DE1805499B2 - Schaltungsanordnung zum erzeugen einer hochspannung insbe sondere in einem fernsehempfaenger - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer Hochspannung, insbesondere in einem Fernsehempfänger mit Schaltmitteln zum periodischen Unterbrechen eines Stromes, der einer Induktivität, der gegebenenfalls eine Ablenkspule einer Wiedergaberöhre parallelgeschaltet sein kann, zugeführt wird, wobei die beim Unterbrechen jenes Stromes an der Spule auftretende Spannung mittels eines Transformators herauftransformiert und einem Belastungskreis zum Erzeugen einer hohen Gleichspannung zugeführt wird, und wobei die gesamte Sreuinduktivität des Transformators zwischen der Primär- und der Hochspannungssekundärwicklung derart gewählt ist, daß sowohl im Augenblick der Unterbrechung als auch im Augenblick, wo sich der Stromzuführungskreis wieder schließt, der Strom durch die Streuinduktivität und der zeitliche Differentialkoeffizient jenes Stromes dadurch Null ist, daß von dem durch die Parallelschaltung der Primärinduktivität und der Kapazität des Transformators und die Reihenschaltung der Streuinduktivität mit der dazu parallel wirksamen Kapazität und die gesamte Sekundärkapazität gebildeten Netzwerk die zwei Kreisfrequenzen für Parallelresonanz, α, die Grundharmonische, und γ, die höhere Harmonische der Beziehung

zweiten höheren Kreisfrequenz γ, der höheren Harmonischen, auftreten (vgl. die Formeln 13.1-24 auf S. 453 des erwähnten Buches »Televisie«). Berücksichtigt man die weiteren, eingangs erwähnten Bedingungen dafür, daß am Ende des Rückschlages keine Energie im Kreis L₂, C₂ enthalten ist und somit Störschwingungen am Anfang der Zeile vermieden werden, so erhält man zusätzliche Bedingungen, mit

denen sich schließlich für das Verhältnis —

. α

ΐ-

ί-ζ

1-

(2K+iy

■ ζ

ί-Ζ

(2K + 1)' ergibt. Dieses Verhältnis — ist entsprechend dem

vor der eckigen Klammer stehenden Faktor für verschiedene ganzzeilige Werte von K ungeradzahlig und entsprechend den in der eckigen Klammer stehenden Klammer stehenden Größen stets etwas kleiner als einer ganzen ungeraden Zahl entsprechen würde; so erhält man unter üblichen Bedingungen mit einem Anteil ζ an der ganzen Zeilenperiode von 20% bei der 3. Harmonischen (K = 1) ein Verhältnis von 2,83 und bei der 5. Harmonischen ein Verhältnis von 4,56.

Für die Sekundärspannung V_c3, die der unbelasteten Sekundärspannung am Kondensator C₃ entspricht, läßt sich deren Verlauf nach der Formel

V_C3 = A sin {at-φ)-B sin {γί-Ψ)

nahezu entsprechen, in der ζ das Verhältnis zwischen der Dauer der Stromunterbrechung und der Dauer der Periode ist und die Konstante K = gerade, d. h. 2, 4, 6 (was etwa der 5., 9. bzw. 13. Harmonischen entspricht) usw. gewählt ist.

Eine derartige Schaltung ist aus der deutschen Patentschrift 977 115 bekannt und im Buche »Televisie« von F. Kerkhof und W. Werner, Teil 1, 3. Auflage, 1963, insbesondere S. 452 bis 462, eingehend beschrieben worden.

Dabei kann man eine Ersatzschaltung gemäß F i g. 3 zugrunde legen, bei der über einen im Hinlaufintervall der Zeilenablenkung periodisch betätigen Schalter S eine Spannungsquelle angelegt wird an ein Netzwerk, das in F i g. 3 als auf die Primärseite transformiert dargestellt ist und aus der Parallelschaltung eines Kondensators C₁ und einer Spule L₁ besteht, die im wesentlichen die primärseitige Transformatorinduktivität und die dort wirksame Streukapazität darstellen und denen die Reihenschaltung eines der (transformierten) sekundärseitigen Kapazität C₃' mit der Parallelschaltung der Streuinduktivität L₂ und der zu ihr parallel wirksamen Streukapazität C₂ parallel liegt. In dieser Ersatzschaltung sind die auftretenden Verluste nicht berücksichtigt; diese Näherung hat sich als zulässig erwiesen. Jedoch ist durch die Diode D und die Parallelschaltung eines Kondensators C₄ und eines verschiedene Werte annehmenden Widerstandes R die schwankende, in dieser Schaltung ebenfalls auf die Primärseite transformiert gedachte Belastung durch den Hochspannungsgleichrichter angedeutet.

Wenn diese Belastung unberücksichtigt bleibt (Leerlauf, Widerstand R unendlich groß), läßt sich zeigen, daß im Netzwerk (bei geöffnetem Schalter S) Parallelresonanzen bei einer ersten niedrigeren Kreisfrequenz a, der Grundharmonischen, und bei einer berechnen. Diese besteht somit aus einem Anteil mit der Frequenz der Grundschwingung α und dem Amplitudenfaktor A und einem Anteil mit der Frequenz der höheren Harmonischen γ und dem Amplitudenfaktor B. Die Phasenwinkel φ und Ψ sind dabei so, daß beide Schwingungen symmetrisch zur Mitte des Rückschlagintervalls liegen.

Für die Amplitudenfaktoren A und B erhält man nach weiterer Ausrechnung:

A =

E	δ2(/	— a	2)
sin	α2(δ2	Ct	2)
E	— γ	2)

sin δ²(γ²-α²)

wobei E die Spannung einer Spannungsquelle 22 ist, die über einen Schalter S periodisch an das Netzwerk angelegt wird, und <5 die Parallelresonanzfrequenz des aus der Streuinduktivität L₂ und der Streukapazität C₂ gebildeten Parallelresonanzkreises ist, so daß gilt:

<5 = TFf=F^- (5)

Zwischen den Parallelresonanzfrequenzen ο und γ liegt weiter eine Serienresonanzfrequenz ß, für die gilt:

1/L₂(C₂-HC₃)

(5 a)

Aus der deutschen Patentschrift 767 678 (F i g. 2) ist es bekannt, daß man eine Abflachung des Scheitels und damit eine Verringerung des Innenwiderstandes der aus dieser Spannung durch Spitzengleichrichtung gewonnenen Hochspannung erreichen kann, wenn dem Rückschlagimpuls, der etwa einer Sinus-

halbwelle entspricht, drei Halbschwingungen einer genau auf die 3. Harmonische abgestimmten Schwingung überlagert wird. In der bekannten Schaltung nach der deutschen Patentschrift 977 115 ist jedoch die Phasenlage zwischen Grundschwingung und der höheren Schwingung derart, daß sich die Scheitel in der Mitte des Rückschlagintervalls addieren und somit eine Anhebung der Spitze, nicht aber eine Abflachung erhalten wird.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß bei einer Abstimmung auf andere höhere Harmonische unter Beibehaltung der Störungsfreiheit am Hinlaufanfang eine Abflachung des Hochspannungsimpulses und damit eine Verminderung des Innenwiderstandes der Gleichrichterschaltung erhalten werden kann, wobei das richtige Amplitudenverhältnis zwischen Grundschwingung und Oberwelle durch Abstimmung der Parallelresonanzfrequenz <5 erhalten werden kann.

