DE68911400T2 - Geschaltete Speisespannungsschaltung. - Google Patents

Description

• Die Erfindung bezieht sich auf eine gesehaltete Speisespannungsschaltung zum Umwandeln einer Eingangsgleichspannung in eine Ausgangsgleichspannung mit einer zwischen die Klemmen der Eingangsspannung gekoppelten Reihenschaltung aus einem steuerbaren leistungsschalter und einem induktiven Element, mit Steuermitteln um den leistungsschalter wechselweise in den leitenden bzw. nicht-leitenden Zustand zu bringen, mit einem mit dem induktiven Element gekoppelten Gleichrichter um die Ausgangsspannung zur Verfügung zu stellen, wobei bei stromlosem Schalter und Gleichrichter das induktive Element und ein damit gekoppelter Kondensator einen Teil eines Schwingkreises bilden, in dem es eine Spannungsschwingung gibt, und mit Mitteln zum Unterbrechen der in dem Schwingkreis vorhandenen Schwingung.
• Derartige geschaltete Speisespannungsschaltungen mit einem Schwingkreis sind bekannt. Beispiele davon sind in der niederländischen Patentanmeldung 8502339 (PHN 11.470) der Anmelderin beschrieben worden. Dabei kann die Ausgangsspannung nahezu konstant gehalten werden trotz etwaiger Änderungen der Eingangsspannung und/oder einer an die Ausgangsspannung angeschlossenen laast, beispielsweise dadurch, daß die Frequenz der dem Steuerbaren Schalter zugeführten Steuersignale als Funktion dieser Ausgangsspannung geregelt wird. Die Steuersignale können von einem Oszillator herrtliren oder auf andere Art und Weise, die Schaltungsanordnung kann selbstschwingend sein.
• In der DE-A 35 43 299 ist eine Speiseschaltung beschrieben worden mit Mitteln zum Unterbrechen der in einem Schwingkreis vorhandenen Schwingung. Der Zweck der Unterbrechung der Schwingung ist die Demagnetisierung eines Transformators.
• Nach der Erfindung weist eine Schaltungsanordnung der eingangs beschriebenen Art das Kennzeichen auf, daß die Mittel dazu vorgesehen sind, die Schwingung zu einem Zeitpunkt zu unterbrechen, an dem die Spannung an dem induktiven Element oder der Strom durch den Kondensator nahezu Null ist.
• Durch diese Maßnahme wird die Schwingung auf einem hohen Signalpegel unterbrochen und zwar zu einem Zeitpunkt, an dem entweder der Strom durch die lnduktivität, oder die Spannung am Kondensator und folglich die in dem betreffenden Element gespeicherte Energie einen äußersten Wert hat. Während der Unterbrechung stehen diese Größen nach wie vor nahezu auf ihren extremen Wert, wonach die Schwingung von diesem Wert an wieder fortgesetzt wird. Wie es sich aus der nachfolgenden Beschreibung ergeben wird, bietet eine derartige Unterbrechung eine Anzahl Vorteile. Auf diese Weise können freie Schwingungen, die sonst auftreten würden, aufgehoben werden, wodurch die von der Schaltungsanordnung aufgenommene Energie verringert wird. Die Mittel zum Unterbrechen der Schwingung können Synchronisiermittel sein, wobei die aufeinanderfolgenden Endzeitpunkte der Unterbrechung periodisch in der Zeit liegen. Auf diese Weise arbeitet die Schaltungsanordnung immer mit derselben Frequenz, was erwünscht sein kann. In einer Ausführungsform kann also die Schaltungsanordnung mit Hilfe dieser Mittel synchronisiert werden, wobei keine Ausschwingungen auftreten und wobei die Energie, die durch Einschaltung des Leistungsschalters aufgenommen wird, auf die Art und Weise, wie in der genannten Patentanmeldung beschrieben, verringert werden kann. In einer anderen Ausführungsform werden in einem Gleichspannungsrücklaufwandler (Engl.: Flyback Converter), der in einer diskontinuierlichen Betriebsart arbeitet, wobei also beim Auftritt der Schwingung der Strom durch die Induktivität Null wird, und auf andere bekannte Weise synchronisiert sein kann, die Einschaltverluste verringert, und zwar durch die erfindungsgemäße Unterbrechung.
