CN103270683A - 减小反激式变换器设计中的电压应力 - Google Patents

Abstract

公开了一种具有控制器的反激式变换器，该控制器在反激式变换器加电时执行启动开关过程且然后在此后执行正常开关。控制器包括脉冲发生器以产生用于正常开关的控制信号。在启动开关期间，控制器可以通过从脉冲发生器输出每第N个脉冲而产生控制信号。在另一实施例中，控制器可以基于从反激式变换器的输入部分提供的感测信号产生脉冲。

Description

减小反激式变换器设计中的电压应力

相关申请的交叉引用

本公开要求于2010年12月23日提交的第61/427,001号美国临时申请的优先权，其公开内容通过引用的方式全部并入于此以用于所有目的。

技术领域

本公开涉及开关模式电源。更具体而言，本公开涉及一种基于变压器的反激式变换器。

背景技术

除非此处明确指示，否则，本部分中描述的方法不是本申请中权利要求的现有技术，且并不因为被包括在本部分中而被承认是现有技术。

图1示出用于一种基本反激式变换器100的框图。反激式变换器100将DC输入的电压电平(例如V_in)变换成新电压电平V_out以驱动负载。反激式变换器100包括具有初级绕组和次级绕组的变压器T。输入电压V_in应用于初级绕组的输入端子102。初级绕组的另一端链接到开关Q(例如，金属氧化物半导体场效应晶体管，MOSFET)。二极管D串联连接在次级绕组的端子和反激式变换器100的输出端104之间(注意，初级和次级绕组的同名端(dotted end)的关系，按照惯例电流从所述同名端进入)。电容器C连接在输出端子104和106之间。

当开关Q接通(闭合)时，来自DC输入的输入电流I_P流经变压器T的初级绕组，在变换器铁芯中产生磁场，且在次级绕组中感生电压。此时，二极管D被反向偏置(同名端处于比另一端子更高的电势)且所以没有电流流经次级绕组(I_S＝0)。

当在某一时间后断开(关断)时，初级绕组中的电流路径被断路(I_P＝0)。磁场崩塌导致在初级绕组和次级绕组中发生电压反转。次级绕组中的电压极性的反转导致二极管D被正向偏置，从而导致电流I_S的流动。电流I_S对电容器C充电，从而导致V_out从0V增加。当电容器C被充电时，来自电容器的电流流动I_C可以驱动连接在输出端子104和105两端的负载。

源于输出V_out的反馈路径108可以用于控制开关控制信号的占空比(例如，表达为开关回路的周期的百分比的开关回路的ON时间)，以改变电流I_P和I_S从而维持电容器C的充电以维持V_out所需的电压电平。然而在加电时，V_out从0V的初始电压电平增加。因此，反馈路径108可能不能提供合适反馈信号以适当控制开关Q的ON和OFF时间。依赖于用于对电容器C初始充电的启动序列，在启动序列中，变压器T可以被驱动进入饱和。将变压器T驱动进入饱和可以导致开关Q两端高得足以损坏开关的电压电平(例如，在MOSFET中为漏极-源极电压V_DS)。一种解决方式是使用具有较高饱和额定的足够大的变压器。然而，这种设备一般是昂贵的，且更关键的是，对于给定设计可能太大。同样，具有高电压额定的足够鲁棒的MOSFET器件对于给定设计而言可能太大或使用起来太昂贵。

发明内容

在实施例中，反激式变换器可以在变压器的初级绕组上接收输入电压。在启动周期中，控制器电路控制晶体管开关，以控制通过初级绕组的电流流动。在一些实施例中，在启动周期中，控制器产生具有第一占空比的第一控制信号。在启动周期之后，控制器产生具有比第一占空比大的第二占空比的第二控制信号。包括第一控制信号的脉冲的较长OFF时间避免了驱动变压器进入饱和。

在一些实施例中，控制器包括具有给定占空比的脉冲发生器。第一控制信号可以包括来自脉冲发生器的脉冲，且尤其可以包括来自脉冲发生器的每第N个脉冲。

在一些实施例中，计数值可以存储在存储器中。可以根据计数值确定用于N的值。

在另一实施例中，基于输入电压的感测信号可以用于产生用于启动周期的控制脉冲。具体而言，脉冲宽度可以通过监测感测信号确定。在一个实施例中，监测包括将感测信号与阈值进行比较。

