JP2763139B2 - スイッチ・モード電源回路 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は入力電圧端子間に結合した誘導素子および制
御可能パワ・スイッチの直列配置と、前記パワ・スイッ
チを交互に導電状態および非導電状態にするための制御
手段と、出力電圧を導出させるため前記誘導素子に結合
した整流器とを含み、該誘導素子およびそれに結合した
コンデンサにより、スイッチおよび整流器が無電流の時
間周期に回路内に電圧振動が存在するような共振回路の
一部を形成させるようにした直流入力電圧を直流出力電
圧に変換するためのスイッチ・モード電源回路に関する
ものである。
御可能パワ・スイッチの直列配置と、前記パワ・スイッ
チを交互に導電状態および非導電状態にするための制御
手段と、出力電圧を導出させるため前記誘導素子に結合
した整流器とを含み、該誘導素子およびそれに結合した
コンデンサにより、スイッチおよび整流器が無電流の時
間周期に回路内に電圧振動が存在するような共振回路の
一部を形成させるようにした直流入力電圧を直流出力電
圧に変換するためのスイッチ・モード電源回路に関する
ものである。
共振回路を含むこの種スイッチ・モード電源回路に関
しては、オランダ国特許出願第8502339号（特願昭61−1
97445（特開昭62−48264）に対応）に記載されており公
知である。このような回路の場合は、例えば、制御可能
スイッチに供給する制御信号の周波数を出力電圧の関数
として制御するようにしているため入力電圧の可能な変
化もしくは出力電圧に接続される負荷の変化にかかわら
ず、出力電圧をほぼ一定に保持することができる。この
制御信号は発振器あるいは回路が自己振動し得る他の方
法で発生できる。
しては、オランダ国特許出願第8502339号（特願昭61−1
97445（特開昭62−48264）に対応）に記載されており公
知である。このような回路の場合は、例えば、制御可能
スイッチに供給する制御信号の周波数を出力電圧の関数
として制御するようにしているため入力電圧の可能な変
化もしくは出力電圧に接続される負荷の変化にかかわら
ず、出力電圧をほぼ一定に保持することができる。この
制御信号は発振器あるいは回路が自己振動し得る他の方
法で発生できる。
本発明は共振回路の振動を中断させる方法を使用した
前述形式の改良形スイッチ・モード電源回路を提供する
ことを目的とする。
前述形式の改良形スイッチ・モード電源回路を提供する
ことを目的とする。
この目的を達成するため、前述形式の本発明スイッチ
・モード電源回路においては、誘導素子の両端の電圧ま
たはコンデンサを流れる電流がほぼゼロとなる瞬間に共
振回路内に存在する振動を中断する手段を具えたことを
特徴とする。
・モード電源回路においては、誘導素子の両端の電圧ま
たはコンデンサを流れる電流がほぼゼロとなる瞬間に共
振回路内に存在する振動を中断する手段を具えたことを
特徴とする。
この方法によるときは、振動は高い信号レベル、すな
わち、インダクタンスを流れる電流またはコンデンサの
両端の電圧のいずれか、したがって関連素子に蓄えられ
るエネルギーが極限値（extreme value）を有する瞬間
に中断させる。中断期間中これらの量はほぼそれらの極
限値に保持され、その後はこの値から振動が再開され
る。後述するところから明らかなように、このような中
断は多くの利点を有する。例えば、中断がないとき発生
する可能性がある自由振動を除去することができるの
で、回路により消費されるエネルギーを減少できる。振
動を中断する手段は同期手段とし、連続する中断の最終
時刻を時間に関して周期的に位置させることが好まし
い。このようにするときは、回路は所望のように常に同
一周波数で作動する。かくして、本発明の一実施例にお
いては、これらの手段を用いて回路を同期させることが
可能で、自由振動が発生することもなく、また前述の特
許出願に記載されているような方法で、パワ・スイッチ
をターン・オンすることにより消費されるエネルギーを
減少させることができる。また、本発明の他の実施例に
おいては、回路を不連続モードで作動するD.C.帰線コン
バータとして形成することにより、振動の発生期間中に
インダクタンスを流れる電流がゼロとなるようにし、本
発明による中断によりターン・オン損失の減少をはかる
ようにするとともに、既知の他の方法で回路を同期させ
るようにしている。
わち、インダクタンスを流れる電流またはコンデンサの
両端の電圧のいずれか、したがって関連素子に蓄えられ
るエネルギーが極限値（extreme value）を有する瞬間
に中断させる。中断期間中これらの量はほぼそれらの極
限値に保持され、その後はこの値から振動が再開され
る。後述するところから明らかなように、このような中
断は多くの利点を有する。例えば、中断がないとき発生
する可能性がある自由振動を除去することができるの
で、回路により消費されるエネルギーを減少できる。振
動を中断する手段は同期手段とし、連続する中断の最終
時刻を時間に関して周期的に位置させることが好まし
い。このようにするときは、回路は所望のように常に同
一周波数で作動する。かくして、本発明の一実施例にお
いては、これらの手段を用いて回路を同期させることが
可能で、自由振動が発生することもなく、また前述の特
許出願に記載されているような方法で、パワ・スイッチ
をターン・オンすることにより消費されるエネルギーを
減少させることができる。また、本発明の他の実施例に
おいては、回路を不連続モードで作動するD.C.帰線コン
バータとして形成することにより、振動の発生期間中に
