JPH0265659A - スイッチ・モード電源回路 - Google Patents
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- JPH0265659A JPH0265659A JP1162815A JP16281589A JPH0265659A JP H0265659 A JPH0265659 A JP H0265659A JP 1162815 A JP1162815 A JP 1162815A JP 16281589 A JP16281589 A JP 16281589A JP H0265659 A JPH0265659 A JP H0265659A
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は入力端子端子間に結合した誘導素子および制御
可能パワ・スイッチの直列配置と、前記パワ・スイ隻チ
を交互に導電状態および非導電状態にするための制御手
段と、出力電圧を導出させるため前記誘導素子に結合し
た整流器とを含み、該誘導素子およびそれに結合したコ
ンデンサにより、スイッチおよび整流器が無電流の時間
周期に回路内に電圧振動が存在するような共振回路の一
部を形成させるようにした直流入力電圧を直流出力電圧
に変換するためのスイッチ・モード電源回路に関するも
のである。
可能パワ・スイッチの直列配置と、前記パワ・スイ隻チ
を交互に導電状態および非導電状態にするための制御手
段と、出力電圧を導出させるため前記誘導素子に結合し
た整流器とを含み、該誘導素子およびそれに結合したコ
ンデンサにより、スイッチおよび整流器が無電流の時間
周期に回路内に電圧振動が存在するような共振回路の一
部を形成させるようにした直流入力電圧を直流出力電圧
に変換するためのスイッチ・モード電源回路に関するも
のである。
共振回路を含むこの種スイッチ・モード電源回路に関し
ては、オランダ国特許出願第８５０２３３９号（特願昭
６１−１９７４４５ （特開昭６２−４８２６４）
に対応）に記載されており公知である。このような回路
の場合は、例えば、制御可能スイッチに供給する制御信
号の周波数を出力電圧の関数として制御するようにして
いるため入力端子の可能な変化もしくは出力電圧に接続
される負荷の変化にかかわらず、出力電圧をほぼ一定に
保持することができる。この制御信号は発振器あるいは
回路が自己振動し得る他の方法で発生できる。
ては、オランダ国特許出願第８５０２３３９号（特願昭
６１−１９７４４５ （特開昭６２−４８２６４）
に対応）に記載されており公知である。このような回路
の場合は、例えば、制御可能スイッチに供給する制御信
号の周波数を出力電圧の関数として制御するようにして
いるため入力端子の可能な変化もしくは出力電圧に接続
される負荷の変化にかかわらず、出力電圧をほぼ一定に
保持することができる。この制御信号は発振器あるいは
回路が自己振動し得る他の方法で発生できる。
〔発明が解決しようとする課題〕
本発明は共振回路の振動を中断させる方法を使用した前
述形式の改良形スイッチ・モード電源回路を提供するこ
とを目的とする。
述形式の改良形スイッチ・モード電源回路を提供するこ
とを目的とする。
この目的を達成するため、前述形式の本発明スイッチ・
モード電源回路においては、誘導素子の両端の電圧また
はコンデンサを流れる電流がほぼゼロとなる瞬間に共振
回路内に存在する振動を中断する手段を具えたことを特
徴とする。
モード電源回路においては、誘導素子の両端の電圧また
はコンデンサを流れる電流がほぼゼロとなる瞬間に共振
回路内に存在する振動を中断する手段を具えたことを特
徴とする。
この方法によるときは、振動は高い信号レベル、すなわ
ち、インダクタンスを流れる電流またはコンデンサの両
端の電圧のいずれか、したがって関連素子に蓄えられる
エネルギーが極限値（ｅｘｔｒｅｍｅνａｌｕｅ）を有
する瞬間に中断させる。中断期間中これらの量はほぼそ
れらの極限値に保持され、その後はこの値から振動が再
開される。後述するところから明らかなように、このよ
うな中断は多くの利点を有する。例えば、中断がないと
き発生する可能性がある自由振動を除去することができ
るので、回路により消費されるエネルギーを減少できる
。振動を中断する手段は同期手段とし、連続する中断の
最終時刻を時間に関して周期的に位置させることが好ま
しい。このようにするときは、回路は所望のように常に
同一周波数で作動する。
ち、インダクタンスを流れる電流またはコンデンサの両
端の電圧のいずれか、したがって関連素子に蓄えられる
エネルギーが極限値（ｅｘｔｒｅｍｅνａｌｕｅ）を有
する瞬間に中断させる。中断期間中これらの量はほぼそ
れらの極限値に保持され、その後はこの値から振動が再
開される。後述するところから明らかなように、このよ
うな中断は多くの利点を有する。例えば、中断がないと
き発生する可能性がある自由振動を除去することができ
るので、回路により消費されるエネルギーを減少できる
。振動を中断する手段は同期手段とし、連続する中断の
最終時刻を時間に関して周期的に位置させることが好ま
しい。このようにするときは、回路は所望のように常に
同一周波数で作動する。
かくして、本発明の一実施例においては、これらの手段
を用いて回路を同期させることが可能で、自由振動が発
生することもなく、また前述の特許出願に記載されてい
るような方法で、パワ・スイッチをターン・オンするこ
とにより消費されるエネルギーを減少させることができ
る。また、本発明の他の実施例においては、回路を不連
続モードで作動する０、Ｃ６帰線コンバータとして形成
することにより、振動の発生期間中、インダクタンスを
流れる電流がゼロとなるようにし、本発明による中断に
よりターン・オン損失の減少をはかるようにするととも
に、既知の他の方法で回路を同期させるようにしている
。
を用いて回路を同期させることが可能で、自由振動が発
生することもなく、また前述の特許出願に記載されてい
るような方法で、パワ・スイッチをターン・オンするこ
とにより消費されるエネルギーを減少させることができ
る。また、本発明の他の実施例においては、回路を不連
続モードで作動する０、Ｃ６帰線コンバータとして形成
することにより、振動の発生期間中、インダクタンスを
流れる電流がゼロとなるようにし、本発明による中断に
よりターン・オン損失の減少をはかるようにするととも
に、既知の他の方法で回路を同期させるようにしている
。
画像表示装置に本発明を使用する場合は、本発明回路は
、該最終時刻を画像表示装置内で作動する水平偏向信号
と同じ周波数またはその倍数の周波数で連続させるよう
にすることが好ましい。このようにするときは、回路の
種々のスイッチング素子を切換えることに起因する妨害
は水平偏向に関して定常的なものとなり、表示スクリー
ン上に妨害が見えたとしても、それ程うるさくは感じな
い。
、該最終時刻を画像表示装置内で作動する水平偏向信号
と同じ周波数またはその倍数の周波数で連続させるよう
にすることが好ましい。このようにするときは、回路の
種々のスイッチング素子を切換えることに起因する妨害
は水平偏向に関して定常的なものとなり、表示スクリー
ン上に妨害が見えたとしても、それ程うるさくは感じな
