DE3241655A1

DE3241655A1 - Schaltungsanordnung zum umwandeln einer eingangsgleichspannung in eine ausgangsgleichspannung

Info

Publication number: DE3241655A1
Application number: DE19823241655
Authority: DE
Inventors: Erich Joseph 5621 Eindhoven Palm
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1981-11-16
Filing date: 1982-11-11
Publication date: 1983-05-26
Also published as: GB2110483B; FR2516731A1; FR2516731B1; US4486823A; GB2110483A; NL8105160A; JPS5889065A

Description

PHN 10.186 ^Λ 16-9-1982

"Schaltungsanordnung zum Umwandeln einer Eingangsgleichspannung in eine Ausgangsgleichspannung". „

Die Erfindung bezieht sich auf ©ine Schaltungsanordnung zum Umwandeln einer Eingangsgleichspannung in eine Ausgangsgleichspannung, die von Schwankungen der Eingangs™ spannung und/oder von Schwankungen einer an die Ausgangsspannung angeschlossenen Belastung nahezu unabhängig ist« mit einer ersten Diode, die an eine erste Klemm© der Eingangsspannung und einer zweiten Diode, die an die zweite
Klemme der Eingangsspannung angeschlossen ist, welche erste und zweite Diode in Reihe mit derselben Leitungsrichtung

stehen, und dem zu der ersten Diode parallel liegenden Reihennetzwerk aus einer Induktivität und einem Kondensator, wobei die Schaltungsanordnung weiterhin eine Wicklung enthält, die einerseits mit dem Verbindungspunkt der Induktivität und des Kondensators gekoppelt ist und andererseits _mit einer Elektrode eines im Betrieb periodisch gesteuerten steuerbaren Schalters verbunden ist, wobei die andere Elektrode des Schalters mit der zweiten Klemme der Eingangsspannung verbunden ist, während eine weitere Diode einerseits mit dem Verbindungspunkt der ersten und der zweiten Diode gekoppelt ist und andererseits mit dem Verbindungspunkt der Wicklung und des Schalters verbunden ist, welche weitere Diode dieselbe Leitungsrichtung hat wie der Schalter, wobei die Wicklung einen Teil eines Resonanznetzwerkes bildet, das zugleich einen Abstimmkondensator enthält und wobei ein Gleichrichter mit dem Kondensator zum Erzeugen der Ausgangsspannung gekoppelt ist, wobei im Betrieb ein sägezahnförmiger Strom durch die Wicklung fliesst, während Energie in der Induktivität gespeichert wird zum Ausgleichen von Verlusten und wobei die Leitungsdauer des Schalters von der Ausgangsspannung oder von einer derselben proportionalen Spannung abhängig ist«.

Eine derartige Schaltungsanordnung ist bekannt aus der Veröffentlichungj "Philips,, Electronic components

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and materials: Technical note 082", erschienen 1978. Mit dieser bekannten Schaltungsanordnung werden eine oder mehrere stabilisierte Speisespannungen erhalten. Es stellt sich heraus, dass die Spannung am Kondensator der Eingangsspannung und dem Verhältnis der Leitungszeit des steuerbaren Schalters zu der Periode des Steuersignals desselben proportional ist, so dass diese Spannung und dadurch die Ausgangsspannung nahezu konstant gehalten werden kann, und zwar durch eine Regelung des genannten Verhältnisses. Mit der Abstimmung mittels des Abstimmkondensators wird erreicht,

dass die Spannung am Schalter 'während der Sperrzeit desselben nicht zu hoch wird und dass Ausschwingungen, die mit Streust kapazitäten entstehen und eine unerwünschte Strahlung herbeirufen könnten, nicht auftreten.

Zum einwandfreien Funktionieren der Schaltungsanordnung muss das genannte Verhältnis zwischen bestimmten Grenzenwerten bleiben, so dass die Spannung am Kondensator und folglich die Ausgangsspannung nicht jeden Wert haben kann. Ausserdem, weil die Abstimmfrequenz des Resonanznetzwerkes nicht beliebig niedrig sein kann für eine bestimmte Schaltfrequenz, beispielsweise weil die betreffende Speisespannungsschaltung in einem Fernsehempfänger mit der Horizontal-Ablenkschaltung desselben kombiniert ist, kann es sein, dass die Spannung am Schalter während der Sperrzeit desselben den maximalen Wert überschreitet, der für dieses Element vorge- ^<s-'" schrieben ist.

Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, eine Schaltungsanordnung der obengenannten Art zu schaffen, in der unter Beibehaltung der Regelmöglichkeiten der bekannten Schaltungsanordnung die Ausgangsspannung beliebig niedrig sein kann und dazu weist die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung das Kennzeichen auf, dass die zugleich ein oder mehrere Speisenetzwerke enthält mit je einer ersten und einer zweiten Diode, einer Induktivität und einem Kondensator, wobei die erste und die zweite Diode eines Speisenetzwerkes in Reihe mit derselben Leitungsrichtung zu dem Kondensator eines Speisenetzwerkes parallel liegen, das näher bei der Eingangsspannungsquelle liegt und wobei die Induktivität und der Kondensator

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des betrachteten Speisenetzwerkes ein parallel zu der ersten Diode desselben liegendes Reihennetzwerk bilden, wobei das nicht mit dem steuerbaren Schalter verbundene Ende der Wicklung mit dem Verbindnungspunkt der Induktivität und des Kondensators des Speisenetzwerkes, das am weitesten von der Einftaiujspannungsquelle liegt, verbunden ist und wobei die nicht mit dem Schalter verbundene Elektrode der weiteren Diode mit dem Verbindungspunkt der ersten und der zweiten Diode des Speisenetzwerkes, das am weitesten von der Eingangs-Spannungsquelle liegt, verbunden ist.

Eine Schaltungsanordnung zum Gebrauch in einer Bildwiedergabeanordnung, wobei das Steuersignal des steuerbaren Schalters die Horizontal-Frequenz hat, kann mit Vorteil das Kennzeichen aufweisen, dass eine Horizontal-Ablenkspule

\% an eine weitere Wicklung, die mit der Wicklung gekoppelt ist, angeschlossen ist.

Ein Ausftthrungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigen

Fig. 1 eine Ausführungsform.der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung,

Fig. 2 Wellenformen, die darin auftreten. Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 enthält das Reihennetzwerk aus zwei Dioden D1 und D2, das zwischen den Klemmen einer Gleichspannungsquelle V„, beispielsweise eines Netzgleichrichters, liegt. Die Kathode der Diode D1 1st mit der positiven Klemme 1 der Quelle V„ und die Anode der Diode D2 ist mit der negativen Klemme 2 verbunden, während die Anode der Diode D1 mit der Kathode der Diode D2 und mit der Anode einer weiteren Diode D5 sowie mit einem Kondensator G1 verbunden ist. Mit der Klemme 1 ist auch ein Ende einer Induktivität L1 verbunden, deren anderes Ende mit dem anderen Anschluss des Kondensators C1, mit der Kathode einer Diode Ok und mit einer zweiten Induktivität L2 verbunden ist. Die Kathode der Diode D5 und die Anode der Diode D4 sindmmiteinander und mit der Anode einer Diode D3 sowie mit einem Kondensator C3 verbunden. Die Kathode der Diode D3 ist mit einem Kondensator C2, mit der Primärwicklung L eines Trans-

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formators T und mit dem Kollektor eines npn-Schalttransistors TR verbunden. Das nicht mit der Induktivität L1 verbundene Ende der Induktivität L2 ist mit dem anderen Anschluss des Kondensators C3> mit dem anderen Anschluss des Kondensators C2 und mit dem anderen Ende der Wicklung L verbunden. Der Emitter des Transistors TR ist an die Klemme 2 angeschlossen, während eine Treiberstufe DR in die Basisleitung aufgenommen ist zum Liefern periodischer Schaltimpulse. Eine Sekundärwicklung L' des Transformators T ist einerseits mit einem Gleichrichter D und andererseits mit einem Glät— tungskondensator C verbunden, wobei die andere Elektrode des Gleichrichters D und der andere Anschluss des Kondensators C ¹W miteinander verbunden sind. Parallel zu dem Kondensator C liegt eine Belastung R. Gewünschtenfalls kann die Wicklung L' von der Wicklung L galvanisch getrennt sein.

Im Betrieb ist während eines Teils der Periode des Schaltsignals der Treiberstufe DR die Diode D3 leitend, während der Transistor TR gesperrt ist. Ein Strom _i fliesst durch die Wicklung L und den Kondensator C3. Ist die Kapazitat dieses Kondensators gross, so ist die Spannung V daran während der ganzen Periode nahezu konstant, so dass die Änderung des Stromes _i (siehe Fig. 2a) nahezu linear ist. Die bereits in der Induktivität L1 gespeicherte Energie verursacht durch dieselbe einen Strom I₁, der auch durch die Diode D1 und den Kondensator C1 fliesst. Bei ausreichend

grosser Kapazität des Kondensators C1 ist die Spannung C1 daran nahezu konstant und ist auch die Schwankung des Stromes I₁ (siehe Fig. 2b) nahezu linear. Auf dieselbe Art und Weise verursacht die in der Induktivität L2 gespeicherte Energie einen Strom i„, der durch dieselbe und durch die Diode D4 und den Kondensator C3 fliesst und dessen Schwankung (siehe Fig. 2c) nahezu linear ist. Weil die Spannungen V und V^ nahezu konstant sind, arbeiten die Kondensatoren C1 und C3 als Speicherkondensatoren.

Während der Leitungszeit der Diode D3 ist die Spannung am Verbindungspunkt der Induktivitäten L1 und L2 gleich V„ + V , so dass die Spannung an der Induktivität L1 gleich -V₁ ist und ist die Spannung an dem Verbindungspunkt

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der Induktivität L2 und der Wicklung L gleich V_B +■ V + V , so dass die Spannung an der Induktivität L_ gleich -V ist. Veil die Spannungen an den Induktivitäten L₁ und L„ negativ sind, nehmen die Ströme I₁ und i„ durch dieselben ab. Aus dem obenstehenden geht hervor, dass die Dioden D2 und D5 gesperrt sind. .

Zu einem Zeitpunkt t.. wird der Transistor TR durch einen der Basis zugeführten positiven Schaltimpuls in den leitenden Zustand gebracht. Der Strom i flieast auf dieselbe Art und Weise nach wie vor dem Zeitpunkt ti. Ist der Strom i grosser als der Strom !„, so fliesst der Strom i.. durch den Kondensator C1, die Dioden D5 und D3 und den Transistor TR, während der Strom i_ durch den Kondensator CI und C3 und durch die Diode D5 fliesst, welche Diode D 5 durch den grösseren Strom X₁ im leitenden Zustand gehalten wird. Die Spannung am Kollektor des Transistor TR und die an dem Verbindungspunkt der Dioden D3» D4 und D5> die beide nahezu gleich V -j- V waren, sind nun nahezu Null, während die Spannung an dem Verbindungspunkt der Dioden D1, D2 und D5, die nahezu gleich V_R war, nun nahezu Null ist. Die Spannung am Verbindungspunkt der Induktivitäten L1 und L2 ist nahezu gleich V , so dass die Spannung an der Induktivität L1 gleich V - V und die Spannung an dem Verbindungspunkt der Induktivität L2 und der Wicklung L nahezu gleich V„ ist, so dass die Spannung an der Induktivität L2 gleich V. - V„ ist. Daraus geht hervor, dass die Ströme X₁ und ip auf nahezu lineare Weise zunehmen. Der Strom i« entnimmt der Quelle V_

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Energie, während der Strom i„ der Spannung V₁, also auch der Quelle V„, Energie entnimmt. Dadurch werden Verluste ausgeglichen. Die Dioden D1, D2 und D4 führen keinen Strom.

Ist die Schaltungsanordnung anders bemessen, so dass der Strom i„ grosser ist als der Strom i.. , so kann die Diode D5 nicht leitend sein. Der Strom i„ fliesst durch die Dioden D2 und D3 und durch den Transistor TR, während der Strom i. durch die Diode D2, die durch den Strom i„ in dem leitenden Zustand gehalten wird, über die Klemme 2 zu der Quelle V„ zxirückkehrt. Die Werte der jeweiligen Spannungen sind dieselben wie im anderen Fall.