Dies wird erreicht, wenn gemäß der Erfindung zur Erhaltung eines möglichst geringen Innenwider-Standes R₁ für den Hochspannungskreis eine mit der Sekundärwicklung 6 stark gekoppelte Wicklung 6' an einen Teil 5' der Primärwicklung 5 angeschlossen . ist, wobei in diese Verbindung ein Kondensator 21 oder eine Induktivität 20 oder eine Parallelschaltung beider Elemente aufgenommen ist, und daß die gegebenenfalls durch die Induktivität 20 mit bedingte Streuinduktivität L₂ und die zu dieser parallel wirksame Kapazität C₂, deren Wert gegebenenfalls auch durch den Kondensator 21 bedingt ist, derart dimensioniert sind, daß das Verhältnis zwischen der Kreisfrequenz δ der Parallelresonanz der genannten Streuinduktivität L₂ mit der zu dieser parallel wirksamen Kapazität C₂ und der Kreisfrequenz α Werte aufweist, die zwischen einer um

± _S 0,95]/?
α Va

+ 1

herumliegenden unteren Grenze und einer um

40

45 herumliegenden oberen Grenze liegen.

Besonders günstige Ergebnisse erhält man dann, wenn in der Mitte des Rückschlagintervalls sich möglichst wenig Energie auf der Primärseite des Transformators, insbesondere auf dem Kondensätor C₁, befindet, weil dann die Spannung am sekundärseitigen Kondensator C₃ besonders hoch ist; dies wird erreicht, wenn die Serienresonanzfrequenz β möglichst nahe bei der Kreisfrequenz γ für die höhere Harmonische liegt. Bei einem Rückschlagverhältnis von ζ = 0,20 bei den für K = 2 folgenden

Wert von — = 4,56 ist wenigstens annähernd

= 7,05

= 4,24.

60

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 eine erste Ausführungsform der Schaltung, die mit einer Reihen-Spardiode versehen und mit Röhren bestückt ist,

65 F i g. 2 eine zweite Ausführungsform der Schaltung, die mit einer Parallel-Spardiode versehen und mit Halbleitern bestückt ist,

F i g. 3 eine Ersatzschaltung zu denF i g. 1 und 2,

Fi g. 4 eine mögliche Ausführungsform des Transformators, wie dieser in den Schaltungen nach F i g.l und 2 verwendet wird,

Fig. 5 die impulsförmige Spannung V_C3, die an der Sekundärwicklung des Transformators beim Unterbrechen des Stromes auftritt,

F i g. 6 diese impulsförmige Spannung V_C3 bei zwei verschiedenen Bemessungen des Transformators; diese Figur dient zugleich zur Erläuterung der Tatsache, daß infolge der genannten Bemessung ein kleiner Hochspannungs-i?; erzielbar ist,

Fig. 7 die impulsförmige Spannung V_C1, die an der Primärwicklung des Transformators während der Unterbrechungszeit des Stromes auftritt,

F i g. 8 bis 11 verschiedene Kurven^ die die Größe der erzeugten hohen Gleichspannung V_h abhängig von der Leerlaufspannung V_h0 als Funktion des Strahlstromes i_s durch die Wiedergaberöhre angibt, deren Endanode mit dieser hohen Gleichspannung V_h gespeist wird,

Fig. 12 eine Kurve, die den Verlauf der primären Spitzenspannung V_C1 bei der sogenannten »5-Harmonischen-Abstimmung« gegenüber der primären Spitzenspannung V₁ bei einer 1-Harmonischen-Abstimmung als Funktion verschiedener Bemessungen des Transformators angibt,

Fig. 13 eine Kurve, die die Abhängigkeit der Streuinduktivität L₂ zwischen der Primär- und Sekundärwicklung des Transformators von der primären Selbstinduktion L₁ als Funktion verschiedener Bemessungen des Transformators angibt,

Fig. 14 eine Kurve, die die Sekundärkapazität C₃ in Abhängigkeit von der Primärkapazität C₁ als Funktion verschiedener Bemessungen des Transforformators angibt,

Fig. 15a den Transformator an sich mit zugeschalteter Kapazität C_p zur Erhaltung der erforderlichen Kapazität C₂, die parallel zur Streuinduktivität L₂ wirksam ist,

Fig. 15b die Ersatzschaltung des Transformators mit zugeschalteter Kapazität C_p nach Fig. 15a und

Fig. 16 eine andere Schaltung, die angibt, wie nach einem weiteren Prinzip der Erfindung die Kapazität C_p zugeschaltet werden muß.

Zuvor sei bemerkt, daß die in der nachfolgenden Beschreibung verwendeten Symbole dieselben sind wie die, die im Buch »Televisie« verwendet worden sind.

Fig. 1 zeigt eine Schaltung zur Erzeugung des Zeilenablenkstromes für eine Fernsehwiedergaberöhre. Darin ist 1 die Zeilenausgangsröhre und 2 die Serienspardiode, die beide an den mit einem Kern 4 einer Primärwicklung 5, deren Teilwicklung 5' zwischen den Anschlußpunkten der Kondensatoren 19 und 8 liegt, einer Sekundärwicklung 6 und einer mit der Sekundärwicklung 6 stark gekoppelten Wicklung 6' versehenen Zeilenaüsgangstransformator 3 angeschlossen sind. An die unteren Windungen der Primärwicklung 5 ist über einen Kondensator 60 die Zeilenablenkspule 7 angeschlossen. Zwischen den beiden Teilen der Wicklung 5 befindet sich der sogenannte Boosterkondensator 8. An die Primärwicklung ist weiter eine über einen Kondensator 10 geerdete Diode 9 angeschlossen. Dem Verbindungspunkt des Kondensators

5 6

10 mit der Diode 9 wird die Fokussierspannung F ent- nach F i g. 2 wird der Gleichspannungsquelle 22

nommen, die der Fokussierelektrode der Wieder- entnommen.

gaberöhre 11 zugeführt wird. In F i g. 3 ist die Ersatzschaltung der Schaltungen Die Ausgangspentode 1 wird mittels eines sägezahn- nach den F i g. 1 und 2 dargestellt. Dabei ist 22 förmigen Steuersignals 12 gesteuert, das über einen 5 wieder die Gleichspannungsquelle, welche die Speise-Kondensator 13 dem Steuergitter der Röhre 1 züge- spannung für die Schaltung liefert. Der Schalter S führt wird. An die Primärwicklung 5 ist weiter die ist der Ersatz entweder für die Pentode 1 mit der Parallelschaltung eines Kondensators 14 und eines Serienspardiode 2 oder für den Transistor 1' mit der Widerstandes 15 angeschlossen, die von der Primär- Parallel-Spardiode 2'. Weiter zeigt F i g. 3 die gewicklung 5 dem Regelkreis 16 eine Steuerspannung io samte an der Primärseite wirksame Selbstinduktion L₁ zuführen, welcher Regelkreis über den Gitterableit- und Kapazität C₁. Die Streuinduktivität ist durch L₂ widerstand 17 dem Steuergitter der Röhre 1 eine und die dazu parallel wirksame Kapazität durch C₂ Regelspannung zuführt, so daß diese Röhre auf be- dargestellt. Die Belastungskapazität ist in F i g. 3 kannte Weise gesteuert werden kann. Somit läßt mit C₃ angegeben, und von dort führt die Hochsich die Pentode 1 zusammen mit der Serienspar- 15 spannungsdiode D zum Belastungskreis, der durch diode 2 und dem Regelkreis 16 als eine Spannungs- einen veränderlichen Widerstand R und einen festen quelle betrachten, die jedenfalls versuchen wird, die Kondensator C₄ dargestellt ist. Sowohl der Wider-Ablenkenergie möglichst konstant bzw. die Schwan- stand R als auch die Kapazität C₄ werden im wesentkungen innerhalb angemessener Grenzen zu halten. liehen durch die Wiedergaberöhre 11 gebildet. Die Beispielsweise kann wieder das an sich bekannte 20 Tatsache, daß der Widerstand R veränderlich ist, ist Prinzip angewandt werden, daß die relative Schwan- auf die Tatsache zurückzuführen, daß der durch kung des Ablenkstromes I_d der halben relativen die Wiedergaberöhre 11 fließende Strahlstrom i_s so-Schwankung der Hochspannung V_h gemäß der Glei- wohl von der Leuchtdichteeinstellung als auch vom chung steuernden Videosignal abhängig und somit Schwan- Ai I AV ²5 kungen ausgesetzt ist.