下面的详细描述和附图中提供对本公开的属性和优点的更好的理解。

附图说明

图1示出用于常规反激式变换器的一般配置。

图2是根据本公开的原理的反激式变换器的高层级框图。

图3和4表示变压器中磁化电流的波形。

图5是图2中示出的控制器的实施例的框图。

图6示出在图5中示出的控制器的实施例中的处理。

图7示出与由图5中示出的控制器进行的处理有关的波形。

图8是图2中示出的控制器的另一实施例的框图。

图9示出图8中示出的控制器的实施例中的处理。

图10示出与图8中示出的控制器进行的处理有关的波形。

具体实施方式

在下面的描述中，出于解释的目的，提及了各种示例和特定细节以提供对本公开的透彻理解。然而，对于本领域技术人员而言明显的是，通过权利要求限定的本公开单独地或与下面描述的其他特征组合地包括这些示例中的一些或全部特征，且还可以包括此处描述的特征和概念的修改和等价。

在一些实施例中，诸如图2所示，例如，可以提供反激式变换器200以驱动负载(例如发光二极管LED阵列)。根据本公开，反激式变换器200可以包括用于接收交流(AC)电压的输入部分。在一个实施例中，输入部分可以包括整流器电路204和连接到整流器电路的变压器202。整流器电路204可以是全波整流器、半波整流器等。在另一实施例中，输入部分可以仅包括整流器电路204，其中变压器202被认为是在输入端子202a连接到反激式变换器200的外部组件。

整流器电路204向电阻器R_S输出指示输入电流I_P的电流204a。整流器电路204向启动电路206和变压器(反激变压器)208输出整理电压V_in204b。在一些实施例中，启动电路206可以产生电源电压(例如V_DD)以向控制器210提供功率。启动电路206还可以产生控制信号V_{in_}valid，控制器210可以使用该控制信号来确定是否输出开关控制信号SW。

根据本公开，控制器210被配置成执行启动开关序列和正常开关序列，这将在下面详细地解释。控制器210连接到开关M1。在一些实施例中，开关M1可以是MOSFET功率器件。控制器210产生可以耦合到开关M1的栅极端子G的开关控制信号SW，由此控制开关的ON状态和OFF状态。控制器210接收过流感测信号210a，在一些实施例中，该过流感测信号可以是电阻器R_S两端的电压电平。在实施例中，过流感测信号210a基于输入电压V_in且可以用于检测过流状况。如下面更详细地解释，在一些实施例中，过流信号可以用于控制开关控制信号SW的产生。

控制器210可以连接到包括用以配置控制器的操作的参数的配置存储器212。例如，根据本公开的原理，配置存储器212可以包括一个或多个参数，包括跳计数212a、过流步幅值212b、过流起始值212c以及V_{out_}threshold212d，它们将在下面进行详细描述。

在一些实施例中，控制器210可以实施为专用集成电路(ASIC)、或数字信号处理器(DSP)或利用现场可编程门阵列(FPGA)等来实施。配置存储器212可以合并到控制器210的逻辑中，或配置存储器可以是与控制器逻辑分离的存储器件(例如闪存)。

变压器208包括初级绕组P和次级绕组S。源自整流器电路204的整流电压连接到所述初级绕组的“同名”端子。术语“同名”是在设计变压器时使用的惯例符号，用以指示电流流动的方向。初级绕组P的非同名端子连接到开关M₁的漏极端子D。开关M₁的源极端子S连接到接地电势。

在次级端，二极管222连接在次级绕组S的非同名端子和反激式变换器200的输出端子224a之间。次级绕组S的同名端子连接到反激式变换器200的另一输出端子224b。电容器226连接在次级绕组S的端子之间。

反馈误差电路228和光学耦合器230提供至控制器210的反馈路径。反馈误差电路228输出基于反激式变换器200的输出电压V_out的电平。光学耦合器230向控制器210的输入提供反馈信号210b，而同时将反激式变换器200的输出端(即，连接到次级端子S的电路)与控制器隔离，以保护控制器(以及输入端上的其他电路；例如连接到初级绕组P的电路)免受由于可能在输出端产生的高压而造成的潜在损坏。

如下面更详细解释，在正常开关序列期间，控制器210使用反馈信号210b来控制开关M₁的开关。在一些实施例中，配置存储器212可以包括阈值电压电平V_{out_}threshold212d，控制器210使用该阈值电压电平来维持所需电平的V_out。

反激式变换器200的一般操作包括：控制器210控制开关M₁导通一个时间周期，因而在初级绕组P中产生随时间而增加的电流I_P的流动。在ON周期期间，I_P的增加可以如下表达：

$\mathrm{\Δ}{I}_P=\frac{V_{\mathrm{in}}\×T_{\mathrm{on}}}{L_m}$    (等式1)

其中，ΔI_P是ON周期中电流I_P的变化，

V_in是输入电压，

T_on是开关M₁的ON周期的时间量，以及

L_m是变压器208的初级绕组P的电感。

在开关M₁的ON时间，没有电流流经变压器208的次级绕组S；即I_S＝0。

当控制器210控制开关M₁关断时，电流I_P停止且当变压器208中的磁场开始崩塌时产生电流I_S。在OFF周期期间的电流I_S的变化可以如下表达：

${\mathrm{\ΔI}}_S=\frac{(V_{\mathrm{out}}+{\mathrm{Vf}}_d)\×T_{\mathrm{off}}}{L_m/{N_t}^2}$    (等式2)

其中，ΔI_S是OFF周期期间电流I_S的变化，

V_out是反馈变换器200的输出电压，

Vf_d是二极管222的正向电压降，

T_off是开关M₁的OFF周期的时间量，

L_m是变压器208的初级绕组P的电感，以及

N_t是变压器208的变压器绕组匝数比。

在开关M₁的OFF时间期间，没有电流流经变压器208的初级绕组P；即I_P＝0。

为了完成反激式变换器200的一般操作的讨论，随着开关M₁的ON和OFF周期的每个循环，递增地出现从其中V_out＝0V的断电状态开始的输出电压V_out的构建。在每个循环中累积在电容器226上的电流量由下式给出：

${\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{avg}}=\frac{V_{\mathrm{in}}\×T_{\mathrm{on}}}{L_m}-\frac{1}{2}\mathrm{\Δ}{I}_S$    (等式3)

其中，ΔI_avg是针对每个OFF周期的次级绕组S中的电流平均变化，

V_in是输入电压，

T_on是开关M₁的ON周期的时间量，

L_m是变压器208的初级绕组P的电感，以及

ΔI_S是在OFF周期期间电流I_S中的变化。

每个循环中输出电压V_out的变化由下式给出：

${\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{out}}={\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{avg}}\×\frac{T_{\mathrm{off}}}{C_o}$    (等式4)

其中，ΔV_out是输出电压，

ΔI_avg是针对每个OFF周期的次级绕组S中的电流平均变化，

T_off是开关M₁的OFF周期的时间量，以及

C_o是电容器226的电容。

参考图3，图中示出的图表示出可以包括控制器210产生的开关控制信号SW的脉冲的轨迹304以及变压器208中磁化电流的轨迹302。磁化电流涉及在开关M₁的ON周期期间在初级绕组P中流动的电流。磁化电流在ON周期期间在变压器208中形成磁场。在之后的OFF周期中，磁场电流崩塌且感生在次级绕组S中的电流。随着次级绕组S中的电流继续增加，变压器中的磁化电流减小。轨迹302显示，磁化电流中的峰值并未超过变压器208中被称作饱和电流I_sat的参数。该参数有时被称为最大通量密度(B_max)，其可以根据I_sat计算。

图3示出反激式变换器200的操作的“正常开关”周期。在理想状况下，开关控制信号SW可以使用具有恒定脉冲宽度和恒定占空比的脉冲来将输出电压V_out维持在恒定电平。然而，V_out的电平通常会变化，并且所以反馈电路228用于维持电容器226上的恒定电荷，以维持恒定V_out。因此，控制器210可以基于反馈信号210b，通过改变构成开关控制信号SW的脉冲的周期T_peroid、这些脉冲的ON时间T_ON、这些脉冲的OFF时间T_OFF等，来调节这些脉冲。在正常开关周期期间，输出电压V_out足够大，可检测的电压电平可以反馈给控制器210以产生用以控制开关M₁的合适的脉冲(SW)。图3中示出的波形被极大地放大以示出上述观察结果。

从等式1可以看出，初级绕组中的电流I_P随着变压器电感L_m反向变化。然而，当变压器被驱动进入饱和(例如，I_P>I_sat)时，变压器208的铁芯的电感突降，且初级绕组P中的电流突增。电流的突变在开关M₁的漏极和源极两端形成极高电压，如果开关不适于该足够高的操作电压，则这可能损坏开关。在正常开关下，控制器210可以通过基于反馈信号210b适当地控制脉冲(SW)来确保变压器中的磁化电流不超过饱和电流I_sat。

图4示出其中变压器208被驱动进入饱和的情景。变压器208中的磁化电流在脉冲1的ON周期中建立，且在ON周期的结束达到峰值，此时它开始在OFF周期期间中放电。然而，磁化电流在脉冲1的OFF周期的结束并未被完全放电，留下了残余磁化电流I_residual1。当开关M₁被脉冲2导通时，变压器208中的磁化电流将开始从I_residual1的水平增加，与次前相比这次在脉冲2的ON周期的结束达到了更高的峰值水平。同样，磁化电流在脉冲2的OFF周期的结束并未被完全放电，仍留下较高残余磁化电流I_residual2。在图4中可以看出，在时间t₁，变压器208被脉冲3驱动进入饱和。残余磁化电流可以表达如下：

$I_{\mathrm{residual}}={\mathrm{\ΔI}}_P-\frac{{\mathrm{\ΔI}}_S}{N_t}$    (等式5)

其中，I_residual是残余磁化电流，

ΔI_P是在ON周期期间产生的初级绕组P中的电流(见等式1)，

ΔI_S是在之后的OFF周期中产生的次级绕组S中的电流(见等式2)，以及

N_t是变压器208的变压器绕组匝数比。

当反激式变换器200从断电状态加电时，输出电压V_out最初是0V且将从0V递增地增大。从等式2和5可以意识到，变压器208中的残余磁化电流在启动周期期间比在操作的正常开关周期期间更高。启动周期因此提供驱动变压器进入饱和的增大机会，且因而提供损坏开关M₁的增加风险。因此，根据本公开的原理，控制器210的实施例提供在启动周期期间按的控制处理。

参考图5，在一些实施例中，控制器210可以包括脉冲发生器602、启动开关部件504和正常开关部件506。脉冲发生器502产生脉冲序列502a(Pulse_gen)，该脉冲序列馈入启动开关部件504和正常开关部件506的。在一个实施例中，脉冲序列包括具有基本相同周期和基本相同占空比的脉冲。这些脉冲可以用于产生开关控制信号SW。复用器508在启动脉冲部件504的输出和正常开关部件506的输出之间进行选择以作为开关控制信号SW。复用选择通过比较器510控制，该比较器510将V_out反馈信号210b与从配置存储器212接收的V_{out_}threshold参数212d进行比较。

当反激式变换器200已经完成其启动序列时，从正常开关部件506获得开关控制信号SW。在一些实施例中，例如，比较器510可以通过将Vout反馈信号210b与V_{out_}threshold参数212d进行比较提供启动信号已完成的指示。在正常开关周期中，正常开关部件506简单地将脉冲发生器502产生的输出脉冲传递给复用器508以作为开关控制信号SW输出。另外，正常开关部件506可以根据V_out反馈信号210b修改或以其他方式改变从脉冲发生器502接收的脉冲，以维持用于V_out的适当电压电平。

根据本公开，在反激式变换器200的操作的启动周期(例如如比较器510所确定)期间，从启动开关部件504获得开关控制信号SW。启动开关部件504从配置存储器212接收跳计数参数212a，在一些实施例中，该参数用于产生开关控制信号SW。

在一些实施例中，复用器508的输出通过AND门512来门控，该AND门512通过源自启动电路206的V_{in_}valid信号控制。在实施例中，V_{in_}valid信号用于禁用开关控制信号SW的输出以用于电压过低保护。因而，例如，当启动电路206检测到电压过低状况时，V_{in_}valid信号可以变成LO，否则维持HI。

参考图6，示出了图5中示出的控制器210的处理。在602，脉冲发生器502开始产生脉冲。在604，从配置存储器212读取参数。例如，跳计数参数212a被启动开关部件504被读取并由其使用，而V_{out_}threshold参数212d被比较器510读取并由其使用。

在606，确定启动序列是否已经完成。在实施例中，当V_out反馈信号210b大于由V_{out_}threshold参数212d确定的阈值时，认为启动序列已经完成。因此，比较器510执行V_out反馈信号210b和V_{out_}threshold参数212d的比较。当V_out反馈信号210b小于V_{out_}threshold参数212d时，比较器510选择启动开关部件504的输出(经由复用器508)。当V_out反馈信号≥V_{out_}threshold参数212d时，比较器510选择正常开关部件506的输出以执行正常开关(在612)。

如果V_out反馈信号210b小于V_{out_}threshold参数212d，处理进行到608，在那里启动开关部件504从脉冲发生器502接收输出502a的第一脉冲且向复用器508输出该第一脉冲。在610，启动开关部件504从脉冲发生器接收接下来的N个脉冲(其中N设置为等于跳计数参数212a)且通过不向复用器508输出N个脉冲而跳过它们。处理然后返回到606。

参考图7，时序轨迹示出通过脉冲发生器502产生的脉冲和与V_out反馈信号210b相关的所产生开关控制信号SW之间的时序。顶部轨迹示出脉冲发生器502产生的脉冲的序列。根据图6的流程图，在606-610，启动开关产生在底部轨迹中示出的开关控制信号SW。在时间t₁，来自脉冲发生器502的第一脉冲作为开关控制信号SW中的脉冲出现。然后，接下来的N个脉冲(其中在图9中N＝4)被跳过且不出现在开关控制信号SW中，其中N等于跳计数参数212a。这在时间t₂和t₃重复，V_out反馈电压信号210b稳定增加。V_out反馈电压信号210b当在时间t₄达到V_{out_}threshold时，则进行正常开关，其中来自脉冲发生器502的脉冲被输出为开关控制信号SW。

应当意识到，根据本公开，开关控制信号SW的占空比在启动开关序列和正常开关序列之间进行变化。因为启动开关序列总是跳过N个脉冲，对于被输出为开关控制信号SW的每个脉冲，与正常开关相比，在启动开关期间开关控制信号的占空比以1/(N+1)的因子减小。

参考图8，示出控制器210的另一实施例。控制器210包括与图5所示元件相同的元件。然而，在图8的实施例中，启动开关部件804配置成从配置部件接收过流参数212b和212c。另外，启动开关部件804在反馈回路中采用过流感测信号210a，以控制启动开关序列期间开关控制信号SW的脉冲宽度。

参考图9，示出图8中示出的控制器210的处理。在902，脉冲发生器502开始产生脉冲。在904，从配置存储器212读取参数且进行设置。例如，跳计数参数212a在启动开关部件804中被读取和使用，而V_{out_}threshold参数212d被比较器510读取和使用。另外，过流步幅参数212b和过流起始212c被读取。过流起始212c用于设置用于过流阈值的初始值。

在906，确定启动序列是否已经完成。在实施例中，当V_out反馈信号210b大于由V_{out_}threshold参数212d确定的阈值时，认为启动序列已经完成。因此，比较器510执行V_out反馈信号210b和V_{out_}threshold参数212d的比较。当V_out反馈信号210b小于V_{out_}threshold参数212d时，比较器510选择启动开关部件504的输出(经由复用器508)。当V_out反馈信号210b≥V_{out_}threshold参数212d时，比较器510选择正常开关部件506的输出。

如果V_out反馈信号210b小于V_{out_}threshold参数212d，则在908，启动开关部件504等待HI在脉冲发生器520的输出502a中出现，而在HI出现时启动开关部件在其输出断言逻辑HI(在910)。启动开关部件504的输出经由复用器508被输出成开关控制信号SW。在912，将过流阈值与过流感测信号210a进行比较。如果过流感测信号210a小于过流阈值，则在922，处理根据脉冲发生器502的输出502a是HI还是LO继续。如果为LO，则在924启动开关部件504断言LO且处理在906继续；否则，启动开关部件在910断言HI且处理通过将过流阈值与过流感测信号210a进行比较而在912重复。当过流感测信号210a超过过流阈值时，则在914，启动开关部件504的输出断言逻辑LO，因而定义开关控制信号SW中的ON脉冲。

在916，启动开关部件504从脉冲发生器接收N个脉冲(其中N设置为等于跳计数参数212a)且通过不向复用器508输出这N个脉冲而跳过它们。如果在918过流阈值将递增，则在920，过流阈值以从配置存储器212接收的过流步幅参数212b来递增。处理然后从906重复。在下一次经过循环906-920时，因为过流阈值已经增加，通过循环908-912的操作，开关控制信号SW中的ON脉冲将更宽。

在906，当V_out反馈信号210b变得大于V_{out_}threshold参数212d时，则处理进行到926，此处过流阈值被设置为最终参考值。然后在928，执行正常开关。

参考图10，时序轨迹示出通过脉冲发生器502产生的脉冲、过流感测信号以及与V_out反馈信号210b相关的产生开关控制信号SW之间的时序。顶部轨迹示出脉冲发生器502产生的脉冲序列。根据图9的流程图，在时间t₁，启动开关在908-912产生开关控制信号SW中的第一脉冲，图在底部轨迹中所示。过流阈值被设置为TH₁。当过流感测信号210a达到TH₁时，形成第一脉冲。在示出的示例中，跳计数参数212a被设置为3。因此，接下来的N＝3个脉冲被跳过且不出现在开关控制信号SW中。这在时间t₂和t₃重复，但过流阈值增量增加到TH₂且随后增加到TH₃。在时间t₄，V_out反馈电压信号210b达到V_{out_}threshold。进行正常开关，此时源于脉冲发生器502的脉冲被输出到开关控制信号SW。

在此处的说明书中和贯穿下面的权利要求书中使用的，“一”“一个”和“该”包括复数引用，除非上下文明确指示。而且，在此处的说明书中和贯穿下面的权利要求书中使用的“其中”的意义包括“其中”和“其上”，除非上下文明确指示。

上述的描述说明了本公开的各个实施例以及实施例的方面如何实现的示例。上述示例和实施例不应被视为仅是实施例，且旨在说明如下面权利要求限定的本公开的灵活性和优点。基于上述公开和下面的权利要求，其他装置、实施例、实现和等价对于本领域技术人员而言是明显的，且可以在不偏离权利要求的精神和范围的情况下使用。

Claims (20)

1.一种方法，包括：

向变压器绕组施加输入电压，以产生经过所述变压器绕组的电流流动；

通过使用具有第一占空比的第一控制信号控制开关，来控制从断电状态开始的第一时间周期期间经过所述变压器绕组的所述电流流动；以及

在所述第一时间周期之后的时间，通过使用具有比所述第一占空比大的第二占空比的第二控制信号控制所述开关，来控制经过所述变压器绕组的所述电流流动，

其中，在所述第一时间周期期间，所述变压器绕组中的磁化电流并未超过阈值水平。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述阈值水平是所述变压器的饱和电流参数。