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In der Praxis werden die Werte der Induktivitäten L1 und L2 derart gewählt, dass die Ströme i.. und i„ nicht Null werden können. Der Induktivitätswert der Wicklung L ist jedoch viel kleiner, so dass der Strom _i, und zwar zu einem Zeitpunkt tp, Null wird und daraufhin seine Richtung umkehrt. Er flieset nun durch die Diode D3 in der Sperrrichtung derselben. Zu einem Zeitpunkt t haben die Ströme i und I₁ gleiche absolute Werte, wodurch die Diode D3 zu leiten aufhört. Der Strom I^ findet nun seinen Weg durch die Diode D2, die in dem Fall, dass der Strom i_ kleiner ist als der Strom i , stromlos war, während die Spannung daran nahezu Null war, und der in dem entgegengesetzten Fall leitend war, und auch durch die Diode D5 und den Transistor TR. Der Strom i fliesst in den beiden Fällen durch die leitende Diode D2. Nach dem Zeitpunkt t„ ändern die Spannungen an den Induktivitäten L und L und an der Wicklung L nahezu nicht. Unter dem Einfluss eines der Basis zugeführten negativen Impulses wird der Transistor TR zu einem Zeitpunkt t. gesperrt. Der Strom i fliesst nun abermals durch die Diode D1, während der Strom i_ durch die Diode d4 fliesst. Die Spannung an dem Verbindungspunkt der Induktivitäten L1 und L2 nimmt abermals den Wert V_ + V., an, während die

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Spannung an dem Verbind ungspunkt der Induktivität L2 und an der Wicklung L den Wert V„ + V + V abermals annimmt. Die Spannungen an den Induktivitäten L1 und L2 werden wieder negativ, so dass die Ströme i und i nun abnehmen.

Nach dem Zeitpunkt tk fliesst Strom i durch den Kondensator C2, der vorher parallel zu dem Kondensator C3 lag, dessen Kapazität viel höher ist, so dass der Kondensator C2 keinen Einfluss hatte. Die Kapazität dieses Kondensators C2 ist auf derartige Weise gewählt worden, dass durch dieselbe und durch die Induktivitäten und übrigen Kapazitäten in der Schaltungsanordnung ein Resonanznetzwerk gebildet wird, dessen Resonanzfrequenz höher ist als die Frequenz des Steuersignals des Transistors TR. Unter diesen Umständen entsteht am Kollektor des Transistors TR eine nahezu kosinusförmige Spannung, die zunächst höher ist als V„ + V , so dass die Diode D3 nach wie vor gesperrt ist. Auch die Dioden

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D2 und D5 sind gesperrt.

Wegen der Verluste in der Schaltungsanordnung und weil Strom geliefert wird zu der Belastung R, hat der Strom jL während des linoaren Teils desselben einen Gleichstromanteil und liegt der Zeitpunkt t„ vor dem Mittenzeitpunkt dieses Teils. Nach dem Zeitpunkt tr kann der Strom, der durch den Kondensator C2 flieset, keinen Gl eich.0 tr omanteil haben. Zu diesem Zeitpunkt erfährt der primäre Strom des Transformators T ein© sehr schnelle Änderung. Dieser negative Sprung entspricht dem genannten Anteil. Der Strom i nimmt daraufhin auf nahezu sinusförmige Weise ab und wird Null zu dem Zeitpunkt t_, wo die Spannung am Kollektor des Transistors TR ein Maximum erreicht, wonach der Strom seine Richtung umkehrt.

Zu einem Zeitpunkt t,- wird die Spannung an der Diode D3 abermals Null, wodurch diese Diode in den leitenden Zustand gebracht wird. Wegen der Symmetrie der Sinusform liegt der Zeitpunkt t_ in der Mitte des Intervalls zwischen t. und t^. Zu dem Zeitpunkt t<- hört die Schwingung auf und wird die Spannung des Kondensators C3 an die Wicklung L gelegt. Der Strom _i erfährt denselben Sprung wie zu dem Zeitpunkt tl·, aber in der positiven Richtung,, wonach er auf nahezu lineare Weise zunimmt. Dies ist dieselbe Situation wie vor dem Zeitpunkt t...

Die Amplitude der hohen Spannung, die zwischen den Zeitpunkten t^ und tg an der Wicklung L vorhanden ist_p hängt von dem Verhältnis des Intervalls zwischen diesen Zeitpunkten zu der Periode und daher von der Resonanzfrequenz ab, während die Spannung an der Wicklung L während der restlichen Zeit der Periode nahezu gleich der Spannung V„ ist. Durch die Wahl der Resonanzfrequenz kann dafür gesorgt werden, dass die Spannung am Kollektor des Transistors TR zwischen den Zeitpunkten t^ und tg nicht höher werden kann als der für diesen Transistor erlaubte maximale Wert.

Die Spannung an der Wicklung L¹ hat nun nahezu dieselbe Form wie die an der Wicklung L. Der Wickelsinn der Wicklung L' sowie die Leitungsrichtung des Gleichricliters D können auf derartige Weise gewählt werden, dass der Gleich-

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richter, entweder während eines Teils des Intervalls zwischen t. und t--, oder während eines Teils der restlichen Zeit der Periode leitend ist zum Liefern eines Stromes zu dem Kondensator C. Die Spannung an diesem Kondensator wird zu der Treiberstufe DR zurückgekoppelt zum auf derartige bekannte Art und Weise Beeinflussen der Leitungszeit des Transistors TR, dass die genannte Spannung nahezu konstant bleibt. Unter diesen Umständen sind andere Gleichspannungen, die mit Hilfe anderer nicht dargestellter sekundärer Wicklungen des Transformators T erzeugt werden und die der Spannung an dem Kondensator C proportional sind, auch nahezu konstant. Wird das Zeitintervall zwischen den Zeitpunkten t₁ und tv, in dem der Transistor TR leitet, als C T bezeichnet, wobei T die Periode des Schaltsignals bezeichnet, so können die Gleichungen, mit denen ausgedrückt wird, dass die mittleren Spannungen an den Induktivitäten L1 und L2 Null sind, wie folgt geschrieben werden:

-^r(v_B - V₁) τ= (1 - ei) V₁ τ

und C(V₁ - V₃) T= (1 - J) V₃ T.

Hieraus geht hervor:

V₁ = OV₀ und V_ = ^V₁ = C V_ß.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 kann dadurch ausgebaut werden, dass die Verbindung zwischen dem Verbindungspunkt der Elemente L2 und C3 und dem oben dargestellten Verbindungspunkt der Elemente L und C2 sowie die Verbindung zwischen der Anode der Diode D3 und dem Kondensator C'3 unterbrochen werden und dadurch, dass ein Speisennetzwerk mit einer Induktivität, einem Kondensator und zwei Dioden und mit derselben Konstruktion wie die der Netzwerke L1, C1, D1, D2 und L2, C3, Ok, D5 angeschlossen wird, einerseits an dem Kondensator C3 und andererseits zwischen die genannte Anode und den oben dargestellten Verbindungspunkt der Elemente L und C2. Auf dieselbe Art und Weise wie das erste Netzwerk L1, C1, D1, D2 an die Spannung V„ und das zweite Netzwerk L2, C3, D4, D5 an die Spannung V₁ angeschlossen ist, ist dann diese dritte Netzwerk an die Spannung V_ angeschlossen. Es dürfte einleuchten, dass die auf diese Weise erhaltene, nicht dargestellte Schaltungsanordnung auf ähnliche Weise

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funktioniert wie die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 und dass die während des Zeitintervalls vor dem Zeitpunkt t· an die Wicklung L gelegte Spannung gleich _ V„ ist. Enthält die Schaltungsanordnung η Netzwerke derselben Art wie die genannten Netzwerke, so wird die genannte Spannung gleich j. V sein. Dabei ist die Tatsache nicht berücksichtigt, dass ein oder mehrere Elemente der Schaltungsanordnung mit Abgriffen der jeweiligen Induktivitäten verbunden sein könne, was weitere Freiheitsgrade zum Entwerfen der Schaltungsanordnung liefert.

Die Schaltungsanordnung kann zum Erzengen einer oder mehrerer stabilisierter Speisespannungen für an diese Spannungen angeschlossene Belastungen verwendet werden. Die Schaltungsanordnung kann beispielsweise in einer Bildwiedergabeanordnung, beispielsweise in einem Fernsehempfänger, verwendet werden. Wird für die Wiederholungsfrequenz des dem Transistor TR zugeführten Steuersignals die Horizontal-Frequenz gewählt, so kann die Schaltungsanordnung nach FIg₀ 1 oder eine obenstehend beschriebene Abwandlung derselben mit der Horizontal-Ablenkschaltung kombiniert werden. Eine Sekundärwicklung des Transformators T kann dann ein Steuersignal zum Steuern eines Horizontal-Ausgangsschalters liefern, mit dessen Hilfe ein Horizontal-Ablenkstrorn erzeugt wird, der durch eine Horizontal-Ablenkspule fliesst, d.h.

durch die Spule zum in der horizontalen Richtung Ablenken eines oder mehrerer in einer Bildwiedergaberöhre erzeugten bzw. erzeugter Elektronenstrahle. Bei einem geeigneten Entxfurf kann die Horizontal-Ablenkspule an eine Sekundärwicklung des Transformators T angeschlossen werden, so dass auf einen

3d Horizontal-Ausgangsschalter und zugehörende Schaltungselemente verzichtet werden kann. An einer derartigen Wicklung ist die Spannung während des linearen Teils des Stromes ± ja nahezu konstant. Dies wird in Fig. 1 für den Fall zweier Speisenetzwerke dargestellt. Dabei liegt die Horizontal-Ablenkspule L in Reihe mit einem Kondensator C für die

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S-Korrektur und das gebildete Reihennetzwerk ist an eine Sekundär Wicklung L" des Transformators T asageschlössen.

Bei einer kombinierten Speise- und HorizontaX-Äb-

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lenkschaltung muss das Verhältnis i bestimmte Anforderungen erfüllen. In diesem Fall muss der Transistor TR mindestens zwischen dem Mittenzeitpunkt der Horizontal-Hinlaufzeit und dem Zeitpunkt t^ leitend sein. Wenn nach dem Mittenzeitpunkt der Transistor TR noch nicht leitend ist, steigt nähmlich die Spannung am Kollektor desselben, so dass das spätere Einschalten des Transistors eine grosse Verlustleistung verursacht und sogar zur Beschädigung des Transistors führen kann. Auch in dem Fall einer nicht kombinierten Schaltungsanordnung muss der Transistor TR rechtzeitig leitend werden. Für eine Horizontal-Periode von etwa 64 ms, und eine Horizontal-Rücklaufzeit von etwa 12 ms bedeutet dies bei einer Schaltungsanordnung ohne Verluste, dass das Verhältnis <t zwischen den Werten 52/64 = 0,8 und 26/64.= 0,4 schwanken darf, so dass die Spannung V₁ zwischen 0,4 V und 0,8 V ,

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während die Spannung V zwischen 0,16 V und 0,64 V_ ihren Wert hat. Daraus geht hervor,' dass es möglich ust, mit der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 unmittelbar aus einer nicht stabilisierten Gleichspannung eine Horizontal-Ablenkspannung zu verwirklichen, auch wenn die erforderliche Hinlaufspannung für die Horizontal-Ablenkspule niedriger ist als 0,4 V^, was mit der einfachen Schaltungsanordnung, d.h. beim Fehlen des zweiten Speisenetzwerkes L2, C3» D4, D5i nicht möglich ist.

Es dürfte einleuchten, dass auch die Bedingung erfüllt werden muss, dass die Zeitdauer zwischen Zeitpunkt ten tl· und t,- nahezu gleich der vorgeschriebenen Horizontal-Rücklaufzeit ist, was den Wert der Resonanzfrequenz mit dem Abstimmkondensator C2 bestimmt.

Es dürfte einleuchten, dass Fig. 1 einen vereinfachten Schaltplan zeigt, wobei eine Anzahl bekannter Abwandlungen angewandt werden kann, beispielsweise mit dem Kondensator C2 parallel zu der Diode D_3 oder zu der Wicklung L¹, und wobei bekannter Elemente hinzugefügt werden können. Ein derartiges Element ist beispielsweise eine Linearitätskorrekturanordnung für die Horizontal-Ablenkspule L . Der Transistor TR kann durch jeden bekannten elektronischen Schalter ersetzt werden, beispielsweise durch einen torgesteuerten Schalter (gate turn off switch). Es dürfte jedoch

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auch einleuchten, dass auch die Induktivitäten L1 und/oder L2 als Primärwicklungen von Transformatoren ausgebildet
werden können, deren Sekundärwicklungen für Belastungen
und/oder für eine Horizontal-Ablenkschaltung benutzt werden können, während die Wicklung L keine Primärwicklung eines Transformators zu sein braucht. Dabei kann die Regelung des Verhältnisses j. abhängig von einer primären oder einer sekundären Spannung eines dieser Transformatoren stattfinden.

Es dürfte ebenfalls einleuchten, dass die Spannungs· quelle V_ß zwischen den Verbindungspunkt der Induktivitäten L und des Kondensators C₁ oder einen ähnlichen Verbindungspunkt und die Klemme 2 angeschlossen werden kann, wodurch die Induktivität L1 keine Funktion mehr hat. Dabei ist die Ausgangsspannung gegenüber der Spannung V„ weniger abge-

schwächt als in dem Fall der Fig. 1, was mit Vorteil angewandt werden kann, in dem Fall, dass zwei unterschiedliche Speisespannungsquellen verfügbar sind. Mittels eines Wahlschalters wird dann die eine oder die andere angeschlossen, während die Ausgangsspannung durch einen geeigneten Entwurf ungeändert bleibt.

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PATENTANSPRUCHES

Schaltungsanordnung zum Umwandeln einer Eingangs-Gleichspannung in eine Ausgangsgleichspännung, disvon Schwankungen der Eingangsspannung und/oder von Schwankungen einer an die Ausgangsspannung angeschlossenen Belastung nahezu unabhängig ist, mit einer ersten Diode _f die an eine erste Klemme der Eingangsspannung und einer zweiten Diode, die an die zweite Klemme der Eingangsspannung angeschlossen ist j welche erste und zweite Diode in Reihe mit derselben Leitungsrichtung stehen, und dem zu der ersten Diode para-IeI liegenden Reihennetzwerk aus einer Induktivität und einem Kondensator, wobei die Schaltungsanordnung weiterhin eine Wicklung enthält, die einerseits mit dem Verbindungspunkt der Induktivität und des Kondensators gekoppelt ist und andererseits mit einer Elektrode eines im Betrieb periodisch gesteuerten steuerbaren Schalters verbunden ist, wobei die andere Elektrode des Schalters mit der zweiten Klemme der Eingangsspannung verbunden ist, während eine weitere Diode einerseits mit dem Verbindungspunkt der ersten und der zweiten Diode gekoppelt ist und andererseits mit dem Verbindungspunkt der Wicklung und des Schalters verbunden ist, welche weitere Diode dieselbe Leitungsrichtung hat wie der Schalter, wobei die Wicklung einen Teil eines Resonanznetzwerkes bildet, das zugleich einen Abstimmkondensator enthält und wobei ein Gleichrichter mit dem Kondensator zum

Erzeugen der Ausgangsspannung gekoppelt ist, wobei im Betrieb ein sägezahnförmiger Strom durch die Wicklung fliesst, während Energie in der Induktivität gespeichert wird zum Ausgleichen von Verlusten und wobei die Leitungsdauer des Schalters von der Ausgangsspannung oder von einer derselben

proportionalen Spannung abhängig ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung zugleich ein. oder mehrere Speisenetzwerke enthält mit je einer ersten und einer zweiten Diode (d4, D5), einer Induktivität (L2) und einem

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Kondensator (C3), wobei die erste und die zweite Diode eines Speisenetzwerkes in Reihe mit derselben Leitungsrichtung parallel zu dem Kondensator (Cl) eines Speisenetzwerkes (DL, D2, LL, Cl) liegen, das näher bei der Eingangs-Spannungsquelle (V_) liegt und wobei die Induktivität (L2) und der Kondensator (C3) des betrachteten Speisenetzwerkes ein parallel zu der ersten Diode (d4) liegendes Reihennetzwerk bilden, wobei das nicht mit dem steuerbaren Schalter (TR) verbundene Ende der Wicklung (L) mit dem Verbindungspunkt der Induktivität (L2) und des Kondensators (C3) des Speisenetzwerkes, das am weitesten von der EingangsSpannungsquelle liegt, verbunden ist und wobei die nicht mit dem Schalter verbundene Elektrode der weiteren Diode (D3) mit dem Verbindungspunkt der ersten und der zweiten Diode (d4, D5) des Speisenetzwe$te|s».» das am weitesten von der Eingangsspannungsquelle liegt, verbunden ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 zum Gebrauch in einer Bildwiedergabeanordnung, wobei das Steuersignal des steuerbaren Schalters die Horizontal-Frequenz hat, dadurch gekennzeichnet, dass an eine weitere Wicklung (L"), die mit der Wicklung (l) gekoppelt ist, eine Horizontal-Ablenkspule (L ) angeschlossen ist.

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