= -=—^A Die Diode D ist nur während eines Teils des Auf-

^{d h} tretens der Impulse leitend, und somit dürfte es

gleich ist. einleuchten, daß der Wert des Kondensators C₄ teil-

■- Auch im letzteren Fall wird ein -möglichst geringer weise dem Wert der Kapazität C₃' zugefügt werden

Hochspannungs-Innenwiderstand äußerst wichtig sein, 30 muß. Die in den nachfolgenden Berechnungen ge-

da in diesem Fall die Schwankungen A V_h möglichst nannte Kapazität C₃ ist somit die insgesamt wirksame

klein sind. Wie in der Einleitung bereits erwähnt, Kapazität des Hochspannungsbelastungskreises.

liegt die Ursache der genannten Schwankungen A V_h In der Ersatzschaltung nach F i g. 3 sind die bei

in der Gegenwart der Impedanz zwischen der Primär- geöffnetem Schalter S auftretenden Verluste nicht

wicklung 5 und der Sekundärwicklung 6, welche 35 berücksichtigt. Es hat sich jedoch herausgestellt, daß

Impedanz in F i g. 3 durch die Streuinduktivität L₂ eine derartige Näherung durchaus zulässig ist.

mit der zu dieser parallel wirksamen Kapazität C₂ dar- In Fig. 5 ist der Verlauf der Grundharmoni-

gestellt ist. sehen α als Funktion der Zeit t während der Rück-

Die erforderliche hohe Gleichspannung für die laufzeit t_s (Dauer der Unterbrechung des Stromes)

Endanode wird dadurch erhalten, daß die Impulse, 40 durch die Kurve at dargestellt. Die Amplitude A

die während des Unterbrechens des Stromes an der dieser Schwingung ist durch Formel (3) gegeben.

Primärwicklung auftreten, weil dann sowohl die Der Verlauf der höheren Harmonischen γ als

Pentode 1 als auch die Diode 2 gesperrt sind, mittels Funktion der Zeit t während der Zeit t_s zeigt die

der Sekundärwicklung 6 herauftransformiert und Kurve γί, deren Amplitude B durch Formel (4) ge-

danach durch die Hochspannungsdiode D gleichge- 45 geben ist.

richtet werden, welche gleichgerichtete Spannung Gemäß Formel (2) ist in Fig. 5 weiterhin die der Endanode 18 der Wiedergaberöhre 11 zugeführt Sekundärspannung F_C3 bei unbelasteter Hochspanwerden kann, nung {R = Unendlich) für K = 2 dargestellt, d.h. Weiter ist aus F i g. 1 ersichtlich, daß der Teil 5' der für die sogenannte 5. Harmonische Abstimmung oder Primärwicklung 5 unmittelbar mit der sekundär- 50 mit anderen Worten, wenn die höhere Harmonische γ seitigen Wicklung 6' gekoppelt ist, und zwar einer- gemäß Formel (1) etwa das Fünffache der Grundseits mittels eines großen Kondensators 19 und harmonischen α ist.

andererseits mittels eines aus einer einstellbaren Die Erfindung bezweckt nun auf Grund der in der

Induktivität 20 und einem veränderlichen Konden- Einleitung genannten ersten Erkenntnis, der Span-

sator 21 bestehenden Parallelschaltung. Die Bedeu- 55 nung V_C3 eine möglichst flache Spitze zu geben,

tung der Verbindung über die Teile 19, 20 und 21 Dies ist nur möglich, wenn K gerade gewählt wird,

von Teil 5' der Primärwicklung 5 zur sekundär- d. h. 2,4, 6 usw. Denn K = ungerade, d. h. 1, 3, 5 usw.,

seitigen Wicklung 6' wird im nachfolgenden noch weist die höhere harmonische Schwingung γ bei

erläutert. 1/2 t_s, d. h. in der Mitte der Rücklaufzeit, immer

Die Schaltung nach F i g. 2, in der entsprechende 60 eine positive Spitze auf. Daraus geht hervor, daß,

Teile möglichst der Fig. 1 entsprechend numeriert wenn K ungerade ist, immer in der Mitte der

sind, weicht nur darin von der Schaltung nach Rücklaufzeit t_s etwas zur Grundharmonischen addiert

Fig. 1 ab, daß nun nicht eine Serienspardiode, wird (in der Mitte erhält man also den Wert (A + B),

sondern eine Parallel-Spardiode 2' verwendet ist, und auf beiden Seiten dieses Zeitpunktes wird,von der

während die Pentode 1 durch einen Transistor 1' 65 Grundharmonischen etwas abgezogen. Es ist somit

ersetzt worden ist. Dadurch ist die Konfiguration der unmöglich, wenn K ungerade ist, die Spannung V_C3

Schaltung nachF ig. 2 etwas anders als die nach möglichst flach zu ziehen. Dies ist aber wohl möglich,

Fig. 1. Die Speisespannung für die ganze Schaltung wenn K gerade gewählt wird. Denn in diesem Fall

wird gerade in der Mitte (1/2 t_s) die Amplitude A der Grundharmonischen verkleinert und auf beiden Seiten derselben vergrößert.

Diese Verkleinerung in der Mitte darf jedoch nicht zu weit gehen, da sonst durch Vergrößerung auf beiden Seiten dieser Mitte wieder Spitzen entstehen, wie inFig. 5 dargestellt ist. Die Hochspannungsdiode D würde dann auf den ersten Impuls ansprechen, und da es sich um eine gedämpfte Schwingung handelt, würden auch die anderen Spitzen herabsinken. Gegenüber dem Zustand, wo die Spitze in der Mitte liegt, hätte man somit keine Verbesserung erhalten.

Nach der zweiten Erkenntnis der Erfindung ist es

nun möglich, mittels des Verhältnisses — der Amplitude A der Grundharmonischen einen derartigen Wert zu geben gegenüber dem Wert der Amplitude B der höheren Harmonischen, daß tatsächlich der obengenannte flache Verlauf erhalten wird.

Dies läßt sich wie folgt darlegen.

Aus der Gleichung (2) geht hervor, daß für (at —φ) und iyt-ψ) = 90°, d.h. für die Mitte 1/2t_s der Rücklaufzeit t'_s die Spannung V₀₃ einen minimalen Wert aufweist, der durch

V_C3 = A-B

(6)

gegeben ist.

Extreme Werte treten auf, wenn der erste zeitliche Differentialquotient der Spannung V_C3 Null ist. Somit gilt

" ■ = Aa COS (at-φ) - Βγ COS (γί- Ψ)=0. (7)

Daraus folgt:

35

COS {at —φ)
COS (γί— Ψ)

Βγ

Aa "

Wie aus F i g. 5 hervorgeht, treten im Zeitintervall t_s drei extreme Werte auf, oder mehr wenn K = 4,6 .... Diese Extremwerte werden zusammenfallen, also nur eine Spitze bilden, wenn auch der zweite zeitliche Differentialquotient Null wird. Also

45 d²F_C3

und — = — , wird dann gefunden

(9)

Setzt man den dafür gefundenen Wert von — = 4,56

in die Gleichung (9) ein, so findet man — = 5,14.