3.根据权利要求1所述的方法，还包括向所述变压器的初级绕组施加所述输入电压。

4.根据权利要求1所述的方法，还包括：

产生多个脉冲；

在所述第一时间周期期间，从所述多个脉冲输出每第N个脉冲作为所述第一控制信号；以及

在所述第一时间周期之后的所述时间，从所述多个脉冲输出每个脉冲作为所述第二控制信号。

5.根据权利要求4所述的方法，还包括读取包括计数值的存储器，其中所述N的值基于所述计数值。

6.根据权利要求1所述的方法，还包括监测基于所述输入电压的感测信号，其中基于监测所述感测信号来确定包括所述第一控制信号的脉冲的脉冲宽度。

7.根据权利要求1所述的方法，还包括：

将根据所述输入电压确定的感测信号与阈值进行比较；

产生所述第一控制信号的第一脉冲，其中所述第一脉冲具有基于比较所述感测信号和所述阈值而确定的脉冲宽度；

使得所述阈值递增一数量；以及

产生所述第一控制信号的第二脉冲，其中所述第二脉冲具有基于比较所述感测信号和递增后的阈值而确定的脉冲宽度。

8.根据权利要求1所述的方法，还包括比较输出电压和阈值，其中所述第一时间周期之后的所述时间出现在所述输出电压超过所述阈值之时。

9.一种电路，包括：

变压器，具有变压器绕组和次级绕组；

晶体管，连接到所述变压器绕组以允许或禁止经过所述变压器绕组的电流流动；以及

控制器，连接到所述晶体管且配置成输出控制信号以控制所述晶体管，

该控制器被配置成：

在开始于断电状态的第一时间周期期间，产生具有第一占空比的第一控制信号；以及

在所述第一时间周期之后的时间，产生具有比所述第一占空比大的第二占空比的第二控制信号，

其中，在所述第一时间周期期间，所述变压器绕组中的磁化电流并未超过阈值水平。

10.根据权利要求9所述的电路，其中所述阈值水平是所述变压器的饱和电流参数。

11.根据权利要求9所述的电路，其中所述控制器包括脉冲发生器，其中所述第一控制信号包括由脉冲发生器产生的每第N个脉冲，其中所述第二控制信号包括由所述脉冲发生器产生的每个脉冲。

12.根据权利要求11所述的电路，还包括其中存储有计数值的存储器，其中所述N的值基于所述计数值。

13.根据权利要求9所述的电路，还包括基于所述输入电压的感测信号，其中基于对所述感测信号的监测来确定包括所述第一控制信号的脉冲的脉冲宽度。

14.根据权利要求9所述的电路，其中所述变压器绕组是所述变压器的初级绕组。

15.根据权利要求9所述的电路，还包括基于所述输入电压的感测信号，其中所述第一控制信号的第一脉冲具有基于比较所述感测信号和所述阈值而确定的脉冲宽度，其中所述阈值被递增一数量，其中所述第一控制信号的第二脉冲具有基于比较所述感测信号和递增后的阈值而确定的脉冲宽度。

16.根据权利要求15所述的电路，还包括其中存储有所述阈值的存储器。

17.根据权利要求9所述的电路，还包括在所述反激式变换器的输出电压和所述控制器之间的反馈回路，其中所述第一时间周期之后的时间出现在所述输出电压超过电压阈值之时。

18.一种电路，包括：

AC整流器电路；

变压器，具有连接到所述AC整流器电路的初级绕组；

控制器；

晶体管，连接到所述初级绕组，且具有连接到所述控制器的输出的控制栅极，

其中所述控制器被配置成：

在开始于断电状态的第一时间周期期间，产生具有第一占空比的第一控制信号；以及

在所述第一时间周期之后的时间，产生具有比所述第一占空比大的第二占空比的第二控制信号，

其中在所述第一时间周期期间，所述初级绕组中的磁化电流并未超过所述变压器的饱和电流参数，

其中所述AC整流器电路输出连接到所述控制器的感测信号，

其中所述控制器还配置成产生所述第一控制信号的第一控制脉冲，其中所述第一控制脉冲的脉冲宽度基于所述感测信号确定。

19.根据权利要求18所述的电路，还包括其中存储有阈值的存储器，其中所述第一控制信号的第一脉冲具有基于所述感测信号和所述阈值之间的比较而确定的脉冲宽度，其中所述第一控制信号的第二脉冲具有基于所述感测信号和递增后的阈值之间的比较而确定的脉冲宽度。

20.根据权利要求19所述的电路，还包括在所述电路的输出电压和所述控制器之间的反馈回路，其中所述第一时间周期之后的所述时间出现在所述输出电压超过电压阈值之时。

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