インダクタンスを流れる電流がゼロとなるようにし、本
発明による中断によりターン・オン損失の減少をはかる
ようにするとともに、既知の他の方法で回路を同期させ
るようにしている。
画像表示装置に本発明を使用する場合は、本発明回路
は、該最終時刻を画像表示装置内で作動する水平偏向信
号と同じ周波数またはその倍数の周波数で連続させるよ
うにすることが好ましい。このようにするときは、回路
の種々のスイッチング素子を切換えることに起因する妨
害は水平偏向に関して定常的なものとなり、表示スクリ
ーン上に妨害が見えたとしても、それ程うるさくは感じ
ない。
は、該最終時刻を画像表示装置内で作動する水平偏向信
号と同じ周波数またはその倍数の周波数で連続させるよ
うにすることが好ましい。このようにするときは、回路
の種々のスイッチング素子を切換えることに起因する妨
害は水平偏向に関して定常的なものとなり、表示スクリ
ーン上に妨害が見えたとしても、それ程うるさくは感じ
ない。
また、本発明回路においては、振動を中断する該手段
により、誘導素子の両端の電圧がほぼゼロになる瞬間お
よびその後に該電圧をほぼゼロに保持するクランプ回路
を形成させるようにしている。この方法によるときはコ
ンデンサの両端の電圧は中断期間中ほとんど変わること
はない。また、前記クランプ回路は第２スイッチと直列
に配置した単方向導電素子を含み、かくして形成される
直列配置の誘導素子と並列に配置するを可とする。これ
により、正しい瞬間に中断を開始させることができ、ま
た、そこには電圧ステップがないので、コンデンサに対
して安全を確保することができる。
により、誘導素子の両端の電圧がほぼゼロになる瞬間お
よびその後に該電圧をほぼゼロに保持するクランプ回路
を形成させるようにしている。この方法によるときはコ
ンデンサの両端の電圧は中断期間中ほとんど変わること
はない。また、前記クランプ回路は第２スイッチと直列
に配置した単方向導電素子を含み、かくして形成される
直列配置の誘導素子と並列に配置するを可とする。これ
により、正しい瞬間に中断を開始させることができ、ま
た、そこには電圧ステップがないので、コンデンサに対
して安全を確保することができる。
さらに、本発明回路の他の実施例の場合、振動を中断
する該手段はコンデンサと直列に配置した第２制御可能
スイッチを含み、該スイッチを流れる電流がほぼセロと
なる瞬間にコンデンサの電流通路を中断するようにして
いる。しかし、実際には、このような実施例は誘導素子
の両端の容量が共振回路のコンデンサの容量に比し小さ
い場合にのみ実現することができる。
する該手段はコンデンサと直列に配置した第２制御可能
スイッチを含み、該スイッチを流れる電流がほぼセロと
なる瞬間にコンデンサの電流通路を中断するようにして
いる。しかし、実際には、このような実施例は誘導素子
の両端の容量が共振回路のコンデンサの容量に比し小さ
い場合にのみ実現することができる。
以下図面により本発明を説明する。
第１図に示す本発明電源回路はNPN形パワ・スイッチ
ング・トランジスタTrの形状の制御可能電源スイッチを
含み、前記トランジスタTrのコレクタをインダクタンス
Ｌに接続し、そのエミッタを大地電位に接続する。ま
た、前記素子Ｌの他端をDC入力電圧源Viの正レールに接
続し、例えば、主整流器である前記電圧源Viの負レール
を大地電位に接続する。前記トランジスタTrのコレクタ
には整流器Ｄのアノード、ダイオードD1のアノードおよ
びコンデンサＣを接続する。前記ダイオードD1のカソー
ドと前記正レールとの間には第２の制御可能スイッチＳ
を配置し、整流器Ｄのカソードと前記正レールとの間に
は平滑コンデンサC0および抵抗Ｒで示す負荷合を配置す
る。さらに、コンデンサＣのコレクタに接続しない方の
端子を大地電位に接続する。前記トランジスタTrのベー
ス導線には、トランジスタを交互にターン・オンおよび
ターン・オフさせる既知の制御手段（図示せず）を結合
する。スイッチＳの制御手段についても図示を省略して
ある。作動的には第１図示回路の出力電圧であるDC電圧
V0が素子C0とＲの並列接続の両端にあらわれ、素子D,C0
およびＲの接続点には電圧Vi＋V0があらわれる。
ング・トランジスタTrの形状の制御可能電源スイッチを
含み、前記トランジスタTrのコレクタをインダクタンス
Ｌに接続し、そのエミッタを大地電位に接続する。ま
た、前記素子Ｌの他端をDC入力電圧源Viの正レールに接
続し、例えば、主整流器である前記電圧源Viの負レール
を大地電位に接続する。前記トランジスタTrのコレクタ
には整流器Ｄのアノード、ダイオードD1のアノードおよ
びコンデンサＣを接続する。前記ダイオードD1のカソー
ドと前記正レールとの間には第２の制御可能スイッチＳ
を配置し、整流器Ｄのカソードと前記正レールとの間に
は平滑コンデンサC0および抵抗Ｒで示す負荷合を配置す
る。さらに、コンデンサＣのコレクタに接続しない方の
端子を大地電位に接続する。前記トランジスタTrのベー
ス導線には、トランジスタを交互にターン・オンおよび
ターン・オフさせる既知の制御手段（図示せず）を結合
する。スイッチＳの制御手段についても図示を省略して
ある。作動的には第１図示回路の出力電圧であるDC電圧
V0が素子C0とＲの並列接続の両端にあらわれ、素子D,C0
およびＲの接続点には電圧Vi＋V0があらわれる。
第2a図はインダクタンスＬの両端の電圧Ｖの変化を示
し、第2b図はＬを流れる電流Ｉの変化を示す。トランジ
スタTrは時刻t0より前にターン・オンされる。コレクタ
の電圧はほぼゼロであるので電圧ＶはほぼViに等しく、