• Wird die Erfindung in einer Bildwiedergabeanordnung angewandt, so kann auf vorteilhalte Weise die Schaltungsanordnung das Kennzeichen aufweisen, daß die genannten Zeitpunkte mit derselben Frequenz wie ein in der Bildwiedergabeanordnung wirksames Horizontal-Ablenksignal oder einem Vielfachen dieser Frequenz aufeinander folgen. Dadurch steht eine Störung, die durch Schaltung der jeweiligen Schaltungselemente der Schaltungsanordnung verursacht wird, gegenüber der Horizontal-Ablenkung still. Ist die Störung an einem Wiedergabeschirm sichtbar, so wird das Bild nur geringfügig beeinträchtigt.
• Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung weist mit Vorteil das Kennzeichen auf, daß die Mittel zum Unterbrechen der Schwingung eine Klemmschaltung bilden zum Einhalten der Spannung am dem induktiven Element auf dem Wert von nahezu Null und nach einem Zeitpunkt, an dem diese Spannung nahezu Nul geworden ist. Durch diese Maßnahme wird dafür gesorgt, daß die Spannung am Kondensator während der Unterbrechung nahezu nicht schwankt. Die Klemmschaltung weist vorzugsweise ein in nur einer Richtung leitendes Element auf, das mit einem zweiten Schalter in Reihe liegt, wobei die gebildete Reihenschaltung zu dem induktiven Element parallel liegt. Dadurch wird gewährleistet, daß die Unterbrechung zu dem richtigen Zeitpunkt anfängt, was für den Kondensator sicher ist, da kein Spannungssprung auftritt.
• In einer anderen Ausführungsform weist die Schaltungsanordnung das Kennzeichen auf, daß die Mittel zum Unterbrechen der Schwingung einen mit dem Kondensator in Reihe geschalteten zweiten steuerbaren Schalter aufweisen zum Unterbrechen der Stromleitung des Kondensators zu einem Zeitpunkt, an dem der Strom durch denselben nahezu Null ist. Eine solche Ausführungsform ist in der Praxis jedoch nur dann verwirklichbar, wenn die an dem induktiven Element wirksame Kapazität gegenüber der des Kondensators des Schwingungskreises klein ist.
• Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
• Fig. 1 den Schaltplan einer ersten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,
• Fig. 2 die darin auftretenden Wellenformen,
• Fig. 3 den Schaltplan einer zweiten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,
• Fig. 4 Wellenformen, die in dieser zweiten Ausführungsform auftreten,
• Fig. 5 Wellenformen, die in der ersten Ausführungsform der Schaltungsanordnung auftreten bei Änderung der Eingangsspannung und/oder der Last,
• Fig. 6 einen detaillierteren Schaltplan einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nach dem Prinzip der Fig. 1,
• Fig. 7 Wellenformen, die in der Schaltungsanordnung nach Fig. 6c auftreten und
• Fig. 8 den Schaltplan einer dritten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.
• Die Speiseschaltung nach Fig. 1 weist einen steuerbaren Ieistungsschalter in Form eines npn-Leistungsschalttransistors Tr auf, dessen Kollektor mit einer Induktivität L verbunden ist und dessen Emitter an Masse liegt. Das Element L ist andererseits mit dem positiven Pol einer Eingangsgleichspannungsquelle Vi verbunden, deren negativer Pol ebenfalls an Masse liegt und beispielsweise ein Netzgleichrichter ist. An den Kollektor des Transistors Tr sind auch die Anode eines Gleichrichters D, die Anode einer Diode D1 und ein Kondensator C angeschlossen. Zwischen der Kathode der Diode D1 und dem genannten positiven Pol ist ein zweiter steuerbarer Schalter S vorgesehen und zwischen der Kathode des Gleichrichters D und demselben Pol liegen ein Glättungskondensator Co sowie eine durch einen Widerstand R dargestellte lLast. Der nicht mit dem Kollektor verbundene Anschluß des Kondensators C liegt an Masse. In der Basisleitung des Transistors Tr sind bekannte, nicht dargestellte Steuermittel vorgesehen um den Transistor wechselweise in den leitenden Zustand zu bringen bzw. zu sperren. Auch die Steuermittel des Schalters S sind nicht dargestellt. Im Betrieb liebt über die Parallelschaltung der Elemente Co und R eine Gleichspannung Vo, welche die Ausgangsspannung der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 ist und am Verbindungspunkt der Elemente D, Co und R liegt die Spannung Vi + Vo.