い。
また、本発明回路においては、振動を中断する該手段に
より、誘導素子の両端の電圧がほぼゼロになる瞬間およ
びその後に該電圧をほぼゼロに保持するクランプ回路を
形成させるようにしている。
より、誘導素子の両端の電圧がほぼゼロになる瞬間およ
びその後に該電圧をほぼゼロに保持するクランプ回路を
形成させるようにしている。
この方法によるときはコンデンサの両端の電圧は中断期
間中はとんど変わることはない。また、前記クランプ回
路は第２スイッチと直列に配置した単方向導電素手を含
み、かくして形成される直列配置を誘導素子と並列に配
置するを可とする。これにより、正しい瞬時に中断を開
始させることができ、また、そこには電圧ステップがな
いので、コンデンサに対して安全を確保することができ
る。
間中はとんど変わることはない。また、前記クランプ回
路は第２スイッチと直列に配置した単方向導電素手を含
み、かくして形成される直列配置を誘導素子と並列に配
置するを可とする。これにより、正しい瞬時に中断を開
始させることができ、また、そこには電圧ステップがな
いので、コンデンサに対して安全を確保することができ
る。
さらに、本発明回路の他の実施例の場合、振動を中断す
る該手段はコンデンサと直列に配置した第２制御可能ス
イッチを含み、該スイッチを流れる電流がほぼセロとな
る瞬間にコンデンサの電流通路を中断するようにしてい
る。しかし、実際には、このような実施例は誘導素子の
両端の容量が共振回路のコンデンサの容量に比し小さい
場合にのみ実現することができる。
る該手段はコンデンサと直列に配置した第２制御可能ス
イッチを含み、該スイッチを流れる電流がほぼセロとな
る瞬間にコンデンサの電流通路を中断するようにしてい
る。しかし、実際には、このような実施例は誘導素子の
両端の容量が共振回路のコンデンサの容量に比し小さい
場合にのみ実現することができる。
以下図面により本発明を説明する。
第１図に示す本発明電源回路はＮＰＮ形パワ・スイッチ
ング・トランジスタＴｒの形状の制御可能電源スイッチ
を含み、前記トランジスタＴ、のコレクタをインダクタ
ンスしに接続し、そのエミフタを大地電位に接続する。
ング・トランジスタＴｒの形状の制御可能電源スイッチ
を含み、前記トランジスタＴ、のコレクタをインダクタ
ンスしに接続し、そのエミフタを大地電位に接続する。
また、前記素子りの他端をＤＣ入力電圧源Ｖ□の正レー
ルに接続し、例えば、主整流器である前記電圧’ｒｆＭ
Ｖ ｔ の負レールを大地電位に接続する。前記トラ
ンジスタＴ、のコレクタには整流器りのアノード、ダイ
オードＤＩのアノードおよびコンデンサＣを接続する。
ルに接続し、例えば、主整流器である前記電圧’ｒｆＭ
Ｖ ｔ の負レールを大地電位に接続する。前記トラ
ンジスタＴ、のコレクタには整流器りのアノード、ダイ
オードＤＩのアノードおよびコンデンサＣを接続する。
前記ダイオードＤ１のカソードと前記正レールとの間に
は第２の制御可能スイッチＳを配置し、整流器りのカソ
ードと前記正レールとの間には平滑コンデンサＣ８およ
び抵抗Ｒで示す負荷を配置する。さらに、コンデンサＣ
のコレクタに接続しない方の端子を大地電位に接続する
。前記トランジスタＴｒのベース導線には、トランジス
タを交互にターン・オンおよびターン・オフさせる既知
の制御手段（図示せず）を結合する。スイッチＳの制御
手段についても図示を省略しである。作動的には第１図
示回路の出力電圧であるＤＣ電圧Ｖ。が素子Ｃ８とＲの
並列接続の両端にあられれ、素子り、 ＣｏおよびＲの
接続点には電圧Ｖ１ ＋ν０があられれる。
は第２の制御可能スイッチＳを配置し、整流器りのカソ
ードと前記正レールとの間には平滑コンデンサＣ８およ
び抵抗Ｒで示す負荷を配置する。さらに、コンデンサＣ
のコレクタに接続しない方の端子を大地電位に接続する
。前記トランジスタＴｒのベース導線には、トランジス
タを交互にターン・オンおよびターン・オフさせる既知
の制御手段（図示せず）を結合する。スイッチＳの制御
手段についても図示を省略しである。作動的には第１図
示回路の出力電圧であるＤＣ電圧Ｖ。が素子Ｃ８とＲの
並列接続の両端にあられれ、素子り、 ＣｏおよびＲの
接続点には電圧Ｖ１ ＋ν０があられれる。
第２ａ図はインダクタンスＬの両端の電圧Ｖの変化を示
し、第２ｂ図はＬを流れる電流■の変化を示す。トラン
ジスタＴｒは時刻ｔ。より前にターン・オンされる。コ
レクタの電圧はほぼゼロであるので電圧ＶはほぼＶｌに
等しく、また電流■は直線的に増加するため、エネルギ
ーはインダクタンスＩ−に蓄留される。時刻ｔ。にはト
ランジスタがターン・オフされるので、コレクタの電圧
は時間の正弦関数にしたがって増加し、一方電圧Ｖは同
じ正弦関数にしたがって減少し、電流■は時間の余弦関
数にしたがって変化する。これらの関数はインダクタン
スしおよびコンデンサＣにより構成される共振回路の共
振周波数により決められる。時刻（ｌには、電圧Ｖはゼ
ロの値に達し、電流■は最大＠きなる。時刻ｔ１までは
ダイオード旧のアノードの電圧はＶ、より低いので、ス
イッチＳの状態、すなわち、スイッチが導電状態か非導
電状態かは無閲係である。したがって、時刻ｔ、または
ｔｌより前の時刻に、スイッチＳが導電状態になった場
合は、電流ｒはこの時刻の後までダイオードＤ１および
スイッチＳを通して流れ始めることはない。ダイオード
Ｄ１およびスイッチＳはトランジスタＴｒのコレクタの
電圧をほぼ敏Ｖ１でクランプするクランプ回路を構成し
、かくして素子Ｄ１およびＳの両端の電圧降下はきわめ
て低く、したがって電圧Ｖはほぼゼロとなり、また電流
■はそれが時刻ｔに有していた値にほぼ保持され、その
結果、発振は中断される。この状態はスイッチＳが導電
状態である限り保持される。
し、第２ｂ図はＬを流れる電流■の変化を示す。トラン
ジスタＴｒは時刻ｔ。より前にターン・オンされる。コ
レクタの電圧はほぼゼロであるので電圧ＶはほぼＶｌに
等しく、また電流■は直線的に増加するため、エネルギ
ーはインダクタンスＩ−に蓄留される。時刻ｔ。にはト
ランジスタがターン・オフされるので、コレクタの電圧
は時間の正弦関数にしたがって増加し、一方電圧Ｖは同
じ正弦関数にしたがって減少し、電流■は時間の余弦関
数にしたがって変化する。これらの関数はインダクタン
スしおよびコンデンサＣにより構成される共振回路の共
振周波数により決められる。時刻（ｌには、電圧Ｖはゼ
ロの値に達し、電流■は最大＠きなる。時刻ｔ１までは
ダイオード旧のアノードの電圧はＶ、より低いので、ス
イッチＳの状態、すなわち、スイッチが導電状態か非導
電状態かは無閲係である。したがって、時刻ｔ、または
ｔｌより前の時刻に、スイッチＳが導電状態になった場
合は、電流ｒはこの時刻の後までダイオードＤ１および
スイッチＳを通して流れ始めることはない。ダイオード
Ｄ１およびスイッチＳはトランジスタＴｒのコレクタの
電圧をほぼ敏Ｖ１でクランプするクランプ回路を構成し
、かくして素子Ｄ１およびＳの両端の電圧降下はきわめ
て低く、したがって電圧Ｖはほぼゼロとなり、また電流
■はそれが時刻ｔに有していた値にほぼ保持され、その
結果、発振は中断される。この状態はスイッチＳが導電
状態である限り保持される。