In Fig. 6a ist für diesen Fall die Sekundärspannung V_C3 durch 23 angegeben. Zugleich ist in

dieser Figur die Kurve at für die erste harmonische Abstimmung dargestellt, wobei für α der zu ζ = 0,20 und dem C. C. I. R.-System von 625 Bildzeilen gehörende Wert von

a = 2,69 · 10⁵ Hz

(fa = die Zeilenrücklauffrequenz, und selbstverständlich gilt α = 2 π fa) gewählt worden ist. Aus dieser Fig.'6a geht zugleich' der durch Verringerung des Hochspannungs-Innen Widerstandes erzielte Gewinn hervor. Denn bei Leerlauf ist die erzeugte Leerlaufspannung V_h0, wenn reine erste harmonische Abstimmung angewandt würde, gleich A. Nimmt die Belastung zu, d.h., der Strahlstrom i₅ durch die Wiedergaberöhre 11 nimmt zu, oder R (F i g. 3) wird kleiner, so muß die Diode D während der Zeit T₁, Strom führen, und die Spannung sinkt von V_h0^ A SLUtV₁₁-^(A-B)'.

Wird jedoch fünfte harmonische Abstimmung angewandt, so sieht man, daß die Leerlaufspannung V_h0 durch A-B gegeben ist und daß die Hochspannung nur auf einen dem Wert (A-B)' entsprechenden Wert V_h sinkt.

Um dies und jenes näher zu erläutern ist in F i g. 8 das gemessene Verhältnis der belasteten Hochspannung V₁, gegenüber der Leerlaufspannung

'AO

\v_M)

_df*-= -Aa² sin (at-φ) + Bγ² sin (ί-Ψ) = 0. (8)

Dies kann nur an derselben Stelle, an der auch das Minimum auftritt, auftreten, d. h. für α t — ψ — 90° ηηάγί-ψ = 90°.

Daraus folgt mit der Gleichung (8)

Aa² = Βγ².

Mit Hilfe dieser letzten Gleichung und mit Hilfe der Gleichungen (3) und (4), in denen annähernd für sin ψ χ ψ und sin φ χ φ geschrieben ist (kleine Winkel)

60 als Funktion des Strahlstromes L mit dem Faktor —

^s α

als Parameter eingetragen. Darin ist β die Reihenresonanzkreisfrequenz des Netzwerkes nach F i g. 3 bei geöffnetem Schalter S. Im nachfolgenden wird

die Bedeutung des Faktors — näher erläutert. Hier sei

nur erwähnt, daß je nachdem der Faktor — größer

wird, die Kurven einen flacheren Verlauf erhalten, was erwünscht ist.

In F i g. 8 deutet weiter die mit einer dicken vollen Linie gezogene Kurve, durch Th angedeutet, den theoretischen Verlauf der Hochspannung bei reiner erster harmonischer Abstimmung an. Die gestrichelte Kurve Pr zeigt diesen Verlauf bei reiner erster harmonischer Abstimmung für den praktischen Fall.

Die Kurven für fünfte harmonische Abstimmung sind durch die dünnen Linien angegeben. Es ist er-

sichtlich, daß insbesondere für — = 4,24 ein beträchtlicher Gewinn gegenüber der praktischen Kurve (Pr) bei erster harmonischer Abstimmung erhalten wird.

Geht man auf einen höheren Wert für —, so wird

der Hochspannungs-1?,· weiter verringert. Dies geht aus den weiteren Kurven gemäß der F i g. 9,10 und 11 hervor und läßt sich durch die bereits obengenannten Erkenntnisse erklären, daß man dann die Spitze der Spannung V_C3 flacher zieht. Dies läßt sich mit Hilfe der Fig. 6b erläutern, in der die Spannung V_C3

(bei ^- = 4,56) mit — = 7,05 dargestellt ist.

Die Kurve 24 gibt die Spannung V_C3 bei fünfter harmonischer Abstimmung an, die Kurve α t die bei erster harmonischer Abstimmung.

Bei fünfter harmonischer Abstimmung ist ersichtlich, daß die Hochspannung von D bei Leerlauf auf

109545/254

(A-B) bei einer bestimmten Belastung sinkt. Diese Senkung ist wesentlich geringer als die bei erster harmonischer Abstimmung, bei der eine Senkung von A auf A' auftritt. Dies läßt sich dadurch erklären, daß der Impuls 24 an der Oberseite breiter ist als der Impuls at, so daß die Diode D bereits während der beträchtlichen Zeit τ₂ Strom führen kann, bei einer höheren Spannung (A—B) als für den Fall einer ersten harmonischen Abstimmung, bei der die Diode D während einer Zeit τ₃ bei einer niedrigeren Spannung A' wirksam ist. Daraus geht hervor, daß nicht nur das Flachziehen an der Oberseite, sondern auch

das Dehnen der Seitenflanken bei höheren — zur Ver-

ringerung des Hochspannungs-i?; beiträgt.

In diesem Zusammenhang sei erwähnt, daß fünfte harmonische Abstimmung (also K = 2) besser ist als die 9., 13. oder noch höhere harmonische Abstimmung. Denn bei der fünften Harmonischen liegen die ersten Maxima weiter aus der Mitte als bei noch höheren Harmonischen, so daß sowohl das Flachziehen des Impulses F_C3 als auch das Dehnen seiner Flanken besser ist. Somit empfiehlt sich für K = gerade, die Wahl K = 2, weil man damit den kleinsten Hochspannungs-i?; erhält.

Weiter sei bemerkt, daß zwar die erzeugte Leerlaufhochspannung V_h0 im Falle der fünften harmonischen Abstimmung niedriger ist als bei erster harmonischer Abstimmung (in F i g. 6 a ist A — B kleiner als A und in Fig. 6b ist D kleiner als A) und somit bestimmt niedriger als bei dritter harmonischer Abstimmung. Dies macht jedoch nichts, weil der erforderliche Wert der Hochspannung dennoch dadurch erhalten werden kann, daß der Sekundärwicklung 6, unter

Einhaltung desselben Wertes von —, — und —

mehr Windungen gegeben werden.

Der Verlauf von

Belastung wird die Spannung dann nur noch wenig sinken. Dies geht deutlich aus der Kurve der Fig. 11,

für — = 4,24, hervor, die bis etwa 0,3 mA stark

herabsinkt und danach einen ziemlich flachen Verlauf aufweist. Man könnte beispielsweise im Falle einer Farbfernsehwiedergaberöhre, die Strahlströme bis zu etwa 1,5 mA ziehen kann, den starken Abfall im Anfang dadurch vermeiden, daß von der Diode D nach Erde ein Belastungswiderstand 26 (s. Fig. 1 und 2) geschaltet wird, der konstant 0,3 mA zieht. Die Senkung der Hochspannung V_h bei Zunahme bis 2 mA . ist dann besonders gering. Selbstverständlich bringt dies den Nachteil mit sich, daß im Belastungswiderstand 26 bei etwa 25 kV (die für Farbwiedergaberöhren erforderliche Endanodenspannung) und 0,3 mA eine Leistung von 7,5 W verbraucht wird. Dies ist jedoch viel weniger als die 40 W in einer Ballaströhre, und außerdem tritt keine Röntgenstrahlung auf.

Vorzugsweise wählt man dafür einen VDR (spannungsabhängigen Widerstand). Dieser kann robust ausgebildet werden und bietet außerdem den Vorteil, daß er selbst auch wieder stabilisierend wirkt. Der Gebrauch eines Belastungswiderstandes ist übrigens nicht unbedingt notwendig. Bei einer

Wahl von — = 6,1 (s. Fig. 10) ist der Verlauf der Hochspannung wie in Fig. 10 dargestellt. Diese Kurve weist bei — = 4,24 nahezu denselben Gesamt-

α

abfall wie die entsprechende Kurve in Fig. 11 auf, jedoch keinen Knick im Anfang.

Dies bringt dann zugleich zwei Fragen mit sich.

1. Welche Wahl von — gehört zu einer bestimmten

α

α Empfängerart ?

als Funktion des Strahlstromes i, für — = 7,05 ist in F i g. 11 mit — als

a a

Parameter dargestellt. Dabei ist vorausgesetzt, ebenso wie dies bei den F i g. 8, 9 und 10 der Fall ist, daß die Leerlaufspannung V_h0 für die erste und die fünfte Harmonische dieselbe ist, was dadurch erreicht werden kann, daß, wie obenstehend bereits erwähnt wurde, der Wicklung 6 die erforderliche Anzahl Windungen gegeben wird.

