初级行程相关的所述长度和与所述反激式SMPS中的前一个初级行程相关的长度进行比较以生成比较结果；以及基于所述比较结果调整所述反激式SMPS的切换周期时间，使得所述反激式SMPS的饱和得到减少。还描述了其它实施例。
在实施例中，测量与所述反激式SMPS中的所述初级行程相关的所述长度涉及：测量连接到所述反激式SMPS的变压器的初级绕组的开关处的信号脉冲宽度。
在实施例中，测量所述开关处的所述信号脉冲宽度涉及：测量所述开关的栅极端处的信号的所述信号脉冲宽度。
在实施例中，将与所述初级行程相关的所述长度和与所述反激式SMPS中的所述前一个初级行程相关的所述长度进行比较以生成所述比较结果涉及：将所述开关处的所述信号脉冲宽度与所述开关处的前一个信号脉冲宽度进行比较以生成所述比较结果。
在实施例中，基于所述比较结果调整所述反激式SMPS的所述切换周期时间涉及：如果与所述初级行程相关的所述长度短于与所述前一个初级行程相关的所述长度，则延长所述反激式SMPS的所述切换周期时间。
在实施例中，基于所述比较结果调整所述反激式SMPS的所述切换周期时间涉及：如果与所述初级行程相关的所述长度长于或等于与所述前一个初级行程相关的所述长度，则减少所述反激式SMPS的所述切换周期时间。
在实施例中，基于所述比较结果调整所述反激式SMPS的所述切换周期时间涉及：基于所述比较结果调整连接到所述反激式SMPS的变压器的初级绕组的开关处的信号。
在实施例中，基于所述比较结果调整所述开关处的所述信号涉及：基于所述比较结果调整所述开关处的所述信号、所述开关处的第二信号以及来自所述反激式SMPS的光电耦合器的第三信号。
在实施例中，基于所述比较结果调整所述反激式SMPS的所述切换周期时间涉及：基于所述比较结果调整连接到所述反激式SMPS的变压器的初级绕组的开关的栅极端处的信号。
在实施例中，基于所述比较结果调整所述开关的所述栅极端处的所述信号涉及：基于所述比较结果调整所述开关的所述栅极端处的所述信号、所述开关的漏极端处的第二信号以及来自所述反激式SMPS的光电耦合器的第三信号。
在实施例中，一种用于反激式开关模式电源(SMPS)的饱和控制器包括：行程长度检测器，其被配置成测量与所述反激式SMPS中的初级行程相关的长度；行程长度比较器，其被配置成将与所述初级行程相关的所述长度和与所述反激式SMPS中的前一个初级行程相关的长度进行比较以生成比较结果；以及切换周期控制器，其被配置成基于所述比较结果调整所述反激式SMPS的切换周期时间，使得所述反激式SMPS的饱和得到减少。
在实施例中，所述行程长度检测器包括脉冲宽度检测器，所述脉冲宽度检测器被配置成测量连接到所述反激式SMPS的变压器的初级绕组的开关处的信号脉冲宽度。
在实施例中，所述脉冲宽度检测器被另外配置成测量所述开关的栅极端处的信号的所述信号脉冲宽度。
在实施例中，所述行程长度比较器包括脉冲宽度比较器，所述脉冲宽度比较器被配置成将所述开关处的所述信号脉冲宽度与所述开关处的前一个信号脉冲宽度进行比较以生成所述比较结果。
在实施例中，所述切换周期控制器被另外配置成：如果与所述初级行程相关的所述长度短于与所述前一个初级行程相关的所述长度，则延长所述反激式SMPS的所述切换周期时间。
在实施例中，所述切换周期控制器被另外配置成：如果与所述初级行程相关的所述长度长于或等于与所述前一个初级行程相关的所述长度，则减少所述反激式SMPS的所述切换周期时间。
在实施例中，所述切换周期控制器被另外配置成基于所述比较结果调整连接到所述反激式SMPS的变压器的初级绕组的开关处的信号。
在实施例中，所述切换周期控制器被另外配置成基于所述比较结果调整所述开关处的所述信号、所述开关处的第二信号以及来自所述反激式SMPS的光电耦合器的第三信号。
在实施例中，所述切换周期控制器被另外配置成基于所述比较结果调整连接到所述反激式SMPS的变压器的初级绕组的开关的栅极端处的信号。
在实施例中，一种用于反激式开关模式电源(SMPS)的饱和控制的方法涉及：测量连接到所述反激式SMPS的变压器的初级绕组的开关处的信号脉冲宽度；将所述信号脉冲宽度和与所述开关处的前一个信号脉冲宽度相关的长度进行比较以生成比较结果；以及基于所述比较结果调整所述反激式SMPS的切换周期时间、所述开关处的第二信号以及来自所述反激式SMPS的光电耦合器的第三信号，使得所述反激式SMPS的饱和得到减少。
根据结合附图进行的通过对本发明的原理进行举例来说明的以下详细描述，根据本发明的其它方面将变得明显。
附图说明
图1是根据本发明的实施例的反激式SMPS的示意性框图。
图2描绘了图1中描绘的反激式SMPS的饱和控制器的实施例。
图3是与具有图2中描绘的饱和控制器的图1中描绘的反激式SMPS相对应的信号定时图。
图4是与具有图2中描绘的饱和控制器的图1中描绘的反激式SMPS相对应的另一个信号定时图。