時刻ｔ２には、スイッチＳがブロックされ、再び発振が
始まる。かくして、再び電流■がコンデンサＣに流れ、
その両端の電圧は値Ｖ１以上に増加して、電圧Ｖは正弦
関数にしたがって負となり、電流Ｉは余弦関数にしたが
って減少する。また、コンデンサＣの両端の電圧は時刻
ｔ、に値Ｖ１ ＋ν。
始まる。かくして、再び電流■がコンデンサＣに流れ、
その両端の電圧は値Ｖ１以上に増加して、電圧Ｖは正弦
関数にしたがって負となり、電流Ｉは余弦関数にしたが
って減少する。また、コンデンサＣの両端の電圧は時刻
ｔ、に値Ｖ１ ＋ν。
に達し、整流器りが導電状態となるまで増え続ける。か
くして、電圧Ｖは−Ｖ。に等しい値を保持し、電流■は
特に、時刻ｔ４にゼロの値に達するまで直線的に減少し
てコンデンサＣ６に流れ、前記コンデンサを再度充電す
る。この場合、素子りはもはやなんらのエネルギーをも
有しない。時刻ｔ、の後には、整流器りは電流を搬送し
ないので、インダクタンスしおよびコンデンサＣは再び
共振回路を形成する。かくして、コンデンサＣは前述し
たと同じ余弦関数にしたがってインダクタンスに放電し
、電流Ｉは負の極性を有する。また、電圧Ｖは前述した
と同じ正弦関数にしたがって値−ｖｏから増加する。次
に、時刻ｔ、には電圧Ｖはゼロの値を通過し、時刻ｔ６
には電流■はゼロとなり電圧Ｖは値Ｖ。
くして、電圧Ｖは−Ｖ。に等しい値を保持し、電流■は
特に、時刻ｔ４にゼロの値に達するまで直線的に減少し
てコンデンサＣ６に流れ、前記コンデンサを再度充電す
る。この場合、素子りはもはやなんらのエネルギーをも
有しない。時刻ｔ、の後には、整流器りは電流を搬送し
ないので、インダクタンスしおよびコンデンサＣは再び
共振回路を形成する。かくして、コンデンサＣは前述し
たと同じ余弦関数にしたがってインダクタンスに放電し
、電流Ｉは負の極性を有する。また、電圧Ｖは前述した
と同じ正弦関数にしたがって値−ｖｏから増加する。次
に、時刻ｔ、には電圧Ｖはゼロの値を通過し、時刻ｔ６
には電流■はゼロとなり電圧Ｖは値Ｖ。
に達し、トランジスタＴｒのコレクタの電圧は値Ｖ；
Ｖｏとなる。これはこの電圧の可能な最低値である。
Ｖｏとなる。これはこの電圧の可能な最低値である。
時刻ｔ６には、例えば前述のオランダ国特許出願第８５
０２３３９号（特願昭６ｌ−１９７４４５（特開昭６２
４８２６４＞ に対応）に記載されているような方法で
トランジスタＴｒがターン・オンされる。かくして、ト
ランジスタのコレクタ電流はインダクタンスＬを流れ、
この電流は時間の線形関数にしたがって増加する。これ
は時刻ｔ。以前と同じ状態である。
０２３３９号（特願昭６ｌ−１９７４４５（特開昭６２
４８２６４＞ に対応）に記載されているような方法で
トランジスタＴｒがターン・オンされる。かくして、ト
ランジスタのコレクタ電流はインダクタンスＬを流れ、
この電流は時間の線形関数にしたがって増加する。これ
は時刻ｔ。以前と同じ状態である。
前述したところから明らかなように、発振が中断される
時刻ｔ１とｔ２の間の時間間隔はスイッチＳをブロック
する時刻ｔ２の位置により決められる。
時刻ｔ１とｔ２の間の時間間隔はスイッチＳをブロック
する時刻ｔ２の位置により決められる。
この時刻は同期時刻で、スイッチＳに印加されるパルス
の後縁部に対応する。このパルスの＠縁部はトランジス
タＴｒのコレクタの電圧が値Ｖ１以下になる時刻または
その時刻の後に位置する任意の時刻に起こる。換言すれ
ば、この時刻は第２図の時刻ｔ５より１周期早く、時刻
ｔ１またはそれより前の時刻である。周期的に発生する
周期パルスがない場合には、ｔｌとｔ２との間隔はゼロ
に減少し、回路は、例えばトランジスタＴｒの制御手段
内で協動する発振器により決められる固有周ａ数を有す
る。また、他の＠様として、第１図示回路は、同期パル
スがない場合自由走行する自己振動電；原回路の一部を
形成することができる。同期の場合には、第２図の時刻
ｔ１の後に位置する時刻は遅延するので、振動周期は自
由振動の場合より長くなり、したがって振動周波数も低
くなるものと思われる。
の後縁部に対応する。このパルスの＠縁部はトランジス
タＴｒのコレクタの電圧が値Ｖ１以下になる時刻または
その時刻の後に位置する任意の時刻に起こる。換言すれ
ば、この時刻は第２図の時刻ｔ５より１周期早く、時刻
ｔ１またはそれより前の時刻である。周期的に発生する
周期パルスがない場合には、ｔｌとｔ２との間隔はゼロ
に減少し、回路は、例えばトランジスタＴｒの制御手段
内で協動する発振器により決められる固有周ａ数を有す
る。また、他の＠様として、第１図示回路は、同期パル
スがない場合自由走行する自己振動電；原回路の一部を
形成することができる。同期の場合には、第２図の時刻
ｔ１の後に位置する時刻は遅延するので、振動周期は自
由振動の場合より長くなり、したがって振動周波数も低
くなるものと思われる。
第１図示回路と同じ構成素子を同一記号で表示するよう
にした第３図示実施例の場合は、ダイオード旧の導電方
向を第１図のそれと逆転させている。この場合には、ス
イッチＳの導電は、トランジスタＴ、のコレクタの電圧
がＶｌより低くなったとき、すなわち時刻ｔ、に、トラ
ンジスタ′ｒ、のターン・オフ時間の間に存在する発振
を中断させるのに影響を与える。かくして、同期パルス
の前縁部は時刻（ｌまたはｔ、の後および時刻し、より
前またはｔ５に位置する任意の時刻に起こり、また、そ
の後縁部は同期時刻に起こる。第４ａ図および第４ｂ図
は第３図示実施例の場合の第２ａ図および第２ｂ図に示
すそれと同じ変化を示す。
にした第３図示実施例の場合は、ダイオード旧の導電方
向を第１図のそれと逆転させている。この場合には、ス
イッチＳの導電は、トランジスタＴ、のコレクタの電圧
がＶｌより低くなったとき、すなわち時刻ｔ、に、トラ
ンジスタ′ｒ、のターン・オフ時間の間に存在する発振
を中断させるのに影響を与える。かくして、同期パルス
の前縁部は時刻（ｌまたはｔ、の後および時刻し、より
前またはｔ５に位置する任意の時刻に起こり、また、そ
の後縁部は同期時刻に起こる。第４ａ図および第４ｂ図
は第３図示実施例の場合の第２ａ図および第２ｂ図に示
すそれと同じ変化を示す。
これらの実施例の双方は利点および欠点を有する。第２
ｂ図および第４ｂ図から分るように、第３図示実施例と
比較して、第１図示実施例は中断の間に流れる電流の強
さが大で、この電流によりインダクタンスしいスイッチ
ＳおよびダイオードＤｌ内に生ずる消費損失が多くなる
という難点を有するが、他方において、第１実施例の方
が安全性が高い。スイッチＳが不良となり、永続的にオ
ープン状態のままとなった場合は、回路はいずれの場合
も同期不能であるので、他の結果を生ずることなく、よ
り高い周波数を生ずるが、スイッチが永続的短絡回路を
形成する場合は最初に述べた場合には有害な影響を生じ
ない。この場合、コンデンサＣｏには新しい補充エネル
ギーは供給されず、したがって、そこに蓄積されたエネ
ルギーはまもなく損失する。第２の場合には、トランジ
スタＴ、は永久にターン・オンされる。これはトランジ
スタにとってきわめて有害である。第１図示実施例にお
いては、例えば、高めの出力電圧が生ずる限り、スイッ
チが導電状態を確保するような安全手段（図示せず）を