Aus Fig. 11 geht hervor, daß der Gesamtgewinn bei großem Strahlstrom z_s, beispielsweise bei 2 mA, bei dem nur eine Senkung um 9% gegenüber dem Leerlauf auftritt, groß ist gegenüber dem Fall in Fig. 8, bei dem eine entsprechende Senkung um 15% auftritt. Der Gewinn gegenüber der ersten harmonischen Abstimmung ist noch größer, dieser beträgt bei 2 mA sogar 23%.

Aus Fig. 11 geht außerdem hervor, daß für einen kleinen Strahlstrom ein scharfer Knick in der Kurve

für — = 4,24 auftritt. Dies läßt sich auch an Hand

der Fig. 6b erklären. Denn bei Leerlauf liegt die Spannung D bei den Spitzen der Spannung V_C3. Nimmt die Belastung von Leerlauf ab/zu, so müssen zunächst diese Spitzen ausgeglichen werden, bevor die Diode D in den weiten Teil des Impulses V_C3 eingreifen kann. Somit wird nur eine kleine Belastungszunahme eine schnelle Senkung der Spannung von D nach A-B zur Folge haben. Bei weiter zunehmender

2. Wie weit muß man bei der Vergrößerung von —

gehen, was immer eine Zunahme der Maxima gegenüber dem Minimum A — B zur Folge hat, was wieder zu einem scharfen Knick im Anfang der Belastungskurve für -γτ— führt ?

Zur Beantwortung der ersten Frage sind in Fig. 8, 9, 10 und 11 bei der Stromachse Pfeile angegeben, die durch W und C angedeutet sind. Der Pfeil W ist bei etwa 0,5 mA angebracht und gibt an, daß dies nahezu der höchste mittlere Strahlstrom i_s ist, der in der Wiedergaberöhre 11 eines Schwarz-Weiß-Empfängers fließen wird. Es dürfte einleuchten, daß für einen derartigen Empfänger die Kurven aus

R R

Fig. 11 für — = 4,24 und — = 3,7 unanwendbar

α α

sind, da im wirksamen Bereich von 0 bis 0,5 mA gerade ein stärkerer Spannungsabfall auftritt als bei erster harmonischer Abstimmung. Für einen derartigen Empfänger ist beispielsweise die Kurve aus

Fig. 10 oder jene aus Fig. 9 mit — = 4,24 viel

besser verwendbar.

Der mit C angedeutete Pfeil ist bei etwa 1,5 mA angebracht und gibt an, daß dies nahezu der höchste mittlere Strahlstrom i_s ist, der in der Wiedergaberöhre 11 eines Farbfernsehempfängers fließen wird.

Für einen derartigen Empfänger ist tatsächlich

die Kurve nach Fig. 11 mit -£- = 4,24 vorzuziehen.

Aus dem Obenstehenden geht hervor, daß die

11 12

genaue Wahl von A _stark abhängig ist von dem £? *%^priT£ ^SP^itze _f ^nsP^ann,^ung ^i hoch in der α oo Mitte 1/2 T₅ der Stromunterbrechungszeit T₅. Bei einem

verwendeten Wiedergaberöhrentyp 11, so daß für ... „. . β *,-.-,, ^- η \ ■ * j·

⁶ JF ' kleinen Wert von — = 2,33 (s. Fig. 7a) ist diese

verschiedene Empfänger ein bestimmter Bereich von — ^α

zwischen der unteren und oberen Grenze bei nahezu Spitzenspannung höher als bei | = 3,31 (s. F i g. 7b),

gleichem Wert von | erwünscht ist. geCf^F/g Tcf** ^* ^ ^ ^ ^ " ⁼ ^

Die zweite Frage ist bereits teilweise im Zusammen- Nun ist es so, daß die Diode D Strom zieht um die

hang mit den Bemerkungen bei den Fig. 6 und 11 io Mitte, d. h. 1/2t_s, der Rücklaufzeit t_s herum. Ist nun

beantwortet worden. Denn ein zu großer Knick in um diese Mitte herum die meiste Energie in den

der Kurve -^ bei zunehmender Belastung vom Kondensatoren C₂ und C₃ angehäuft, so kann die

V_h0 Diode D diese Energie unmittelbar von den ge-

Leerlaufzustand wird auf die Dauer unzulässig. Dies nannten Kondensatoren beziehen. Wäre jedoch viel ist nämlich, wie bereits erwähnt, eine Folge zu großer 15 weniger Energie im Kondensator C₁ angehäuft, so ' Maxima in der Spannung V_C3 gegenüber dem Mini- müßte diese Energie bei leitender Diode D wieder

mum A — B. über die Elemente L₂ und C₂ zugeführt werden, was

Es hat sich herausgestellt, daß noch ein ziemlich einen zusätzlichen Spannungsabfall bedeutet,
angemessener Hochspannungs-i?; erhalten wird, ins- Nun ist die im Kondensator C₁ angehäufte Energie

besondere für Farbfernsehempfänger, wenn 20 um den Zeitpunkt 1/2 t_s so klein wie möglich, und

auch die Spannung daran ist so niedrig wie möglich (möglichst wenig Ladung im Kondensator C₁). Da-

A ~ 2]I ¹' + — + 1 (ICH durch, daß nun — möglichst groß gemacht wird,

^α Ι α α ₂₅ π,^^ _man p_{ci so} Id₆J_{n w}j_e möglich und damit, wie

auch aus den Kurven der Fig. 8, 9, 10 und 11 herist. . vorgeht, den Hochspannungs-R; so klein wie möglich.

Deshalb läßt sich sagen, daß der Wert von A in ^{Dies ist abermals an} H^{and der Fi}§- ^{12 erlautert}'

bezug auf die untere Grenze um einen Wert ° 30 ^{in der daS Verhältnis} ~f~ ^als Funktion von laufgetragen ist. Darin ist wieder V_C1 die primäre Spitzen-

_<5_ _ I / γ² γ spannung für die fünfte Harmonische und V₁ die

"TT ~~ V α² α" primäre Spitzenspannung bei erster harmonischer

35 Abstimmung.

Auch hieraus geht hervor, daß V_cl beim größt-

möglichen A so gering wie möglich wird.

Selbstverständlich ist es unmöglich, die Reihen-40 resonanzfrequenz ß größer zu machen als die höhere

-ι Γρ.

51/-^₂- + —

— = 0,951/-^₂- + — + 1 harmonische Parallelresonanzkreisfrequenz γ. Es ist

also aus praktischen Gründen unmöglich, — unbeschränkt zunehmen zu lassen. Man kann jedoch JL

der Anforderung noch gut entspricht. Diese untere 45 _{dem Wert} r_ _{mögHchst dicht ann}ä_hern. _{Das h}l

Grenze wird auch durch die Tatsache bestimmt, daß a ^B

die Amplitude B [s. Gleichung (4)] nicht negativ wer- deutet, daß sich β dem Wert von γ möglichst dicht den darf. Sonst würde im Zusammenhang mit der im nähern muß. Für die Praxis stellt es sich heraus, daß

nachfolgenden noch zu beschreibenden Wahl" der _{fur x = 2} und -^ = 4,56 ein guter Wert A = ₄,24 ist.