图5描绘了图2中描绘的饱和控制器的四个操作级。
图6是根据本发明的另一个实施例的反激式SMPS的示意性框图。
图7是根据本发明的实施例的用于反激式SMPS的饱和控制的方法的过程流程图。
在整个说明书中，类似附图标记可以用于标识类似元件。
具体实施方式
将容易理解的是，如本文中总体上描述的且在附图中示出的实施例的部件可以被安排和设计成各种不同配置。因此，以下对如附图中表示的各个实施例的更详细描述并不旨在限制本公开的范围，而仅仅表示各个实施例。虽然在附图中呈现了实施例的各个方面，但是除非具体指明，否则附图不一定按比例绘制。
在不脱离本发明的精神或基本特性的情况下，可以以其它特定形式体现本发明。所描述实施例应当在所有方面都仅被视为是说明性的而不是限制性的。因此，本发明的范围由所附权利要求而不是由此详细描述指定。落入权利要求的等效方案的含义和范围内的所有改变都将涵盖在权利要求的范围内。
在整个本说明书中对特征、优点或类似语言的提及并不暗示可以用本发明实现的所有特征和优点应当处于或处于本发明的任何单个实施例中。相反，提及特征和优点的语言应被理解成意味着结合实施例描述的特定特征、优点或特性包括在本发明的至少一个实施例中。因此，在整个本说明书中对特征和优点以及类似语言的讨论可以但不一定指代同一实施例。
此外，本发明的所描述特征、优点和特性可以以任何适当的方式组合到一个或多个实施例中。相关领域的技术人员将认识到，鉴于本文中的描述，可以在没有具体实施例的特定特征或优点中的一个或多个的情况下实践本发明。在其它情况下，在某些实施例中可以认识到可能并不存在于在本发明的所有实施例中的附加特征和优点。
在整个本说明书中对“一个实施例”、“实施例”或类似语言的提及意味着结合所指示实施例描述的具体特征、结构或特性包括在本发明的至少一个实施例中。因此，在整个本说明书中出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”以及类似语言可以但不一定全都指代同一实施例。
图1是根据本发明的实施例的反激式SMPS 100的示意性框图。反激式SMPS将输入功率转换为期望输出功率(例如，针对可接受范围内的负载电流将输入电压电平转换为稳定的输出电压电平)。例如，反激式SMPS以受控的方式向负载递送在反激式SMPS的输入处可获得的功率。在一些实施例中，在反激式SMPS处接收到的输入功率是交流(AC)功率，并且输出功率是如直流(DC)电压等输出电压。反激式SMPS可以用于各种应用，如汽车应用、通信应用、工业应用、医疗应用、计算机应用和/或消费者或电器应用。例如，反激式SMPS可以包括在如智能电话、平板计算机、膝上型计算机等计算装置中。在一些实施例中，反激式转换器是升降压型转换器。
在图1中描绘的实施例中，反激式SMPS 100包括输入端102-1、102-2；桥式整流器二极管“D1”、“D2”、“D3”和“D4”；输入电容器“C1”；饱和控制器104；金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)开关“S1”；电阻器“R1”；变压器“T1”；二极管“D5”；电容器“Cvcc”；输出二极管“D6”；输出电容器“C2”；输出电压控制器106；以及光电耦合器“O1”。变压器T1包括：辅助绕组108，其经由二极管D5和电容器Cvcc连接到固定电压(例如，接地)；初级绕组110，其连接到MOSFET开关S1；以及第二绕组112，其连接到二极管D6、输出电压控制器和输出电容C2。光电耦合器O1可以包括光电晶体管“P1”和二极管“D7”。在一些实施例中，初级绕组连接到MOSFET开关S1的漏极端“D”，饱和控制器连接到MOSFET开关S1的栅极端“G”，并且电阻器R1连接到MOSFET开关S1的源极端“S”。在一些实施例中，饱和控制器和输出电压控制器中的至少一个在如半导体晶片或印刷电路板(PCB)等基板上实施。在实施例中，饱和控制器和输出电压控制器中的至少一个被封装为独立的半导体集成电路(IC)芯片。尽管反激式SMPS在图1中被示出为包括某些电路元件，但是在其它实施例中，反激式SMPS可以包括一个或多个额外的/不同的电路元件。例如，尽管反激式SMPS在图1中被示出为包括MOSFET开关S1，但是在其它实施例中，反激式SMPS可以包括其它类型的开关。
在图1中描绘的反激式SMPS 100中，反激式SMPS 100的输入端102-1、102-2连接到AC电源，所述AC电源通过桥式整流器二极管D1、D2、D3和D4向输入电容器C1供应AC功率。所接收能量经由变压器T1和整流器二极管D6转移到输出电容器C2。反激式SMPS的输出电压由输出电压控制器106经由光电耦合器O1进行控制。由变压器T1的辅助绕组108经由整流器二极管D5供电的饱和控制器104驱动MOSFET开关S1执行饱和控制。
在反激式SMPS 100的启动工况期间的断续导电模式(DCM)操作中，反激式SMPS的输出电压Vout很低，并且输出二极管D6中的电流下降速度很慢。如果在变压器T1中储存的能量未被适当释放，则变压器T1可能饱和。例如，在第一切换周期之后，如果并非所有来自变压器T1的能量都被转移到输出电容器C2，则在下一个切换循环开始时，二极管D6中的电流可能还未下降为零，这将使初级绕组110中的电流从非零值开始，并且变压器T1中的峰值电流将在电压阈值VL内增加。因此，在每个切换循环之后，变压器T1中的峰值电流将增加，从而导致变压器T1的电流逃逸和饱和，这可能引起反激式SMPS损坏。
在一些反激式SMPS实施方式中，饱和控制器可以通过感测辅助绕组108上的电压过零来检测和控制反激式变压器T1的变压器饱和或去磁。在反激式SMPS实施方式中，在饱和控制器(例如，微控制器IC)中需要额外的引脚或电气端以实现饱和控制器与辅助绕组之间的信号连接。然而，IC，尤其是控制IC(例如，微控制器IC)中的引脚数量是受限的。在一些实例中，向现有控制器IC添加新的引脚可能成本很高或甚至是不可能的。饱和控制器104被配置成在不需要额外的引脚或电气端的情况下减少变压器T1的饱和。图1中描绘的饱和控制器104基于反激式SMPS 100中的初级行程的长度检测和控制反激式变压器T1的变压器饱和，而不是通过感测辅助绕组108上的电压过零来检测和控制反激式变压器T1的变压器饱和或去磁。例如，饱和控制器104可以测量与反激式SMPS 100中的初级行程相关的长度，将与初级行程相关的长度和与反激式SMPS中的前一个初级行程相关的长度进行比较以生成比较结果并且基于比较结果调整反激式SMPS的切换周期时间，使得反激式SMPS的饱和得到减少。在一些实施例中，饱和控制器104被实施为IC(例如，IC芯片)，并且变压器T1与实施饱和控制器104的IC分离。因此，图1中描绘的饱和控制器104不需要额外的引脚来感测来自辅助绕组108的信号。引脚数量较低通常实现成本较低的IC封装件。此外，可以减小饱和控制器104的芯片面积，因为不需要具有静电放电(ESD)保护的键合焊盘和所连接电路系统。另外，图1中描绘的饱和控制器104可以用具有预定数量引脚的现有微控制器IC实施(即，可以与其兼容)。
在图1中描绘的实施例中，饱和控制器104包括行程长度检测器120、行程长度比较器122和切换周期控制器124。在一些实施例中，反激式SMPS 100的每个切换循环或周期都包括初级行程和次级行程。在切换周期的初级行程中，MOSFET开关S1闭合(连接)，并且来自AC电源的能量转移到变压器T1。在切换周期的次级行程中，MOSFET开关S1断开(断开连接)，并且储存在变压器T1中的能量被释放。在连续导电模式中，MOSFET开关S1被控制为使得在变压器T1中的能量在次级行程期间下降为零之前，下一切换循环的初级行程开始。在断续导电模式中，MOSFET开关S1被控制为使得在次级行程结束后已经过去延迟时段之后，下一切换循环的初级行程开始。在一些实施例中，行程长度检测器被配置成测量与反激式SMPS100中的初级行程相关的长度。行程长度比较器被配置成将与初级行程相关的长度和与反激式SMPS中的前一个初级行程相关的长度进行比较以生成比较结果。切换周期控制器被配置成基于比较结果调整反激式SMPS的切换周期时间，使得反激式SMPS的饱和得到减少。
在一些实施例中，切换周期控制器124被另外配置成在与初级行程相关的长度短于与前一个初级行程相关的长度的情况下延长反激式SMPS的切换周期时间，并且在与初级行程相关的长度长于或等于与前一个初级行程相关的长度的情况下减少反激式SMPS的切换周期时间。在一些实施例中，切换周期控制器被另外配置成基于比较结果调整MOSFET开关S1的栅极端G处的信号SG、MOSFET开关S1处的第二信号和/或来自反激式SMPS的光电耦合器O1的第三信号。
图2描绘了图1中描绘的反激式SMPS 100的饱和控制器104的实施例。在图2的实施例中，饱和控制器204包括脉冲宽度检测器220；脉冲宽度比较器222；切换周期控制器224；以及脉冲宽度寄存器“Reg1”、“Reg2”。切换周期控制器包括延迟元件230、寄存器232、第一定时器234、触发电路236、第二定时器238、比较器240、与(AND)逻辑242以及功率调节器244。图2中描绘的饱和控制器是图1中描绘的饱和控制器的可能实施方式。例如，图2中描绘的脉冲宽度检测器、脉冲宽度比较器和切换周期控制器分别是图1中描绘的行程长度检测器120、行程长度比较器122和切换周期控制器124的实施例。然而，图1中描绘的饱和控制器的实施方式可以与图2中描绘的饱和控制器不同。
在图2中描绘的实施例中，脉冲宽度检测器220被配置成测量连接到反激式SMPS100的变压器T1的初级绕组110的MOSFET开关S1的栅极端G处的信号SG的信号脉冲宽度。脉冲宽度比较器222被配置成将信号SG的信号脉冲宽度(在当前切换周期期间)与信号SG的前一个信号脉冲宽度(在前一个切换周期期间)进行比较以生成比较结果。切换周期控制器224被配置成基于比较结果调整反激式SMPS的切换周期时间，使得反激式SMPS的饱和得到减少。在一些实施例中，切换周期控制器被另外配置成在与初级行程相关的长度短于与前一个初级行程相关的长度的情况下延长反激式SMPS的切换周期时间，并且在与初级行程相关的长度长于或等于与前一个初级行程相关的长度的情况下减少反激式SMPS的切换周期时间。切换周期控制器可以基于比较结果调整MOSFET开关S1的栅极端G处的信号SG、MOSFET开关S1处的第二信号(例如，MOSFET开关S1的源极端S处的电压信号Vs)和/或来自反激式SMPS的光电耦合器O1的第三信号。
以下描述了图2中描绘的饱和控制器204的示例操作。为了避免需要额外的IC引脚来防止变压器T1中的饱和，将对MOSFET开关S1的栅极端G处的信号“SG”的调谐用于变压器饱和控制。具体的说，在第一定时器234置位触发电路236时，MOSFET开关S1的栅极端G处的信号SG变为逻辑高。栅极信号SG在感测电压“Vs”(即，连接到变压器T1的初级绕组110的MOSFET开关S1的源极端S处的电压)上升超过比较器240的输入处的电压阈值VL的消隐时间之后被重置。脉冲宽度检测器220测量MOSFET开关S1的栅极端G处的栅极信号Sg的脉冲宽度。当来自比较器240的比较结果Ipk达到峰值(Ipk＝1)时，所测量脉冲宽度存储在脉冲宽度寄存器Reg1中。当栅极信号SG变为逻辑高时，在下一个切换循环开始时，所存储脉冲宽度转移到第二脉冲宽度寄存器Reg2。脉冲宽度比较器222对两个脉冲宽度“Ton0”和“Ton1”进行比较，并且将比较结果输出到寄存器232，所述寄存器基于输入信号对其值进行上调或下调。在栅极信号SG变为逻辑低之后，用来自延迟元件230的短延迟更新寄存器232中的所存储值。因为在栅极信号SG变为逻辑低时也会更新寄存器Reg1的输出值，所以需要延迟元件。延迟元件生成的小延迟允许脉冲宽度比较器的输出达到稳定。寄存器232输出延迟后值“dly”，所述延迟后值用于控制第一定时器234，所述第一定时器234在栅极信号SG的上升沿上触发。在输入信号dly设置的延迟之后，第一定时器234的输出变为逻辑高并且开始新的切换循环。电压阈值VL由功率调节器244设置，所述功率调节器244从光电耦合器O1(图1所示)接收其输入。反激式SMPS 100的输出功率由功率调节器通过调整电压阈值VL来进行调节。具体的说，要增加反激式SMPS的输出功率，就增加电压阈值VL，并且要减小输出功率，就减小电压阈值VL。
图3是与具有图2中描绘的饱和控制器204的图1中描绘的反激式SMPS 100相对应的信号定时图。图3中示出的信号包括MOSFET开关S1的栅极端G处的信号SG、MOSFET开关S1的漏极端D处的漏极电压VD、感测电压Vs、来自比较器240的比较结果Ipk以及输出二极管D6中的电流Id6。
在图4中描绘的信号定时图中，针对多个切换循环绘制了切换序列。如果检测到较短初级行程(针对同一电压阈值VL)，则延迟下一个初级行程的起点，从而允许输出二极管D6中的电流Id6再次下降为零。具体的说，在时间点t0处，第一切换周期的初级行程(被称为第一初级行程)开始，而在时间点t2处，第二切换周期的初级行程(被称为第二初级行程)开始。初级行程的长度可以通过测量信号SG上升的时间点t0与信号VD上升的时间点t1之间的持续时间来进行检测。第二初级行程的长度短于第一初级行程的长度，并且切换周期增加，这允许输出二极管D6中的电流Id6下降为零。切换周期被增加为足以保证断续操作。在第二次级行程之后，出现振铃周期。振铃周期反映MOSFET开关S1的漏极端D的电容和初级变压器绕组电感的自由振荡。反激式SMPS 100在振铃期间是不活动的，并且在变压器T1中不会积累能量或能量不会释放到次级侧。对于下一个切换循环来说，可以以小步长减小切换周期，直到初级行程的长度短于前一个初级行程的长度。然后，再次以较大步长增加切换周期。这种以较小步长减小切换周期和以较大步长增加切换周期的操作产生主要处于断续导电模式(DCM)并且仅单个切换循环处于连续导电模式(CCM)的操作模式。因为切换周期以较大步长增加且以较小步长减小，所以反激式SMPS主要在DCM下操作。例如，如果切换周期减小为10微秒(μs)，则反激式SMPS可以在CCM下操作。如果切换周期按每切换周期1μs从20μs减小，则在10个切换周期之后，反激式SMPS开始在CCM下操作。如果切换周期随后延长5μs，则反激式SMPS可以在接下来的5个切换周期内在DCM下操作，即使切换周期按照每切换周期1μs减小也是如此。在此例子中，反激式SMPS在CCM下操作1个切换循环，并且在DCM下操作5个切换循环。因此，在此操作模式下，不存在电流逃逸，并且变压器不会饱和。尽管在图3中，切换周期以某种方式改变，但是在其它实施例中，切换周期可以以不同方式改变。例如，可以使用较小/较大的步长，并且可以最小化振铃周期以减小反激式SMPS的非活动时间。
图4是与具有图2中描绘的饱和控制器204的图1中描绘的反激式SMPS 100相对应的另一个信号定时图。图4中示出的信号包括MOSFET开关S1的栅极端G处的信号SG；MOSFET开关S1的漏极端D处的漏极电压VD；感测电压Vs；来自比较器240的比较结果Ipk；以及输出二极管D6中的电流Id6；来自脉冲宽度寄存器Reg1、Reg2的脉冲宽度Ton0、Ton1；以及来自寄存器232的延迟后值dly。
在图4中描绘的信号定时图中，针对多个切换循环绘制了切换序列。初始地，在第一切换循环/周期中，反激式SMPS 100处于断续导电模式。在下一个切换循环/周期开始之前，输出二极管D6的电流Id6下降为零。反激式SMPS在振铃期间是不活动的，并且在变压器T1中不会积累能量或能量不会释放到次级侧。因为反激式SMPS不活动，所以反激式SMPS无法输出最大输出功率，并且变压器T1不会得到充分使用，这是不想要的，因为那将需要比所需变压器更大的变压器。对于下一个切换循环/周期(即，第二切换周期)来说，切换周期减小并且振铃时间减小，这增加了输出功率。在下一个切换循环/周期(即，第三切换周期)中，初级行程的长度等于第一初级行程和第二初级行程的长度，并且反激式SMPS仍处于断续导电模式。在第三切换周期中，初级行程处的电流在时间点t4处从零开始。第三切换周期被甚至进一步地减小，这导致不是所有能量都被转移到次级侧的情形。在第四初级行程已经在时间点t5处开始之前，二极管d6中的电流Id6还未下降为零。因为在变压器T1中仍然存在能量，所以感测电压Vs也不是从零开始，这导致感测电压Vs在切换循环开始后不久达到电压阈值VL。在第一切换周期、第二切换周期和第三切换周期中，来自脉冲宽度寄存器Reg1、Reg2的脉冲宽度Ton0、Ton1彼此相同。在第四切换周期中，初级行程短于前一个初级行程，并且具体的说，在时间点t6处，脉冲宽度Ton0窄于/低于脉冲宽度Ton1。因此，饱和控制器204延长第四切换周期。然后，对于下一个切换循环(即，第五切换周期)来说，反激式SMPS再次在断续导电模式下操作。尽管在图4中，切换周期以某种方式改变，但是在其它实施例中，切换周期可以以不同方式改变。例如，可以使用较小/较大的步长，并且可以最小化振铃周期以减小反激式SMPS的非活动时间。
图5描绘了图2中描绘的饱和控制器204的四个操作级510、520、530、540。在第一操作级510中，为断续导电模式设置大切换周期。初级行程的初始存储值很短(可以为零)。在第二操作级520中，第一切换循环/周期开始，并且当达到比较结果Ipk的峰值时，将初级行程的长度与前一个初级行程的长度进行比较。对于第一切换循环来说，初级行程的长度长于初始值。在第四操作级540中，针对下一个切换循环以小步长减小切换周期。对于下一个切换循环来说，再次将初级行程的长度与前一个切换循环的初级行程的长度进行比较。如果初级行程的长度仍然长于或等于前一个初级行程的长度，则在第四操作级540中进一步减小切换周期。如果初级行程的长度短于前一个初级行程的长度，则进行连续导电模式操作，并且对于下一个切换循环来说，在第三操作级530中延长切换周期时间。在一些实施例中，切换周期延长的步长大于切换周期减小的步长。减小和增加切换周期的操作继续，从而导致仅单个切换循环处于连续导电模式，并且随后的多个切换循环处于断续导电模式的操作模式。因为仅单个循环处于连续导电模式，所以不可能存在电流逃逸和变压器饱和。在避免饱和的同时，反激式SMPS 100可以以其最大功率得到使用。
在一些实施例中，饱和控制器104可以与不包括辅助绕组的变压器一起使用。图6是根据本发明的另一个实施例的反激式SMPS 600的示意性框图。图6中描绘的反激式SMPS600与图1中描绘的反激式SMPS 100的不同之处在于图6中描绘的反激式SMPS 600的变压器T6不包括辅助绕组(例如，包括在图1中描绘的反激式SMPS 100的变压器T1中的辅助绕组108)。具体的说，在图6中描绘的实施例中，反激式SMPS包括输入端602-1、602-2；桥式整流器二极管D1、D2、D3和D4；输入电容器C1；饱和控制器104；MOSFET开关S1；电阻器R1；电容器Cvcc；第二电阻器“R2”；变压器T6；输出二极管D6；输出电容器C2；输出电压控制器106；以及光电耦合器O1。变压器T6包括：初级绕组610，其连接到MOSFET开关S1并且经由电阻器R2连接到饱和控制器；以及第二绕组612，其连接到二极管D6、输出电压控制器和输出电容器C2。饱和控制器的供应电压Vcc经由电阻器R2来自经整流电源电压Vin。在一些实施例中，饱和控制器和输出电压控制器中的至少一个在如半导体晶片或印刷电路板(PCB)等基板上实施。在实施例中，饱和控制器和输出电压控制器中的至少一个被封装为独立的半导体IC芯片。尽管反激式SMPS在图6中被示出为包括某些电路元件，但是在其它实施例中，反激式SMPS可以包括一个或多个额外的电路元件。图6中描绘的反激式SMPS 600的操作类似于图1中描绘的反激式SMPS 100的操作。
图7是根据本发明的实施例的用于反激式SMPS的饱和控制的方法的过程流程图。在框702处，测量与反激式SMPS中的初级行程相关的长度。在框704处，将与初级行程相关的长度和与反激式SMPS中的前一个初级行程相关的长度进行比较以生成比较结果。在框706处，基于比较结果调整反激式SMPS的切换周期时间，使得反激式SMPS的饱和得到减少。反激式SMPS可以与图1中描绘的反激式SMPS 100和/或图6中描绘的反激式SMPS 600相同或类似。
在上文的描述中，提供了各个实施例的具体细节。然而，可以在少于全部这些具体细节的情况下实践一些实施例。在其它实例中，为了简洁和清晰起见，对某些方法、程序、部件、结构和/或功能的描述的详细程度不如实现本发明的各个实施例的详细程度。
尽管以特定顺序说明和描述了本文中的一种和多种方法的操作，但是可以改变每种方法的操作的顺序，使得某些操作可以以相反的顺序执行，或者使得某些操作可以至少部分地与其它操作同时执行。在另一个实施例中，不同操作的指令或子操作可以以间歇性和/或交替的方式实施。
还应当指出的是，本文中描述的方法的操作中的至少一些可以使用存储在计算机可使用存储媒体上供计算机执行的软件指令来实施。举例来说，计算机程序产品的实施例包括用于存储计算机可读程序的计算机可使用存储媒体。
计算机可使用或计算机可读存储媒体可以是电子、磁性、光学、电磁、红外或半导体系统(或设备或装置)。非暂时性计算机可使用和计算机可读存储媒体的例子包括半导体或固态存储器、磁带、可移除计算机磁盘、随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、硬质磁盘和光盘。光盘的当前例子包括压缩盘只读存储器(CD-ROM)、压缩盘读/写(CD-R/W)和数字视频光盘(DVD)。
可替换的是，本发明的实施例可以完全以软件或以包含硬件和软件元件两者的实施方式实施。在使用软件的实施例中，软件可以包括但不限于固件、驻留软件、微代码等。
尽管已经描述和说明了本发明的特定实施例，但是本发明将不限于如此描述和说明的特定部件形式或布置。本发明的范围将由在此所附权利要求及其等效物限定。

Claims (10)

1.一种用于反激式开关模式电源(SMPS)的饱和控制的方法，其特征在于，所述方法包括：
测量与所述反激式SMPS中的初级行程相关的长度；
将与所述初级行程相关的所述长度和与所述反激式SMPS中的前一个初级行程相关的长度进行比较以生成比较结果；以及
基于所述比较结果调整所述反激式SMPS的切换周期时间，使得所述反激式SMPS的饱和得到减少。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，测量与所述反激式SMPS中的所述初级行程相关的所述长度包括：测量连接到所述反激式SMPS的变压器的初级绕组的开关处的信号脉冲宽度。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，测量所述开关处的所述信号脉冲宽度包括：测量所述开关的栅极端处的信号的所述信号脉冲宽度。
4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，将与所述初级行程相关的所述长度和与所述反激式SMPS中的所述前一个初级行程相关的所述长度进行比较以生成所述比较结果包括：将所述开关处的所述信号脉冲宽度与所述开关处的前一个信号脉冲宽度进行比较以生成所述比较结果。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，基于所述比较结果调整所述反激式SMPS的所述切换周期时间包括：如果与所述初级行程相关的所述长度短于与所述前一个初级行程相关的所述长度，则延长所述反激式SMPS的所述切换周期时间。
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，基于所述比较结果调整所述反激式SMPS的所述切换周期时间包括：如果与所述初级行程相关的所述长度长于或等于与所述前一个初级行程相关的所述长度，则减少所述反激式SMPS的所述切换周期时间。
7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，基于所述比较结果调整所述反激式SMPS的所述切换周期时间包括：基于所述比较结果调整连接到所述反激式SMPS的变压器的初级绕组的开关处的信号。
8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，基于所述比较结果调整所述反激式SMPS的所述切换周期时间包括：基于所述比较结果调整连接到所述反激式SMPS的变压器的初级绕组的开关的栅极端处的信号。
9.一种用于反激式开关模式电源(SMPS)的饱和控制器，其特征在于，所述饱和控制器包括：
行程长度检测器，其被配置成测量与所述反激式SMPS中的初级行程相关的长度；
行程长度比较器，其被配置成将与所述初级行程相关的所述长度和与所述反激式SMPS中的前一个初级行程相关的长度进行比较以生成比较结果；以及
切换周期控制器，其被配置成基于所述比较结果调整所述反激式SMPS的切换周期时间，使得所述反激式SMPS的饱和得到减少。
10.一种用于反激式开关模式电源(SMPS)的饱和控制的方法，其特征在于，所述方法包括：
测量连接到所述反激式SMPS的变压器的初级绕组的开关处的信号脉冲宽度；
将所述信号脉冲宽度和与所述开关处的前一个信号脉冲宽度相关的长度进行比较以生成比较结果；以及
基于所述比较结果调整所述反激式SMPS的切换周期时间、所述开关处的第二信号以及来自所述反激式SMPS的光电耦合器的第三信号，使得所述反激式SMPS的饱和得到减少。
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Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10895601B2 (en) * 2019-05-10 2021-01-19 Infineon Technologies Ag System and method of monitoring a switching transistor

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19643136A1 (de) * 1995-10-24 1997-04-30 Siemens Ag Oesterreich Sperrwandler
US6137697A (en) * 1998-11-16 2000-10-24 Alcatel Universal switched power converter with demagnetising
US6219493B1 (en) * 1998-08-19 2001-04-17 Konica Corporation Electronic flash device of a separate excitation oscillating type
JP2004166407A (ja) * 2002-11-13 2004-06-10 Shindengen Electric Mfg Co Ltd スイッチング電源装置
US6768657B1 (en) * 2003-03-19 2004-07-27 System General Corp. Current-driven PWM controller having a power saving means
WO2005101624A1 (en) * 2004-04-13 2005-10-27 System General Corp. Pwm controller having a modulator for saving power and reducing acoustic noise
US7558093B1 (en) * 2005-11-10 2009-07-07 Iwatt Inc. Power converter with emulated peak current mode control
CN101686014A (zh) * 2008-09-24 2010-03-31 通嘉科技股份有限公司 返驰式交换电源供应器及其控制方法
WO2012088505A1 (en) * 2010-12-23 2012-06-28 Marvell World Trade Ltd Reducing voltage stress in a flyback converter design
JP2016059138A (ja) * 2014-09-08 2016-04-21 シャープ株式会社 スイッチング電源装置

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
NL8900509A (nl) 1989-03-02 1990-10-01 Philips Nv Geschakelde voedingsspanningsschakeling.