付加するを可とする。この目的のため、回路は関連する
量を所定限度値と比較し、この値を超えたときスイッチ
Ｓを制御する既知の手段を具える。
ｂ図および第４ｂ図から分るように、第３図示実施例と
比較して、第１図示実施例は中断の間に流れる電流の強
さが大で、この電流によりインダクタンスしいスイッチ
ＳおよびダイオードＤｌ内に生ずる消費損失が多くなる
という難点を有するが、他方において、第１実施例の方
が安全性が高い。スイッチＳが不良となり、永続的にオ
ープン状態のままとなった場合は、回路はいずれの場合
も同期不能であるので、他の結果を生ずることなく、よ
り高い周波数を生ずるが、スイッチが永続的短絡回路を
形成する場合は最初に述べた場合には有害な影響を生じ
ない。この場合、コンデンサＣｏには新しい補充エネル
ギーは供給されず、したがって、そこに蓄積されたエネ
ルギーはまもなく損失する。第２の場合には、トランジ
スタＴ、は永久にターン・オンされる。これはトランジ
スタにとってきわめて有害である。第１図示実施例にお
いては、例えば、高めの出力電圧が生ずる限り、スイッ
チが導電状態を確保するような安全手段（図示せず）を
付加するを可とする。この目的のため、回路は関連する
量を所定限度値と比較し、この値を超えたときスイッチ
Ｓを制御する既知の手段を具える。
上述の実施例においては、高い信号レベルで電源回路を
同期させるのに、素子Ｄ１およびＳを有するクランプ回
路による発振の中断を使用している。
同期させるのに、素子Ｄ１およびＳを有するクランプ回
路による発振の中断を使用している。
第３図示実施例においては、他の目的のため中断を使用
することができる。第３図による回路において、素子旧
およびＳがない場合には、整流器りが無電流になる瞬間
すなわち第４図のり、に対応する瞬間の後も振幅減少モ
ードで同じ正弦変化にしたがって振動が存在し、次いで
、例えば、回路を同期させるのに使用可能な前述の特許
出願に記載の制御手段を用いて、制御信号によりトラン
ジスタＴ、がターン・オンされる瞬間に振動は終了する
。しかし、これは通常、トランジスタＴ、のコレクタの
電圧が最小値を有し、例えば、第４図のｔ６に対応する
時刻には起こらず、高いターン・オン損失を生ずる。こ
のような損失を低減するため、素子旧およびＳを含むク
ランプ回路を用いて、コレクタの電圧が最小値を有する
瞬間に発振を中断することができ、制御手段によりトラ
ンジスタＴ、がターン・オンされるまで、前記電圧をそ
のときの電圧Ｖｉ−Ｖｏに保持し、電流■をゼロに保持
することができる。
することができる。第３図による回路において、素子旧
およびＳがない場合には、整流器りが無電流になる瞬間
すなわち第４図のり、に対応する瞬間の後も振幅減少モ
ードで同じ正弦変化にしたがって振動が存在し、次いで
、例えば、回路を同期させるのに使用可能な前述の特許
出願に記載の制御手段を用いて、制御信号によりトラン
ジスタＴ、がターン・オンされる瞬間に振動は終了する
。しかし、これは通常、トランジスタＴ、のコレクタの
電圧が最小値を有し、例えば、第４図のｔ６に対応する
時刻には起こらず、高いターン・オン損失を生ずる。こ
のような損失を低減するため、素子旧およびＳを含むク
ランプ回路を用いて、コレクタの電圧が最小値を有する
瞬間に発振を中断することができ、制御手段によりトラ
ンジスタＴ、がターン・オンされるまで、前記電圧をそ
のときの電圧Ｖｉ−Ｖｏに保持し、電流■をゼロに保持
することができる。
第５ａ図は第１図示実施例に対するトランジスタＴ、の
コレクタ・エミッタ電圧Ｖｅｅの変化を示し、第５ｂ図
は同一実施例に対する磁化電流Ｉの変化を示す。実線は
公称または名目の場合、すなわち、入力端子ｖ１および
負荷Ｒが設計時に計算した値を有する場合に適合し、破
線はより大きい負荷、すなわち、公称入力端子で、より
低い抵抗Ｒの場合に適合し、また、点線は低い入力端子
で公称負荷の場合に適合する。図に示す曲線から分るよ
うに、負荷が大きくなると、整流器りおよびトランジス
タＴｒに対しては導電時間が長くなり、電流Ｉに対して
はその振幅が大となるほか、入力端子が低くなるとトラ
ンジスタＴｒはより長い周期にわたって導通し、電流Ｉ
は公称の場合と同じ振幅を有する。第５ａ図および第５
ｂ図において、符号文字Ｓｙは同期時刻を示す。
コレクタ・エミッタ電圧Ｖｅｅの変化を示し、第５ｂ図
は同一実施例に対する磁化電流Ｉの変化を示す。実線は
公称または名目の場合、すなわち、入力端子ｖ１および
負荷Ｒが設計時に計算した値を有する場合に適合し、破
線はより大きい負荷、すなわち、公称入力端子で、より
低い抵抗Ｒの場合に適合し、また、点線は低い入力端子
で公称負荷の場合に適合する。図に示す曲線から分るよ
うに、負荷が大きくなると、整流器りおよびトランジス
タＴｒに対しては導電時間が長くなり、電流Ｉに対して
はその振幅が大となるほか、入力端子が低くなるとトラ
ンジスタＴｒはより長い周期にわたって導通し、電流Ｉ
は公称の場合と同じ振幅を有する。第５ａ図および第５
ｂ図において、符号文字Ｓｙは同期時刻を示す。
第６図は第１図の原理による電源回路の実施例の関連部
分を示す詳細図である。第６図においては、インダクタ
ンスＬの代わりに、変圧器Ｔを使用し、その−次巻線し
１をトランジスタＴｒと直列に配置する。かくして形成
される直列回路を電圧Ｖ、のレール間に配置するととも
に、前記トランジスタＴ、のコレクタ・エミッタ通路と
並列にコンデンサＣを配置する。変圧器Ｔの二次巻線Ｌ
２はその一端を大地電位に接続し、他端を第１図の場合
も同じ素子Ｄ１およびＤに接続する。通常、点で示す巻
線ＬｌおよびＬ２の巻線方向ならびに整流器りの導電方
向は、一方の巻線には電流が流れ、他方の巻線には電流
が流れないようなものとする（フライパー７り効果：
”ｆｌｙｂａｃｋ”ｅｆｆｅｃｔ） 。また、スイッ
チＳは、そのゲートを駆動回路Ｄｒの出力に接続し、そ
のドレインをダイオードＤ１のカソードに接続し、その
ソースを大地電位に接続した電界効果トランジスタによ
り形成し、前記駆動回路Ｄｒの入力をフリップ・フロッ
プＦＦの出力Ｑに接続する。変圧器Ｔの第２二次巻線Ｌ
３は巻線Ｌ２と反対の巻線方向を有し、その一端を大地
電位に接続し他端を抵抗Ｒ１と２つのダイオード０２．
０３とにより形成した両側リミッタ（ｄｏｕｂｌｅｓｉ
ｄｅｄ ｌ１ｍ１ｔｅｒ）に接続する。変圧器Ｔにより
生ずる自由振動はコンデンサＣ１によりある程度積分さ
れ、得られた信号はその出力をフリップ・フロップＦＦ
のセット人力Ｓに接続するようにした増幅器Ａにより増
幅される。フリップ・フロップＦＦのリセット人力Ｒに
はスイッチＳを制御するために同期信号を印加する。
分を示す詳細図である。第６図においては、インダクタ
ンスＬの代わりに、変圧器Ｔを使用し、その−次巻線し
１をトランジスタＴｒと直列に配置する。かくして形成
される直列回路を電圧Ｖ、のレール間に配置するととも
に、前記トランジスタＴ、のコレクタ・エミッタ通路と
並列にコンデンサＣを配置する。変圧器Ｔの二次巻線Ｌ
２はその一端を大地電位に接続し、他端を第１図の場合
も同じ素子Ｄ１およびＤに接続する。通常、点で示す巻
線ＬｌおよびＬ２の巻線方向ならびに整流器りの導電方
向は、一方の巻線には電流が流れ、他方の巻線には電流
が流れないようなものとする（フライパー７り効果：
”ｆｌｙｂａｃｋ”ｅｆｆｅｃｔ） 。また、スイッ
チＳは、そのゲートを駆動回路Ｄｒの出力に接続し、そ
のドレインをダイオードＤ１のカソードに接続し、その
ソースを大地電位に接続した電界効果トランジスタによ
り形成し、前記駆動回路Ｄｒの入力をフリップ・フロッ
プＦＦの出力Ｑに接続する。変圧器Ｔの第２二次巻線Ｌ
３は巻線Ｌ２と反対の巻線方向を有し、その一端を大地
電位に接続し他端を抵抗Ｒ１と２つのダイオード０２．
０３とにより形成した両側リミッタ（ｄｏｕｂｌｅｓｉ
ｄｅｄ ｌ１ｍ１ｔｅｒ）に接続する。変圧器Ｔにより
生ずる自由振動はコンデンサＣ１によりある程度積分さ
れ、得られた信号はその出力をフリップ・フロップＦＦ
のセット人力Ｓに接続するようにした増幅器Ａにより増
幅される。フリップ・フロップＦＦのリセット人力Ｒに
はスイッチＳを制御するために同期信号を印加する。
また、整流器りのカソードと変圧器Ｔにより入力端子Ｖ
１から直流的に絶縁した大地電位との間には、コンデン
サＣ８および負荷Ｒを接続する。
１から直流的に絶縁した大地電位との間には、コンデン
サＣ８および負荷Ｒを接続する。
第６図示回路は、例えばテレビジョン受像機のような画
像表示装置において、コンデンサＣ６の両端にあられれ
る直流電圧Ｖ。に接続した複数の回路を供給するために
使用される。この場合には、変圧器Ｔの鉄心上には他の
電源電圧を生成するため、第６図には図示してない他の
二次巻線を設けるを可とする。これらの電圧の１つは画
像表示管の最終陽極用のＥＨＴである。これらの電圧、
特にＥＨＴ上には、第６図示回路のスイッチング素子の
スイッチングに起因するリップル電圧を生ずる。フリッ
プ・７０ツブＦＦに供給される同期信号を画像表示装置
内で作動する水平偏向信号から抽出する場合、およびそ
れがこの信号と同じ周波数またはこの周波数の係数に等
しい周波数を有する場合は、このリップル電圧による妨
害は定常的であり、したがって、妨害が表示管の表示ス
クリーン上で見えたとしても、左程うるさいものではな
い。したかって、εＨＴ導線上のスイッチング・リップ
ルを減少させるフィルタを使用するを要しない。第６図
示回路の電圧Ｖ。および可能な他の出力電圧は、例えば
、トランジスタＴ、の導電時間を電圧Ｖ。の関数として
制御することによる人力電力の変化及び／又は負荷の変
化に対する既知の方法で安定化することができる。
像表示装置において、コンデンサＣ６の両端にあられれ
る直流電圧Ｖ。に接続した複数の回路を供給するために
使用される。この場合には、変圧器Ｔの鉄心上には他の
電源電圧を生成するため、第６図には図示してない他の
二次巻線を設けるを可とする。これらの電圧の１つは画
像表示管の最終陽極用のＥＨＴである。これらの電圧、
特にＥＨＴ上には、第６図示回路のスイッチング素子の
スイッチングに起因するリップル電圧を生ずる。フリッ
プ・７０ツブＦＦに供給される同期信号を画像表示装置
内で作動する水平偏向信号から抽出する場合、およびそ
れがこの信号と同じ周波数またはこの周波数の係数に等
しい周波数を有する場合は、このリップル電圧による妨
害は定常的であり、したがって、妨害が表示管の表示ス
クリーン上で見えたとしても、左程うるさいものではな
い。したかって、εＨＴ導線上のスイッチング・リップ
ルを減少させるフィルタを使用するを要しない。第６図
示回路の電圧Ｖ。および可能な他の出力電圧は、例えば
、トランジスタＴ、の導電時間を電圧Ｖ。の関数として
制御することによる人力電力の変化及び／又は負荷の変
化に対する既知の方法で安定化することができる。
第７図は第６図示回路内のいくつかの電圧変化を示す。
これらは巻線Ｌ１の両端の電圧の変化（第７ａ図）、フ
リップ・フロップＦＦの人力Ｒにおける電圧の変化（第
７Ｃ図）およびフリップ・フロップＦＦの出力Ｑにおけ
る電圧の変化（第７ｄ図）である。
リップ・フロップＦＦの人力Ｒにおける電圧の変化（第
７Ｃ図）およびフリップ・フロップＦＦの出力Ｑにおけ
る電圧の変化（第７ｄ図）である。
これらの図から分るように、フリップ・フロップは、ト
ランジスタＴｒのターン・オフ時間の間の第７ａ図の電
圧がゼロの値を通過する瞬間にセットされ、その結果、
ダイオードＤＩのない場合にトランジスタＳはターン・
オンされる。この状態はトランジスタＴｒの次の導電時
間中の巻線し２の両端の電圧のゼロ交差まで続き、その
後ダイオードＤ１およびトランジスタＳを通して電流が
流れ、これにより種々のインダクタンスおよびコンデン
サにより構成される共振回路内の振動は中断される。
ランジスタＴｒのターン・オフ時間の間の第７ａ図の電
圧がゼロの値を通過する瞬間にセットされ、その結果、
ダイオードＤＩのない場合にトランジスタＳはターン・
オンされる。この状態はトランジスタＴｒの次の導電時
間中の巻線し２の両端の電圧のゼロ交差まで続き、その
後ダイオードＤ１およびトランジスタＳを通して電流が
流れ、これにより種々のインダクタンスおよびコンデン
サにより構成される共振回路内の振動は中断される。
第７ｂ図の電圧パルスは中断の始まる瞬間に林わるが、
これは第７ｄ図示電圧には影響を与えないので、トラン
ジスタＳはターン・オン状態を保持する。
これは第７ｄ図示電圧には影響を与えないので、トラン
ジスタＳはターン・オン状態を保持する。
同期パルスの前縁部が起こる時刻Ｓ、にはフリツプ・フ
ロツグはりセントされるので、第７ｄ図の電圧は低レベ
ルとなってトランジスタＳをターン・オフさせ発振を再
開させる。
ロツグはりセントされるので、第７ｄ図の電圧は低レベ
ルとなってトランジスタＳをターン・オフさせ発振を再
開させる。
第１図および第３図示回路については種々の変形例を考
えつくことができる。例えば、第１図および第３図のイ
ンダクタンスＬと並列、あるいは、第６図の巻線Ｌ１ま
たはＬ２と並列にコンデンサＣを配置することができる
。また、整流器りに接続しない方のコンデンサＣの端子
を電圧Ｖ１の正レールでなく負レールに接続することも
できる。この場合には、回路は、電圧Ｖ。が電圧Ｖ１に
等しいかそれより低い値を有する第１図、第３図および
第６図に示すフライバック・コンバータ（帰線コンバー
タ）でなく、周期に対するストランジスタＴｒの導電時
間に従属する出力電圧ｖ０が入力端子ｖ１に等しいか、
それより高い値を有する゛アップ・コンバータ（ｕｐ−
ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ） ”として作動する。
えつくことができる。例えば、第１図および第３図のイ
ンダクタンスＬと並列、あるいは、第６図の巻線Ｌ１ま
たはＬ２と並列にコンデンサＣを配置することができる
。また、整流器りに接続しない方のコンデンサＣの端子
を電圧Ｖ１の正レールでなく負レールに接続することも
できる。この場合には、回路は、電圧Ｖ。が電圧Ｖ１に
等しいかそれより低い値を有する第１図、第３図および
第６図に示すフライバック・コンバータ（帰線コンバー
タ）でなく、周期に対するストランジスタＴｒの導電時
間に従属する出力電圧ｖ０が入力端子ｖ１に等しいか、
それより高い値を有する゛アップ・コンバータ（ｕｐ−
ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ） ”として作動する。
第８図は本発明回路の他の変形例を示すもので、第１図
と比較して、スイッチＳをインダクタンスＬと並列に配
置せず、コンデンサＣと直列に配置している。このよう
な変形はインダクタンスＬの両端の容量がコンデンサＣ
の容量に比し、小さい場合にのみ実現可能である。トラ
ンジスタＴｒのターン・オフ時間の間には、インダクタ
ンスしおよびコンデンサＣを流れる電流がゼロの時間で
、なるべくはトランジスタＴｒのコレクタの電圧が最大
値を有する時間でなく、この電圧が最小値を有するそれ
より後の時刻に、適当な制御手段により、スイッチＳが
非導電状態となるので、発振は中断される。この時刻の
後は、電流はゼロとなり、該コレクタの電圧はこの時刻
にとっていた値１−ｖｏを保持し、また、インダクタン
スＬの両端の電圧Ｖは値Ｖ。のままとなる。この状態は
トランジスタＴｒが再びターン・オンされるまで続く。
と比較して、スイッチＳをインダクタンスＬと並列に配
置せず、コンデンサＣと直列に配置している。このよう
な変形はインダクタンスＬの両端の容量がコンデンサＣ
の容量に比し、小さい場合にのみ実現可能である。トラ
ンジスタＴｒのターン・オフ時間の間には、インダクタ
ンスしおよびコンデンサＣを流れる電流がゼロの時間で
、なるべくはトランジスタＴｒのコレクタの電圧が最大
値を有する時間でなく、この電圧が最小値を有するそれ
より後の時刻に、適当な制御手段により、スイッチＳが
非導電状態となるので、発振は中断される。この時刻の
後は、電流はゼロとなり、該コレクタの電圧はこの時刻
にとっていた値１−ｖｏを保持し、また、インダクタン
スＬの両端の電圧Ｖは値Ｖ。のままとなる。この状態は
トランジスタＴｒが再びターン・オンされるまで続く。
また、第８図にはコレクタの電圧の変化をも示す。
第８図示変形例の場合は、トランジスタをターン・オン
することにより消費されるエネルギーは最小となり、ま
た、さもないと時刻ｔ６の後に生ずる可能性のある自由
振動を除去することができる。
することにより消費されるエネルギーは最小となり、ま
た、さもないと時刻ｔ６の後に生ずる可能性のある自由
振動を除去することができる。
第８図示実施例においては、発振の中断は、第３図示回
路の場合にそうであったように、同期目的のためでなく
、消費エネルギーを最小にするため使用することができ
る。
路の場合にそうであったように、同期目的のためでなく
、消費エネルギーを最小にするため使用することができ
る。
第１図は本発明回路の第１実施例の回路図、第２図は第
１図示回路内で生ずる波形を示す図、第３図は本発明回
路の第２実施例の回路図、第４図は第２図示回路内で生
ずる波形を示す図、第５図は入力端子もしくは負荷が変
化した場合における第１図示回路内で生ずる波形を示す
図、第６図は第１図の原理による本発明回路の実施例の
詳細回路図、 第７図は第６図示回路内で生ずる波形を示す図、第８図
は本発明回路の第３実施例の回路図である。 Ｔｒ・・・パワ スイッチング トランジスタＬ・・・
インダクタンス Ｖｌ・・・ＤＣ電圧源 Ｄ・・・整流器 Ｄｉ、 Ｄ２．０３・・・ダイオード Ｃ，ＣＩ・・・コンデンサ Ｓ・・・制御可能スイッチ ｃｏ・・・平滑コンデンサ Ｒ・・負荷または抵抗 ｖｏ・・・ＤＣ電圧 Ｔ・・・変圧器 Ｌｌ・・・−次巻線 Ｌ２． Ｌ３・・・二次巻線 り、・・・駆動回路 ＦＦ・・・フリップ フロツグ Ａ・・・増幅器 特 許 出 願 人 工ヌ・ベー・フィリップス・ フルーイランベンファブリケン ＋
１図示回路内で生ずる波形を示す図、第３図は本発明回
路の第２実施例の回路図、第４図は第２図示回路内で生
ずる波形を示す図、第５図は入力端子もしくは負荷が変
化した場合における第１図示回路内で生ずる波形を示す
図、第６図は第１図の原理による本発明回路の実施例の
詳細回路図、 第７図は第６図示回路内で生ずる波形を示す図、第８図
は本発明回路の第３実施例の回路図である。 Ｔｒ・・・パワ スイッチング トランジスタＬ・・・
インダクタンス Ｖｌ・・・ＤＣ電圧源 Ｄ・・・整流器 Ｄｉ、 Ｄ２．０３・・・ダイオード Ｃ，ＣＩ・・・コンデンサ Ｓ・・・制御可能スイッチ ｃｏ・・・平滑コンデンサ Ｒ・・負荷または抵抗 ｖｏ・・・ＤＣ電圧 Ｔ・・・変圧器 Ｌｌ・・・−次巻線 Ｌ２． Ｌ３・・・二次巻線 り、・・・駆動回路 ＦＦ・・・フリップ フロツグ Ａ・・・増幅器 特 許 出 願 人 工ヌ・ベー・フィリップス・ フルーイランベンファブリケン ＋
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、入力電圧端子間に結合した誘導素子および制御可能
パワ・スイッチの直列配置と、前記パワ・スイッチを交
互に導電状態および非導電状態にするための制御手段と
、出力電圧を導出させるため前記誘導素子に結合した整
流器とを含み、該誘導素子およびそれに結合したコンデ
ンサにより、スイッチおよび整流器が無電流の時間周期
に、回路内に電圧振動が存在するような共振回路の一部
を形成させるようにした直流入力電圧を直流出力電圧に
変換するためのスイッチ・モード電源回路において、該
電源回路は誘導素子の両端の電圧またはコンデンサを流
れる電流がほぼゼロとなる時間に共振回路内に存在する
振動を中断する手段を具えたことを特徴とするスイッチ
・モード電源回路。 ２、振動を中断する該手段を同期手段とし、かつ連続す
る中断の最終時刻を時間に関して周期的に位置させるよ
うにしたことを特徴とする請求項１記載のスイッチ・モ
ード電源回路。 ３、該最終時刻を画像表示装置内で作動する水平偏向信
号と同じ周波数または該周波数の倍数に等しい周波数で
相互に連続させるようにしたことを特徴とする画像表示
装置用の請求項２記載のスイッチ・モード電源回路。 ４、振動を中断する該手段により、誘導素子の両端の電
圧がほぼゼロになる時刻およびその後に該電圧をほぼゼ
ロに保持するクランプ回路を形成させるようにしたこと
を特徴とする請求項１記載のスイッチ・モード電源回路
。 ５、該クランプ回路は第２スイッチと直列に配置した単
方向導電素子を含み、かくして形成される直列配置を誘
導素子と並列に配置したことを特徴とする請求項４記載
のスイッチ・モード電源回路。 ６、該クランプ回路が作動し始める時刻をパワ・スイッ
チのターン・オン時刻の直ぐ前に位置させるようにした
ことを特徴とする請求項４記載のスイッチ・モード電源
回路。 ７、第２制御可能スイッチを導電させるため、該第２ス
イッチに供給するパルスは、誘導素子の両端の電圧がパ
ワ・スイッチのターン・オフ時刻後ゼロになる時刻と同
時またはそれより後であるが、パワ・スイッチのターン
・オン時刻の前の該電圧のゼロ交差より遅くない時間に
起こる前縁部を有し、かつ前記ゼロ交差より早い時刻に
は起こらない後縁部を有することを特徴とする請求項５
または６に記載のスイッチ・モード電源回路。 ８、該クランプ回路が作動し始める時刻をパワスイッチ
のターン・オフ時刻の直ぐ後に位置させたことを特徴と
する請求項４記載のスイッチ・モード電源回路。 ９、第２制御可能スイッチを導電させるため、該第２ス
イッチに印加するパルスは、誘導素子の両端の電圧がパ
ワ・スイッチのターン・オン時刻前にゼロになる時刻と
同時またはそれより後であるが、パワ・スイッチの次の
ターン・オフ時刻の後の該電圧のゼロ交差より遅くない
時間に起こる前縁部を有し、かつ前記ゼロ交差より早い
時刻には起こらない後縁部を有することを特徴とする請
求項５または８に記載のスイッチ・モード電源回路。 １０、第２制御可能スイッチに制御パルスを印加するた
めの双安定素子を含み、該双安定素子に印加されるセッ
ト・パルスの縁部が毎回ごとに誘導素子の両端の電圧の
ゼロ交差中に起こるようにし、また、双安定素子に印加
されるリセット・パルスの前縁部が中断の最終時刻に起
こるようにしたことを特徴とする請求項９記載のスイッ
チ・モード電源回路。１１、回路内に生ずる量を所定限
界値と比較し、該限界値を超えるとき、該クランプ回路
を作動させる手段を具えたことを特徴とする請求項８記
載のスイッチ・モード電源回路。１２、振動を中断する
手段は、コンデンサと直列に配置した第２制御可能スイ
ッチを含み、該スイッチを流れる電流がほぼセロとなる
時刻にコンデンサの電流通路を中断するようにしたこと
を特徴とする請求項１記載のスイッチ・モード電源回路
。 １３、パワ・スイッチの両端の電圧がほぼ最小値を有す
る時刻に第２制御可能スイッチをブロックするようにし
たことを特徴とする請求項１２記載のスイッチ・モード
電源回路。１４、パワ・スイッチの制御手段はその両端
の電圧がほぼ最小値を有する時刻に該スイッチを導電状
態に駆動するようにしたことを特徴とする請求項１記載
のスイッチ・モード電源回路。
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Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008131837A (ja) * | 2006-11-24 | 2008-06-05 | Stanley Electric Co Ltd | 電源装置 |
| WO2011077583A1 (ja) * | 2009-12-26 | 2011-06-30 | キヤノン株式会社 | 高圧電源 |
| WO2012004960A1 (en) * | 2010-07-09 | 2012-01-12 | Canon Kabushiki Kaisha | High-voltage power source |
| JP2014241727A (ja) * | 2014-10-02 | 2014-12-25 | キヤノン株式会社 | 高圧電源 |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5235502A (en) * | 1989-11-22 | 1993-08-10 | Vlt Corporation | Zero current switching forward power conversion apparatus and method with controllable energy transfer |
| JP3025904B2 (ja) * | 1990-11-30 | 2000-03-27 | 東洋ゴム工業株式会社 | 防振装置 |
| FR2676318A1 (fr) * | 1991-05-07 | 1992-11-13 | Sextant Avionique | Convertisseur de type continu/continu, a mode de conduction discontinue. |
| CA2087798C (en) * | 1992-01-22 | 2001-10-23 | James Oliver Holtey | High speed spindle unit and driver |
| FR2698500B1 (fr) * | 1992-11-24 | 1995-02-03 | Sagem | Circuit interrupteur électronique de moyenne ou forte puissance, et convertisseur de tension continu-continu en faisant application. |
| US5659460A (en) * | 1994-11-03 | 1997-08-19 | Vlt Corporation | Switch control in quantized power converters |
| JP2792536B2 (ja) * | 1995-09-26 | 1998-09-03 | 日本電気株式会社 | 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US5880940A (en) * | 1997-02-05 | 1999-03-09 | Computer Products, Inc. | Low cost high efficiency power converter |
| US6018469A (en) * | 1997-02-05 | 2000-01-25 | Computer Products, Inc. | Low cost high efficiency power converter |
| DE19815628C1 (de) * | 1998-04-07 | 1999-09-23 | Siemens Ag | Steuereinrichtung für ein Kraftstoff-Einspritzsystem |
| JP3473581B2 (ja) | 2000-12-28 | 2003-12-08 | 株式会社村田製作所 | 共振型電源回路 |
| CN100355194C (zh) * | 2004-03-08 | 2007-12-12 | 耿宪温 | 一种开关电源变换器的拓扑结构 |
| US7203041B2 (en) * | 2004-04-30 | 2007-04-10 | Power-One, Inc | Primary side turn-off of self-driven synchronous rectifiers |
| CN101796708B (zh) * | 2007-07-06 | 2014-02-05 | 先进模拟科技公司 | 具有同步续流mosfet的增压和上下开关调节器 |
| US8299764B2 (en) * | 2009-04-24 | 2012-10-30 | Intersil Americas Inc. | System and method for determining output voltage level information from phase voltage for switched mode regulator controllers |
| CN103150077B (zh) * | 2013-03-29 | 2020-01-03 | 苏州瀚瑞微电子有限公司 | 电路装置 |
| CN109936114B (zh) * | 2019-04-23 | 2020-10-23 | 西安交通大学 | 半导体组件及其控制方法 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US32155A (en) * | 1861-04-23 | Jakob sttjber and friedrich frank | ||