Reihenresonanzkreisfrequenz β ein nicht realisierbarer 50 α . α

Transformator 3 entstehen. F i g. 14 zeigt das Verhältnis des Hochspannungs-

Die obere Grenze liegt, wie gesagt, um den Wert kondensator C₃ gegenüber dem Primärkondensa-

tor C₁ als Funktion von JL. Daraus ist ersichtlich,

δ ^ l/V² γ ~ 55 daß beim gewählten Wert |=4,24 das Verhältnis C₃ZC₁

α ~ V α² α klein _wj_rci. Beispielsweise ergibt sich für — = 7,05,

daß dann C₃JC₁ = 0,3 geworden ist. Mit anderen

herum. Worten, der Hochspannungskondensator C₃ muß

Im vorstehenden wurde bereits erwähnt, daß nicht 60 0,3 des Wertes des Primärkondensators C₁ sein. In

JT,,^ δ j 1.JT-1* ß der Praxis stellt sich nun heraus, daß beim er-

nur der Faktor -, sondern auch der Faktor JL von _{forderlicheil) im nach}f_oi_{genden zu} erläuternden Wert

wesentlicher Bedeutung ist zur Erhaltung eines niedri- der Streuinduktivität L₂ der mit konventionellen

gen Hochspannungs-i?;. Dies läßt sich wie folgt Wickelverfahren erreichbare Wert des Kondensa-

11·· τ-, τ- 1 * ß τ. *· ^ ·· 1· u ur η ⁶5 tors C₃ zu groß ist, um das obengenannte Verhältnis

erklaren. Der Faktor JL bestimmt namhch ausschließ- _{yon Q}| ^^^ _Nacfa ^ ^^ _Ausbüdung

lieh die Form und den Spitzenwert der Primär- des Erfindungsprinzips ist man daher zu einer Wickelspannung V_Ci. Wie aus Fig. 7 hervorgeht, ist näm- art der Sekundärwicklung 6, wie in Fig. 4 an-

gegeben ist, übergegangen. In dieser Figur ist ausschließlich die Konstruktion des Transformators 3 dargestellt. Dieser hat eine Primärwicklung 5 und eine Sekundärwicklung 6, die auf einen Kern 27 gewickelt sind. Es ist ersichtlich, daß die Wicklung 6 stufenförmig gewickelt sein kann (ausgezogene Linie 29) oder daß eine sogenannte Dreieckwicklung angewandt sein kann (gestrichelte Linie 28). Mit dieser Wickelart läßt sich erreichen, daß sowohl die Streuinduktivität L₂ als auch der Hochspannungskondensator C₃ klein gehalten werden können. Denn der Hochspannungskondensator C₃ wird auch durch den Kondensator C₃, wie in F i g. 3 angegeben ist, bestimmt. Der Wert des Kondensators C₃ wird durch die Kapazität der Windungen der Wicklung 6 gegenüber dem Transformatorkern 27, der in dieser Hinsicht als mit Erde verbunden gedacht werden kann, bestimmt.

Nun ist die Anforderung zum Erhalten einer kleinen Streuinduktiyität L₂, daß man den Kern 27 mit einer möglichst lang ausgedehnten Spule versieht. Ein Teil der gesamten Streuinduktivität zwischen der Primärwicklung 5 und der Sekundärwicklung 6 wird durch die Selbstinduktion gebildet, die dadurch entsteht, daß die von der Wicklung 6 ausgehenden Kraftlinien, wenn diese Wicklung stromführend sein würde, nicht durch den Kern 27 gehen und somit von der Primärwicklung 5 nicht umgeben werden. Die gesamte Streuinduktivität wird durch die oben definierte Streuinduktivität, vermehrt um diejenige, die durch die Anzahl Kraftlinien entsteht, die von der Wicklung 5 ausgehend, wenn diese stromführend ist, nicht durch den Kern 27 gehen, bestimmt. Da jedoch die Wicklung 6 die größte Windungszahl enthält, ist es notwendig, gerade diese derart zu wickeln, daß damit eine möglichst kleine Streuinduktivität L₂ erreicht wird. Bei einer gleichen Windungszahl erhält eine Spule die kleinste Streuinduktivität, wenn diese möglichst lang ausgedehnt ist. Denn zwischen einer Spule und dem Kern, auf dem diese gewickelt ist, befindet sich unbedingt eine bestimmte Luftschicht, und die Anzahl von der Spule ausgehender Kraftlinien, die ausschließlich durch diese Luftschicht gehen, bilden die Streuinduktivität dieser Wicklung gegenüber dem Kern. Der Rest der Kraftlinien, vorzugsweise die größte Anzahl, geht durch den Kern. Die Kraftlinien, die durch die Luftschicht gehen, werden einen geringeren magnetischen Widerstand erfahren, wenn die Spule kurz ist, als wenn die Spule lang ist. Denn der magnetische Widerstand einer Luftschicht ist größer als der eines Kerns. Gestaltet man also die Spule lang, so wird der magnetische Widerstand der Luftschicht groß und man zwingt dadurch möglichst viele Kraftlinien durch den Kern zu gehen.

Daraus geht hervor, daß eine langgestreckte Spule weniger Streuinduktivität hat als eine kurze Spule. Daher ist die Wicklung 6 zur Erhaltung einer möglichst geringen Streuinduktivität L₂ im wesentlichen möglichst langgestreckt auf dem Kern 27 angebracht. Eine möglichst langgestreckte Wicklung 6 bringt jedoch wieder mit sich, daß der Hochspannungskondensator C₃ und dadurch die gesamte Kapazität C₃ einen zu großen Wert annimmt, als nach dem dazu erforderlichen Verhältnis von 0,3 bedingt wird. Damit diese Schwierigkeit umgangen wird, ist die Wicklung 6 derart angeordnet, daß der Teil, der unmittelbar am Kern 27 anliegt, möglichst langgestreckt ist, während die oberen Lagen, d. h. die Teile, die weiter vom Kern 27 entfernt sind, möglichst kurz gehalten werden. Denn die oberen Lagen der Wicklung 6 erhalten im Betriebszustand das höchste Potential gegenüber dem Kern 27 und werden somit am meisten zur Bildung der Kapazität C₃ beitragen. Wickelt man also nach außen kürzer, so werden die Abstände zwischen den oberen Lagen und dem Kern 27 immer größer, und damit werden ihre Kapazitätswerte verringert. Die ideale Wickelweise wäre eine Dreieckwicklung, wie durch die gestrichelte Linie 28 in F i g. 4 dargestellt ist. Man erreicht dann den obengenannten Kompromiß einer kleinen Streuinduktivität L₂ und eines dazu gehörenden kleinen Hochspannungskondensators C₃ am besten. Mit den verfügbaren Wickelmaschinen ist es jedoch nicht möglich, eine derartige Dreieckwicklung herzustellen. Für die Praxis ist man daher dazu übergegangen, stufenförmig zu wickeln, wie durch die gezogene Linie 29 dargestellt ist. Ein Vergleich der Linie 28 und 29 zeigt, daß die stufenförmig gewickelte Wicklung 29 sich der Dreieckwicklung 28 recht gut annähert. Nötigenfalls kann die Stufenform nicht in zwei Schichten, wie in F i g. 4 angegeben ist, sondern auch in drei oder vier Schichten angebracht werden, wodurch die Dreieckwicklung 28 immer besser angenähert wird. Es stellte sich jedoch heraus, daß in der Praxis eine stufenförmige Wicklung, wie diese durch die Linie 29 angegeben ist, bereits sehr gute Resultate ergibt.

