DE19643136A1 - Sperrwandler - Google Patents
SperrwandlerInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf einen Sperrwandler mit einem Übertrager, mit einer Primär
wicklung sowie mit zumindest einer Sekundärwicklung, wobei die Primärwicklung in Serie mit
einem gesteuerten Schalter an einer Eingangsgleichspannung liegt und der Sekundärwicklung
ein Gleichrichter und ein Ladekondensator nachgeschaltet sind, mit einer Ansteuerschaltung für
den Schalter die Startimpulse liefert und mit einer Detektorschaltung für das Ende der Magne
tisierungsphase, die während der Entmagnetisierungsphase die Abgabe von Startimpulsen
verhindert und die nach der Entmagnetisierungsphase die Ansteuerschaltung zur Abgabe eines
neuen Startimpulses aktiviert.
In dem Buch "Schaltnetzteile", W. Hirschmann und A. Hauenstein, Siemens Verlag, München,
1990, p 197 ff, ist ein Sperrwandler dieser Art beschrieben, dessen Übertrager zur Nulldurch
gangserkennung eine eigene Wicklung besitzt. Die Spannung an dieser Wicklung wird einem
Ansteuerbaustein zugeführt, welcher auch eine Schaltung zur Nachbildung des Stromes im
Eingangskreis (Primärwicklung - Schalter) beinhaltet. Der Aufwand für eine getrennte Übertra
gerwicklung und auch jener für die gesamte Schaltung ist hierbei verhältnismäßig hoch.
Es ist eine Aufgabe der Erfindung, einen freischwingenden Sperrwandler anzugeben, der mit
geringem Aufwand, insbesondere ohne zusätzliche Wicklung des Übertragers, aufgebaut wer
den kann, ohne daß sich - verglichen mit den bekannten Sperrwandlern - andere Nachteile ein
stellen.
Die Aufgabe wird mit einem Sperrwandler der eingangs angegebenen Art gelöst, bei welchem
erfindungsgemäß die Detektorschaltung als Spannungskomparator für die Spannung an der
Primärspule bzw. an dem Schalter ausgebildet ist.
Dank der Erfindung läßt sich eine Übertragerwicklung einsparen, und es ergibt sich ein großer
Freiraum bei der Auswahl der Ansteuer- bzw. Regelschaltung.
Bei einer vorteilhaften Ausgestaltung sind dem Komparator die Potentiale an den Anschlüssen
der Primärspule zugeführt.
Um Schaltunsicherheiten zu vermeiden, empfiehlt es sich, dem Komparator einen Spannungs
teiler mit Offset vorzuschalten.
Zur Vermeidung von Verlusten bzw. von höherfrequenten Störungen ist es zweckmäßig, wenn
die Ansteuerschaltung zur Begrenzung der Frequenz auf einen vorgegebenen Maximalwert
eingerichtet ist.
Eine praxisbezogene Ausführung eines Sperrwandlers, dessen Ansteuerschaltung einen Puls
breitenregler und einen RC-gesteuerten Oszillator aufweist, zeichnet sich dadurch aus, daß der
Ausgang des Komparators in solcher Weise auf den Oszillator wirkt z. B. dem Kondensator
des RC-gesteuerten Oszillators parallel geschaltet ist, daß der Oszillator zur Auslösung von
Startimpulses nach Feststellung des Nulldurchgangs freigegeben ist. Hierbei kann parallel zu
dem Kondensator und dem Ausgang des Komparators ein Schalter liegen, dessen
Steuereingang die Steuersignale für den ersten gesteuerten Schalter zugeführt sind, so daß auch
bei geschlossenem Schalter kein Spannungsanstieg an dem Kondensator möglich ist.
Bei einer anderen praxisgerechten Ausführung besitzt die Ansteuerschaltung einen Vergleicher
für den Ist-Wert des Primärstromes mit einer Regelgröße, z. B. der Abweichung der Wandler-
Ausgangsspannung von einem Referenzwert, wobei zwischen dem Vergleicher und dem Steu
ereingang des Schalters ein Flipflop angeordnet ist, dessen Set-Eingang mit dem Ausgang des
Komparators verbunden ist. In diesem Fall kann zur Frequenzbegrenzung der Komparator über
eine Schalteinrichtung mit dem Flipflop verbunden sein, wobei an einem Steuereingang der
Schalteinrichtung der Ausgang eines Monoflops liegt, dessen Auslöseeingang das Ansteuer
signal des Schalters zugeführt ist, wobei durch die Schaltdauer des Monoflops die Frequenz
begrenzung vorgegeben ist. Es ist zweckmäßig, wenn die Schalteinrichtung eine UND-Schal
tung ist, deren einer Eingang an dem Ausgang des Komparators und dessen anderer Eingang
an dem Ausgang des Monoflops liegt.
Die Erfindung samt anderen Vorteilen ist im folgenden anhand beispielsweiser Ausführungs
formen näher erläutert, die in der Zeichnung veranschaulicht sind. In dieser zeigen Fig. 1 eine
erste Ausführungsform eines Sperrwandlers nach der Erfindung in einer schematischen Schal
tung bzw. in einem Blockschaltbild, Fig. 2 in einem Diagramm den zeitlichen Verlauf verschie
dener Signale bei der Schaltung nach Fig. 1, Fig. 3 eine zweite Ausführungsform der Erfindung
in einer Darstellung wie Fig. 1, Fig. 4 ein zu der Ausführung nach Fig. 3 gehöriges Diagramm,
analog zu Fig. 2, Fig. 5 eine dritte Ausführungsform der Erfindung in einer Darstellung ent
sprechend Fig. 1 und Fig. 3 und die Fig. 6 und 7 Diagramme von Signalverläufen bei der Aus
führung nach Fig. 5 entsprechend Fig. 2 bzw. 4.
Gemäß Fig. 1 besitzt der Sperrwandler nach der Erfindung einen Übertrager Tr mit einer Pri
märwicklung Wp und mit einer Sekundärwicklung Ws. Tatsächlich können aber mehrere Se
kundärwicklungen für unterschiedliche bzw. galvanisch getrennte Spannungen vorgesehen sein.
Die Primärwicklung Wp liegt mit ihrem einen Ende an einem Pol einer Eingangsgleichspan
nung Up; ihr anderes Ende liegt über einen gesteuerten Schalter T1, hier ein Schalttransistor,
und einen Sensorwiderstand Rs an Masse bzw. an dem anderen Pol der Eingangsgleichspan
nung Up.
Sekundärseitig ist der Wicklung Ws ein Gleichrichter Ds und ein Ladekondensator Cs nachge
schaltet. An letzterem liegt die Ausgangsgleichspannung Us, die auf die Last, hier als Wider
stand RL gezeigt, wirkt.
Der gesteuerte Schalter T1 wird von einer Ansteuerschaltung A angesteuert, die eine Ansteu
erspannung UAS liefert - hier an das Gate des Transistors T1. Bei diesem Ausführungsbeispiel
weist die Ansteuerschaltung A einen Oszillator OSC mit einem externen, frequenzbestimmen
den RC-Glied, bestehend aus einem Widerstand Rc und einem Kondensator Cc auf. Der Kon
densator Cc wird über den Widerstand R von einer Referenzspannungsquelle Ref mit einer
Spannung URef aufgeladen. Die Spannung an dem Kondensator Cc ist mit Uc bezeichnet. Die
Ausgangsimpulse des Oszillators OSC sind dem Set-Eingang eines Flipflops FF zugeführt, des
sen Ausgang an einer Treiberstufe DR liegt, welche die Startimpulse, d. h. die Spannung UAS
für den Schalter T1 liefert.
An dem Reset-Eingang des Flipflop FF liegt der Ausgang eines Pulsweitenmodulator-Kompa
rators PWM, dessen beiden Eingängen die folgenden Signale zugeführt sind: Die Spannung
URS, die an dem Sensorwiderstand Rs liegt, sowie die Ausgangsspannung Uf eines Fehlerver
stärkers Vf. An einem Eingang des Fehlerverstärkers Vf liegt eine konstante Referenzspan
nung, in diesem Fall dieselbe Referenzspannung URef, die für den Oszillator OSC verwendet
wird, und an seinem anderen Eingang der Ausgang eines Fehlerverstärker-Netzwerkes Nf für
die Ausgangsgleichspannung Us, die hier dem Netzwerk Nf unmittelbar zugeführt ist. Vom
Ausgang des Fehlerverstärkers Vf führt eine Gegenkopplungsleitung zum Netzwerk Nf. In be
kannter Weise könnte hier jedoch auch ein nicht gezeigter Optokoppler oder dergleichen zwi
schengeschaltet sein. Soweit bis hierher beschrieben, entspricht die Schaltung im wesentlichen
dem Stand der Technik.