| US3641422A (en) * | 1970-10-01 | 1972-02-08 | Robert P Farnsworth | Wide band boost regulator power supply |
| DE3110934C2 (de) * | 1981-03-20 | 1985-09-05 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh, 7730 Villingen-Schwenningen | Schaltnetzteil für elektronische Geräte |
| US4451876A (en) * | 1981-06-19 | 1984-05-29 | Hitachi Metals, Ltd. | Switching regulator |
| US4441146A (en) * | 1982-02-04 | 1984-04-03 | Vicor Corporation | Optimal resetting of the transformer's core in single ended forward converters |
| SE430553B (sv) * | 1982-03-25 | 1983-11-21 | Ericsson Telefon Ab L M | Likspenningsomvandlare av typen "fly-back" |
| US4524411A (en) * | 1982-09-29 | 1985-06-18 | Rca Corporation | Regulated power supply circuit |
| US4466051A (en) * | 1982-10-25 | 1984-08-14 | Rca Corporation | Regulated power supply incorporating a power transformer having a tightly coupled supplemental power transfer winding |
| DE3341074A1 (de) * | 1983-11-12 | 1985-05-23 | Telefunken Fernseh Und Rundfunk Gmbh, 3000 Hannover | Schaltnetzteil, insbesondere fuer einen fernsehempfaenger, mit einer schutzschaltung zur begrenzung des primaerstroms |
| NL8502339A (nl) * | 1985-08-26 | 1987-03-16 | Philips Nv | Geschakelde voedingsspanningsschakeling met een vermogensschakelaar. |
| DE3543299A1 (de) * | 1985-12-07 | 1987-06-11 | Ceag Licht & Strom | Vorrichtung zur entmagnetisierung des transformators eines flusswandlers und verfahren zu ihrem betrieb |
-
1989
- 1989-05-04 US US07/347,554 patent/US4926304A/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-06-26 ES ES89201681T patent/ES2048824T3/es not_active Expired - Lifetime
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- 1989-06-27 FI FI893124A patent/FI893124A/fi not_active Application Discontinuation
- 1989-06-27 CN CN89104350A patent/CN1018314B/zh not_active Expired
- 1989-06-27 KR KR1019890008842A patent/KR0132777B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1995
- 1995-10-19 HK HK162495A patent/HK162495A/xx not_active IP Right Cessation
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008131837A (ja) * | 2006-11-24 | 2008-06-05 | Stanley Electric Co Ltd | 電源装置 |
| WO2011077583A1 (ja) * | 2009-12-26 | 2011-06-30 | キヤノン株式会社 | 高圧電源 |
| US8102685B2 (en) | 2009-12-26 | 2012-01-24 | Canon Kabushiki Kaisha | High voltage power supply |
| US20120087162A1 (en) * | 2009-12-26 | 2012-04-12 | Canon Kabushiki Kaisha | High voltage power supply |
| US8325503B2 (en) * | 2009-12-26 | 2012-12-04 | Canon Kabushiki Kaisha | High voltage power supply |
| JP5627607B2 (ja) * | 2009-12-26 | 2014-11-19 | キヤノン株式会社 | 高圧電源及び画像形成装置 |
| WO2012004960A1 (en) * | 2010-07-09 | 2012-01-12 | Canon Kabushiki Kaisha | High-voltage power source |
| JP2012019659A (ja) * | 2010-07-09 | 2012-01-26 | Canon Inc | 高圧電源 |
| US9052676B2 (en) | 2010-07-09 | 2015-06-09 | Canon Kabushiki Kaisha | High-voltage power source |
| JP2014241727A (ja) * | 2014-10-02 | 2014-12-25 | キヤノン株式会社 | 高圧電源 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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