Eine zweite Schwierigkeit tut sich dar, um bei dem richtigen Wert der Streuinduktivität L₂ einen Kondensator C₂ des gewünschten Wertes zu erhalten,

damit das Verhältnis — = 7,05 realisiert werden kann. ^α

In Fig. 13 ist das Verhältnis zwischen der Streuinduktivität L₂ und der Primärinduktivität L₁ als

Funktion von — eingetragen. Für die Kurve, die für — = 7,05 gilt, wird gefunden, daß bei ^- = 4,24

öl a

das Verhältnis zwischen den genannten Induktivitäten L₂IL₁ = 0,19 sein muß. Bei dem für das CCIR-System erforderlichen Wert von α = 2,69 · 10⁵ Hz findet man für δ = 2,0 · 10⁶ Hz. Für die Praxis hat die primäre Induktivität L₁ einen Wert von. etwa 25 mH, so daß man zusammen mit den obenerwähnten Daten findet, daß die parallel zur Streuinduktivität L₂ wirksame Kapazität C₂ einen Wert von 83 pF aufweisen muß. Eine derartige Kapazität ist zu groß, um sie mittels eines normalen Wickelverfahrens zu erhalten; man muß daher Kapazität zuschalten. Dies ist ein großes Problem, weil man diese Kapazität nur primär- oder sekundärseitig zuschalten kann, und zwar derart, daß dadurch die parallel zur Streuinduktivität L₂ wirksame Kapazität vergrößert wird und sich dabei weder die Primärkapazität C₁ noch die Sekundärkapazität C₃ viel ändern dürfen.

Fügt man nun eine zusätzliche Kapazität C_p auf

eine wie in Fig. 15e angegebene Weise zu, so geht aus der Ersatzschaltung nach Fig. 15b hervor, daß die obengenannten Bedingungen nicht erfüllt sind. Ist beispielsweise eine für einen Farbfernsehempfänger bestimmte Zeilenausgangsschaltung mit Röhren bestückt, wie inFig. 1 angegeben ist, so beträgt

die primäre Spitzenspannung V_C1 etwa 7 kV, und bei einer Hochspannung von 25 kV bedeutet das für das

übersetzungsverhältnis JV der Primärwicklung 5 gegenüber der Sekundärwicklung 6N = 3,57. Wenn dieser Wert von N in die Gleichungen für die Kapazitäten in Fig. 15b eingesetzt wird, zeigt sich, daß die Primärkapazität C₁ um einen Wert C_p (1 — 3,57) = — 2,57 C_p abgenommen hat. Das Schlimmste dabei ist jedoch, daß die Sekundärkapazität C₃ um einen Betrag 3,57² · C_p - 3,57 ■ C_p = 9,18 C_p vergrößert wird.

Da, wie bereits im obenstehenden erwähnt wurde, C₃ sehr klein sein muß und man sich bereits alle Mühe geben muß, dieses C₃ durch eine richtige Wickelart klein zu halten, dürfte es einleuchten, daß man die auf diese Weise erhaltene Hochspannungskapazität durch die Hinzuschaltung von C_p auf die in F i g. 15a angegebene Weise nicht mehr vergrößern will.

Schaltet man jedoch den genannten Kondensator C_p auf eine Art und Weise, wie in Fig. 16 angegeben ist, hinzu, so ist das übersetzungsverhältnis N = I geworden. Damit tritt weder primär- oder sekundärseitig eine Änderung der Kapazität auf, während dennnoch durch eine richtige Wahl von C ausFig. 15b hervorgeht, daß die parallel zur Streuinduktivität L₂ wirksame Kapazität auf den richtigen Wert gebracht werden kann. In F i g. 16 ist 5' der Teil der gesamten Primärwicklung 5, und zwar ein derartiger Teil, daß die Verbindung mit einem Teil der Sekundärwicklung 6 zu einem übersetzungsverhältnis 1:1 führt. Dabei ist es unwichtig, ob die hinzugeschaltete Kapazität C_p von der Oberseite oder von der Unterseite der Wicklung 5' zur Sekundärwicklung 6 führt.

Eine Ausführung des Prinzips nach Fig. 16 ist im Beispiel nach Fig.l dadurch gegeben, daß ein veränderlicher Kondensator 21 angebracht wird. Zugleich ist in diesem Ausführungsbeispiel noch ein großer Koppelkondensator 19 angegeben. Dieser spielt für die Hinzuschaltung der Kapazität C_p keine wesentliche Rolle, da der Kondensator 21 gegenüber dem Kondensator 19 klein ist. Für den betreffenden Kreis liegen die Kondensatoren 19 und 21 in Reihe, so daß dann der gesamte Kapazitätswert kleiner ist als der kleinere der beiden, wodurch im wesentlichen der Kapazitätswert des Kondensators 21 gilt. Betrachtet man somit den Kondensator 19 einfachheitshalber als eine Verbindung, so läßt sich im Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 der Teil 5' der Primärwicklung 5 zwischen dem Anschluß mit dem Kondensator 19 und dem mit dem Kondensator 21 als der Teil 5' betrachten, der ebensoviel Windungen hat wie die mit der Sekundärwicklung 6 verbundene und stark gekoppelte Wicklung 6', die ebenfalls zwischen die beiden Kondensatoren 19 und 21 geschaltet ist. Daher läßt sich sagen, daß die hinzugeschaltete Kapazität 21 zwischen der Unterseite der Wicklung 5' und der Unterseite der Wicklung 6' liegt. Da die Kapazität 21 veränderlich ist, kann damit genau der Wert von C_p eingestellt werden, der notwendig ist, um der bereits durch das Wickeln entstandenen parallel zur Streuinduktivität L₂ wirksamen Kapazität einen derartigen Kapazitätswert hinzuzufügen, daß der richtige Wert der Kapazität C₂ erhalten wird.

Zugleich ist aus Fig. 1 ersichtlich, daß parallel zum Kondensator 21 noch eine veränderliche Induktivität 20 geschaltet ist. Diese dient dazu, die Streuinduktivität L₂ noch etwas kleiner zu machen, als durch die inFig. 4 angegebene Wickelart möglich ist. Denn die zwischen' den Anschlüssen der Kondensatoren 19 und 21 befindliche Wicklung 6' befindet sich auf demselben Schenkel des Kerns 27, auf dem auch die Sekundärwicklung 6 gewickelt ist. Daraus geht hervor, daß die Kopplung zwischen diesen beiden Wicklungen 6 und 6' sehr stark ist. Daß nun die Wicklung 6' zwischen den Kondensatoren 19 und 21 über diese Kondensatoren unmittelbar mit der Primärwicklung 5 verbunden ist, führt dazu, daß dadurch die Kopplung zwischen den Wicklungen 5 und 6 vergrößert und demzufolge die Streuinduktivität L₂ verkleinert ist. Dadurch, daß die Induktivität 20 angeordnet und der Kondensator 21 verhältnismäßig klein ist, läßt sich weiterhin durch das Einstellen der Induktivität 20 eine derartige zusätzliche Kopplung zwischen der Primärwicklung 5 und der Sekundärwicklung 6 schalten, daß die natürliche Streuinduktivität zwischen der Primärwicklung 5 und der Sekundärwicklung 6 bis zum richtigen Wert verringert wird.

Für eine Ausführungsform, wie diese in F i g. 2 dargestellt ist, gilt dies in verstärktem Maße. Denn die Spitzenspannungen, die Transistoren ertragen können, sind kleiner als die, welche Röhren ertragen können. Das bedeutet, daß die Spitzenspannung, die an der Wicklung 5 auftreten darf, in F i g. 2 kleiner ist als in F i g. 1. Das übersetzungsverhältnis zwischen der Primärwicklung 5 und der Sekundärwicklung 6 muß daher im Ausführungsbeispiel nach F i g. 2 größer sein als das nach Fig. 1. Dadurch, daß nun wieder der Kondensator 21 zwischen eine Anzapfung der Primärwicklung 5 und dem Verbindungspunkt der Wicklungen 6 und 6' geschaltet wird und dabei das übersetzungsverhältnis zwischen der Anzahl Windungen der Wicklung 5' und der Anzahl Windungen der Wicklung 6', die zwischen der festen Verbindung an der Unterseite und den Anzapfungen liegen, zwischen denen der Kondensator 21 angeordnet ist, nahezu 1:1 gewählt wird, erreicht man das Ziel, wie dies an Hand derFig. 16 beschrieben worden ist. Auch im Beispiel nach F i g. 2 dient die Induktivität 20 zum Einstellen der richtigen Streuinduktivität L₂.