また電流Ｉは直線的に増加するため、エネルギーはイン
ダクタンスＬに蓄積される。時刻t0にはトランジスタが
ターン・オフされるので、コレクタの電圧は時間の正弦
関数にしたがって増加し、一方電圧Ｖは同じ正弦関数に
したがって減少し、電流Ｉは時間の余弦関数にしたがっ
て変化する。これらの関数はインダクタンスＬおよびコ
ンデンサＣにより構成される共振回路の共振周波数によ
り決められる。時刻t1には、電圧Ｖはゼロの値に達し、
電流Ｉは最大値となる。時刻t1まではダイオードD1のア
ノードの電圧はViより低いので、スイッチＳの状態、す
なわち、スイッチが導電状態か非導電状態かは無関係で
ある。したがって、時刻t1またはt1より前の時刻に、ス
イッチＳが導電状態になった場合は、電流Ｉはこの時刻
の後までダイオードD1およびスイッチＳを通して流れ始
めることはない。ダイオードD1およびスイッチＳはトラ
ンジスタTrのコレクタの電圧をほぼ値Viでクランプする
クランプ回路を構成し、かくして素子D1およびＳの両端
の電圧降下はきわめて低く、したがって電圧Ｖはほぼゼ
ロとなり、また電流Ｉはそれが時刻t1に有していた値に
ほぼ保持され、その結果、発振は中断される。この状態
はスイッチＳが導通状態である限り保持される。
し、第2b図はＬを流れる電流Ｉの変化を示す。トランジ
スタTrは時刻t0より前にターン・オンされる。コレクタ
の電圧はほぼゼロであるので電圧ＶはほぼViに等しく、
また電流Ｉは直線的に増加するため、エネルギーはイン
ダクタンスＬに蓄積される。時刻t0にはトランジスタが
ターン・オフされるので、コレクタの電圧は時間の正弦
関数にしたがって増加し、一方電圧Ｖは同じ正弦関数に
したがって減少し、電流Ｉは時間の余弦関数にしたがっ
て変化する。これらの関数はインダクタンスＬおよびコ
ンデンサＣにより構成される共振回路の共振周波数によ
り決められる。時刻t1には、電圧Ｖはゼロの値に達し、
電流Ｉは最大値となる。時刻t1まではダイオードD1のア
ノードの電圧はViより低いので、スイッチＳの状態、す
なわち、スイッチが導電状態か非導電状態かは無関係で
ある。したがって、時刻t1またはt1より前の時刻に、ス
イッチＳが導電状態になった場合は、電流Ｉはこの時刻
の後までダイオードD1およびスイッチＳを通して流れ始
めることはない。ダイオードD1およびスイッチＳはトラ
ンジスタTrのコレクタの電圧をほぼ値Viでクランプする
クランプ回路を構成し、かくして素子D1およびＳの両端
の電圧降下はきわめて低く、したがって電圧Ｖはほぼゼ
ロとなり、また電流Ｉはそれが時刻t1に有していた値に
ほぼ保持され、その結果、発振は中断される。この状態
はスイッチＳが導通状態である限り保持される。
時刻t2には、スイッチＳがブロックされ、再び発振が
始まる。かくして、再び電流ＩがコンデンサＣに流れ、
その両端の電圧は値Vi以上に増加して、電圧Ｖは正弦関
数にしたがって負となり、電流Ｉは余弦関数にしたがっ
て減少する。また、コンデンサＣの両端の電圧は時刻t3
に値Vi＋V0に達し、整流器Ｄが導電状態となるまで増え
続ける。かくして、電圧Ｖは−V0に等しい値を保持し、
電流Ｉは特に、時刻t4にゼロの値に達するまで直線的に
減少してコンデンサC0に流れ、前記コンデンサを再度充
電する。この場合、素子Ｌはもはやなんらのエネルギー
をも有しない。時刻t4の後には、整流器Ｄは電流を搬送
しないので、インダクタンスＬおよびコンデンサＣは再
び共振回路を形成する。かくして、コンデンサＣは前述
したと同じ余弦関数にしたがってインダクタンスに放電
し、電流Ｉは負の極性を有する。また、電圧Ｖは前述し
たと同じ正弦関数にしたがって値−V0から増加する。次
に、時刻t5には電圧Ｖはゼロの値を通過し、時刻t6には
電流Ｉはゼロとなり電圧Ｖは値V0に達し、トランジスタ
Trのコレクタの電圧は値Vi−V0となる。これはこの電圧
の可能な最低値である。時刻t6には、例えば、前述のオ
ランダ国特許出願第8502339号（特願昭61−197445（特
開昭62−48264）に対応）に記載されているような方法
でトランジスタTrがターン・オンされる。かくして、ト
ランジスタのコレクタ電流はインダクタンスＬを流れ、
この電流は時間の線形関数にしたがって増加する。これ
は時刻t0以前と同じ状態である。
始まる。かくして、再び電流ＩがコンデンサＣに流れ、
その両端の電圧は値Vi以上に増加して、電圧Ｖは正弦関
数にしたがって負となり、電流Ｉは余弦関数にしたがっ
て減少する。また、コンデンサＣの両端の電圧は時刻t3
に値Vi＋V0に達し、整流器Ｄが導電状態となるまで増え
続ける。かくして、電圧Ｖは−V0に等しい値を保持し、
電流Ｉは特に、時刻t4にゼロの値に達するまで直線的に
減少してコンデンサC0に流れ、前記コンデンサを再度充
電する。この場合、素子Ｌはもはやなんらのエネルギー
をも有しない。時刻t4の後には、整流器Ｄは電流を搬送
しないので、インダクタンスＬおよびコンデンサＣは再
び共振回路を形成する。かくして、コンデンサＣは前述
したと同じ余弦関数にしたがってインダクタンスに放電
し、電流Ｉは負の極性を有する。また、電圧Ｖは前述し
たと同じ正弦関数にしたがって値−V0から増加する。次
に、時刻t5には電圧Ｖはゼロの値を通過し、時刻t6には
電流Ｉはゼロとなり電圧Ｖは値V0に達し、トランジスタ
Trのコレクタの電圧は値Vi−V0となる。これはこの電圧
の可能な最低値である。時刻t6には、例えば、前述のオ
ランダ国特許出願第8502339号（特願昭61−197445（特
開昭62−48264）に対応）に記載されているような方法
でトランジスタTrがターン・オンされる。かくして、ト
ランジスタのコレクタ電流はインダクタンスＬを流れ、
この電流は時間の線形関数にしたがって増加する。これ
は時刻t0以前と同じ状態である。
前述したところから明らかなように、発振が中断され
る時刻t1とt2の間の時間間隔はスイッチＳをブロックす
る時刻t2の位置により決められる。この時刻は同期時刻
で、スイッチＳに印加されるパルスの後縁部に対応す
る。このパルスの前縁部はトランジスタTrのコレクタの
電圧が値Vi以下になる時刻またはその時刻の後に位置す
る任意の時刻に起こる。換言すれば、この時刻は第２図
の時刻t5より１周期早く、時刻t1またはそれより前の時
刻である。周期的に発生する周期パルスがない場合に
は、t1とt2との間隔はゼロに減少し、回路は、例えばト
ランジスタTrの制御手段内で協動する発振器により決め
られる固有周波数を有する。また、他の態様として、第
１図示回路は、同期パルスがない場合自由走行する自由
振動電源回路の一部を形成することができる。同期の場
合には、第２図の時刻t1の後に位置する時刻は遅延する
ので、振動周期は自由振動の場合より長くなり、したが
って振動周波数も低くなるものと思われる。
る時刻t1とt2の間の時間間隔はスイッチＳをブロックす
る時刻t2の位置により決められる。この時刻は同期時刻
で、スイッチＳに印加されるパルスの後縁部に対応す
る。このパルスの前縁部はトランジスタTrのコレクタの
電圧が値Vi以下になる時刻またはその時刻の後に位置す
る任意の時刻に起こる。換言すれば、この時刻は第２図
の時刻t5より１周期早く、時刻t1またはそれより前の時
刻である。周期的に発生する周期パルスがない場合に
は、t1とt2との間隔はゼロに減少し、回路は、例えばト
ランジスタTrの制御手段内で協動する発振器により決め
られる固有周波数を有する。また、他の態様として、第
１図示回路は、同期パルスがない場合自由走行する自由
振動電源回路の一部を形成することができる。同期の場
合には、第２図の時刻t1の後に位置する時刻は遅延する
ので、振動周期は自由振動の場合より長くなり、したが
って振動周波数も低くなるものと思われる。
第１図示回路と同じ構成素子を同一記号で表示するよ
うにした第３図示実施例の場合は、ダイオードD1の導電
方向を第１図のそれと逆転させている。この場合には、
スイッチＳの導電は、トランジスタTrのコレクタの電圧
がViより低くなったとき、すなわち時刻t5に、トランジ
スタTrのターン・オフ時間の間に存在する発振を中断さ
せるのに影響を与える。かくして、同期パルスの前縁部
は時刻t1またはt1の後および時刻t5より前またはt5に位
置する任意の時刻に起こり、また、その後縁部は同期時
刻に起こる。第4a図および第4b図は第３図示実施例の場
合の第2a図および第2b図に示すそれと同じ変化を示す。
うにした第３図示実施例の場合は、ダイオードD1の導電
方向を第１図のそれと逆転させている。この場合には、
スイッチＳの導電は、トランジスタTrのコレクタの電圧
がViより低くなったとき、すなわち時刻t5に、トランジ
スタTrのターン・オフ時間の間に存在する発振を中断さ
せるのに影響を与える。かくして、同期パルスの前縁部
は時刻t1またはt1の後および時刻t5より前またはt5に位
置する任意の時刻に起こり、また、その後縁部は同期時
刻に起こる。第4a図および第4b図は第３図示実施例の場
合の第2a図および第2b図に示すそれと同じ変化を示す。
これらの実施例の双方は利点および欠点を有する。第
2b図および第4b図から分るように、第３図示実施例と比
較して、第１図示実施例は中断の間に流れる電流の強さ
が大で、この電流によりインダクタンスＬ、スイッチＳ
およびダイオードD1内に生ずる消費損失が多くなるとい
う難点を有するが、他方において、第１実施例の方が安
全性が高い。スイッチＳが不良となり、永続的にオープ
ン状態のままとなった場合は、回路はいずれの場合も同
期不能であるので、他の結果を生ずることなく、より高
い周波数を生ずるが、スイッチが永続的短絡回路を形成
する場合は最初に述べた場合には有害な影響を生じな
い。この場合、コンデンサC0には新しい補充エネルギー
は供給されず、したがって、そこに蓄積されたエネルギ
ーはまもなく損失する。第２の場合には、トランジスタ
Trは永久にターン・オンされる。これはトランジスタに
とってきわめて有害である。第１図示実施例において
は、例えば、高めの出力電圧が生ずる限り、スイッチが
導電状態を確保するような安全手段（図示せず）を付加
するを可とする。この目的のため、回路を関連する量を
所定限度値と比較し、この値を超えたときスイッチＳを
制御する既知の手段を具える。
2b図および第4b図から分るように、第３図示実施例と比
較して、第１図示実施例は中断の間に流れる電流の強さ
が大で、この電流によりインダクタンスＬ、スイッチＳ
およびダイオードD1内に生ずる消費損失が多くなるとい
う難点を有するが、他方において、第１実施例の方が安
全性が高い。スイッチＳが不良となり、永続的にオープ
ン状態のままとなった場合は、回路はいずれの場合も同
期不能であるので、他の結果を生ずることなく、より高
い周波数を生ずるが、スイッチが永続的短絡回路を形成
する場合は最初に述べた場合には有害な影響を生じな
い。この場合、コンデンサC0には新しい補充エネルギー
は供給されず、したがって、そこに蓄積されたエネルギ
ーはまもなく損失する。第２の場合には、トランジスタ
Trは永久にターン・オンされる。これはトランジスタに
とってきわめて有害である。第１図示実施例において
は、例えば、高めの出力電圧が生ずる限り、スイッチが
導電状態を確保するような安全手段（図示せず）を付加
するを可とする。この目的のため、回路を関連する量を
所定限度値と比較し、この値を超えたときスイッチＳを
制御する既知の手段を具える。
上述の実施例においては、高い信号レベルで電源回路
を同期させるのに、素子D1およびＳを有するクランプ回
路による発振の中断を使用している。第３図示実施例に
おいては、他の目的のため中断を使用することができ
る。第３図による回路において、素子D1およびＳがない
場合には、整流器Ｄが無電流になる瞬間すなわち第４図
のt4に対応する瞬間の後も振幅減少モードで同じ正弦変
化にしたがって振動が存在し、次いで、例えば、回路を
同期させるのに使用可能な前述の特許出願に記載の制御
手段を用いて、制御信号によりトラジスタTrがターン・
オンされる瞬間に振動は終了する。しかし、これは通
常、トランジスタTrのコレクタの電圧が最小値を有し、
例えば、第４図のt6に対応する時刻には起こらず、高い
ターン・オン損失を生ずる。このような損失を低減する
ため、素子D1およびＳを含むクランプ回路を用いて、コ
レクタの電圧が最小値を有する瞬間に発振を中断するこ
とができ、制御手段によりトランジスタTrがターン・オ
ンされるまで、前記電圧をそのときの電圧Vi−V0に保持
し、電流Ｉをゼロに保持することができる。
を同期させるのに、素子D1およびＳを有するクランプ回
路による発振の中断を使用している。第３図示実施例に
おいては、他の目的のため中断を使用することができ
る。第３図による回路において、素子D1およびＳがない
場合には、整流器Ｄが無電流になる瞬間すなわち第４図
のt4に対応する瞬間の後も振幅減少モードで同じ正弦変
化にしたがって振動が存在し、次いで、例えば、回路を
同期させるのに使用可能な前述の特許出願に記載の制御
手段を用いて、制御信号によりトラジスタTrがターン・
オンされる瞬間に振動は終了する。しかし、これは通
常、トランジスタTrのコレクタの電圧が最小値を有し、
例えば、第４図のt6に対応する時刻には起こらず、高い
ターン・オン損失を生ずる。このような損失を低減する
ため、素子D1およびＳを含むクランプ回路を用いて、コ
レクタの電圧が最小値を有する瞬間に発振を中断するこ
とができ、制御手段によりトランジスタTrがターン・オ
ンされるまで、前記電圧をそのときの電圧Vi−V0に保持
し、電流Ｉをゼロに保持することができる。
第5a図は第１図示実施例に対するトランジスタTrのコ
レクタ・エミッタ電圧Vceの変化を示し、第5b図は同一
実施例に対する磁化電流Ｉの変化を示す。実線は公称ま
たは名目の場合、すなわち、入力電圧Viおよび負荷Ｒが
設計時に計算した値を有する場合に適合し、破線はより
大きい負荷、すなち、公称入力電圧で、より低い抵抗Ｒ
の場合に適合し、また、点線は低い入力電圧で公称負荷
の場合に適合する。図に示す曲線から分るように、負荷
が大きくなると、整流器ＤおよびトランジスタTrに対し
ては導電時間が中くなり、電流Ｉに対してはその振幅が
大となるほか、入力電圧が低くなるとトラジスタTrはよ
り長い周期にわたって導通し、電流Ｉは公称の場合と同
じ振幅を有する。第5a図および第5b図において、符号文
字Syは同期時刻を示す。
レクタ・エミッタ電圧Vceの変化を示し、第5b図は同一
実施例に対する磁化電流Ｉの変化を示す。実線は公称ま
たは名目の場合、すなわち、入力電圧Viおよび負荷Ｒが
設計時に計算した値を有する場合に適合し、破線はより
大きい負荷、すなち、公称入力電圧で、より低い抵抗Ｒ
の場合に適合し、また、点線は低い入力電圧で公称負荷
の場合に適合する。図に示す曲線から分るように、負荷
が大きくなると、整流器ＤおよびトランジスタTrに対し
ては導電時間が中くなり、電流Ｉに対してはその振幅が
大となるほか、入力電圧が低くなるとトラジスタTrはよ
り長い周期にわたって導通し、電流Ｉは公称の場合と同
じ振幅を有する。第5a図および第5b図において、符号文
字Syは同期時刻を示す。
第６図は第１図の原理による電源回路の実施例の関連
部分を示す詳細図である。第６図においては、インダク
タンスＬの代わりに、変圧器Ｔを使用し、その一巻線L1
をトランジスタTrと直列に配置する。かくして形成され
る直列回路を電圧Viのレール間に配置するとともに、前
記トランジスタTrのコレクタ・エミッタ通路と並列にコ
ンデンサＣを配置する。変圧器Ｔの二次巻線L2はその一
端を大地電位に接続し、他端を第１図の場合も同じ素子
D1およびＤに接続する。通常、点で示す巻線L1およびL2
の巻線方向ならびに整流器Ｄの導電方向は、一方の巻線
には電流が流れ、他方の巻線には電流が流れないような
ものとする（フライバック効果：“flyback"effect）。
また、スイッチＳは、そのゲートを駆動回路Drの出力に
接続し、そのドレインをダイオードD1のカソードに接続
し、そのソースを大地電位に接続した電界効果トランジ
スタにより形成し、前記駆動回路Drの入力をフリップ・
フロップFFの出力Ｑに接続する。変圧器Ｔの第２二次巻
線L3は巻線L2と反対の巻線方向を有し、その一端を大地
電位に接続し他端を抵抗R1と２つのダイオードD2,D3と
により形成した両側リミッタ（doublesided limiter）
に接続する。変圧器Ｔにより生ずる自由振動はコンデン
サC1によりある程度積分され、得られた信号はその出力
をフリップ・フロップFFのセット入力Ｓに接続するよう
にした増幅器Ａにより増幅される。フリップ・フロップ
FFのリセット入力ＲにはスイッチＳを制御するために同
期信号を印加する。また、整流器Ｄのカソードと変圧器
Ｔにより入力電圧Viから直流的に絶縁した大地電位との
間には、コンデンサC0および負荷Ｒを接続する。
部分を示す詳細図である。第６図においては、インダク
タンスＬの代わりに、変圧器Ｔを使用し、その一巻線L1
をトランジスタTrと直列に配置する。かくして形成され
る直列回路を電圧Viのレール間に配置するとともに、前
記トランジスタTrのコレクタ・エミッタ通路と並列にコ
ンデンサＣを配置する。変圧器Ｔの二次巻線L2はその一
端を大地電位に接続し、他端を第１図の場合も同じ素子
D1およびＤに接続する。通常、点で示す巻線L1およびL2
の巻線方向ならびに整流器Ｄの導電方向は、一方の巻線
には電流が流れ、他方の巻線には電流が流れないような
ものとする（フライバック効果：“flyback"effect）。
また、スイッチＳは、そのゲートを駆動回路Drの出力に
接続し、そのドレインをダイオードD1のカソードに接続
し、そのソースを大地電位に接続した電界効果トランジ
スタにより形成し、前記駆動回路Drの入力をフリップ・
フロップFFの出力Ｑに接続する。変圧器Ｔの第２二次巻
線L3は巻線L2と反対の巻線方向を有し、その一端を大地
電位に接続し他端を抵抗R1と２つのダイオードD2,D3と
により形成した両側リミッタ（doublesided limiter）
に接続する。変圧器Ｔにより生ずる自由振動はコンデン
サC1によりある程度積分され、得られた信号はその出力
をフリップ・フロップFFのセット入力Ｓに接続するよう
にした増幅器Ａにより増幅される。フリップ・フロップ
FFのリセット入力ＲにはスイッチＳを制御するために同
期信号を印加する。また、整流器Ｄのカソードと変圧器
Ｔにより入力電圧Viから直流的に絶縁した大地電位との
間には、コンデンサC0および負荷Ｒを接続する。
第６図示回路は、例えばテレビジョン受像機のような
画像表示装置において、コンデンサC0の両端にあらわれ
る直流電圧V0に接続した複数の回路を供給するために使
用される。この場合には、変圧器Ｔの鉄心上には他の電
源電圧を生成するため、第６図には図示してない他の二
次巻線を設けるを可とする。これらの電圧の１つは画像
表示管の最終陽極用のEHTである。これらの電圧、特にE
HT上には、第６図示回路のスイッチング素子のスイッチ
ングに起因するリップル電圧を生ずる。フリップ・フロ
ップFFに供給される同期信号を画像表示装置内で作動す
る水平偏向信号から抽出する場合、およびそれがこの信
号と同じ周波数またはこの周波数の係数に等しい周波数
を有する場合は、このリップル電圧による妨害は定常的
であり、したがって、妨害が表示管の表示スクリーン上
で見えたとしても、左程うるさいものではない。したが
って、EHT導線上のスイッチング・リップルを減少させ
るフィルタを使用するを要しない。第６図示回路の電圧
V0および可能な他の出力電圧は、例えば、トランジスタ
Trの導電時間を電圧V0の関数として制御することによる
入力電力の変化及び／又は負荷の変化に対する既知の方
法で安定化することができる。
画像表示装置において、コンデンサC0の両端にあらわれ
る直流電圧V0に接続した複数の回路を供給するために使
用される。この場合には、変圧器Ｔの鉄心上には他の電
源電圧を生成するため、第６図には図示してない他の二
次巻線を設けるを可とする。これらの電圧の１つは画像
表示管の最終陽極用のEHTである。これらの電圧、特にE
HT上には、第６図示回路のスイッチング素子のスイッチ
ングに起因するリップル電圧を生ずる。フリップ・フロ
ップFFに供給される同期信号を画像表示装置内で作動す
る水平偏向信号から抽出する場合、およびそれがこの信
号と同じ周波数またはこの周波数の係数に等しい周波数
を有する場合は、このリップル電圧による妨害は定常的
であり、したがって、妨害が表示管の表示スクリーン上
で見えたとしても、左程うるさいものではない。したが
って、EHT導線上のスイッチング・リップルを減少させ
るフィルタを使用するを要しない。第６図示回路の電圧
V0および可能な他の出力電圧は、例えば、トランジスタ
Trの導電時間を電圧V0の関数として制御することによる
入力電力の変化及び／又は負荷の変化に対する既知の方
法で安定化することができる。
第７図は第６図示回路内のいくつかの電圧変化を示
す。これらは巻線L1の両端の電圧の変化（第7a図）、フ
リップ・フロップFFの入力Ｒにおける電圧の変化（第7c
図）およびフリップ・フロップFFの出力Ｑにおける電圧
の変化（第7d図）である。これらの図から分るように、
フリップ・フロップは、トランジスタTrのターン・オフ
時間の間の第7a図の電圧がゼロの値を通過する瞬間にセ
ットされ、その結果、ダイオードD1のない場合にトラン
ジスタＳはターン・オンされる。この状態はトランジス
タTrの次の導電時間中の巻線L2の両端の電圧のゼロ交差
まで続き、その後ダイオードD1およびトランジスタＳを
通して電流が流れ、これにより種々のインダクタンスお
よびコンデンサにより構成される共振回路内の振動は中
断される。第7b図の電圧パルスは中断の始まる瞬間に終
わるが、これは第7d図示電圧には影響を与えないので、
トランジスタＳはターン・オン状態を保持する。同期パ
ルスの前縁部が起こる時刻Syにはフリップ・フロップは
リセットされるので、第7d図の電圧は低レベルとなって
トランジスタＳをターン・オフさせ発振を再開させる。
す。これらは巻線L1の両端の電圧の変化（第7a図）、フ
リップ・フロップFFの入力Ｒにおける電圧の変化（第7c
図）およびフリップ・フロップFFの出力Ｑにおける電圧
の変化（第7d図）である。これらの図から分るように、
フリップ・フロップは、トランジスタTrのターン・オフ
時間の間の第7a図の電圧がゼロの値を通過する瞬間にセ
ットされ、その結果、ダイオードD1のない場合にトラン
ジスタＳはターン・オンされる。この状態はトランジス
タTrの次の導電時間中の巻線L2の両端の電圧のゼロ交差
まで続き、その後ダイオードD1およびトランジスタＳを
通して電流が流れ、これにより種々のインダクタンスお
よびコンデンサにより構成される共振回路内の振動は中
断される。第7b図の電圧パルスは中断の始まる瞬間に終
わるが、これは第7d図示電圧には影響を与えないので、
トランジスタＳはターン・オン状態を保持する。同期パ
ルスの前縁部が起こる時刻Syにはフリップ・フロップは
リセットされるので、第7d図の電圧は低レベルとなって
トランジスタＳをターン・オフさせ発振を再開させる。
第１図および第３図示回路については種々の変形例を
考えつくことができる。例えば、第１図および第３図の
インダクタンスＬと並列、あるいは、第６図の巻線L1ま
たはL2と並列にコンデンサＣを配置することができる。
また、整流器Ｄに接続しない方のコンデンサＣの端子を
電圧Viの正レールでなく負レールに接続することもでき
る。この場合には、回路は、電圧V0が電圧Viに等しいか
それより低い値を有する第１図、第３図および第６図に
示すフライバック・コンバータ（帰線コンバータ）でな
く、周期に対するストランジスタTrの導電時間に従属す
る出力電圧V0が入力電圧Viに等しいか、それより高い値
を有する“アップ・コンバータ（up−converter）”と
して作動する。
考えつくことができる。例えば、第１図および第３図の
インダクタンスＬと並列、あるいは、第６図の巻線L1ま
たはL2と並列にコンデンサＣを配置することができる。
また、整流器Ｄに接続しない方のコンデンサＣの端子を
電圧Viの正レールでなく負レールに接続することもでき
る。この場合には、回路は、電圧V0が電圧Viに等しいか
それより低い値を有する第１図、第３図および第６図に
示すフライバック・コンバータ（帰線コンバータ）でな
く、周期に対するストランジスタTrの導電時間に従属す
る出力電圧V0が入力電圧Viに等しいか、それより高い値
を有する“アップ・コンバータ（up−converter）”と
して作動する。
第８図は本発明回路の他の変形例を示すもので、第１
図と比較して、スイッチＳをインダクタンスＬと並列に
配置せず、コンデンサＣと直列に配置している。このよ
うな変形はインダクタンスＬの両端の容量がコンデンサ
Ｃの容量に比し、小さい場合にの実現可能である。トラ
ンジスタTrのターン・オフ時間の間には、インダクタン
スＬおよびコンデンサＣを流れる電流がゼロの時間で、
なるべくトランジスタTrのコレクタの電圧が最大値を有
する時間でなく、この電圧が最小値を有するそれより後
の時刻に、適当な制御手段により、スイッチＳが非導電
状態となるので、発振は中断される。この時刻の後は、
電流はゼロとなり、該コレクタの電圧はこの時刻にとっ
ていた値Vi−V0を保持し、また、インダクタンスＬの両
端の電圧Ｖは値V0のままとなる。この状態はトランジス
タTrが再びターン・オンされるまで続く。また、第８図
にはコレクタの電圧の変化をも示す。第８図示変形例の
場合は、トランジスタをターン・オンすることにより消
費されるエネルギーは最小となり、また、さもないと時
刻t6の後に生ずる可能性のある自由振動を除去すること
ができる。第８図示実施例においては、発振の中断は、
第３図示回路の場合にそうであったように、同期目的の
ためでなく、消費エネルギーを最小にするため使用する
ことができる。
図と比較して、スイッチＳをインダクタンスＬと並列に
配置せず、コンデンサＣと直列に配置している。このよ
うな変形はインダクタンスＬの両端の容量がコンデンサ
Ｃの容量に比し、小さい場合にの実現可能である。トラ
ンジスタTrのターン・オフ時間の間には、インダクタン
スＬおよびコンデンサＣを流れる電流がゼロの時間で、
なるべくトランジスタTrのコレクタの電圧が最大値を有
する時間でなく、この電圧が最小値を有するそれより後
の時刻に、適当な制御手段により、スイッチＳが非導電
状態となるので、発振は中断される。この時刻の後は、
電流はゼロとなり、該コレクタの電圧はこの時刻にとっ
ていた値Vi−V0を保持し、また、インダクタンスＬの両
端の電圧Ｖは値V0のままとなる。この状態はトランジス
タTrが再びターン・オンされるまで続く。また、第８図
にはコレクタの電圧の変化をも示す。第８図示変形例の
場合は、トランジスタをターン・オンすることにより消
費されるエネルギーは最小となり、また、さもないと時
刻t6の後に生ずる可能性のある自由振動を除去すること
ができる。第８図示実施例においては、発振の中断は、
第３図示回路の場合にそうであったように、同期目的の
ためでなく、消費エネルギーを最小にするため使用する
ことができる。
第１図は本発明回路の第１実施例の回路図、 第２図は第１図示回路内で生ずる波形を示す図、 第３図は本発明回路の第２実施例の回路図、 第４図は第２図示回路内で生ずる波形を示す図、 第５図は入力電圧もしくは負荷が変化した場合における
第１図示回路内で生ずる波形を示す図、 第６図は第１図の原理による本発明回路の実施例の詳細
回路図、 第７図は第６図示回路内で生ずる波形を示す図、 第８図は本発明回路の第３実施例の回路図である。 Tr……パワ スイッチング トランジスタ Ｌ……インダクタンス Vi……DC電圧源 Ｄ……整流器 D1,D2,D3……ダイオード C,C1……コンデンサ Ｓ……制御可能スイッチ C0……平滑コンデンサ Ｒ……負荷または抵抗 V0……DC電圧 Ｔ……変圧器 L1……一次巻線 L2,L3……二次巻線 Dr……駆動回路 FF……フリップ フロップ Ａ……増幅器
第１図示回路内で生ずる波形を示す図、 第６図は第１図の原理による本発明回路の実施例の詳細
回路図、 第７図は第６図示回路内で生ずる波形を示す図、 第８図は本発明回路の第３実施例の回路図である。 Tr……パワ スイッチング トランジスタ Ｌ……インダクタンス Vi……DC電圧源 Ｄ……整流器 D1,D2,D3……ダイオード C,C1……コンデンサ Ｓ……制御可能スイッチ C0……平滑コンデンサ Ｒ……負荷または抵抗 V0……DC電圧 Ｔ……変圧器 L1……一次巻線 L2,L3……二次巻線 Dr……駆動回路 FF……フリップ フロップ Ａ……増幅器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 3/00 - 3/44
Claims (14)
- 【請求項１】入力電圧端子間に結合した誘導素子および
制御可能パワ・スイッチの直列配置と、前記パワ・スイ
ッチを交互に導電状態および非導電状態にするための制
御手段と、出力電圧を導出させるため前記誘導素子に結
合した整流器とを含み、該誘導素子およびそれに結合し
たコンデンサにより、スイッチおよび整流器が無電流の
時間周期に、回路内に電圧振動が存在するような共振回
路の一部を形成させるようにした直流入力電圧を直流出
力電圧に変換するためのスイッチ・モード電源回路にお
いて、該電源回路は誘導素子の両端の電圧またはコンデ
ンサを流れる電流がほぼゼロとなる時間に共振回路内に
存在する振動を中断する手段を具えたことを特徴とする
スイッチ・モード電源回路。 - 【請求項２】振動を中断する該手段を同期手段とし、か
つ連続する中断の最終時刻を時間に関して周期的に位置
させるようにしたことを特徴とする請求項１記載のスイ
ッチ・モード電源回路。 - 【請求項３】該最終時刻を画像表示装置内で作動する水
平偏向信号と同じ周波数または該周波数の倍数に等しい
周波数で相互に連続させるようにしたことを特徴とする
画像表示装置用の請求項２記載のスイッチ・モード電源
回路。 - 【請求項４】振動を中断する該手段により、誘導素子の
両端の電圧がほぼゼロになる時刻およびその後に該電圧
をほぼゼロに保持するクランプ回路を形成させるように
したことを特徴とする請求項１記載のスイッチ・モード
電源回路。 - 【請求項５】該クランプ回路は第２スイッチと直列に配
置した単方向導電素子を含み、かくして形成される直列
配置を誘導素子と並列に配置したことを特徴とする請求
項４記載のスイッチ・モード電源回路。 - 【請求項６】該クランプ回路が作動し始める時刻をパワ
・スイッチのターン・オン時刻の直ぐ前に位置させるよ
うにしたことを特徴とする請求項４記載のスイッチ・モ
ード電源回路。 - 【請求項７】第２制御可能スイッチを導電させるため、
該第２スイッチに供給するパルスは、誘導素子の両端の
電圧がパワ・スイッチのターン・オフ時刻後ゼロになる
時刻と同時またはそれより後であるが、パワ・スイッチ
のターン・オン時刻の前の該電圧のゼロ交差より遅くな
い時間に起こる前縁部を有し、かつ前記ゼロ交差より早
い時刻には起こらない後縁部を有することを特徴とする
請求項５または６に記載のスイッチ・モード電源回路。 - 【請求項８】該クランプ回路が作動し始める時刻をパワ
スイッチのターン・オフ時刻の直ぐ後に位置させたこと
を特徴とする請求項４記載のスイッチ・モード電源回
路。 - 【請求項９】第２制御可能スイッチを導電させるため、
該第２スイッチに印加するパルスは、誘導素子の両端の
電圧がパワ・スイッチのターン・オン時刻前にゼロにな
る時刻と同時またはそれより後であるが、パワ・スイッ
チの次のターン・オフ時刻の後の該電圧のゼロ交差より
遅くない時刻に起こる前縁部を有し、かつ前記ゼロ交差
より早い時刻には起こらない後縁部を有することを特徴
とする請求項５または８に記載のスイッチ・モード電源
回路。 - 【請求項１０】第２制御可能スイッチに制御パルスを印
加するための双安定素子を含み、該双安定素子に印加さ
れるセット・パルスの縁部が毎回ごとに誘導素子の両端
の電圧のゼロ交差中に起こるようにし、また、双安定素
子に印加されるリセット・パルスの前縁部が中断の最終
時刻に起こるようにしたことを特徴とする請求項９記載
のスイッチ・モード電源回路。 - 【請求項１１】回路内に生ずる量を所定限界値と比較
し、該限界値を超えるとき、該グランプ回路を作動させ
る手段を具えたことを特徴とする請求項８記載のスイッ
チ・モード電源回路。 - 【請求項１２】振動を中断する手段は、コンデンサと直
列に配置した第２制御可能スイッチを含み、該スイッチ
を流れる電流がほぼセロとなる時刻にコンデンサの電流
通路を中断するようにしたことを特徴とする請求項１記
載のスイッチ・モード電源回路。 - 【請求項１３】パワ・スイッチの両端の電圧がほぼ最小
値を有する時刻に第２制御可能スイッチをブロックする
ようにしたことを特徴とする請求項12記載のスイッチ・
モード電源回路。 - 【請求項１４】パワ・スイッチの制御手段はその両端の
電圧がほぼ最小値を有する時刻に該スイッチを導電状態
に駆動するようにしたことを特徴とする請求項１記載の
スイッチ・モード電源回路。
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