Es ist weiterhin ein Nulldurchgangsdetektor vorgesehen, der aus einem Spannungskomparator K
mit einem vorgeschalteten Spannungsteiler ST besteht. Der Ausgang des Komparators K liegt
an dem Kondensator Cc (Spannung Uc). Dem nicht invertierenden Eingang des Komparators
ist über einen Spannungsteiler R; 1,1R die an dem einen Ende der Wicklung Wp liegende Ein
gangsgleichspannung Up zugeführt, dem invertierenden Eingang über einen Spannungsteiler
R,R die an dem anderen Ende der Wicklung Wp liegende Spannung UT. Die entsprechend
verminderten Spannungen an den Eingängen des Komparators K sind mit Up′ und UT′ be
zeichnet. Im vorliegenden Beispiel ist somit
Dem Ausgang des Komparators K parallel liegt ein zweiter, gesteuerter Schalter T2, in diesem
Fall gleichfalls ein Transistor, dessen Steuereingang (Basis), allenfalls über einen Widerstand
RB, an dem Ausgang der Treiberstufe DR liegt.
Im folgenden wird unter Bezugnahme auch auf Fig. 2 die Funktion der Schaltung beschrieben.
Im Augenblick des Anschaltens des Sperrwandlers an die Eingangsgleichspannung Up ist UT =
Up und wegen der Dimensionierung des Spannungsteilers ist Up′ < UT′ (Fig. 2a), wodurch
gewährleistet ist, daß der Komparator K mit Sicherheit ausgeschaltet ist. Der Komparatoraus
gang ist hochohmig, so daß der Kondensator Cc über den Widerstand Rc aufgeladen wird.
Überschreitet Uc eine Schwellenspannung U1, wird ein Startimpuls aktiviert (Fig. 2b, c), so daß
der Transistor T1 und der Kleinsignaltransistor T2 leitend werden. Uc entspricht nun der Sätti
gungsspannung des Transistors T2, auf welcher Uc während der Zeit t1 bleibt (Fig. 2c). Dies
bedeutet, daß kein weiterer Startimpuls freigegeben wird, solange UAS "high" ist.
Nun steigt der Primärstrom ip mit der Steigung Up/Lp, wobei Lp die Induktivität der Primär
wicklung Wp ist, an und linear dazu die Spannung URS, bis UAS den Wert Uf erreicht (Fig.
2d), wodurch über den Verstärker Vf, den Komparator PWM, das Flipflop FF und den Treiber
DR beide Schalter T1, T2 abgeschaltet werden.
In der nun anschließenden Entmagnetisierungsphase ist UT′ < Up′, der Komparator K ist ein
geschaltet und übernimmt die Rolle des abgeschalteten Schalters T2, nämlich ein Blockieren
von Startimpulsen während der Entmagnetisierungsphase. Am Ende der Magnetisierungsphase
wird UT′ < Up′ und der Komparator K schaltet aus, wodurch der Kondensator Cc über den
Widerstand R wieder aufgeladen werden kann. Sobald die Kondensatorspannung Uc die Span
nung U1 wieder übersteigt, d. h. Uc < U1, wird ein neuer Startimpuls freigegeben und der
nächste Zyklus beginnt. Die Werte von R und C müssen so gewählt werden, daß die An
stiegsdauer der Spannung Uc größer als die Verzögerungszeit des Komparators ist.
Ein geregelter, frei schwingender Sperrwandler nach dem Stand der Technik und auch nach der
oben beschriebenen erfindungsgemaßen Ausführungsform weist die Eigenschaft auf, daß seine
Schaltfrequenz sowohl mit steigender Eingangsspannung als auch mit sinkender Belastung
steigt, um die Ausgangsspannung konstant zu halten. Dieses Ansteigen der Frequenz über ei
nen bestimmten Wert ist jedoch unerwünscht, da es einerseits zu Verlusten im Entlastungs
netzwerk (Snubber-Schaltung) und andererseits zu hochfrequenten Störungen führt, die zu
sätzliche, teure Abschirmungsmaßnahmen erfordern.
Die Schaltung nach Fig. 3, mit zugehörigen Signalabläufen in Fig. 4, verhindert daher ein An
steigen der Schaltfrequenz über einen vorgebbaren Wert. Die Schaltung entspricht in ihren we
sentlichen Bauteilen und in ihrer Funktion jener nach Fig. 1, so daß für gleiche Bauteile auch
gleiche Bezugszeichen verwendet werden:
Es ist ein zusätzlicher Komparator K′ vorgesehen, dessen Ausgang am Eingang des Oszillators
OSC (Spannung Uc) liegt. Der nicht invertierende Eingang dieses Komparators K′ liegt an ei
nem Anschluß eines Kondensators CB, dessen anderer Anschluß mit Masse verbunden ist. Der
Kondensator CB, dem nun der Schalter T2 parallelgeschaltet ist, kann von einer Referenzspan
nung URef über einen Widerstand RB aufgeladen werden. Die Referenzspannung URef wird
über einen Spannungsteiler R1-R1 halbiert und dem invertierenden Eingang des Komparators
K′ zugeführt.