• Fig. 2a zeigt den verlauf der Spannung V an der Induktivität L und Fig. 2b zeigt den verlauf des Stromes I durch L. Vor einem Zeitpunkt to ist der Transistor Tr leitend. Die Spannung am Kollektor ist nahezu Null, so daß die Spannung V nahezu gleich Vi ist, während der Strom I linear zunimmt, wodurch in der Induktivität L Energie gespeichert wird. Zu dem Zeitpunkt to wird der Transistor ausgeschaltet, wodurch die Spannung am Kollektor entsprechend einer Sinusfunktion der Zeit ansteigt, während die Spannung V entsprechend derselben Funktion sinkt und der Strom I entsprechend einer Kosinusfunktion der Zeit schwankt. Diese Funktionen werden durch die Abstimmfrequenz der durch die Induktivität L und den Kondensator C gebildeten Resonanzkreis bestimmt. Zu einem Zeitpunkt t&sub1; erreicht die Spannung V den Wert Null und der Strom I ist dann maximal. Bis zum Zeitpunkt t&sub1; ist der Zustand des Schalters S, d.h. leitend oder nicht-leitend, nicht interessant, da die Spannung an der Anode der Diode D1 niedriger ist als Vj. Ist also der Schalter S zu dem Zeitpunkt t&sub1; oder zu einem vor dem Zeitpunkt t&sub1; liegenden Zeitpunkt leitend, so wird erst nach diesem Zeitpunkt durch die Diode D1 und den Schalter S Strom I fließen. Die Diode D1 und der Schalter S bilden eine Klemmschaltung, wodurch die Spannung an dem Kollektor des Transistors Tr nahezu auf den Wert Vi geklemmt wird, während die Spannung V nahezu Null wird, da der Spannungsabfall an den Elementen D1 und S sehr niedrig ist, und während der Strom I nahezu auf dem Wert bleibt, auf dem er während t&sub1; war. Dadurch wird die Schwingung unterbrochen. Dieser Zustand bleibt bestehen solange der Schalter S in dem leitenden Zustand bleibt.
• Zu einem Zeitpunkt t&sub2; wird der Schalter S gesperrt und die Schwingung wird fortgesetzt. Es fließt nun wieder Strom I zu dem Kondensator C. Die Spannung durch denselben übersteigt den Wert Vi, so daß die Spannung V negativ wird gemäß der Sinusfünktion negativ wird, während der Strom I gemäß der Kosinusfünktion abnimmt. Die Spannung am Kondensator C steigt nach wie vor, bis zu einem Zeitpunkt t&sub3; der Wert Vi + Vo erreicht wird, wodurch der Gleichrichter D leitend wird. Die Spannung V ist dann nach wie vor gleich -Vo, während der Strom linear abnimmt und zu dem Kondensator Co fließt zum Aufladen desselben, und zwar bis zu einem Zeitpunkt t&sub4; der Wert Null erreicht wird. Das Element L hat dann keine Energie mehr. Nach dem Zeitpunkt t&sub4; ist der Gleichrichter D stromlos, wodurch die Induktivität L und der Kondensator C wieder einen Resonanzkreis bilden. Nun entlädt sich der Kondensator in der Induktivität gemäß derselben Kosinusfunktion wie vorher und der Strom I hat die negative Polarität. Die Spannung V steigt von dem Wert -Vo gemäß derselben Kosinusfunktion wie vorher. Zu einem Zeitpunkt t&sub5; passiert die Spannung V den Wert Null und zu einem Zeitpunkt t&sub6; wird der Strom I Null, während die Spannung V den Wert Vo erreicht und während die Spannung am Kollektor des Transistors Tr den Wert Vi - Vo annimmt. Dies ist der möglichst niedrige Wert dieser Spannung. Zu dem Zeitpunkt t&sub6; wird z.B. auf die Art und Weise wie in der niederländischen Patentanmeldung 8502339 (pHN 11.470) der Anmelderin beschrieben, der Transistor Tr in den leitenden Zustand gebracht. Der Text dieser Anmeldung wird durch Bezeichnung als hierin aufgenommen betrachtet. Durch die Induktivität L fließt der Kollektorstrom des Transistors, dieser Strom nimmt gemäß einer linearen Funktion der Zeit zu. Dies ist dieselbe Situation wie vor dem Zeitpunkt to.
• Aus dem Obenstehenden geht hervor, däß die Dauer des Zeitintervalls t&sub1; bis t&sub2;, in dem die Schwingung unterbrochen wird, durch die Iage des Zeitpunktes t&sub2;, an dem der Schalter S gesperrt wird, bestimmt wird. Dieser Zeitpunkt ist ein Synchronisierzeitpunkt und entspricht der Rückflanke eines dem Schalter S zugeführten Impulses. Die Vorderflanke dieses Impulses kann zu jedem Zeitpunkt auftreten, der auf oder nach dem Zeitpunkt liegt, an dem die Spannung am Kollektor des Transistors Tr den Wert Vi unterschreitet, d.h. den Zeitpunkt, der in Fig. 2 um nur eine Periode vor dem Zeitpunkt t&sub5; und vor oder auf dem Zeitpunkt t&sub1; liegt. Beim Fehlen eines periodisch auftretenden Synchronisierimpulses ist das Intervall t&sub1; bis t&sub2; auf Null reduziert und die Schaltungsanordnung hat eine Eigenfrequenz, die beispielsweise durch einen in den Steuermitteln des Transistors Tr vorgesehenen Oszillator bestimmt wird. Auf andere Art und Weise kann die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 einen Teil einer selbstschwingenden Speiseschaltung bilden, die beim Fehlen eines Synchronisierimpulses frei läuft. Es stellt sich heraus, daß bei Synchronisation die in Fig. 2 nach dem Zeitpunkt t&sub1; liegenden Zeitpunkte verzögert werden, so daß die Periode der Schwingung länger und daher die Frequenz niedriger ist als dies beim Freischwingen der Fall sein würde.
• In der Ausführungsform nach Fig. 3, in der dieselben Elemente wie in Fig. 1 durch dieselben bezugszeichen angegeben sind, ist die leitungsrichtung der Diode D1 gegenüber der aus Fig. 1 umgekehrt. In dem fall hat der leitende Zustand des Schalters S einen Einfluß auf die Unterbrechung der während der Sperrzeit des Transistors Tr vorhandenen Schwingung, wenn die Spannung am Kollektor des Transistors Tr den Wert Vi unterschreitet, d.h. zum Zeitpunkt t&sub5;. Die Vorderflanke des Synchronisierimpulses kann also zu jedem Zeitpunkt auftreten, der auf oder nach dem Zeitpunkt t&sub1; oder vor bzw. auf dem Zeitpunkt t&sub5; liegt, wobei die Rückflanke am Synchronisierzeitpunkt auftritt. In Fig. 4a und 4b sind für die Ausführungsform nach Fig. 3 ähnliche Variationen aufgetragen wie in Fig. 2a und 2b.
• Die beiden Ausführungsformen haben Vor- und Nachteile. Aus Fig. 2b und 4b geht hervor, daß gegenüber der Ausführungsform nach Fig. 3a die Ausführungsform nach Fig. 1 den Nachteil hat, daß der Strom, der bei der Unterbrechung fließt, eine große Stärke hat, mit der Folge, daß die durch diesen Strom in der Induktivität L, dem Schalter S und der Diode D1 verursachten Leistungsverluste höher sind. Dagegen ist die erste Ausführungsform sicherer. Wenn der Schalter S defekt wird und ständig geöffnet ist, ist in beiden Fällen die Schaltungsanordnung unsynchronisierbar, wodurch eine höhere Frequenz entsteht, ohne daß weitere Folgen auftreten, bildet aber der Schalter einen ständigen Kurzschluß, so tritt im ersten Fall kein nachteillger Effekt auf.
• Dem Kondensator Co wird keine ergänzende Energie geliefert, wodurch die darin gespeicherte Energie bald verschwindet. Im zweiten Fall ist der Transistor Tr ständig leitend, was für den Transistor sehr schädlich sein kann. Bei der Ausführungsform nach Fig. 1 kann eine (nicht dargestellte) Sicherheitsvorkehrung angewandt werden, wobei in Fall beispielsweise einer zu hohen Ausgangsspannung der Schalter S für die Dauer der Störung leitend wird. Dazu weist die Schaltungsanordnung bekannte Mittel auf zum Vergleichen der betreffenden Größe mit einem vorbestimmten Grenzwert und zum Steuern des Schalters S beim Überschreiten dieses Wertes.
• In den beschriebenen Ausführungsformen wird die Unterbrechung der Schwingung mittels der Klemmschaltung mit den Elementen D1 und S zum auf hohem Signalpegel Synchronisieren der Speiseschaltung benutzt. Es sei bemerkt, daß in der Ausführungsform nach Fig. 3 die Unterbrechung zu einem anderen Zweck benutzt werden kann. In einer Schaltungsanordnung nach Fig. 3 würde beim Fehlen der Elemente D1 und S die Schwingung nach dem Zeitpunkt, an dem der Gleichrichter stromlos wird, d.h. dem Zeitpunkt, der dem Punkt t&sub4; in Fig. 4 entspricht, nach wie vor existieren, und zwar nach immer derselben sinusförmigen Variation und mit einer kleiner werdenden Amplitude. Die Schwingung würde dann zu dem Zeitpunkt, an dem der Transistor Tr mittels eines Steuersignal in den leitenden Zustand gebracht wird, enden, beispielsweise mit Hilfe der Steuermittel, die in der bereits genannten Patentanmeldung beschrieben worden sind, wobei diese Mittel zum Synchronisieren der Schaltungsanordnung benutzt werden können. Im allgemeinen wird dies jedoch nicht zu einem Zeitpunkt erfolgen, an dem die Spannung am Kollektor des Transistors Tr minimal ist und beispielsweise mit T&sub6; in Fig. 4 übereinstimmt, wodurch hohe Einschaltverluste verursacht werden. Damit nun diese Verluste verringert werden, kann die Klemmschaltung mit den Elementen D1 und S zum Unterbrechen der Schwingung verwendet werden und zwar zu dem Zeitpunkt, an dem die Spannung am Kollektor minimal ist, wobei diese Spannung auf dem dann angenommenen Wert Vi - Vo stehen bleibt, während der Strom I Null bleibt und zwar zu dem Zeitpunkt, an dem der Transistor Tr durch die Steuermittel in den leitenden Zustand gebracht wird.
• Fig. 5a zeigt den Verlauf der Kollektor-Emitterspannung Vce des Transistors Tr für die Ausführungsform nach Fig. 1 und 5b zeigt den Verlauf des Magnetisierungsstromes I für dieselbe Ausführungsform. Dabei gelten die gezogenen Linien für den Nennfall, d.h. den Fall, bei dem die Eingangsspannung Vi sowie die Last R den beim Entwurf bekannten Wert haben. Die gestrichelten Linien gelten für eine größere Last, d.h. mit einem niedrigeren Wert des Widerstandes R, bei Nenn-Eingangsspannung und die punktierten Linien gelten für eine Nennlast bei verringerter Eingangsspannung. Aus den aufgetragenen Kurven stellt es sich heraus, daß eine größere Last eine längere eine längere Leitungszeit für den Gleichrichter D und auch für den Transistor Tr und eine größere Amplitude für den Strom I verursacht, und daß bei einer niedrigeren Eingangsspannung der Transistor Tr länger leitend ist, während der Strom I dieselbe Amplitude hat wie in dem nominalen Fall. In Fig. 5a und b bezeichnet Sy den Synchronisationszeitpunkt.
• Fig. 6 zeigt den relevanten Teil einer praktischen Ausführungsform einer Speisespannungsschaltung nach dem Prinzip der Fig. 1. In Fig. 6 ist die Induktivität L durch einen Transformator T ersetzt worden, dessen Primärwicklung L1 mit dem Transistor Tr in Reihe liegt. Die gebildete Reihenschaltung liegt zwischen den Polen der Spannung Vi und der Kondensator C liegt parallel an der Kollektor-Emitterstrecke des Transistors Tr. Eine Sekundärwicklung L2 des Transformators T liegt einerseits an Masse und ist andererseits mit denselben Elementen D1 und D verbunden wie in Fig. 1. Der Wickelsinn der Wicklungen L1 und L2, der auf übliche Weise durch Punkte angegeben ist, sowie die Leitungsrichtung des Gleichrichters D sind derart, daß durch die eine Wicklung Strom ffießt, während die andere Wicklung stromios ist ("Rücklauf"- Wirkung). Der Schalter S ist mit Hilfe eines Feldeffekttransistors ausgebildet, dessen gate mit einem Ausgang einer Treiberschaltung Dr verbunden ist, dessen Drain mit der Kathode der Diode D1 verbunden ist und dessen Source an Masse liegt. Der Eingang der Schaltungsanordnung Dr ist mit einem Ausgang Q einer Flip-Flop-Schaltung FF verbunden. Eine zweite Sekundärwicklung L3 des Transformators T hat gegenüber der Wicklung L2 den entgegengesetzten Wickelsinn. Die Wicklung L3 liegt einerseits an Masse und ist andererseits mit einer durch einen Widerstand R1 und zwei Dioden D2 und D3 gebildeten doppelseitigen Begrenzerschaltung verbunden. Ausschwingungen, die durch die Streuung des Transformators T verursacht werden, werden mittels eines Kondensators C1 einigermaßen integriert und das erhaltene Signal wird mittels eines Verstärkers A verstärkt, dessen Ausgang mit dem Setzeingang S der Flip-Flop-Schaltung FF verbunden ist. Dem Rückstelleingang R der Flip-Flop-Schaltung FF wird das Synchronisiersignal zugeführt zum Steuern des Schalters S. Der Kondensator Co und die Last R liegen zwischen der Kathode des Gleichrichters D und Masse, wobei diese Masse mittels des Transformators T von der Eingangsspannung Vi galvanisch getrennt ist.
• Die Schaltungsanordnung nach Fig. 6 dient beispielsweise in einer Bildwiedergabeanordnung, beispielsweise einem Fernsehempfänger, zur Speisung einer Anzahl Schaltungsanordnungen, die an die am Kondensator Co vorhandene Gleichspannung Vo angeschlossen sind. Auf dem Kern des Transformators T können andere, in Fig. 6 nicht dargestellten Sekundärwicklungen zum Erzeugen anderer Speisespannungen vorgesehen werden. Eine dieser Spannungen ist die Hochspannung für die Endanode einer Bildwiedergaberöhre. Diese Spannungen, und insbesondere die Hochspannung, weisen (weist) eine Welligkeitsspannung auf, die durch Schaltung der Schaltelemente der Schaltungsanordnung nach Fig. 6 verursacht werden. Die dadurch verursachte Störung wird still stehen und wird daher eine nur geringe Belästigung bilden in dem fall, wo die Störung am Wiedergabeschirm der Bildröhre sichtbar ist, wenn das der Flip-Flop-Schaltung FF zugeführte Synchronisiersignal von einem in der Bildwiedergabeanordnung wirksamen Horizontal-Ablenksignal abgeleitet ist und dieselbe Frequenz hat wie dieses Signal oder ein Vielfaches desselben. Durch diese Maßnahme ist ein Filter zum Reduzieren der Schaltwelligkeit an der Hochspannungsleitung nicht erforderlich. Auf bekannte weise können die Spannung Vo und die etwaigen weiteren Ausgangsspannungen der Schaltungsanordnung nach Fig. 6 gegen Änderungen der Eingangsspannung und/oder der jeweiligen Lasten stabilisiert werden, beispielsweise durch eine Regelung der Leitungszeit des Transistors Tr als Funktion der Spannung Vo.
• Einige Spannungsschwankungen, die in der Schaltungsanordnung nach Fig. 6 stattfinden, sind dargestellt: es handelt sich dabei um die Schwankung der Spannung an der Wicklung L1 (Fig. 7a), an dem Eingang S der Flip-Flop-Schaltung FF (Fig. 7b), an dem Eingang R der Flip-Flop-Schaltung (Fig. 7c) und an dem Ausgang Q der Flip-Flop-Schaltung (Fig. 7d). Daraus geht hervor, daß die Flip-Flop-Schaltung zu dem Zeitpunkt in der Sperrzeit des Transistors tr gesetzt wird, an dem die Spannung nach Fig. 7a den Wert Null passiert, mit der Folge, daß der Transistor S beim Fehlen der Diode D1 in den leitenden Zustand geraten würde. Dieser Zustand bleibt bestehen bis zum Nulldurchgang der Spannung an der Wicklung L2 während der nachfolgenden Leitungszeit des Transistors Tr, wonach durch die Diode D1 und den Transistor S Strom ffießt, was die Schwingung an dem durch die jeweiligen Induktivitäten und Kapazitäten gebildeten Resonanzkreis unterbricht. Der Spannungsimpuls nach Fig. 7b endet zu dem Anfangszeitpunkt der Unterbrechung, aber dies hat keinen Einfluß auf die Spannung nach Fig. 7d, so daß der Transistor S nach wie vor leitend ist. Zu dem Zeitpunkt Sy, an dem die Vorderlianke des Synchronisierimpulses auftritt, wird die Flip-Flop-Schaltung FF rückgestellt, wodurch die Spannung nach Fig. 7d niedrig wird, was das Sperren des Transistors S und die Fortsetzung der Schwingung verursacht.
• Abwandlungen der in den Fig. 1 und 3 dargestellten Schaltungsanordnungen lassen sich durchaus bedenken. So kann der Kondensator C zu der Induktivität L in Fig. 1 und 3 bzw. zu der Wicklung L1 oder L2 in Fig. 6 parallel liegen. So kann auch der nicht mit dem Gleichrichter D verbundene Anschluß des Kondensators C nicht mit dem positiven, sondern mit dem negativen Pol der Spannung Vi verbunden werden. In dem Fall arbeitet die Schaltungsanordnung wie ein "Aufwärtsmischer", wobei die Ausgangsspannung Vo je nach der Leitungszeit des Transistors Tr gegenüber der Periode der Eingangsspannung Vi entspricht oder höher als dieselbe ist, statt des "Rücklaulwandlers" nach den Fig. 1, 3 und 6, wobei die Spannung Vo der Spannung Vi entspricht oder niedriger als dieselbe ist.
• Eine andere Anwandlung ist in Fig. 8 dargestellt. Gegenüber Fig. 1 ist der Schalter S nicht parallel zu der Induktivität L, jedoch in Reihe mit dem Kondensator C vorgesehen. Eine derartige Abwandlung ist praktisch nur dann verwirklichbar, wenn die an der Induktivität L wirksame Kapazität gegenüber der des Kondensators C klein ist. Dabei wird die Schwingung während der Sperrzeit des Transistors Tr dadurch unterbrochen, daß der Schalter S mittels geeigneter Steuermittel aus dem leitenden Zustand gebracht wird und zwar zu einem Zeitpunkt, an dem der durch die Induktivität L und den Kondensator C fließende Strom Null ist, vorzugsweise nicht zu dem Zeitpunkt, an dem die Spannung am Kollektor des Transistors Tr den maximalen Wert hat, sondern zu dem späteren Zeitpunkt, an dem diese Spannung minimal ist. Nach diesem Zeitpunkt bleibt der Strom Null, während die genannte Spannung auf dem zu diesem Zeitpunkt angenommenen Wert Vi - Vo stehen bleibt und während die Spannung V an der Induktivität L auf dem Wert Vo stehen bleibt. Dieser Zustand gilt, bis der Transistor Tr wieder leitend wird. In Fig. 8 ist die Abwandlung der Spannung am Kollektor angegeben. Es sei bemerkt, daß mit der Abwandlung nach Fig. 8 die Energie, die durch Einschaltung des Transistors verbraucht wird, minimal ist und daß Ausschwingungen, die sonst nach dem Zeitpunkt t&sub6; auftreten würden, aufgehoben werden. Wie mit der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 der Fall ist, kann also in dem fall der Ausführungsform nach Fig. 8 die Unterbrechung der Schwingung benutzt werden, nicht zu Synchronisationszwecken, sondern zur Minimierung der aufgenommenen Energie.

Claims (14)

1. Geschaltete Speisespannungsschaltung zum Umwandeln einer Eingangsgleichspannung (Vi) in eine Ausgangsgleichspannung (Vo) mit einer zwischen die Klemmen der Eingangsspannung gekoppelten Reihenschaltung aus einem steuerbaren Leistungsschalter (Tr) und einem induktiven Element (L), mit Steuermitteln um den Leistungsschalter wechselweise in den leitenden bzw. nicht-leitenden Zustand zu bringen, mit einem mit dem induktiven Element gekoppelten Gleichrichter (D) um die Ausgangsspannung zur Verfügung zu stellen, wobei bei stromlosem Schalter und Gleichrichter das induktive Element und ein damit gekoppelter Kondensator (C) einen Teil eines Schwingkreises bilden, in dem es dann eine Spannungsschwingung gibt, und mit Mitteln (S, D&sub1;) zum Unterbrechen der in dem Schwingkreis vorhandenen Schwingung, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel dazu vorgesehen sind, die Schwingung zu einem Zeitpunkt zu unterbrechen, an dem die Spannung an dem induktiven Element (L) oder der Strom durch den Kondensator (C) nahezu Null ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Unterbrechen der Schwingung Synchronisiermittel sind, wobei die aufeinanderfolgenden Endzeitpunkte der Unterbrechung periodisch in der Zeit liegen.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 zum Gebrauch in einer Bildwiedergabeanordnung, dadurch gekennzeichnet, daß die genannten Zeitpunkte mit derselben Frequenz wie ein in der Bildwiedergabeanordnung wirksames Horizontal-Ablenksignal oder mit einem Vielfachen dieser Frequenz aufeinander folgen.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Unterbrechen der Schwingung eine Klemmschaltung bilden zum Emhalten der Spannung am dem induktiven Element (L) auf dem Wert von nahezu Null und nach einem Zeitpunkt, an dem diese Spannung nahezu Nul geworden ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Klemmschaltung ein in nur einer Richtung leitendes Element (D1) aufweist, das mit einem zweiten Schalter (S) in Reihe liegt, wobei die gebildete Reihenschaltung zu dem induktiven Element parallel liegt.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Zeitpunkt, an dem die Klemmschaltung wirksam wird, kurz vor einem Einschaltzeitpunkt des Leistungsschalters liegt.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5 und 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein dem zweiten steuerbaren Schalter (S) zugeführter Impuls um diesen Schalter in dem leitenden Zustand zu halten, eine Vorderflanke hat, die gleichzeitig mit oder nach dem Zeitpunkt auftritt, an dem die Spannung an dem induktiven Element (L) Null wird nach einem Abschaltzeitpunkt des Leistungsschalters (Tr), aber nicht später als der Nulldurchgang der genannten Spannung vor dem nachfolgenden Einschaltzeitpunkt des Leistungsschalters, und eine Rückflanke, die nicht früher als der letztgenannte Nulldurchgang auftritt.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Zeitpunkt, an dem die Klemmschaltung wirksam wird kurz hinter einem Abschaltzeitpunkt des Leistungsschalters (Tr) liegt.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5 und 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein dem zweiten steuerbaren Schalter (S) zugeführte Impuls um diesen Schalter in dem leitenden Zustand zu halten eine Vorderflanke hat, die gleichzeitig mit oder nach dem Zeitpunkt auftritt, an dem die Spannung am induktiven Element (L) Null wird vor einem Einschaltzeitpunkt des Leistungsschalters, aber nicht später als der Nulldurchgang der genannten Spannung nach dem nachfolgenden Abschaltzeitpunkt des Leistungsschalters, und eine Rückflanke, die nicht früher auftritt als der letztgenannte Nulldurchgang.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß ein bistabiles Element (FF) vorgesehen ist zum Zuführen des Steuerimpulses zu dem zweiten steuerbaren Schalter (S), wobei die Flanken eines dem bistabilen Element zugeführten Stellimpulses jeweils während eines Nulldurchgangs der Spannung am induktiven Element (L) auftreten und wobei die Vorderflanke eines dem bistabiien Element ebenfalls zugeführten Rücksteilimpulses zu dem Endzeitpunkt der Unterbrechung auftritt.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel (L&sub3;, R&sub1;, D&sub2;, D&sub3;, C&sub1;, A) vorgesehen sind zum Vergleichen einer in der Schaltungsanordnung auftretenden Größe mit einem vorbestimmten Grenzwert und zum Aktivieren der Klemmschaltung, wenn der genannte Grenzwert überschritten wird.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Unterbrechen der Schwingung einen mit dem Kondensator (C) in Reihe liegenden zweiten steuerbaren Schalter (S) aufweisen zum Unterbrechen des Strompfades des Kondensators zu einem Zeitpunkt, an dem der Strom durch denselben nahezu Null ist.

13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite steuerbare Schalter (S) zu einem Zeitpunkt gesperrt wird, an dem die Spannung an dem leistungsschalter im wesentiichen einen Maximalwert aufweist.

14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuermittel des Leistungsschalters (Tr) den genannten Schalter in den leitenden Zustand bringen, wenn die Spannung daran im wesentlichen einen Minimalwert hat.