DE2408301A1 - Bildwiedergabeanordnung mit einer schaltungsanordnung zum erzeugen eines saegezahnfoermigen ablenkstromes - Google Patents

Description

PHN. 679¹«·*
VIJN/EVH.

1fr.1.197fr.

.... PHM- 6794
28. Fefer. 1974

''Bildwiedergabeanordnung mit einer Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines sägezahnförmigen Ablenkstromes"

Die Erfindung bezieht sich auf eine Bildwiedergabeanordnung mit einer Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines sSgezahnförmigen Ablenkstromes durch eine Horizontal-Ablenkspule, die einen Teil eines Netzwerkes bildet, das weiter mindestens einen Hinlaufkondensator, einen Rücklaufkondensator und eine erste Diode enthält, durch die der Ablenkstrom
während eines Teiles der Hinlaufzeit des sägezahnfSrmigen Stromes "fliesst, während dieser Strom im übrigen Teil der Hinlaufzeit durch eine zweite Diode und einen steuerbaren Schalter fliesst, wobei zwischen eine Gleichspannungsquelle und den Schalter eine Primärwicklung eines Transformators aufgenommen ist, dessen Sekundärwicklung über eine dritte

Λ09837/0733

PHN. - 2 - 14.1;74.

Diode rait dem Netzwerk verbunden ist.

Eine derartige Schaltungsanordnung ist in der deutschen Patentanmeldung 2 130 902 beschrieben worden und ist die Kombination einer Horizontal-Ablenkschaltung und einer geschalteten Speisespannungsstabilisierungsschaltung, wobei ein einziges Element, der obengenannte Schalter, zur Erfüllung der beiden genannten Funktionen dient.

In dieser deutschen Patentanmeldung ist keine Anforderung an das Uebersetzungsverhältnis des Transformators, d.h.. das Verhältnis der Anzahl Windungen der Sekundärwicklung zur Anzahl Windungen der Primärwicklung, gestellt. In der Praxis wird jedoch dieses Verhältnis an erster Stelle durch das Verhältnis zwischen dem Nennwert der von der Gleichspannungsquelle gelieferten Speisespannung und dem gewünschten Wert der Hinlaufspannung, d.h. die Spannung, an welche die Ablenkspule während der Hinlaufzeit angeschlossen ist, bestimmt. Der Wert der Hinlaufspannung wird seinerseits durch die gewünschte Stärke des Ablenkstromes und daher auch durch den Wert der Impedanz der Ablenkspule bestimmt. An zweiter Stelle ist das genannte Uebersetzungsverhältnis auch vom Verhältnis" der Leitungszeit des Schalter.«; zur Horizontal-Periode abhängig, welches Verhältnis selbst eine Funktion der maximal zu erwartenden Schwankung der meistens vom elektrischen Versorgungsnetz hergeleiteten Speisespannung ist. Mit der bekannten Schaltungsanordnung hat es sich herausgestellt, dass nicht jedes Uebersetzungsverhältnis möglich ist, weil eine

409837/0733

phn.6794. ~ 3 - 14.1.7**.

Verformung des Ablenkstromes unter bestimmten Umständen auftreten kann. Die Erfindung bezweckt nun, die bekannte Schaltungsanordnung in dieser Hinsicht zu verbessern; dazu weist die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung das Kennzeichen auf, dass sie Schaltmittel zum Sperren von Strom in der zweiten Diode in der Rücklaufzeit enthält.

Durch die erfindungsgemässe Massnahme kann nun jedes beliebige UebersetZungsverhältnis gewählt werden, so dass ein grösserer Freiheitsgrad im Entwurf der Schaltungsanordnung erreicht wird.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in den

Zeichnungen dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer- erfindungsgemässen Bildwiedergabeanordnung,

Fig. 2 einige Spannungsformen zur näheren Erläuterung der Wirkungsweise des Ausführungsbeispiels nach Fig. 1 ,

Fig. 3 tind 4 andere Ausführungsbeispiele von Schaltungsanordnungen in einer erfindungsgemässen Bildwiedergabeanordnung,

Fig. 5 einige Spannungsformen zur näheren Erläuterung der Wirkungsweise des Ausführungsbeispiels nach Fig. 4.

Die Bildwiedergabeanordnung nach Fig. 1 enthält eine HF-Abstimmeinheit zum Anschluss an eine Antenne 2, einen ZF-Verstärker 3» einen Demodulator 4 und einen Videoverstärker mit einem Farbdekoder 5» der einer Farbwiedergaberöhre 6 die Farbsignale liefert. Diese Röhre enthält eine

409837/0733

PHN. - k - 14.1.7^.

Endanode 7 und ist mit einer Spule L_y für die Horizontal-Ablenkung (zeilenfrequent) und einer Spule L* für die Vertikal-Ablenkung (rasterfrequent) versehen.

Mit dem Amplitudensieb 8 werden aus dem Ausgangssignal des Demodulators 4 Horizontal-Synchronimpulse abgetrennt, die einem Horizontal-Oszillator 9 zugeführt werden, sowie Vertikal-Synchronimpulse, die einem Vertikal-Oszillator 10 zugeführt werden. Der Oszillator 10 steuert eine Vertikal-Endstufe 11, die den Ablenkstrom für die Spule L' liefert. Der Horizontal-Oszillator 9 steuert eine Treiberstufe D , die Schaltimpulse für einen gesteuerten Schalter, beispielsweise einen Schalttransistor T , einer näher zu beschreibenden Horizontal-Ablenkausgangsschaltung liefert.

In Reihe mit der Horizontal-Ablenkspule L liegt ein Hinlaufkondensator C. und parallel zu der auf diese Weise gebildeten Reihenschaltung liegen eine Diode D₁ mit der angegebenen Leitungsrichtung sowie ein Rücklaufkondensator C Der Kondensator C kann auch der Spule L parallelgeschaltet sein. Die genannten vier Elemente stellen nur die Prinzipschaltung mit den wesentlichen Einzelteilen des Ablenkteiles dar. Dieser Teil kann beispielsweise auf bekannte Weise mit einem oder mehreren Transformatoren zur gegenseitigen Koppelung der Elemente, mit Anordnungen zur Zentrierung und Linearität skorrektur u. dgl. versehen sein.

Eine Sekundärwicklung L₂ eines Transformators T ist mit einer Diode D„ reihengeschaltet, deren Kathode mit dem

409837/0733

PHN - 5 - · 1^-1.7^.

Verbindungspunkt der Elemente D₁, C und L^ und mit der Anode einer Diode Dg verbunden ist« Die Kathode der Diode D_ ist mit dem Kollektor eines npn-Transistors Tr¹ verbunden, dessen Emitter mit einem- Ende einer Primärwicklung L₁ des Transformators T und mit dem Kollektor eines npn-Transistors Tr verbunden ist. An das andere Ende der ¥icklung L₁ ist die positive Klemme und an den Emitter des Transistors Tr die negative Klemme einer Gleichspannungsquelle B angeschlossen. Diese negative Klemme ist auch mit den freien Enden der Elemente L~, D.., C und C, verbunden und kann an Masse der Schaltungsanordnung liegen.

Das eine Ende einer weiteren Sekundärwicklung L„ des Transformators T ist unmittelbar mit dem Emitter des Transistors Tr¹ verbunden, und das andere Ende derselben ist über einen Widerstand R^ mit seiner Basis verbunden. Auf dem Kern des Transformators T sind andere Sekundärwicklungen gewickelt, an denen Spannungen vorhanden sind, die als Speisespannungen für andere Teile der Bildwiedergabeanordnung dienen. Eine dieser Wicklungen, die Wicklung Ll, ist in Fig. 1 dargestellt und erzeugt mit Hilfe eines Hochspannungsgleichrichters Dj, an einer Glättungskapazität C. die Hochspannung für die Endanode 7 der Röhre 6. Der Wickelsinn der gezeichneten Wicklungen des Transformators T ist in der Figur durch Polaritätspunkte angegeben.

Während eines ersten Teils der Horizontal-Hinlaufzeit ist die Diode D₁ leitend. Die Spannung am Kondensator C. wird

409 837/07 3 3

PHN.

an die Ablenkspule L angelegt, durch die dann ein sägezahnfö*rmiger Ablenkstrom fliesst. In einem bestimmten Zeitpunkt wird der Transistor Tr leitend. Wenn etwa in der Mitte der Hinlaufzeit der Ablenkstrom seine Richtung umkehrt, wird die · Diode D₁ gesperrt, und der Transistor Tr¹ sowie die Diode D₀

werden leitend, so dass der Ablenkstrom nun durch den Transistor Tr fliesst, während die Diode D_ gesperrt ist. Am Ende der Hinlauf zeit wird der Transistor Tr gesperrt. Am Kondensator C entsteht eine Schwingung, der Rücklaufimpuls, während die in der ¥icklung L- gespeicherte und der Quelle B entnommene Energie einen Strom durch die Diode D„ verursacht. Wenn die Spannung am Kondensator C wieder Null geworden ist, wird die Diode D₁ leitend: dies ist der Anfang einer neuen Hinlaufzeit. Die Diode D„ bleibt leitend bis der Transistor Tr leitend wird, wobei die Energie in der Wicklung L„ zur Wicklung L- übergehebert wird. Stabilisierung wird z.B. dadurch vorgesehen, dass die Spannung am Kondensator C, zur Treiberschaltung Dr, in der eine Vergleichsstufe und ein Modulator dafür sorgen, dass die Leitungszeit des Transistors Tr derart geändert wird, dass die genannte Spannung und daher die Amplitude des Ablenkstromes konstant bleiben, zurückgekoppelt wird.

In Fig. 2a ist die Spannung ν am Kondensator C^, in Fig. 2b ist die Spannung am Verbindungspunkt der Wicklung L₂ und der Diode D~ und in Fig. 2c ist die Spannung am Kollektor des Transistors Tr als Funktion der Zeit aufgetragen. Das

409837/0733

PHN. - 7 - 14.1

Symbol T„ bedeutet die Horizontal-Periode, während t die Rücklaufzeit und ^T„ denjenigen Teil der Periode T„, in dem der Transistor Tr leitend ist, angeben. Während der Zeit, in der die Diode D„ leitend ist, ist die Spannung in Fig. 2b der in Fig. 2a gleich, und das ist der Rücklaufimpuls mit der Amplitude V während der Zeit t und Null in demjenigen Teil der Hinlaufzeit, in dem der Transistor Tr nicht leitend ist. In dem Zeitpunkt in dem der Transistor Tr in den leitenden Zustand gebracht wird, wird seine Ko11ektorspannung nahezu Null. An der Wicklung L₁ liegt nun die Spannung V,,

I XS

der Quelle B. Venn das Uebersetzungsverhältnis der Wicklungen L_-. und L₂, d.h. das Verhältnis der Anzahl Windungen der Wicklung L- zu der Wicklung L^, gleich 1 : η ist, so ist im Zeitinterval &T„ die Spannung nach Fig. 2b der Spannung -nV_. gleich. Die Kollektorspannung des Transistors Tr ist im Zeitintervall t der Spannung aus Fig. 2a geteilt durch das Verhältnis η und vermehrt um die Spannung V_ gleich. Im obenstehenden wurde vorausgesetzt, dass der Transistor T ' im Zeitintervall At„ leitend ist, was noch näher erläutert

±1

Wenn vorausgesetzt wird, dass V die Gleichspannung

am Kondensator C. ist, wenn dieser eine ausreichende Kapazität hat bzw. der Gleichspannungsanteil der Spannung an diesem Kondensator, wenn dieser für die sogenannte S-Korrektur eine verhältnismässig kleine Kapazität hat, so entspricht V_Q dem Mittelwert der Spannung v. An der Spule L kann ja

409837/0733

PHN.

kein Gleichspannungsanteil vorhanden sein. Es gilt dann:

V = -kr- ( vdt. . (D

H I

Der Mittelwert der Spannung an der Wicklung L₂ ist auch Null, so dass gilt:

r^rvdt - nV-.&r-, = O \ (2)

In der Formel (2) kann das Integral nach (i) eingesetzt werden, so dass

V_oT_H = nV_B.£T_H, das ist V_q = n<5.V_B. (3)

An der Wicklung L„ gibt es eine Spannung, die der aus Pig, 2b gleichförmig ist, jedoch zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Tr¹ mit einer Polarität, die dagegen umgekehrt ist, Während des Zeitintervalls£T„ ist die Spannung an der Basis des Transistors Tr' gegenüber der Spannung am Emitter positiv, und während des Zeitintervalls t ist die Basisspannung gegenüber der Emitterspannung negativ. Der Transistor Tr¹ ist daher während des Zeitintervalls t nicht

leitend. Eine zwischen der Basis und dem Emitter liegende Diode sorgt dafür, dass die Basis-Emitterspannung nicht negativer werden kann als erlaubt. Auch kann diese Diode D₁, wie dies in Fig. 1 der Fall ist, mit dem Widerstand R, reihengeschaltet sein. Während des ersten Teils der Hinlaufzeit in Fig. 2 ist der Transistor Tr* auch nicht leitend. Jedoch im Zeitintervall ^T_H ist er leitend, insofern das Uebersetzungsverhältnis zwischen den "Wicklungen L„ und L„ und insofern der Widerstand R, geeignete Werte aufweisen,

409837/0733

PHN.

~ 9 ~ 1²*.1.7²^

Die obenstehend beschriebene Wirkungsweise des Transistors Tr¹ ist aus den folgenden Gründen notwendig. Während der Rücklaufzeit ist seine Ko11ektorspannung gleich v, während

■y

die Emitterspannung gleich — + V_n ist. In der Mitte der Zeit t

■y

sind diese Spannungen gleich V bzw. — + V_n, Ohne Sondermass—

η ±5

nähme wird der Transistor in der Rücklaufzeit leitend sein,

wenn V höher ist als —'+ V_ bzw. diesem Wert entspricht.

n-B _t

i» Je nach dem Wert des Rücklaufverhältnisses ζ = ^r-

¹H sind V und V einander proportional d.h. V = (PV , wobei die Zahlet <fi$ 10 ist, wenn ζ = -r ist. Die obengenannte Bedingung lautet dann:

;r * V

Die Verarbeitung der Formel (3) darin ergibt:

das heisst

Bekanntlich ist der Transistor Tr am frühesten am Anfang und am spätestens in der Mitte der Hinlaufzeit leitend, d.h. die Grössenordnung von k ist -§·. Der Grenzwert nach der Bedingung (h) entspricht dann etwa η = 1 + i/5 = 1,2. Der Maximalwert von & ist 1-z (der Transistor Tr ist am Anfang der Hinlaufzeit

leitend), d.h. 0=^5/6, so dass der minimale Grenzwert etwa 1 ,
Φ

. 1.2 . ,
1 + -τ¹— ist.

Ohne die erfindungsgemässe Massnahme würde der Transistor Tr¹ während der Rücklaufzeit leitend sein, wenn das Verhältnis η der Formel (4) entspricht, d.h. die Strecke

409837/0733

PHN. - 10 - 14.1.7²*.

zwischen dem Ablenk- und dem Stabilisierungsteil der Schaltungsanordnung wäre nicht gesperrt. Weil in der gleichen Zeit die Diode Do leitend ist, würden die Wicklungen L₁ und L„ durch den Transistor Tr¹ und die Dioden D„ und D_ kurzgeschlossen sein, wodurch der Rücklaufimpuls am Kondensator C abgeschnitten und der Ablenkstrom verformt wSre.

Ein Uebersetzungsverhältnis über 1 kann notwendig sein, wenn die Ablenkspule L eine verhältnismässig hohe Impedanz hat» Der dann erforderliche Strom kann für eine gegebene Speisespannung V nur von einer höheren V geliefert werden,

Jj O

was nach der Formel (3) nur durch eine höhere η möglich ist. Es kann auch passieren, dass die Spannung V verhältnismässig niedrig ist, was zu derselben Massnahme führt. Es sei bemerkt, dass die maximale Kollektorspannung des Transistors Tr dem

nachfolgenden Wert entspricht! — + V_ = + V_ = (1 +<^ο)ν_,

TL ii TX JtS Jd

nach dem Einsetzen der Formel (3), und ist daher von Verhältnis η unabhängig, während der maximale Kollektorstrom, d.h. die Summe des Ablenkstromes und des Stromes durch die Wicklung L. am Ende der Hinlaufzeit durch einen geeigneten Entwurf der Schaltungsanordnung möglichst klein gemacht werden kann.

Bekanntlich kann zwischen den Wicklungen L., und L„ ein Kondensator Cp liegen, der bezweckt, Streuschwingungen, die durch die zwischen den genannten Wicklungen vorhandene Streuinduktivität verursacht würden, zu vermeiden. Damit keine horizontal-frequente Spannung am Kondensator C„ vorhanden ist, kann dieser geschaltet sein, falls das Verhältnis η zwischen

4098 3 7/0733

PHN.6794.

den Abgriffen der Wicklungen L₁ und/oder L₂ nicht gleich 1 ist. Für η > 1 liegt der Kondensator C₂ zwischen dem Kollektor des Transistors Tr und einem Abgriff der Wicklung L₂, wodurch das Übersetzungsverhältnis zwischen der Wicklung L.. und dem oben dargestellten Teil der Wicklung L₂ gleich 1:1 ist. An die Abgriffe der Wicklung L₁ kann die Quelle V₁₃ ange-

1 So

schlossen werden, beispielsweise bei Verwendung der erfindungsgemässen Bildwiedergabeanordnung in Ländern, in denen verschiedene Netzspannungen vorhanden sind.

In der Ausführungsform nach Fig. 3» in der einfachheitshalber nur die wesentlichen Elemente dargestellt sind, fehlt der Transistor Tr¹ . Wenn das TJebersetZungsverhältnis η der Bedingung (4) entspricht, wird dadurch, dass eine Diode D^ mit der Wicklung L- in Reihe geschaltet ist, vermieden, dass die Diode D₂ in der Rücklaufzeit Strom führt. Zwar wird die Diode D₂ fast in den leitenden Zustand gebracht, so dass der Rücklaufimpuls auch am Kollektor des Transistors Tr vorhanden ist, dass jedoch durch die Diode D₂ kein Strom fliessen kann.

Die Diode D^ ist durch einen Widerstand R überbrückt, der ο .

dafür sorgt, dass die Streukapazität gegenüber Masse des Kollektors des Transistors Tr und der Elemente, die mit denselben verbunden sind, in dem Zeitpunkt, in dem der Transistor Tr in den leitenden Zustand gebracht wird, bereits entladen ist. Dieser Widerstand könnte auch zwischen dem Kollektor des Transistors Tr und einer der Klemmen der Quelle B liegen, die Verlustleistung darin wäre jedoch grosser. Der Widerstandswert des Widerstandes R ist hoch genug, damit der Strom, der

409837/07 3 3

PHK.619h. -AZ- 14.1.74.

durch, denselben und durch die Diode D_ f Messt, vemachlässigbar klein ist„ Es dürfte einleuchten, dass die Trennwirkung des Transistors Tr* in Fig. 1 besser ist. Es sei bemerkt, dass es vorteilhafter ist, die Diode D^ zwischen der Wicklung L₁ und dem Transistor Tr anzuordnen als !zwischen der Wicklung L₁ und der Quelle B. Im letzteren Fall ist nämlich kein Punkt der Wicklung L- mit einem Punkt festen Potentials verbunden und kann der Kondensator C„ nicht angeordnet werden.

Es sei bemerkt, dass die maximale KoIlektorspannung des Transistors Tr der Spannung V entspricht, wenn das Verhältnis η grosser ist als der obengenannte Grenzwert, und ist daher dem Verhältnis η direkt proportional. Andererseits ist der maximale Kollektorstrom bei Vernachlässigung des Stroms durch die Wicklung L₁ dem Verhältnis η umgekehrt proportional, so dass die Schaltkapazität des Transistors Tr, d.h. das Produkt der Kollektorspitzenspannung durch den Kollektorspitzenstrom, von η unabhängig ist. Wenn das Verhältnis η kleiner ist als der durch die Formel (4) gegebene Grenzwert, ist die Schaltkapazität höher, da die Ko11ektorspitzenspannung des Transistors höher ist als die Spannung V. Durch die erfindungsgemässe Massnahrae kann folglich die optimale Schaltkapazität benutzt werden.

In Fig. 4 ist eine Ausführungsform der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung dargestellt, in der die Kathode der Diode D₀ nicht an den Kondensator C , sondern an den Kondensator C.. angeschlossen ist. In der bereits erwähnten deutschen Patentanmeldung ist eine derartige Abwandlung auch beschrieben,

409837/0733

PHN.6794. - 13 - 14.1.74.

Während der Leitungszeit der Diode D„, d.h. während der Rttcklaufzeit und während des ersten Teils der Hinlaufzeit, liegt die Spannung V am Kondensator C. auch an der

O ν

Wicklung L„: siehe Fig. 5a., wobei die Kapazität des Kondensators C. als sehr gross vorausgesetzt ist. Da die Spannung an der Wicklung L₁ dem Wert entspricht, ist die Kollektor—

spannung des Transistors Tr gleich —— + V_ (siehe Fig. 51»).

η ±$

Während des Leitungsintervalls ST„ des Transistors Tr liegt

Xi

an der Wicklung L- die Spannung V^₁, so dass an der Wicklung L₀ die Spannung —n.V vorhanden ist. Auf entsprechende Weise wie in bezug auf Fig. 1 lässt sich schreiben: V (i-£ )T„ = nV_. X T„

O Ii XJ χι

Ohne die erfindungsgemässe Massnahme würde die Diode

in der Rücklaufzeit leitend sein, wenn der Spitzenwert V

V der Spannung am Kondensator C höher wäre als — + V^. bzw.

diesem Wert entsprechen würde. Die Bedingung dazu lautet: *^vo >, -s + V

Die Formel (3*) darin eingesetzt ergibt: ^νΒ>Τ^· ^VB ^{+ V}B

Mit & »10 und f> «f^· wird ein Grenzwert von etwa 0,2

erhalten. Da der Maximalwert v"on & gleich 1—ζ ist, ist der

minimale Grenzwert etwa gleich —f— . Ein niedriger Wert von η

ο·

wird gewählt werden, wenn die Ablenkspule L eine verhältnismässig niedrige Impedanz hat und/oder wenn die verfügbare Spannung V„ verhältnismilssig hoch ist. Die maximale Kollektor

409837/0733

PHN.6794. - i4 - 14.1.74.

spannung des Transistors Tr ent spricht — + V = (i + -—r)V_ = -—- . V_ iand ist daher vom Verhältnis n unabhängig.

Parallel zur Wicklung L·.- liegt eine Reihenschaltung R.,, Cot ^di^e Streuschwingungen dämpft, die auftreten könnten, wenn das Verhältnis η viel niedriger ist als 1,

Wie es in Fig. 2 der Fall ist, ist eine Ausbildung nach Fig. 4 denkbar, wobei der Transistor Tr¹ fehlt, während die Parallelschaltung der Diode D-- und des Widerstandes R in Reihe mit'der Wicklung L- vorgesehen ist. Bei einer derartigen Ausbildung ist auch die Schaltkapazität des Transistors Tr von n.unabhängig.

409837/0733

Claims (1)

1. PHN.679k. - 15 - ■ 14.1.7¹U

   PATENTANSPRÜCHE ■

   1·. Bxldwiedergabeanordnung mit einer Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines sägezahnförraigen Ablenkstromes durch eine Horizontal-Ablenkspule, die einen Teil eines Netzwerkes bildet, das weiter mindestens einen Hinlaufkondensator, einen Rücklaufkondensator und eine erste Diode enthält, durch die der Ablenlcstrom während eines Teils der Hinlaufzeit des sägezahnförmigen Stromes fliesst, während dieser Strom im übrigen Teil der Hinlaufzeit durch eine zweite Diode und einen steuerbaren Schalter fliesst, wobei zwischen eine Gleichspannungsquelle und den Schalter eine Primärwicklung eines Transformators aufgenommen ist, dessen Sekundärwicklung über eine dritte Diode mit dem Netzwerk verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung Schaltungsmittel zum Sperren von Strom in der zweiten Diode (Dp) in der Rücklaufzeit enthält, 2. Bildwiedergabeanordnung nach Anspruch 1, wobei die dritte Diode mit einem Rücklaufkondensator verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass das Verhältnis der Anzahl "Windungen der Sekundärwicklung (L^) zu der Anzahl Windungen der Primärwicklung (L₁) wenigstens 1 + entspricht, wobei oO das Verhältnis zwischen der Rücklaufspannung (v) und dem Gleichspannungsanteil (V ) derselben ist.

   3» Bildwiedergabeanordnung nach Anspruch 1, wobei die dritte Diode mit einem Hinlaufkondensator verbunden ist, .dadurch gekennzeichnet, dass das Verhältnis der Anzahl Windungen der Sekundärwicklung (L₂) zu der Anzahl Windungen der Primär-

   409837/07 3 3

   PHKT. - 16 - 14.1.7**.

   wicklung (L₁) wenigstens dem ¥ert -^- entspricht, wobei oC das Verhältnis zwischen der Rücklaufspannung (v) und dem Gleichspannungsanteil (v ) derselben ist.

   4, Bildwiedergabeanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass in Reihe mit der zweiten Diode (D_?) ein Transistor (Tr¹) geschaltet ist, dessen Basis in der Rücklaufzeit eine Sperrspannung zugeführt bekommt. 5· Bildwiedergabeanordnung nach Anspruch k₃ dadurch gekennzeichnet, dass die Steuermittel des Transistors (Tr*) eine weitere Sekundärwicklung (L„) des Transformators enthält.

   6. Bildwiedergabeanordnung nach Anspruch 1, wobei die zweite Diode mit dem steuerbaren Schalter verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass eine vierte Diode (Bv) mit der Primärwicklung (L-)■ in Reihe geschaltet ist.

   7. Bildwiedergabeanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die vierte Diode (D^) durch einen Widerstand (R) überbrückt ist.

   8. Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines sägezahnförmigen Ablenkstromes durch eine Horizontal-Ablenkspule zum Gebrauch in einer Bildwiedergabeanordnung nach einem oder mehreren der vorstehenden Ansprüche.

   409837/0733