Der zweite Komparator K′ verhindert die Abgabe von Startimpulsen, falls die Entmagnetisie
rungsphase eine bestimmte Zeit unterschreitet. Nach Abschalten des Schalters T1 öffnet der
Schalter T2 und der Kondensator CB kann nun über RB aufgeladen werden, wobei sich die
Spannung UCB nach folgender Gleichung ergibt:
Sobald die Spannung UCB den Wert 0,5·URef erreicht bzw. übersteigt (Fig. 4e), schaltet der
Komparator K′ aus, Uc kann wieder ansteigen, und weitere Startimpulse werden freigegeben.
Ein solches Freigeben der Startimpulse durch den Komparator K′ kann somit erst nach Ver
streichen der Zeitdauer TB, mit
TB ≈ 0,7·RB·CB
erfolgen. TB läßt sich durch Wahl der Werte von RB und CB ändern. Für TB sollte jedoch gel
ten:
wobei Ns, Np die sekundären und primären Wicklungszahlen und Ips der primäre Spitzenstrom
bei Nennlast sind. Hierdurch ist das freie Schwingen (im Gegensatz zu fester Frequenz)
sichergestellt.
In Fig. 5 ist eine weitere Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Sperrwandlers dargestellt,
die - abweichend von den Ausführungen nach Fig. 1 und Fig. 3 - keinen RC-Oszillator ver
wendet. Die Schaltung entspricht sekundärseitig jener nach Fig. 1 bzw. Fig. 3, ebenso sind das
Netzwerk Nf, der Fehlerverstärker Vf, der Pulsweitenmodulator-Komparator PWM, das
Flipflop FF, die Treiberstufe DR, der Komparator K mit Spannungsteiler ST sowie der Sen
sorwiderstand Rs vorhanden.
Der Ausgang der Treiberstufe DR ist außer mit dem Steuereingang des Schalters T1 auch mit
dem Eingang eines von der negativen (oder positiven) Flanke gesteuerten Monoflops MF ver
bunden, dessen (invertierender) Ausgang zu einem Eingang einer UND-Schaltung UND führt.
An dem anderen Eingang der UND-Schaltung liegt der Ausgang des Komparators K, der hier
mit einem Pull-Up-Widerstand Rp gezeichnet ist. Der Ausgang der UND-Schaltung führt zu
dem Set-Eingang des Flipflop FF.
Bei Einschalten ist Up = UT′ daher Up′ ≈ 1,1UT′ und der Komparator K schaltet über den
Set-Eingang des Flipflop FF und den Treiber DR den Schalter T1 ein. Der Strom in der Pri
märwicklung WP steigt (siehe z. B. Fig. 2d). Sobald die dem Primärstrom ip proportionale
Spannung den Wert Uf erreicht, wird über den Komparator PWM an den Reset-Eingang des
Flipflop FF ein Signal gegeben, das Flipflop FF setzt zurück und der Schalter T1 öffnet. Nun
erfolgt der bereits weiter oben beschriebene Spannungsanstieg am offenen Schalter T1. Mitt
lerweile ist über den Abschwächer ST und den Komparator K dessen Ausgang auf Null gegan
gen, und am Set-Eingang des Flipflop FF liegt keine Spannung an. Nach der Entmagnetisie
rungsphase geht die Spannung UT wieder auf Up und - wegen des Offsets des Abschwächers
ST - die Spannung UT′ unter Up′, so daß der Komparator K umschaltet und ein Signal an den
Set-Eingang des Flipflop FF abgibt, wodurch ein neuer Zyklus beginnt.
Zur Frequenzbegrenzung, die in ihrer Funktion jener nach der Ausführung der Fig. 3 ent
spricht, ist das Monoflop MF mit der Taktlänge T₀ vorgesehen. Sobald das Monoflop MF
über die Spannung UAS am Ausgang der Treiberstufe DR ausgeschaltet wird, beginnt der Im
puls mit der Dauer T₀. Die Verknüpfung des (invertierten) Ausganges des Komparators K
führt dazu, daß während der Zeitdauer T₀ ein Ausgangssignal des Komparators K nicht an den
Set-Eingang des Flipflop FF gelangen kann. Die Zeitdauer T₀ entspricht somit der Zeit TB bei
der Ausführung nach Fig. 3. In Fig. 6 ist der Signalverlauf im Normalbetrieb dargestellt (analog
zu Fig. 2), wogegen Fig. 7 den Signalverlauf im Falle der Frequenzbegrenzung darstellt (analog
zu Fig. 4). Bei einem mit positiven Flanken gesteuerten Monoflop MF entspricht T₀ der Dauer
t₁ + TB.
Claims (9)
1. Sperrwandler mit einem Übertrager (Tr), mit einer Primärwicklung (Wp) sowie mit zumin
dest einer Sekundärwicklung (WS), wobei die Primärwicklung in Serie mit einem gesteuerten
Schalter (T1) an einer Eingangsgleichspannung (Up) liegt und der Sekundärwicklung ein
Gleichrichter (Ds) und ein Ladekondensator (Cs) nachgeschaltet sind, mit einer Ansteuerschal
tung (A) für den Schalter (T1) die Startimpulse liefert, und mit einer Detektorschaltung (ST,
für das Ende der Magnetisierungsphase, die während der Entmagnetisierungsphase die
Abgabe von Startimpulsen verhindert und die nach der Magnetisierungsphase die
Ansteuerschaltung zur Abgabe eines neuen Startimpulses aktiviert,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Detektorschaltung als Spannungskomparator (K) für die Spannung an der Primärspule
(Wp) bzw. an dem Schalter (T1) ausgebildet ist.
2. Sperrwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß dem Komparator (K) die
Potentiale an den Anschlüssen der Primärspule (Wp) zugeführt sind.
3. Sperrwandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß dem Komparator
(K)ein Spannungsteiler (ST) mit Offset vorgeschaltet ist.
4. Sperrwandler nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die An
steuerschaltung (A) zur Begrenzung der Frequenz auf einen vorgegebenen Maximalwert einge
richtet ist.
5. Sperrwandler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dessen Ansteuerschaltung einen Pulsbrei
tenregler und einen RC-gesteuerten Oszillator aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß der
Ausgang des Komparators (K) in solcher Weise auf den Oszillator (USC) wirkt, z. B. dem
Kondensator (C) des RC-gesteuerten Oszillators parallel geschaltet ist, daß der Oszillator zur
Auslösung von Startimpulses nach Feststellung des Nulldurchgangs freigegeben ist.
6. Sperrwandler nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zu dem Kondensa
tor (C) und dem Ausgang des Komparators (K) ein zweiter gesteuerter Schalter (T2) liegt,
dessen Steuereingang die Steuersignale für den ersten gesteuerten Schalter (T1) zugeführt
sind, so daß auch bei geschlossenem Schalter (T1) kein Spannungsanstieg an dem Kondensator
(C) möglich ist.
7. Sperrwandler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die An
steuerschaltung (A) einen Vergleicher (PWM) für den Ist-Wert des Primärstromes mit einer
Regelgröße, z. B. der Abweichung (Uf) der Wandler-Ausgangsspannung von einem
Referenzwert, besitzt und zwischen dem Vergleicher (PWM) und dem Steuereingang des
Schalters (T1) ein Flipflop (FF) angeordnet ist, dessen Set-Eingang mit dem Ausgang des
Komparators (K) verbunden ist.
8. Sperrwandler nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator (K) über
eine Schalteinrichtung (UND) mit dem Flipflop (FF) verbunden ist, wobei an einem
Steuereingang der Schalteinrichtung der Ausgang eines Monoflops (MF) liegt, dessen
Auslöseeingang das Ansteuersignal des Schalters (S1) zugeführt ist, wobei durch die
Schaltdauer (T₀) des Monoflops die Frequenzbegrenzung vorgegeben ist.
9. Sperrwandler nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteinrichtung eine
UND-Schaltung (UND) ist, deren einer Eingang an dem Ausgang des Komparators (K) und
dessen anderer Eingang an dem Ausgang des Monoflops (MF) liegt.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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AT175795A AT406319B (de) | 1995-10-24 | 1995-10-24 | Sperrwandler |
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DE (1) | DE19643136A1 (de) |
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1996
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CN110391750B (zh) * | 2018-04-18 | 2024-01-09 | 恩智浦有限公司 | 用于反激式开关模式电源中的饱和控制的方法和系统 |
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Effective date: 20130501 |