In der Praxis stellt es sich jedoch heraus, daß das Verhältnis 1:1 nicht optimal ist, sondern daß die Anzahl Wicklungen, die mit der Sekundärwicklung stark gekoppelt ist, etwas größer gewählt werden muß als der Teil der Primärwicklung, an den die genannte Sekundärwicklung angeschlossen ist. So ist beispielsweise ein Verhältnis von 1,4:1 oder 1,3 :1 ein in der Praxis geeigneter Wert. Das bedeutet für den Plan nachFig. 16 und demzufolge für den nach Fig. 1 und 2, daß die Windungszahl der Wicklung 6' zwischen dem Anschlußpunkt mit dem Kondensator C_p und dem gemeinsamen Verbindungspunkt mit der Wicklung 5' größer ist als die Windungszahl der Wicklung 5'.

Das Hinzuschalten des Kondensators 21 und der veränderlichen Induktivität 20 in F i g. 1 und 2 wurde nur als Beispiel angegeben, weil es sich um einen" Zeilenausgangstransformator für einen Farbfernsehempfänger handelte. Bei einem für einen Schwarz-Weiß-Empfänger bestimmten Zeilenausgangstransformator, bei dem der Hochspannungs-Innenwidej>' stand nicht so klein zu sein braucht, lassen sich nämlich Hochspannungs-Innenwiderstände mit angemessenen Werten erhalten, bei denen das Verhältnis —

statt des oben erwählten Wertes von 7,04 nur 5,7 (s. Fig. 9) oder 6,1 (s. Fig. 10) beträgt. Aus Fig. If geht hervor, daß für -^- = 5,7 bei -^- = 4,24 der

109545/254

Wert der Streuinduktivität L₂ fast zweimal kleiner sein muß als für den Fall — = 7,05. Da bei Schwarz-

Weiß-Empfängern die Hochspannung niedriger und damit wegen des niedrigeren Ubersetzungsverhältnisses die Induktivität der Sekundärwicklung 6, 6' geringer ist, ist auch die Streuinduktivität L₂ kleiner, daher läßt sich die nach Fig. 13 erforderliche kleine Streuinduktivität ohne Hinzuschalten einer zusätzlichen veränderlichen Induktivität 20 verwirklichen.

Wenn es möglich ist, bei gleichem Wert von —,

größere Werte von — zu wählen — z. B. wenn für

eine geringere Hochspannung die Windungszahl der Hochspannungswicklung kleiner und daher die Kapazität C₃, die auch durch die Kapazität C₃ zwischen Hochspannungswicklung und Transformatorkern gebildet wird, kleiner ist (s. S. 20, Z. 5 bis 10 von unten und Fig. 14) —, so muß, wie Fig. 13 zeigt, die Streuinduktivität L₂ einen größeren Wert haben. Gemäß Formel (5 a), nach der bei gleichbleibendem

— auch das Produkt L₁C₂ gleichbleibt, ist es in diesem Falle möglich, daß man das gewünschte — erhalten

kann, ohne daß eine zusätzliche Kapazität 21 hinzugeschaltet werden muß.

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer Hochspannung, insbesondere in einem Fernsehempfänger mit Schaltmitteln zum periodischen Unterbrechen eines Stromes, der einer Induktivität, der gegebenenfalls eine Ablenkspule einer Wiedergaberöhre parallel geschaltet sein kann, zugeführt wird, wobei die beim Unterbrechen jenes Stromes an der Spule auftretende Spannung mittels eines Transformators herauftransformiert und einem Belastungskreis zum Erzeugen einer hohen Gleichspannung zugeführt wird, und wobei die gesamte Streuinduktivität des Transformators zwischen der Primär- und der Hochspannungs-Sekundär-, wicklung derart gewählt ist, daß sowohl im Augenblick der Unterbrechung als auch im Augenblick, wo sich der Stromzuführungskreis wieder schließt, . der Strom durch die Streuinduktivität und der zeitliche Differentialkoeffizient jenes Stromes dadurch Null ist, daß von dem durch die Parallelschaltung der Primärinduktivität und der Kapazität des Transformators und die Reihenschaltung der Streuinduktivität mit der dazu parallel wirksamen Kapazität und die gesamte Sekundärkapazität gebildeten Netzwerk die zwei Kreisfrequenzen für Parallelresonanz, a, die Grundharmonische, und γ, die höhere Harmonische, der Beziehung

6o

nahezu entsprechen, in der ζ das Verhältnis zwischen der Dauer der Stromunterbrechung und der Dauer der Periode ist und die Konstante K = gerade, d. h. 2, 4, 6 (was etwa der 5., 9. bzw. 13. Harmonischen entspricht) usw. gewählt ist, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erhaltung eines möglichst geringen Innenwiderstandes (R₁) für den Hochspannungskreis eine mit der Sekundärwicklung (6) stark gekoppelte Wicklung (6') an einen Teil (5') der Primärwicklung (5) angeschlossen ist, wobei in diese Verbindung ein Kondensator (21) oder eine Induktivität (20) oder eine Parallelschaltung beider Elemente aufgenommen ist, und daß die gegebenenfalls durch die Induktivität (20) mit bedingte Streuinduktivität (L₂) und die zu dieser parallel wirksame Kapazität (C₂), deren Wert gegebenenfalls auch durch den Kondensator (21) bedingt ist, derart diensioniert sind, daß das Verhältnis zwischen der Kreisfrequenz <5 der Parallelresonanz der genannten Streuinduktivität (L₂) mit der zu dieser parallel wirksamen Kapazität (C₂) und der Kreisfrequenz α Werte aufweist, die zwischen einer um

^ g 0,951/4-

α y a

+ 1-a

+ 1

herumliegenden unteren Grenze und einer um

ο y y

= 2 γ- + + Ια α α

herumliegenden oberen Grenze liegen.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der zwischen der Hochspannungssekundärwicklung des Transformators und dem Hochspannungsbelastungskreis ein Hochspannungsgleichrichter angeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, daß, um zu erreichen, daß in dem Augenblick, in dem der genannte Hochspannungsgleichrichter beim Unterbrechen des Stromes leitend wird, sekundärseitig möglichst viel Energie angehäuft ist, die Kreisfrequenz β der Reihenresonanz des Netzwerkes der höheren harmonischen Kreisfrequenz γ möglichst nahe liegt.

3. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß auf die sogenannte 5. Harmonische der Rückschlag-Grundschwingung abgestimmt wird, wozu K = 2 gewählt wird.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Ubertragungsverhältnis zwischen der mit der Sekundärwicklung stark gekoppelten Wicklung und demjenigen Teil der Primärwicklung, an dem diese angeschlossen ist, nahezu 1:1, vorzugsweise 1,3 :1 oder 1,4:1, ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,

daß, wenn —- auf einen nahe an der oberen Grenze

liegenden Wert eingestellt ist, ein fester Widerstand, vorzugsweise ein spannungsabhängiger Widerstand (VDR), dem Hochspannungsbelastungskreis parallel geschaltet ist.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 und 4, in der ζ = 0,20 ist, dadurch gekennzeichnet, daß bei den für K = 2 folgenden

Werten von — = 4,56 für die übrigen Werte einigermaßen annähernd

= 7,05 -£■ s 4,24
α

gewählt ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Hochspannungssekundärwicklung (6) des Transformators (3) wenigstens annähernd dreieckförmig gewickelt wird, wobei die Basis des Dreiecks dem Transformatorkern (4) am nächsten liegt.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Hochspannungssekundärwicklung (6) des Transformators (3) in mindestens zwei stufenförmigen Schichten gewickelt ist, wobei die breitere Schicht dem Transformatorkern (4) näher liegt.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen