DE2218702A1

DE2218702A1 - Rücklaufhochspannungs- und Sägezahnstromgenerator

Info

Publication number: DE2218702A1
Application number: DE19722218702
Authority: DE
Inventors: Richard Eindhoven Pieters (Niederlande)
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1971-04-20
Filing date: 1972-04-18
Publication date: 1972-11-02
Also published as: ES401855A1; FR2136558A5; OA03999A; US3769542A; GB1392511A; CH546021A; ZA722504B; AR192768A1; CA953035A; NL7105268A; SE368132B; AT320755B; BR7202458D0; BE782337A; IT958750B

Description

PHN 5578

rl, V. ΡΗίϋ?3^: Γ: LG ül LAfi1?£f J FA D ΠΙΕΚΕΜ

"Rücklaufhochspannungs- und Sägezahnstromgenerator".

Die Erfindung bezieht sich auf einen Rück-1aufhochspannungs- und Sägezahnstromgenerator, insbesondere für eine Fernsehwiedergabeanordnung mit Schaltmitteln, die periodisch während einer Rücklaufzelt ·*>· nicht leitend und während einer Hinlaufzeit T- -J-' leitend sind und mit einem Netzwerk mit a*i die Schaltmittel angeschlossenen Eingangskiemmen, wobei das Netzwerk einen Transformator enthält mit mindestens einer Primärwicklung mit gegebenenfalls einer oder mehreren daran angeschlossenen Spulen, über welche während der Hinlaufzeit der genannte Säge-

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zahnstrom fliesst, sowie mit einer Sekundärwicklung, an die eine Gleichrichterschaltung zum Erzeugen der genannten Hochspannung aus den in der Rücklaufzeit an der Sekundärwicklung auftretenden Spannungsimpulsen angeschlossen ist, welches Netzwerk auch infolge der zwischen den Transformatorwicklungen vorhandenen Streuinduktivität, während der Rücklaufzeit eine erste Resonanzfrequenz f «^ aufweist, die wenigstens nahezu dem nachfolgenden Ausdruck entspricht:

-4 s)

wobei K=I und S ein Korrekturfaktor ist, der der relativen Verringerung der Neigung des Sägezahnstromes am Ende der Hinlaufzeit gegenüber dieser Neigung in der Mitte der Hinlaufzeit entspricht, sowie eine zweite Resonanzfrequenz f C , die dem genannten Ausdruck für K = 5 wenigstens nahezu entspricht.

Aus der niederländischen Patentschrift 88020 sowie aus dem Buch "Televisie" von F.Kerkhof und ¥.Werner, dritte Auflage Kapittel XIII ist es bekannt, in Rücklaufhochspannungs- und Sägezahnstromgeneratoren für Fernsehwiedergabeanordnungen einen Transformator zu verwenden mit einer oder mehreren Primärwicklungen und mit einer Sekundärwicklung und die Impedanzen der vorhandenen Schaltungselemente, wie die Transformatorwicklungen, die Streuinduktivität

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zwischen den Primärwicklungen und der Sekundärwicklung, die Induktivität meistens an eine Primärwicklung angeschlossener Spulen, sowie die parasitären als auch nicht parasitären Kapazitäten derart zu bemessen, dass während der Hinlaufzeit keine oder nur geringfügige Ausschwingungserscheinungen in der sekundären Spannung stattfinden. Derartige Ausschwingungserscheinungen bieten die Nachteile, dass Nutzenergie verlorengeht, dass diese nutzlose Energie hauptsächlich im Transformator aufgebraucht wird, wodurch eine Überhitzung des Transformators auftreten kann und dass bei grossen Ausschwingungserscheinungen die während der Hinlaufzeit leitenden Schaltmittel vorzeitig aus dem leitenden Zustand geraten können.

In der obengenannten Literatur ist dargelegt, dass die genannte Schaltungsanordnung während der Rücklaufzeit ein Netzwerk vierter Ordnung bildet mit zwei Resonanzfrequenzen und dass die genannten Ausschwingungserscheinungen dadurch klein gehalten werden können, dass die Schaltungselemente derart bemessen werden, dass diese beiden Resonanzfrequenzen f ktS und f £ sehr bestimmte Werte aufweisen, die von der Dauer der Rücklaufperiode "£" und der Dauer der Hinlaufperiode T- "J- abhängig sind. Wie aus dem eingangs erwähnten Ausdruck hervorgeht, ist der optimale Wert von fry/ und fr auch noch eini-

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germassen abhängig vom Ausmass, in dem die Neigung des Sägezahnstromes durch die Ablenkspulen bei Anwendung einer sogenannten S-Korrektur dieses Stromes schwankt.

Nebst der schwingungsfreien Hinlaufzeit gibt es eine völlig andere Anforderung, die bei Rücklaufhochspannungs- und Sägezahnstromgeneratoren gestellt wird, dass die erzeugte Hochspannung bei einer sich ändernden Hochspannungs_belastung möglichst wenig ändert. Die erzeugte Hochspannung wird ja bei Fernsehwiedergabeanordnungen im allgemeinen als Beschleunigungsspannung für den Strahlstrom in der Wiedergaberöhre benutzt, wobei die mittlere Grosse des Strahlstromes, die von der mittleren Leuchtdichte der wiedergegebenen Szene abhängig ist, die Hochspannungsbelastung bildet. Das Ausmass, in dem die erzeugte Hochspannung von deren Belastung abhängig ist, wird mit dem sogenannten Hochspannungs-R. ausgedrückt, d.h. der Quotient zwischen einer Hochspannungsänderung und der diese Hochspannungsänderung verursachenden StrahlStromänderung. Je nachdem der Hochspannungs-R. eines Rücklaufhochspannungs- und Sägezahnstromgenerators kleiner ist, um so weniger ist die Hochspannung von deren Belastung abhängig. Dies ist deswegen von wesentlicher Bedeutung, da ein hoher Hochspannungs-R. (innenwiderstand) hohe

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Leistungsverluste im Generator verursacht, während eine konstante Hochspannung weiter die optimale Einstellung anderer von dieser Hochspannung abhängiger Grossen, wie beispielsweise die Ablenkung und die Konvergenz in einer Farbfernsehwiedergabeanordnung, fördert.

Mit der Absicht, unter Beibehaltung einer ungefähren Schwingungsfreiheit während der Hinlaufzeit den Hochspannungs-R. eines Rücklaufhochspannungsund Sägezahnstromgenerators zu verringern, ist in der niederländischen Patentanmeldung 671^750 der Anmelderin vorgeschlagen worden, das Netzwerk derart zu bemessen, dass die zweite der genannten Resonanzfrequenzen dem eingangs erwähnten Ausdruck K = 5 (fünfte harmonische Abstimmung) nahezu entspricht, während ausserdem die zwischen den Primärwicklungen und der Sekundärwicklung vorhandene Induktivität (zum Teil eine Streuinduktivität) und Kapazität (zum Teil eine Streukapazität) noch derart gewählt werden, dass der dem Hochspannungs-gleichrichter zugeführte Rücklaufimpuls ein möglichst breites und möglichst flaches Dach aufweist. Bin breites und flaches Dach dieses Impulses bedeutet ja, dass der Hochspannungsgleichrichter während eines grossen Teils der Rücklaufzeit leitend ist; dadurch wird eine Verringerung des Hochspannungs-R.

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der Schaltungsanordnung auf etwa 1 MOhm erhalten.

Die Erfindung bezweckt, einen Rücklaufhochspannungs-und Sägezahnstromgenerator zu schaffen, bei dem, unter Beibehaltung einer ungefähren Schwingungsfreiheit während der Hinlaufzeit, eine wesentliche weitere Verringerung des Hochspannungs-R. (auf etwa 200 kOhm) möglich ist und der erfindungsgemässe Rücklauf ho chspannungs- und Sägezahnstromgenerator weist dazu das Kennzeichen auf, dass im genannten Netzwerk weitere die Grössenordnung des Netzwerkes während der Rücklaufzeit derart auf minimal 6 erhöhende Reaktanzen vorhanden sind, dass das Netzwerk eine dritte Resonanzfrequenz f V aufweist, die dem obengenannten Ausdruck für K = 7 wenigstens nahezu entspricht.

Wesentlich für die Erfindung ist, dass durch eine geeignete Zuordnung von Reaktanzen und/ oder durch Verwendung bereits vorhandener Reaktanzen ein Rücklaufzeitnetzwerk entsteht von minimal sechster Ordnung mit mindestens drei Resonanzfrequenzen, die alle ungefähr (+_ 10$) dem gebenenen Ausdruck für K = 1, 5 bzw. 7 entsprechen. Dies ist eine wesentliche Bedingung zur Erhaltung einer ungefähren Schwingungsfreiheit während der Hinlaufzeit. In der Praxis stellt es sich heraus, dass meistens noch einige Schwingungen auftreten, und zwar hauptsächlich infolge der unvermeidlichen im Netzwerk vor-

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handenen Verluste.

Der an den Schaltmitteln auftretende Rücklaufimpuls sowie der dem Gleichrichter zugeführte Rücklaufimpuls enthält nun drei Anteile, einen mit der Frequenz f ^ , einen mit der Frequenz fr und einen mit der Frequenz f\y . Die Amplitudenverhältnisse dieser Anteile untereinander bestimmen die Form der beiden Impulse.

Bekanntlich kann ein Netzwerk mit einer Anzahl auf festen Werten liegenden Resonanzfrequenzen auf vielerlei verschiedene Weisen aufgebaut sein; davon werden an Hand der Figuren einige Beispiele gegeben. Es stellt sich jedoch heraus, dass unabhängig von der Art und Weise, wie das Netzwerk aufgebaut ist, die Amplitudenverhältnisse der drei Anteile des an den Schaltmitteln auftretenden Rücklaufimpulse untereinander und damit die Form dieses Impulses immer auf dieselbe Weise von den drei Resonanzfrequenzen f c>. » f f und f \j abhängig ist, sowie von den zwischen f / und f X bzw. zwischen fr und f y liegenden Frequenzen f₁ und f₂, wobei die Eingangsimpedanz des Netzwerkes minimal ist. Wenn die Schaltmittel, die meistens eine (einen) oder mehrere Dioden oder Transistoren enthalten, nicht zulassen, dass die Spannung an den Schaltmitteln bereits vor Beendigung der Rücklaufzeit ihre Polarität um-

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kehrt, müssen die Frequenzen f.. und f gegenüber f q/ , Γ£ und f y derart liegen, dass die nachfolgende empirische Bedingung erfüllt wird.

f - f r* ( f —

Mit den erfindungsgemässen Schaltungsanordnungen ist es möglich, einen sekundären Rücklaufimpuls mit einem wesentlich breiteren und flacheren Dach zu erhalten als bei den obengenannten bekannten Schaltungsanordnungen. Wie bereits obenstehend erwähnt, wird die Form des sekundären Rücklaufimpulses durch die Amplitudenverhältnisse zwischen seinen Anteilen untereinander bestimmt. Es hat sich nun weiter herausgestellt, dass, auf welche Art und Veise das Netzwerk aufgebaut sein mag, diese Amplitudenverhältnisse untereinander und folglich die Form des Sekundären Rücklaufimpulses immer auf dieselbe Weise von der Lage der 'etwa vorhandenen Null-Ubertragungsfrequenzen gegenüber den drei vorhandenen, nach dem eingangs gegebenen Ausdruck, bestimmten Resonanzfrequenzen abhängig ist. Die Null-Ubertragungsfrequenzen des Netzwerkes sind diejenigen Frequenzen, bei denen in dem als verlustfrei vorausgesetzten Netzwerk keine Energieübertragung von den Eingangsklemmen zur Gleichrichterschaltung erfolgt. Im Gegen-

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satz zu den minimalen Impedanzfrequenzen f₁ und f_p an den Eingangsklemmen, die immer vorhanden sind und von denen die erste immer zwischen f ^ und fr und die zweite zwischen f X^ und f \/ liegt, ist die Anzahl sowie die Lage der Null-Ubertragungsfrequenzen unbestimmt und vom Aufbau des Netzwerkes abhängig. .

Wenn das Netzwerk nur eine Null-Übertragungsfrequenz f aufweist oder eine zweite NuIl-Ubertragungsfrequenz so hoch liegt, dass diese praktisch keinen Einfluss ausübt, wird ein nahezu flacher und breiter sekundärer Rücklaufimpuls erhalten, wenn diese Null-Ubertragungsfrequenz zwischen f jC\ und f \J liegt und zwar derart dass das Verhältnis:

% (f_o ² - ?/) (fy² - fof)

zwischen 9$ und 17$ liegt.

Es sei bemerkt, dass es bekannt ist, in einen Rücklaufhochspannungs- und Sägezahnstromgenerar tor zusätzliche Reaktanzen aufzunehmen, welche die Ordnung des Rücklaufnetzwerkes erhöhen. Mit diesen zusätzlichen Reaktanzen werden jedoch im allgemeinen Zwecke erzielt, die von den Zwecken der vorliegenden Erfindung völlig abweichen. Die Bemessung der genannten zusätzlichen Reaktanzen ist daher bei den bekannten Generatoren nicht derart, dass die genann-

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ten drei Resonanzfrequenzen erhalten werden.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1, k_f 5 und 7 einige Ausführungs bei-

spiele eines erfindungsgemässen Rücklaufhochspannungs- und Sägezahnstromgenerators,

Fig. 1a, Ib, 1c, 5a, 5b und 7a einige Ersatzschaltungen der betreffenden Ausführungsbeispiele,

Fig. 2, 3 j ^D und 8 Kennlinienfelder zur näheren Erläuterung der Bemessung der unterschiedlichen Netzwerke.

Das Ausführungsbeispiel der Fig. 1 zeigt einen Transformator mit einer Primärwickling 2, einer oder mehreren mit der Primärwicklung fest gekoppelten Hilfswicklungen 3> einer Sekundärwicklung k und einer Tertiärwicklung 5· Eine Anzapfung 6 der Primärwicklung ist mit dem positiven Pol einer Speisespannungsquelle 7 verbunden, deren negativer Pol an Masse liegt. Zwischen einer zweiten Anzapfung 8 und der Unterseite der Primärwicklung liegt die Reihenschaltung aus einigen Ablenkspulen 9» einer Linearitätskorrekturschaltung 10 und einem S-Korrekturkondensator 11. Die Anzapfung 8 und die Unterseite der Primärwicklung liegen gegenüber der Anzapfung 6 symmetrisch, so dass die genannte Reihen-

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schaltung gegenüber Masse symmetrisch gespeist wird.

Zwischen dem oberen Ende der Primärwicklung und Masse liegt ein als Schalter wirksamer Transistor 12, dem ein Kondensator 13 parallelgeschaltet ist. Die genannte Sekundärwicklung lh ist einerseits mit Masse und andererseits mit einer Gleichrichterschaltung verbunden, die aus einem Gleichrichter 14 und einem Glattungskondensator 15 besteht. Die vom Gleichrichter erzeugte Hochspannung wird der Endanode einer nicht näher dargestellten Fernsehbildröhre zugeführt.

Die unter Seite der Tertiärwicklung 5 ist mit der Anzapfung 6 der Primärwicklung verbunden. Ein Parallel-LC-Kreis, der aus einer Induktivität 16 und einem Kondensator 17 besteht, liegt zwischen der Oberseite der Primärwicklung und der Oberseite der Tertiärwicklung.

Sehaltimpulse, die den Transistor 12 periodisch am Ende jeder Hinlaufzeit sperren, werden über einen Trenntransformator 18, eine Reiheninduktivität 19 und eine Paralleldiode 20 zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 12 zugeführt. Der Transistor 12 ist ein sogenannter träge Schalttransistor und die Elemente 19 und 20 sind aufgenommen um das Abschalten des Transistors am Ende der Hinlaufzeit zu beschleunigen.

Zur Erläuterung der- Wirkungsweise der be-

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schriebenen Schaltungsanordnung ist in Fig. 1a eine erste Ersatzschaltung dargestellt. Darin stellt ein Schalter SW den durch den Transistor 12 mit der Diode 20 gebildeten elektronischen Schalter dar. 2¹ ist derjenige Teil der Primärwicklung, der zwischen dem oberen Ende dieser Wicklung und der Anzapfung 6 aus Fig. 1 liegt 21 ist die Induktivität der Ablenkspulen 9 und der Linearitätskorrekturschaltung 10, aber umgesetzt nach dem genannten Teil der Primärwicklung, 11' ist der ebenfalls nach dem genannten Teil umgesetzte S-Korrekturkondensator 11. 22 ist die Streukapazität der Sekundärwicklung sowie die Eingangskapazität der Gleichrichterschaltung. Durch M1, M2 und M3 sind die gegenseitige magnetische Kopplungen zwischen, den Primär-Sekundär- und Tertiärtransformatorwicklungen angegeben.

Eine weitere Ersatzschaltung ist in Fig. 1b dargestellt. Darin ist der S-Korrekturkondensator 11' fortgelassen, da dieser so gross ist, dass er während der Rücklaufzeit keinen Einfluss ausübt. Der Kondensator 13 liegt unmittelbar an der Induktivität 21 was erlaubt ist, da die Impedanz der Quelle 7 sehr niedrig ist. Weiter zeigt die Schaltung die Magnetisierungsinduktivität 22 der Primärwicklung, die Magnetisierungsinduktivität 23 der Tertiärwicklung mit der Streukapazität 2h dieser Wicklung, die

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Induktivität 16 und den Kondensator 171 die Streuinduktivität 25 zwischen der Primär- und der Tertiärwicklung, welcher Induktivität die Streukapazität zwischen diesen Wicklungen parallelgeschaltet ist, die Streuinduktivität 27 zwischen der Tertiär- und der Sekundärwicklung, welcher Induktivität die Streukapazität 28 zwischen diesen Wicklungen parallelgeschaltet ist, die Streuinduktivität 29 zwischen der Primär- und der Sekundärwicklung und parallel dazu die Streukapazität 30 zwischen diesen Wicklungen und zum Schluss die Kapazität 22', welche die herabtransformierte Kapazität 22 aus Fig. 1a darstellt. Es stellt sich nun heraus, dass die Kapazitäten 2k, 28 und 30 in der Praxis so klein sind, dass sie vernachlässigt werden können und dass die Induktivität 23 gegenüber der Induktivität 16 so gross ist, dass die Induktivität 23 ohne weiteres der Induktivität 22 parallelgeschaltet werden darf. Wenn nun die Induktivitäten 21, 22 und 23 zu einer Induktivität L₁- vereint werden und die Induktivitäten 25 und 16 zu einer Induktivität L3 und die Kapazitäten 17 und 26 zu einer Kapazität C3> wenn weiter die Induktivität 29 mit L2, die Induktivität 27 mit iA und die Kapazität 22' mit C2 bezeichnet wird, und wenn schliesslich der Kondensator 13 mit C1 bezeichnet wird, in dem zugleich die Streukapa-

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zitäten des Transistors 12, der Primärwicklung, der Ablenkspulen und der etwaigen Hilfswicklungen 3 vertreten sind, so entsteht die Ersatzschaltung nach Fig. 1c.

Während der Hinlaufzeit ist der Schalter SW geschlossen. Die Spannung E der Speisespannungsquelle 7 liegt daher am Kondensator C1 und zugleich an der Induktivität L1. Dadurch wird durch die Induktivität L1 ein sich mit der Zeit linear ändernder (Sägezahn)strom fliessen. Wird infolge eines der Basiselektrode des Transistors 12 zugeführten Impulses der Schalter SW aus dem leitenden Zustand gebracht, so werden im Netzwerk infolge der in L1 vorhandenen magnetischen Energie freie Schwingungen auftreten. Diese Schwingungen verursachen am Kondensator C1 und C2 impulsförmige Spannungen V1 bzw. V2, die sogenannten Rücklaufimpulse. Sobald der Rücklaufimpuls an CI auf den Wert der Speisespannung -E sinkt, d.h., sobald das Kollektorpotential des Transistors 12 gegenüber Masse negativ wird, gerät der Kollektor-Basis-pn-Ubergang des Transistors in Durchlass richtung und ein nächster Hinlaufzeit fängt an. Der Schalter SW in der Ersatzschaltung aus Fig. 1c schliesst sich daher automatisch, sobald die an diesem Schalter vorhandene Rücklaufspannung gleich Null wird.

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Es sei bemerkt, dass in der Schaltung nach Fig. 1 der Sägezahnstrom während des ersten Teils der Hinlaufzeit über die Diode 20, den Basis-Kollektorübergang des Transistors und danach über den Transformator und die Ablenkspulen zur Speisespannungsquelle fliesst, und auf diese Weise der Speisespannungsquelle Energie zurückliefert. Einige Zeit nach dem Anfang der Hinlaufzeit wird mittels der der Basiselektrode des Transistors zugeführten Impulse der Basis-Emitterübergang des Transistors leitend gemacht, so dass während des zweiten Teils der Rücklaufzeit der nun in seiner Polarität umgekehrte Sägezahnstrom aus der Speisespannungsquelle, über den Transformator und die Ablenkspulen und danach über die Kollektorelektrode und die Emitterelektrode des Transistors nach Masse fliessen kann, wobei die Speisespannungsquelle dem Netzwerk Energie liefert.

Nun muss dafür gesorgt werden, dass während der Hinlaufzeit nur ein Sägezahnstrom durch L1 fliesst und dass nicht zugleich Ausschwingungserscheinungen auftreten infolge elektrischer bzw. magnetischer Energie, die in den Induktivitäten L2, L>3 und iA und den Kondensatoren C2 und C 3 vorhanden ist< Eine derartige schwingungsfreie Hinlaufzeit wird erreicht, wenn dafür gesorgt wird, dass während der ganzen Hinlaufzeit und daher auch am Anfang und am

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Ende der Rücklaufzeit die Ströme durch L2, L 3 und Lk alle gleich Null sind und die Spannungen an C3 und C2 gleich Null bzw. gleich der Batteriespannung -E sind.

Zur Erfüllung dieser Anforderung müssen für .jede Resonanzfrequenz cK des Rücklaufnetzwerkes, also des Netzwerkes bei geöffnetem Schalter Sw, die nachfolgenden zwei Beziehungen gelten:

i'

(X tg

Darin ist f die Dauer der Rücklaufzeit, K eine ungerade ganze Zahl, i die Grosse des Sägezahnstromes am Anfang der Rücklaufzeit, i' der zeitliche Differentialquotient am Anfang der Rücklaufzeit und 0[V ein Phasenwinkel. Aus den beiden Gleichungen lässt sich 0 q( eliminieren. Dann entsteht für CX 7" eine Potenzreihe in 7"" i' /i . Wenn diese Reihe auf die

^L ο' ο

ersten zwei Glieder beschränkt wird findet man:

Wenn durch L1 und folglich durch die Ablenkspulen ein reiner linearer Sägezahnstrom fliesst, .gilt annäher end:

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wobei T- ^ die Dauer der Hinlaufperiode ist.
Wenn jedoch infolge des S-Korrekturkondensators aus Fig. 1 der Ablenkstrom einen einigermassen S-förmigen Charakter aufweist, was bei Fernsehwiedergabeanordnungen allgemein üblich ist, gilt annähernd:

wobei S die relative Verringerung des Neigungswinkels des Ablenkstromes am Ende der Hinlaufzeit gegenüber dieser Neigung in der Mitte der Hinlaufze-it darstellt. Die obenstehende Bedingung fürft. 7- geht dann über in:

_E-

mit f(V = '■=-=· folgt:

Wie obenstehend bereits bemerkt wurde, müssen zur
Erhaltung eines schwingungsfreien Hinlaufes die
Gleichungen (i) und (il) und folglich auch die
Gleichung (Hl) für jede Resonanzfrequenz des Rück
laufnetzwerkes gelten. Bei Schaltungsanordnungen

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nach der Erfindung wird das Rücklaufnetzwerk derart aufgebaut, dass ein Netzwerk von minimal sechster Ordnung entsteht mit mindestens drei Resonanzfrequenzen f (χ , f rund f y und die Bemessung der Netzwerkgrössen wird derart gewählt dass f§/ der Gleichung (ill) entspricht für K= 1, f£ für K = 5 und f V für K = 7_e

Bekanntlich (siehe beispielsweise das Buch "Theorie der Wisselstromen" von Prof₀ Ir. B.D.H. Teilegen, Teil 111$. insbesondere Par. 2, 351) wird die Ordnung eines Netzwerkes durch die Anzahl Kondensatorspannungen, die unabhängig voneinander gegeben werden können und die Anzahl der Induktivitätsströme, die unabhängig voneinander gegeben werden können, bestimmt. Im Netzwerk nach Fig. 1c können alle Kondensatorspannungen und alle Induktivitätsströme unabhängig voneinander gegeben werden und das Netzwerk hat daher die Ordnung 7· Es gibt jedoch eine Gleichstromlösung, nämlich in der durch L2, L3 und Lk gebildeten Massche. Da weiter das Netzwerk als widerstandslos vorausgesetzt ist, resultiert als Gleichung für die freien Schwingungen des Netzwerkes:

ρ (ρ² +o< ²) (ρ² +ε ²) (ρ² + y²) = ο wobei ρ den nach der Laplace-Rechnungsart transformierte Differentialoperator darstellt undOC , C und y die drei Resonanzfrequenzen des Rücklaufnetzwerkes

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sind, ausgedrückt in rad/s.

Eine nähere Betrachtung der Ersatzschaltung aus Fig. 1b zeigt, dass darin sieben Induktivitäten vorhanden sind, deren Ströme alle unabhängig voneinander gegeben werden können; von den sieben vorhandenen Kapazitäten können nur drei Spannungen unabhängig voneinander gegeben werden, beispielsweise die Spannungen der Kapazitäten 13» 2.k und 22', dann sind zugleich die Spannungen an den Kondensatoren 17, 26, 28 und 30 bestimmt. Das Netzwerk hat daher die Ordnung 10. Es gibt jedoch vier Gleichstrommaschen, nämlich eine erste Masche, 21, 22, eine zweite Hasche 22, 16, 23, eine dritte Masche 16, 25 und eine vierte Masche 25, 27, 29. Die Gleichung für die freien Schwingungen wird daher:

ρ⁴ (ρ² + <*²) (ρ² + ε ²) (ρ² + y² ) = ο

Die Vereinfachungen, die beim Übergang der Schaltung aus Fig. 1b auf die aus Fig. 1c gemacht worden sind, haben also keine Verringerung der Anzahl Resonanzfrequenzen herbeigeführt.

Die obenstehend gegebenen Beziehungen gelten für ein Netzwerk, in dem keine Energie aufgebraucht wird. Dies ist selbstverständlich in der Praxis nicht der Fall, da die Netzwerkelemente nicht völlig wiederstandslos sind und da über die Gleichrichterschal tung., 1^-15 und über die Hilfswicklungen

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3 dem Netzwerk Energie entnommen wird. Es wird daher in der Praxis auch nicht möglich sein, einen völlig schwingungsfreien Hinlauf zu verwirklichen. Da jedoch die im Rücklaufnetzwerk herumlaufende elektromagnetische Energie in der Praxis wesentlich grosser ist als die aufgebrachte Energie, gelten die gegebenen Beziehungen annähernd nach wie vor und für einen ausreichend schwingungsfreien Hinlauf dürfen die drei Resonanzfrequenzen f ^' , f £" und fy daher nicht mehr als 10$ von dem durch die Gleichung (ill) gefundenen Wert abweichen.

Wird die Eingangsimpedanz des Netzwerkes als Funktion der Frequenz bestimmt, dies ist also die Impedanz an den Klemmen, an welche die Schaltmittel SW angeschlossen sind, so wird diese Eingangsimpedanz maximal sein bei den drei Resonanzfrequenzen C^ , £ und y. Bekanntlich ist dann zugleich zwischen (X und (£ und zwischen q und V eine Frequenz vorhanden, wobei die Eingangsimpedanz minimal (in einem widerstandslosen Netzwerk gleich θ) ist. Diese zwei Nullimpedanzfrequenzen werden weiter durch f₁ und f„ und die zugehörenden Kreisfrequenzen durch /S und A ₂ angegeben. Immer gilt also:

Der Rücklaufimpuls, der während der Rück-

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laufzeit am Eingang des Netzwerkes entstehen wird, enthält infolge der drei Resonanzfrequenzen des Netzwerkes drei Sinusfunktionen, für jede Frequenz eine. Wenn für jede der drei Resonanzfrequenzen die Gleichung (ill) erfüllt ist, lässt' sich für die Rücklaufspannung V ' am Kondensator C₁ schreiben:

sin (d t - 0^) sin ( C t - 0 £ ) V₁ = A^ sin 0^ ⁺ ^A£ sin

sin

- 0y)

sin 0y

wobei t die Zeit während der Rücklaufzeit darstellt also 0 ^ t <C-»ffcund wobei 0 *j , 0 r> ^und 0_V, die Phasenwinkel sind, die aus der für ja jede Resonanzfrequenz gültige Gleichung (i) folgen also:

, o( T IT ^(X = T" ~-2~

Nun stellt es sich heraus, dass für A C und A. gefunden wird: '-' ' - '

(r/oc

2 0 9 8 k 5 / 0 8 3 A ^;

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(/<Γ //5i) (V£ V/φ _{/ χ}

A/ = E : ■ ■ 2— (VI)

^c ο/ε ² - v* ²) (vr² Vy²)

(1/y² - 1//5 ²J

(1/y² - i/o< ²) (1/y² - V£ ²)

Es stellt sich heraus, dass diese Werte also nur von der Speisespannung E und von der Lage der /^₁- und
/j -Frequenzen gegenüber W , c und y abhängig sind.

Die Gestalt des Rücklaufimpulses ist von
den Amplitudenverhältnissen der drei unterschiedlichen Sinusschwingungen untereinander abhängig. Die Amplituden sind

sin 0oi ' sin 0£ ^una sin 0y

Da in praktischen Fällen 0^y , 0 ρ und 0». nur kleine Phasenwinkel sind, dürfen sin 0V , sin 0JP und sin JZt. ersetzt werden durch tg 0^, tg 0f und tg 0y, womit die Amplituden übergehen in

Af

^Und

Ay

tg 0o( ' tg 0^ ^Und tg

tg

Ay

f tg 0,T ^Und y tg 0y

In Anbetracht der Tatsache, dass die Gleichung (il)
für jede Resonanzfrequenz gilt, ist -■.-.·■■■

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= £tg 0£ = y tg
erhältnis P. zwis
c- - und der οζ -Schwingung wird dan gefunden:

Für das Verhältnis P. zwischen den Amplituden der

P = und für das Verhältnis P„ zwischen den

•X A K

Amplituden der V- und (X -Schwingung wird gefunden: y v

P = . Mit den obenstehend gegebenen Aus-

² *

drücken für A^ , A Γ und A\. darin substituiert folgt:

^ -«<^a) {fi l -« ²) (y² -£²)

1 -⁰^) W 2 "^{α 2) (} · ² " y²⁾

In Fig. 2 ist ein Kennlinienfeld dargestellt, wobei horizontal A>., von 0( bis <S schwankt und vertikal A von (X bis V. Die Figur zeigt Linien mit kon» stantem P₁ und konstantem P_p. Aus diesen Linien geht deutlich hervor, dass je mehr man der linken oberen Ecke des Feldes nähert, das Verhältnis P₁ zunimmt; das bedeutet, dass die Amplitude des £ Anteils gegenüber der Amplitude des 0\ -Anteils zunimmt. Auf gleiche Weise wird, je mehr man der linken unteren Ecke des Feldes nähert, die Amplitude

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des <?( -Anteils gegenüber der des V-A teils zunehmen. Das Feld zeigt weiter ein schraffiertes Gebiet. In diesem Gebiet ist die Amplitude des c- -Anteils und/ oder die Amplitude des y~Anteils so gross gegenüber der Amplitude des CX -Anteils, dass der am Kondensator C auftretende Rücklaufimpuls (die Spannung V₁) bereits bevor die in der Gleichung (i) angegebene Rücklaufzeit IT vergangen ist, niedriger wird als die Speisespannung -E. Dies hat zur Folge, dass der Transistor 12 vorzeitig leitend wird. Die Hinlaufzeit beginnt, während in den Netzwerkelementen noch elektrische und/oder magnetische Energie vorhanden ist, die AusSchwingungserscheinungen in der Hinlaufzeit veranlasst. Für einen schwingungsfreien Hinlauf ist es daher notwendig:

1 . dass die drei Resonanzfrequenzen oC ι *■ und y des Netzwerkes die Gleichung (ill) erfüllen,

2. dass entweder Schaltmittel verwendet werden, die während der ganzen Rücklaufzeit, auch wenn die Spannung an den Schaltmitteln dabei ihr Vorzeichen wechselt unleitend bleiben oder dass die /J> +- und />„- frequenz en in dem in Fig. 2 nicht schraffierten Gebiet liegen. Diese letztere Bedingung lässt sich annähernd durch die empirische

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Beziehung ausdrücken:

Das Kennlinienfeld und das schraffierte Gebiet aus Fig. 2 sind mit einer Rechenmaschine festgestellt. Dabei sind oC»£ und V entsprechend der· Gleichung
(III) mit K = 1, 5 bzw. 7 und bei einem Rücklaufverhältnis "Z^/T = 0,18 und einem S-Korrekturfaktor S = 0,bestimmt worden. Änderungen dieses.RücklaufVerhältnisses und des S-Korrektorfaktors innerhalb in der Praxis auftretender Grenzen hat jedoch kaum eine Änderung des in Fig. 2 dargestellten Bildes zur Folge. Weiter sei bemerkt, dass die obenstehend gegebenen Gleichungen und Bedingungen nicht auf das
Netzwerk aus Fig. 1c beschränkt sind, sondern allgemein für jedes Netzwerk mit drei Resonanzfrequenzen gelten also ungeachtet der Art und Weise, wie das Netzwerk im wesentlichen aus den unterschiedlichen Netzwerkelementen zusammengestellt ist. Selbstver·» ständlich ist die Art und Weise, wie die o( -, £ - und Y-, /? λ- vend /> „-Frequenzen von den einzelnen Netzwerkelementen abhängig für jedes Netzwerk verschieden. Es hat daher wenig Sinn, diese Abhängigkeiten näher zu bestimmen, zumal die Werte der unterschiedlichen Netzwerkelemente wegen des oft völlig oder teilweise parasitären Charakters in der Praxis

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schwierig festzustellen sind. Die fünf genannten Frequenzen ¹^ ι c , V, /, und/9 _ sind dagegen auf sehr einfache Weise messbar, wozu man wie folgt verfährt. Die Schaltungsanordnung, in die der Generator aufgenommen ist, wird ausgeschaltet» so dass die Speisespannungsquelle 7 keine Spannung liefert, und die Basisverbindung des Transistors 12 wird unterbrochen. An die Kollektorelektrode des Transistors wird über eine ausreichend hohe Impedanz ein Tongenerator angeschlossen, der das betreffende Frequenzgebiet bestreicht. Zugleich wird an die Kollektorelektrode ein Spannungsrae_ssinstrument mit einer ausreichend hochohmigen Eingangsimpedanz angeschlossen, beispielsweise ein Oszilloskop oder ein Röhrenvoltmeter. Durch Änderung der Frequenz des Tongenerators findet man die Frequenzen, bei denen die gemessene Spannung maximal ist und dies sind die Resonanzfrequenzen p(, £ und V, sowie die dazwischenliegenden Frequenzen, bei denen die gemessene Spannung minimal ist, und dies sind die minimalen Impedanzfrequenzen /S und /^₉.

Wie eingangs bereits erwähnt wurde, ist es für einen niedrigen Hochspannungs-R. von Bedeutung, dass der während der Rücklaufzeit der Gleichrichterschaltung zugeführte Rücklaufimpuls V„ ein möglichst breites und möglichst flaches Dach aufweist» Ebenso

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wie der Rücklaufimpuls V₁ bestellt der Rücklauf impuls \ aus drei Anteilen, einem mit der Frequenz p^, einem mit der Frequenz C und einem mit der Frequenz \) . Wenn oC , C und V alle die Gleichung (ill) erfüllen, wird für V„ gefunden:

sin (W t - 0 p( ) sin ( <f t - 0 £- j

+ Br

sin 0Qt sin

in 0 /~

sin (Vt - 0 y )

'- ^r-— -(VIII)

sin 0 y

wobei für B₀^ , B <Τ und BW gilt:

= E

(λ/ε ² - ν« ²) (VcT ² - VV²) , (Vy ² - ν<5² _ο) (Vy² -

) (Vy² - v<r²)

Darin ist E¹ eine Konstante, die der Speisespannung E proportional ist, und im Schaltbild nach Fig. 1c gleich E ist. Q und (^₁ sind die Nullübertragungsfrequenzen des Netzwerkes, d.h. die Frequenze, bei denen in einem vollständig widerstandslosen Netzwerk keine Energieübertragung zwischen den Eingangsklemmen

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PHN

des Netzwerkes und den Ausgangsklemmen, an weiche die Gieichrichtersehaltüng angeschlossen ist, auftritt» Wegen der unvermeidlichen Verluste wird 1Ά der Praxis bei diesen Frequenzen eine geringfügige Energieübertragung erfolgen.

Die obertstehend gegebenen Ausdrücke für S (ν B JT und B y gelten allgemein für jedes Netzwerk mit drei Resonanzfrequenzen, das auf die angegebene Art und Weise einen schwingungsfreien Hinlauf aufweist. Im Gegensatz jedoch zu den Frequenzen A und A „, die immer beide vorhanden sind, und von denen die niedrigere { /? _Λ) immer zwischen q{ und c und die höhere ( A ) immer zwischen ζ und Wliegt, brauchen die Nullübertragungsfrequenzen nicht immer beide vorhanden zu sein. Bei vielen Schaltungsanordnungen nach der Erfindung wird nur eine Nullübertragungsfrequenz ( O ) vorhanden sein, oder die zweite Nullubertragungsfrequenz {. O¹ \) liegt so hoch, dass diese vernachlässigt werden kann. So ist in dem Ersatzschaltbild nach Fig. 1c nur eine Nullübertragungsfrequenz vorhanden, und zwar diejenige Frequenz, bei der der durch L„,L„, C„ und L. gebildete Zweipol in Parallelresonanz ist, also Q ² =

L2 + L3 + Lk

C3L3 (L2 + L^)
Die Gleichungen für B ζ^, B ^ und BW gehen dann über in;

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. Vex² (V*·² - i/£²)

"R _y — "R* ii ι ι ι . , ι

- vy²)

_t V<T OAT* - V^) Bf = E —2 (X)

(V² V ²) (VT² - vy²)

, Vy² (Vy² - 1/6 i)

"R \/ — TT ι ι ι iii ■ ■ in ■

) (Vy² - VcT²)

Die Form des Rücklaufimpulses Vp wird durch die Amplitudeirverhältnisse der drei Anteile untereinander bestimmt. Wenn S₁ des Verhältnis zwischen.: der Amplitude des <£ -Anteils und der Amplitude des q( -Anteils und S₂ das Verhältnis zwischen der Amplitude des y-Anteils und der Amplitude des O^ -Anteils darstellt, so gilt auf entsprechende ¥eise wie für die Verhältnisse P₁ und P^ des Rücklaufimpulses V₁:

<fBf VBV S = und S = 1-

* ^B o< (X ^B (X

Mit den gegebenen Ausdrücken für B^ , B Γ und B \/ wird dann falls nur eine Nullübertragungsfrequenz vorhanden ist, gefunden:

(χ(£² _ο -ε²) (y² -<*²) ^{Si =}" ε(6² _O -o(²) (y² -ε²)

c _ _β

I -ν²) (ε² -<*

y -γ)

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Wenn bei nach der Gleichung (ΙΙΪ)festgelegten Werten von J^ , <f*und V durch eine bestimmte Wahl von Q das Verhältnis S₁ festgelegt wird, liegt selbstverständlich auch das Verhältnis S₂ fest. Der Zusammenhang zwischen S₁ und S„ ist wie folgt:

Ot₊^S₁₊ y S₂ = O (XII)

Aus dem Obenstehenden dürfte es einleuchten, dass wenn das Netzwerk nur eine Nullübertragungsfrequenz aufweist, die Lage dieser Nullübertragungsfrequenz gegenüber c< , £. und V für die Form des Rücklaufimpulses V„ bestimmend ist. Nun folgt aus einer näheren Betrachtung der drei Anteile, die zusammen den Rücklaufimpuls V„ bilden, dass es falls O^ , t und y die Gleichung (11$ mit K *■ 1, 5, bzw. 7 erfüllen, für einen Impuls mit einem breiten und flachen Dach notwendig ist, dass S sowie -S₂ negativ ist. Dies ist nur möglich, wenn q zwischen S und V liegt, während eine etwaige zweite Nullübertragungsfrequenz O^ oberhalb V liegen muss.

Für eine akzeptierbare Form des Rücklaufimpulses wird die Nullübertragungsfrequenz & derart zwischen C und \J liegen, dass S₁ zwischen -0,09 und -0,17 liegt, während ein optimaler Rücklaufimpuls bei S₁ von ca. -0,1^ erreicht wird,

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-31- - 22197D2

pm

Iil Gegensatz zu den Frequenzen f$ * und /£«» die, wie öbenstehend angegeben ist, in eineiii pfäk-» tischen Generator auf einfache Weise festgestellt werden können-, ist dies für die Nuliübertfägilngsffequenz(en) Wesentlich schwieriger■. Dies ist häüpt«' sächlich eine Folge der Tatsache* dass in praktischen Schältuiigsanordnuhgen der Irnpedanzpegei am deii mit dein Gleichrichter gekoppelten Äüsgangsklehimeh sehr hoch ist. Die Streukapäzitäten an diesen Klemmen angeschlossener Messapparatur üben dann eine w liehe, unerwünschte Änderung der Bemessung des werkes aus.

Wenn jedoch die Struktur des Netzwerkes iil diesem Fall der Aufbau des Ersatzschaltplanes bekannt ist, ist es in vielen Fällen möglich, den Zusammen·» hang zwischen der (den) Nullübertragungsf reqUenz (eil) und den Nüllimpedanzffequenzen ρ . und /$ ^ zu bestimmen und auf diese Weise durch Messung von /-> ι und /> j ^d^-^e Lage der NUllübertraguhgsfreqüenz(en) festzustellen. So gilt für den Ersatzschaltplan nach Fig» Ic die folgende Beziehung:

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In Fig. 3 ist mit Hilfe eier oben stehenden Gleichung das Feld nach Fig. 2 wiedergegeben» nun jedoch mit Linien einer konstanten O . Da die Frequenz ο zugleich die Verhältnisse S₁ und S„ und damit auch die Form des Rücklaufimpulses V_p bestimmt, sind dies zugleich Linien, auf welchen der Rücklaufimpuls V_ eine konstante Gestalt hat. Durch a ist diejenige Linie bezeichnet, auf der das Verhältnis S ·= -0,17 auf der Linie b S = -0,1k und auf der Linie c S₁ = -0,09 ist. Zugleich zeigt dieses Feld das bereits an Hand der Fig.2 beschriebene schraffierte Gebiet. Im Falle eines Hochspannungs und Sägezahnstromgenerators, für den wenigstens nahezu das Ersatzschaltbild aus Fig. 1c gilt, werden daher die Frequenzen /? und /2? zwischen den Linien a und c aus Fig. 3 und vorzugsweise im nicht schraffierten Gebiet gewählt werden.

Im Ausführungsbeispiel nach Fig. h sind

entsprechende Elemente mit denselben Bezugs zeichen

angegeben wie in Fig. 1. Im Gegensatz au Fig. 1 besteht die Primärwicklung aus zwei identischen Hälften 2a und 2b, während die Speisespannungsquelle 7 zwischen den beiden Hälften liegt. Die Reihenschaltung aus dem S-Kondensator 11, der Linearitätskorrekturschaltung 10 und den Ablenkspulen 9 liegt gegenüber Masse symmetrisch zwischen dem

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oberen Ende der oberen Hälfte 2a und dem unteren Ende der unteren Hälfte 2b. Der Transistor 12 und der Kondensator 13 sind zwisclien gegenüber Maöse symmetrisch liegende Anzapfungen 32 und .33 der beiden Primärhalften aufgenommen. Zwischen diesen Anzapfungen ist auch die Tertiärwicklung 5 angeschlossen und zwar über den LC-Kreis 16 und 17 und über einen gjfcossen"' Gleichspannungstrennkondensator 31· Der Vorteil des Netzwerkes nach Fig. k gegenüber dem nach Fig. 1 ist, dass nicht nur die Reihenschaltung aus den Elementen 9, 10 und 11, sondern auch die Primärwicklung, der Transistor 12 und der Kondensator 13 und nahezu die Tertiärwicklung 5 gegenüber Masse symmetrisch liegt; dies ergibt eine wesentliche Verringerung der Streuausstrahlung des Generators. Das Ersatzschaltbild des Rücklaufinetzwerkes dieses Ausführungsbeispiels ist übrigens dasselbe, wie in Fig. 1 c dargestellt, so dass auch die obenstehend beschriebenen Erscheinungen dieselben sind.

Es sei bemerkt, dass in den Ausführungsbeispielen nach Fig. 1 und Fig. k die Streuinduktivität zwischen der¹ Primär- und Sekundärwicklung eine nicht wesentliche Rolle spielt. Denn, wenn im Ersatzschaltbild nach Figi 1c die diese Streuung darstellende Induktivität L„ fortgelassen wird, bleibt noch immer ein Netzwerk mit drei Resonanz-

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• frequenzen übrig, für das alle oberistehend beschriebenen Betrachtungen nach wie vor gelten. Die Streuung zwischen der Sekundär- und der Tertiärwicklung in Fig. 1c durch die Induktivität L. dargestellt, spielt dagegen eine äusserst wichtige Rolle. Denn wenn die Kopplung zwischen der Sekundär- und Tertiärwicklung derart fest ist, dass im Ersatzschaltbild Lk durch, einen Kurzschluss ersetzt werden kann, können die Spannungen an den Kondensatoren C1, C2 und C3 nicht mehr unabhängig voneinander gegeben werden und es bleibt daher ein Netzwerk fünfter Ordnung mit einer Gleichstromlösung (durch L2 und L3) übrig. Das Netzwerk hat dann nur noch zwei Resonanzfrequenzen.

Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 Veicht darin vom Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 ab, dass die Parallelschaltung der Induktivität 16 und des Kondensators 17 einerseits zwischen dem oberen Ende der Primärwicklung 2 und andererseits dem Kondensator 13 und dem Kollektor des Transistors 12 liegt. Ein wesentlicher Vorteil dieser Schaltungsanordnung gegenüber den Schaltungsanordnungen nach Fig. 1 und 4 ist, dass die Tertiärwicklung 5 des Transformators vermieden werden kann. Für die Schaltungsanordnung nach Fig. 5 lässt sich ein vereinfachtes Ersatzschaltbild aufstellen, wie dies in Fig. 5a dargestellt ist. Darin stelle C1 den Kondensator 13 und

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die Ausgangskapazität des Transistors dar, .1/} und C3 die Induktivität 16, bzw. den Kondensator 17» L1 die übertragene Induktivität der Ablenkspulen 9 und die Linearitätskorrekturschaltung 10 sowie die Magnetisierungsinduktivität des Transformators, L2 die Streuinduktivität zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung und C2 die Streukapazität der Sekundärwicklung und die Eingangskapazität der Gleichrichterschaltung, alles zur Primärseite übertragen. Das Netzwerk nach Fig. 5a. ist ein Netzwerk sechster Ordnung mit drei Resonanzfrequenzen β/ , C und y . Für einen schwingungsfreien Hinlauf muss nicht am Anfang sowie am Ende des Rücklaufes gelten, dass der Strom durch L 3 und die Spannung an C3 Null sind, da der Sägezahnstrom, der durch L1 fliesst, zugleich durch L3 fliesst. Die Bedingungen für einen schwingungsfreien Hinlauf werden daher, dass am Anfang und am Ende des Rücklaufes:

1. der Strom durch L2 = 0 ist,

2. die Spannung an L2 = 0 ist, also die Spannung an C2 der Spannung an L1 entspricht,

3. der Strom durch L3 dem Strom durch L1 entspricht, also der Strom durch G3 gleich ist,

h. die Spannung an C3 und L3 sich zu der Spannung an L1 verhält wie die Induktivität» L3

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sich zur Induktivität L,l verhält.

Es stellt sich, heraus» dass diese vier· Anforderungen erfüXlt werden, wenn die obenstehenden Gleichungen (i und II) erfüllt sind, wobei i und i¹ wieder den Strom durch L1 bzw. den Differentialquotient dieses Stromes am Ende der Hinlaufzeit darstellen. Die Gleichungen (i) und (il) und daher zugleich die daraus hergeleitete Gleichung (ill) gelten allgemein als Bedingung für einen schwingungsfreien Hinlauf. Auch die Gleichungen (iV), (Vl) und (VIl), welche die Form des am Schalter SW auftretenden Rücklaufimpulses betreffen, haben eine allgemeine Gültigkeit bei einem Rücklaufnetzwerk mit drei Resonanzfrequenzen. Zum Schluss stellt es sich heraus, dass auch die Gleichungen (viii) und (IX) für jedes derartige Netzwerk gelten. Da die Ersatzschaltung aus Fig. 5a nur eine Nullübertragungsfrequenz aufweist, nämlich diejenige Frequenz, wobei L3 und C3 in Resonanz sind, gelten für diese Ersatzschaltungen auch die Glei-. chungen (x) (Xl) und (XIl).

Der Zusammenhang zwischen der Nullübertragungsfrequenz und den Frequenzen c< , ζ > Y > /^₁ und /C , der für die Schalttmg nach Fig. 1c durch die Gleichung (XIIl) gegeben wurde, ist jedoch verschieden. Dieser Zusammenhang wird für die Ersatzscheltung nach Fig, 5 a dadurch erhalten, dass für

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Q ² die höchste Tftirzel aus der nachfolgenden qua dratischen Gleichung in O ² gewählt wird:

₊y²

Werden mit Hilfe dieser Gleichung wieder in das I? — /j -Feld die Linien der konstanten Q und folg lich die Linien des konstanten S₁ und S bestimmt, so findet man das Feld aus Fig. 6. Wie ersichtlich ist, verlaufen im nicht schraffierten Teil dieses Feldes die Linien für S = -0,09, -0,1*4 und -0,17 ungefähr ebenso wie im Feld nach Fig» 3· Für einen optimalen sekundären Rücklaufimpuls werden also die /O₁- und A -Frequenzen auf etwa entsprechende Weise liegen.

Es sei bemerkt, dass, da V2 die Spannung an der Sekundärwicklung h darstellt, die Ersatzschaltung nach Fig. 5& nur richtig wäre, wenn die untere Seite der Sekundärwicklung unmittelbar mit Masse verbunden wäre. Da jedoch diese Unterseite mit der Oberseite des Kondensators 13 verbunden ist, wird im wesentlichen dem Gleichrichter die Spannung Y · = V₁ + NV_ zugeführt, wobei N das Ubersetzungsverhältnis des Transformators ist. Die Ersatzschaltung nach Fig. 5 wird dann im wesentlichen wie an-

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gegeben in Fig. 5b, wobei T einen idealen Transformator mit einem Ubertragungsfaktor N darstellt, da die Magnetisierungsinduktivität und die Streuinduktivität des Transformators bereits in Ll und L2 einbegriffen sind. Es dürfte einleuchten, dass, wenn N gegenüber 1 gross ist, der Rücklaufimpuls V1 praktisch keinen Einfluss auf den Ausgangsimpuls V2 · hat und der Ausgangsimpuls wird daher praktisch dieselbe Gestalt aufweisen wie der Impuls V2₀ Wenn N gegenüber 1 nicht gross ist, wie dies beispielsweise bei Röhrenschaltungen auftreten kann, wird der Anteil von V1 und V2· berücksichtigt werden müssen. Es stellt sich heraus, dass auch nun noch die Gleichungen (VIII) und (IX) ihre allgemeine Gültigkeit beibehalten, wenn im linken Glied von (VIII) statt V2, Vp' gelesen wird, und wenn O und S^ als die Nullübertragungsfrequenzen definiiert werden, wobei keine Energieübertragung zu den eigentlichen Ausgangsklemmen auftritt, also diejenigen Frequenzen, bei denen NV_p + V₁ = O ist. Das Schaltbild nach Fig. 5b hat zwei derartige Nullübertragungsfrequenzen. Falls N gegenüber 1 gross ist, liegt die erste Nullübertragungsfrequenz ( Ö ) sehr nahe bei der Resonanzfrequenz von L und C„, während die zweite ( (j ₁) wesentlich höher liegt.

Entsprechende Betreichtungen gelten, wenn

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beispielsweise in den Ausführungsbeispielen, nach. Fig. 1 und Fig. k die untere Seite der Sekundärwicklung k anstelle mit Masse mit der oberen Seite der Tertiärwicklung 5 verbunden ist. Die beiden Wicklungen h und 5 bilden dan zusammen praktisch eine Wicklung mit einer zum LC-Kreis 16, 17 führenden Anzapfung.

Ein Nachteil des Ausführungsb<sispiels nach Fig. 5 ist folgender. Infolge der im Rücklaufnetzwerk vorhandenen Verluste und Toleranzabweichungen ist ein völlig schwingungsfreier Hinlauf praktisch unverwirklichbar, Nun liegt in den Ausführungsbeispielen nach den Fig. 1 und k die Reihenschaltung
aus den Ablenkspulen, der Linearitätskorrekturschaltung und dem S-Kondensator über die Primärwicklung praktisch unmittelbar am Schalttransistor 12. Dies folgt noch deutlicher aus dem Ersatzschaltbild nach Fig. 1c, in dem die Induktivität L1 unmit telbar an den Schalter SW angeschlossen ist. Hinaufschwingungen, die im Teil L2, CZ, L3, C3 und iA auftreten, können die Ablenkspulen (L1) nicht erreichen, da L1 über den nun leitenden Schalter SW
und über die Speisespannungsquelle kurzgeschlossen ist. Dies ist jedoch beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 nicht der Fall; Hinlaufschwingungen, die am Resonanzkreis L3 > C3 auftreten, liegen ebenfalls
an L1 und damit an den Ablenkspulen. Dies ergibt

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unerwünschte Modulation der Ablenkung in der Wiedergaberöhre der Fernsehwiedergabeanordnung.

Diesen Nachteil gibt es, unter Vermeidung einer tertiären Transformatorwicklung, nicht im Ausführungsbeispiel nach Fig. 7· Dieses Ausführungsbeispiel zeigt denselben symmetrischen Aufbau wie Fig. k. Die Parallelschaltung aus der Induktivität 16 und dem Kondensator 17 ist jedoch mit dem Kondensator 13 in Reihe geschaltet während die Tertiärwicklung 5 fortgefallen ist. Fig. ka. zeigt das Ersatzschaltbild mit den wichtigsten wirksamen Netzwerkelementen. Wie ersichtlich, ist das Rücklaufnetzwerk ein Netzwerk sechster Ordnung, da sechs Induktivitäten und Kapazitäten vorhanden sind, und alle Kondensatorspannungen und Induktivitätsströme unabhängig voneinander gegeben werden können. Es gibt ausserdem keine Gleichstrom- oder Gleichspannungslösung, so dass das Netzwerk sechster Ordnung wieder drei Resonanzfrequenzen o( , £ und Y aufweist, für welche sämtliche gegebene Beziehungen (i) bis einschliesslich (IX) gelten. Das Netzwerk hat nur eine Nullübertragungsfrequenz O , nämlich diejenige Frequenz, wobei der durch C1, C3 und L3 gebildete Zweipol in Reihenresonanz ist, O _Q ² = — > so dass auch die Gleichungen (x), (xi) und (xil) gelten.

Der Zusammenhang zwischen q und den Fre-

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quenzen fl^ und Λ ₂ ist in diesem Fall sehr einfach, da die Reihenresonanzfrequenz des Zweipols CT, C3_t L3 zugleich eine der beiden Nullimpedanzfrequenzen an den Eingangsklemmen ist, also fo = /^₁ oder O = fi ₂· Da es^:, wie obenstehend erwähnt, für einen Rücklaufimpuls V„ mit einem breiten und flachen Dach notwendig ist, dass Q zwischen S und V liegt und da weiter /5 ₁ niemals und jj immer zwischen <und y liegt, folgt, dass für ■6 gilt^; Q = Λ .

Die Linien der konstanten O und folglich

des konstanten S₁ und S_? im /O. -/^₂-FeId sind daher horizontale gerade Linien. In Fig₀ 8 ist dieses Feld mit der Lage der Linien dargestellt wobei S₁ -0,09. -0»14 bzw. -0,17 ist.

Aus der Netzwerktheorie ist es bekannt, dass der durch C1, C3 und L3 gebildete Zweipol durch ein äquivalentes Netzwerk ersetzt werden kann, das die Reihenschaltung aus L3 und C1 und parallel zu dieser Reihenschaltung den Kondensator G3 enthält. Die Werte der Anteile sollen dabei entsprechend geändert werden. . -

Der Kreis 16-17 kann anstelle mit. dem Kondensator 13, wie Fig. 7 zeigt, mit den Ablenkspulen in Reihe geschaltet werden, wobei das />.. - /> „-Feld aus Fig. 8 nach wie vor gilt. Eine derartige Schaltungsanordnung weist jedoch wieder den Nachteil auf,

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dass etwaige restliche Hinlaufschwingungen an den Ablenkspulen auftreten.

Wie bereits obenstehend erwähnt, ist es praktisch unmöglich, vollständige und genaue Bemessungsregeln für die einzelnen Schaltungselemente zu geben, die zu den obenstehenden Frequenzwerten führen. In der Praxis wird man daher durch Änderung der einzelnen Schaltungselemente zur richtigen Bemessung gelangen, insbesondere durch die Wahl der Anzahl Windungen der Transformatorwicklungen, die Wicklungsart dieser Wicklungen, wodurch die Streukapazität sowie die gegenseitigen Streuinduktivität derselben innerhalb gewisser Grenzen beeinflusst werden können, die Wahl der einzelnen Anzapfungen sowie die Induktivität s- bzw. Kapazitätswerte der an den Transformator angeschlossenen Reaktanzen. Einen Leitfaden dabei können die nachfolgenden Betrachtungen bilden:

1. Wenn in allen gegebenen Ausführungsbedspielen der Parallel-LC-Kreis 16—17 kurzgeschlossen wird, entsteht immer ein Netzwerk mit nur zwei wichtigen Resonanzfrequenzen, von denen die eine nahezu gleich οζ. ist und die andere zwischen £ und V liegt. Das Netzwerk mit dem kurzgeschlossenen LC-Kreis wird also zunächst derart bemessen werden, dass die erste der zwei auftretenden Resonanzfrequenzen etwa gleich o( ist und die zweite zwischen ζ_ und y liegt; danach

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- k3 - .

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wird der LC-Kreis angeordnet, der derart abgeregelt wird, dass ein schwingungsfreier Hinlauf; sowie ein Rücklaufimpuls V„ mit breitem und flachem Dach entsteht.

2. Die Frequenz yt wird in den meisten Fällen nahezu gleich — sein. Diese Fre-

L1 (C1 + C2)

quenz wird also in erster Annäherung durch die Induktivität der Ablenkspulen mit der Linearitätskorrekturschaltung, durch die Stelle der Anzapfung der Primärwicklung, an welche diese Elemente angeschlossen sind, sowie durch die Summe der primären Abstimmkapazität 13 und der mit dem Quadrat des Transformationsverhältnisses des Transformators multiplizierten Streukapazität der Sekundärwicklung und der Gleichrichterschaltung bestimmt.

3. Die bei Punkt 1. erwähnte, bei kurzgeschlossenem LC-Kreis auftretende zweite Resonanzfrequenz wird in hohen Masse durch die Reihenschaltung aus C1 und C2 und durch die Streuinduktivität (L2 parallel zu L*i in Fig. 1c und L2 in Fig. 5a, 5b und Ja) bestimmt. Da diese zweite Resonanzfrequenz zwischen den letzten Endes gewünschten Werten von C und yliegen muss und es sich dabei um ziemlich hohe Frequenzen handelt, bedeutet dies, dass die Streuinduktivität zwischen der Primär- und Sekundärwicklung (in Fig. 1 und k im wesentlichen die Streu-

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induktivität zwischen der Tertiär- und Sekundärwicklung) sowie die Sekundärwindungskapazität ziemlich niedrig gehalten werden müssen. In den Ausführungs— beispielen nach Fig. 1 und k werden daher die Sekundär- und Tertiärwicklungen vorzugsweise übereinander auf den Transformatorkern gewickelt werden, während dies in den Ausführungsbeispielen nach Fig. 5 und 7 mit dem Primär- und den Sekundärwicklungen der Fall ist. Die Streukapazität der Sekundärwicklung kann niedrig gehalten werden, indem diese Wicklung schmal und hoch aufgewickelt wird; diese Massnahme erhöht jedoch die Streuinduktivität mit den übrigen Wicklungen, so dass dafür ein Kompromis gefunden werden muss. Wenn eine spannungsvervielfachende Gleichrichterschaltung verwendet wird, ist die Windungszahl der Sekundärwicklung und damit die Streuinduktivität sowie die Streukapazität dieser Wicklung kleiner. Die Bemessung wird damit wesentlich einfacher. Ein Nachteil eines derartigen Spannungsvervielfachers ist jedoch, dass der Hochspannungs-R. dadurch erhöht wird.

Zum Schluss sei auf folgendes hingewiesen. B»i den erfindungsgemäfl«en Generatoren erfüllen die drei Resonanzfrequenzen Q^ , £. und V des Rücklaufnetzwerkes wenigstens nahezu die Gleichung (ill) für K= 1,5 bzw. 7· Die niedrigste Resonanzfrequenz

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£>( wird in praktischen Fällen immer die Gleichung (ill) für K = 1 erfüllen. Es ist jedoch nach wie vor möglich, die drei Resonanzfrequenzen die Gleichung , (ill) erfüllen zu lassen für K= 1,3 und 5 oder ,1,3 ■ und 7· Auch hier lässt sich ein schwingungsfreier Hinlauf verwirklichen. Es stellt sich jedoch heraus, dass für einen breiten und flachen Sekundär-Rücklaufimpuls in den Fallen 1, 3» 5 und 1, 3, 7 die niedrigste Nullübertragungsfrequenz wesentlich niedriger liegen muss als im Falle 1, 5, Ί und zwar, niedriger als die zweite Resonanzfrequenz. Dies führt in der ,; Praxis zu nicht realisierbaren Schaltungsanordnungen. Wohl ist beispielsweise ein 1, 3» 5-*Generator mög- · lieh mit einem in ausreichendem. Masse schwingungs- ■ freien Hinlauf, wobei jedoch die Nullübertragungsrfrequenz(en) nicht optimal liegen. Der Sekundär-Rücklauf impuls hat dadurch eine viel weniger breites-Dach als bei den erfindungsgemässen Sehaltunganordinungen. Der.Hochspannungs—R. wird bei einer derartigen Schaltungsanordnung kaum niedriger s.ei.n. al-5:·■.-... bei den bekannten Schaltungsanordnungen, wobei nur zwei Resonanzfrequenzen vorhanden.sind. .

. ■ . Theoretisch ist es auch möglich,; von einer erf indungsgemässen Schaltungsanordnung mit. Hilfe . . ■■-noch mehrerer, gegebenenfalls parasitärer Reaktanzen ein Netzwerk.von minimal achter Ordnung herzustellen

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- k6 -

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mit vier oder mehr Resonanzfrequenzen, von denen die vierte die Gleichung (ill) erfüllt für z.B. K= 9 oder 11. Es stellt sich jedoch heraus, dass eine derartige hohe Resonanzfrequenz kaum noch einen Einfluss auf die Form der Rücklaufimpulse ausübt und ausserdem sich praktisch nicht mehr festlegen lässt, da die Induktivitäten und/oder Kapazitäten, die zu diesen zusätzlichen Resonanzfrequenzen führen, sehr klein sind.

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Claims

- hl -

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Patentansprüche;

M .y Rücklaufhochspannungs- und Säge ζ ahn stromgenerator, insbesondere für eine Fernsehwiedergabeanordnung mit Schaltmitteln, die periodisch während einer Rücklaufzeit 'T" nicht leitend und während einer Hinlaufzeit T- "^" leitend sind und mit einem Netzwerk mit an die Schaltmittel angeschlossenen Eingangsklemmen, wobei das Netzwerk einen Transformator enthält mit mindestens einer Primärwicklung mit gegebenenfalls einer oder mehreren daran angeschlossenen Spulen, über die während der Hinlaufzeit der genannte Sägezahnstrom fliesst, sowie mit einer Sekundärwicklung, an welche eine Gleiehrichterschaltung zum Erzeugen der genannten Hochspannung aus den in der Rücklaufzeit an der Sekundärwicklung auftretenden

Spannungsimpulsen angeschlossen ist, welches Netzwerk auch infolge der zwischen den Transformatorwicklungeri vorhandenen Streuinduktivität während der Rücklaufzeit eine erste Resonanzfrequenz f ν aufweist, die wenigstens nahezu dem nachfolgenden Ausdruck entspricht :

wobei K= 1 und S ein Korrekturfaktor ist, der der relativen Verringerung der Neigung des Sägezahnstromes am Ende der Hinlaufzeit gegenüber dieser Neigung in

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der Mitte der Hinlaufzeit entspricht, sowie eine zweite Resonanzfrequenz fr , die wenigstens dem genannten Ausdruck für K= 5 entspricht, dadurch gekennzeichnet, dass im genannten Netzwerk weitere^ die Grössenordnung des Netzwerkes während der Rücklaufzeit derart auf minimal 6 erhöhend? Reaktanzen vorhanden sind, dass das Netzwerk eine dritte Resonanzfrequenz f y aufweist, die dem obengenannten Ausdruck für K = 7 wenigstens nahezu entspricht.
2. Rücklaufhochspannungs- und Sägezahnstromgenerator, nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass für die beiden zwischen f,y und f£ und zwischen fr und f y liegenden Frequenzen f.. und f „, wobei die Impedanz des Netzwerkes an der Eingangsklemme minimal ist, gilt:

^f- - ^f- ' , ^f2 -
3· Rücklaufhochspannungs- und Sägezahnstromgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das genannte Netzwerk mindestens eine Nullübertragungsfrequenz aufweist, wobei die Energieübertragung von den Eingangsklemmen zur Gleichrichterschaltung wenigstens nahezu Null ist, und dass die niedrigste Nullübertragungsfrequenz f derart zwischen fr und f \/ liegt, dass das Verhältnis

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^(fo - *£

(f² _o - M²) (fy ² - f<f²)

grosser als 9$ und kleiner als 17$ ist.
4. Rücklaufhochspannungs- und Sägezahnstromgenerator nach Anspruch 1, wobei der Transformator eine Tertiärwicklung enthält und wobei die Schaltmittel und ein Abstimmkondensator an die Primärwicklung angeschlossen sind, dadurch gekennzeichnet, dass die Tertiärwicklung über einen Parallel-LC-Kreis an die Primärwicklung angeschlossen ist,
und dass das Netzwerk, wenigstens auch infolge der Induktivität der genannten Spulen, der Kapazität des Abstimmkondensators, der Streukapazität der Sekundärwicklung und der Gleichrichterschaltung, der Induktivität und der Kapazität des genannten Parallel-LC-Kreises und der Streuinduktivität zwischen der Sekundär- und Tertiärwicklung ein Netzwerk minimal sechster Ordnung mit den genannten drei Resonanzfrequenzen bildet.
5. Rücklaufhochspannungs- und Sägezahnstromgenerator nach Anspruch 1, wobei ein Abstimmkondensator über eine Verbindung der Primärwicklung des Transformators verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass ein Parallel-RC-Kreis in die genannte Verbindung
aufgenommen ist, und dass das Netzwerk, wenigstens

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auch infolge der Induktivität der genannten Spule, der Kapazität des Abstimmkondensators, der Streukapazität der Sekundärwicklung und der Gleichrichterschal tung, der Induktivität und der Kapazität des genannten Parallel-LC-Kreises und der Streuinduktivität zwischen der Primär- und Sekundärwicklung ein Netzwerk minimal sechster Ordnung mit den drei genannten Resonanzfrequenzen bildet.
6. Rücklaufhochspannungs- und Sägezahnstromgenerator nach Anspruch 5» dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltmittel über die Reihenschaltung aus dem genannten Abstimmkondensator und dem Parallel-LC-Kreis geschaltet sind.

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