ES2051950T3 (es) 1989-09-29 1994-07-01 Siemens Ag Disposicion de circuito para una fuente de alimentacion de conexion de transformador de bloqueo.
DE4001324A1 (de) 1990-01-18 1991-07-25 Philips Patentverwaltung Gleichspannungssperrwandler
JP2000324683A (ja) 1999-05-06 2000-11-24 Matsushita Electric Ind Co Ltd 保護回路
US6487097B2 (en) 2000-03-16 2002-11-26 Altel Technology Feedforward clamping applied to the control voltage in switch mode power supplies (SMPS)
JP3707409B2 (ja) 2001-09-10 2005-10-19 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP3707436B2 (ja) 2002-01-25 2005-10-19 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
US6836415B1 (en) * 2003-06-18 2004-12-28 Systems General Corp. Primary-side regulated pulse width modulation controller with improved load regulation
US7724547B1 (en) * 2006-09-15 2010-05-25 Iwatt Inc. Compensating on-time delay of switching transistor in switching power converters
US7554473B2 (en) 2007-05-02 2009-06-30 Cirrus Logic, Inc. Control system using a nonlinear delta-sigma modulator with nonlinear process modeling
GB2460266A (en) * 2008-05-23 2009-11-25 Cambridge Semiconductor Ltd Estimating conduction times of a switch mode power supply transformer
TWI379496B (en) * 2010-04-02 2012-12-11 Macroblock Inc Isolated primary side regulator
CN102364859B (zh) 2011-05-31 2014-11-26 杭州士兰微电子股份有限公司 开关电源控制装置及包含该控制装置的反激式开关电源
EP2557674B1 (en) * 2011-08-11 2018-11-14 Nxp B.V. A circuit for a switched mode power supply
WO2013080403A1 (ja) * 2011-11-28 2013-06-06 パナソニック株式会社 スイッチング電源装置および半導体装置
US9602006B2 (en) * 2012-10-24 2017-03-21 Infineon Technologies Ag Method and a controller for determining a demagnetization zero current time for a switched mode power supply
US9564817B2 (en) * 2014-03-17 2017-02-07 Semiconductor Components Industries, Llc Method and apparatus for dedicated skip mode for resonant converters
TWI568159B (zh) * 2014-04-24 2017-01-21 立錡科技股份有限公司 返馳式電源供應器及其控制電路與控制方法
CN207098945U (zh) * 2014-11-12 2018-03-13 株式会社村田制作所 电源模块及其安装结构
CN104617792B (zh) * 2014-12-24 2017-12-15 昂宝电子（上海）有限公司 用于初级侧调节的电源变换系统的电压调节的系统和方法
US10522306B2 (en) * 2016-05-27 2019-12-31 North Carolina State University System and method of causing a zero-current crossing in an electrical circuit

Patent Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19643136A1 (de) * 1995-10-24 1997-04-30 Siemens Ag Oesterreich Sperrwandler
US6219493B1 (en) * 1998-08-19 2001-04-17 Konica Corporation Electronic flash device of a separate excitation oscillating type
US6137697A (en) * 1998-11-16 2000-10-24 Alcatel Universal switched power converter with demagnetising
JP2004166407A (ja) * 2002-11-13 2004-06-10 Shindengen Electric Mfg Co Ltd スイッチング電源装置
US6768657B1 (en) * 2003-03-19 2004-07-27 System General Corp. Current-driven PWM controller having a power saving means
WO2005101624A1 (en) * 2004-04-13 2005-10-27 System General Corp. Pwm controller having a modulator for saving power and reducing acoustic noise
US7558093B1 (en) * 2005-11-10 2009-07-07 Iwatt Inc. Power converter with emulated peak current mode control
CN101686014A (zh) * 2008-09-24 2010-03-31 通嘉科技股份有限公司 返驰式交换电源供应器及其控制方法
WO2012088505A1 (en) * 2010-12-23 2012-06-28 Marvell World Trade Ltd Reducing voltage stress in a flyback converter design
CN103270683A (zh) * 2010-12-23 2013-08-28 马维尔国际贸易有限公司 减小反激式变换器设计中的电压应力
JP2016059138A (ja) * 2014-09-08 2016-04-21 シャープ株式会社 スイッチング電源装置

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