CN102740531B - 控制光源能量的控制器、系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种控制发光二极管(LED)光源能量的控制器、系统及方法。所述控制器包括控制端，该控制端用以提供控制信号以控制变压器。该控制信号的一个周期包括充电阶段、放电阶段和调整阶段。该控制器还包括控制电路，该控制电路与控制端耦合，用于在充电阶段控制变压器的初级绕组接收能量，在放电阶段控制变压器的次级绕组向LED光源放电，并通过控制调整阶段周期性地改变控制信号的频率。本发明能够减小电路中的电磁干扰效应。

Description

控制光源能量的控制器、系统及方法

技术领域

本发明涉及一种控制器，特别是涉及一种控制光源能量的控制器、系统及方法。

背景技术

反激转换器是一种开关稳压电源，可以应用于交流/直流适配器或电池充电器。图1所示为一种传统的反激转换器100的结构示意图。该反激转换器100利用控制器120控制一个变压器。该变压器包含与直流电源VBB相连的初级绕组104、与负载112相连的次级绕组106以及辅助绕组108。控制器120控制与初级绕组104串联的开关118。当开关118接通，电流流经初级绕组104，变压器的磁芯124储能。当开关118断开时，与次级绕组相连的二极管110正向偏置，磁芯124中储存的能量通过次级绕组106释放至电容122和负载112。误差放大器114将流经电流监测电阻111的电流和一个参考电流进行比较并产生反馈信号FB。反馈信号FB通过光耦合器116传送至控制器120。控制器120根据反馈信号FB控制开关118以调整变压器的输出能量。该传统反激转换器100的缺点在于其尺寸相对较大，且变压器的电磁感应导致电路工作工程中存在电磁干扰效应。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于提供一种控制光源能量的控制器、系统及方法，以减小电路中的电磁干扰效应。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种控制发光二极管(LED)光源能量的控制器，该控制器包括控制端，该控制端用以提供控制信号以控制变压器。该控制信号的一个周期包括充电阶段、放电阶段和调整阶段。该控制器还包括控制电路，该控制电路与控制端耦合，用于在充电阶段控制变压器的初级绕组接收能量，在放电阶段控制变压器的次级绕组向LED光源放电，并通过控制调整阶段以周期性地改变控制信号的频率。

本发明还提供了一种控制发光二极管(LED)光源能量的系统，该系统包括变压器，包括初级绕组和次级绕组，该变压器用以向LED光源提供能量。该系统还包括控制器，该控制器用以控制与初级绕组串联耦合的开关，进而控制变压器工作于多个周期，该周期中的一个周期包括充电阶段、放电阶段和调整阶段。该控制器在充电阶段增大流经初级绕组的电流，在放电阶段降低流经次级绕组的电流，且该控制器控制调整阶段以周期性改变开关的开关频率。

本发明还提供了一种控制发光二极管(LED)光源能量的方法，该方法包括：通过控制信号控制变压器，该控制信号的一个周期包括充电阶段、放电阶段和调整阶段；在充电阶段控制变压器的初级绕组接收能量；在放电阶段控制变压器的次级绕组对所述LED光源放电；及通过控制调整阶段，周期性改变所述控制信号的频率。

与现有技术相比，通过采用本发明的控制器、系统及方法，可以减小电路中的电磁干扰效应。

附图说明

以下通过对本发明的一些实施例结合其附图的描述，可以进一步理解本发明的目的、具体结构特征和优点。

图1所示为一种传统反激转换器的结构示意图图；

图2所示为根据本发明一个实施例的电源转换器的结构示意图图；

图3所示为图2中的控制器的结构示意图；

图4所示为根据本发明一个实施例的电源转换器接收的或产生的信号的波形图；

图5所示为根据本发明一个实施例的控制电源转换器中变压器的方法流程图；

图6所示为根据本发明一个实施例的电源转换器的结构示意图；

图7所示为根据本发明一个实施例的图6中的控制器的电路示意图；

图8A和图8B所示为根据本发明一个实施例的图6中电源转换器的信号波形示例图；

图9所示为根据本发明一个实施例的控制LED光源能量的方法流程图。

具体实施方式

以下将对本发明的实施例给出详细的说明。尽管本发明通过这些实施方式进行阐述和说明，但需要注意的是本发明并不仅仅只局限于这些实施方式。相反，本发明涵盖所附权利要求所定义的发明精神和发明范围内的所有替代物、变体和等同物。

另外，为了更好的说明本发明，在下文的具体实施方式中给出了众多的具体细节。本领域技术人员将理解，没有这些具体细节，本发明同样可以实施。在另外一些实例中，对于大家熟知的方法、流程、元件和电路未作详细描述，以便于凸显本发明的主旨。

本发明提供了一种电源转换器和对电源转换器进行控制的方法。电源转换器包含变压器和控制变压器的控制器。控制器控制与变压器初级绕组串联的开关。通过控制开关的接通/断开时间，使得变压器可以通过次级绕组输出直流电流。通过采用本发明的电源转换器以及对电源转换器进行控制的方法，可以省去图1中所示传统的电源转换器中所包含的光耦合器和误差放大器等部件，从而减小电源转换器的尺寸并提高效率。

图2所示为根据本发明一个实施例的电源转换器200的结构示意图。图4所示为电源转换器200接收的或产生的信号的波形图。图2将结合图4进行描述。

在图2的实施例中，电源转换器200包含变压器202及用于控制变压器202的控制器220。在一个实施例中，变压器202包含初级绕组204、次级绕组206和辅助绕组208。初级绕组204一端与直流输入电压V_BB相连，另一端通过开关218和电阻230连接到地。次级绕组206通过二极管210连接至负载212。在一个实施例中，辅助绕组208位于变压器202的初级绕组204一侧。辅助绕组208一端通过电阻214和电阻216连接至地，另外一端直接连接至地。

控制器220通过控制与初级绕组204串联的开关218来控制变压器202。在一个实施例中，控制器220由辅助绕组208产生的电压V_DD供电。电阻230提供反馈信号FB1。该反馈信号FB1指示流经初级绕组204的电流I_PR。辅助绕组208提供反馈信号FB2。该反馈信号FB2指示辅助绕组208的输出电压，从而进一步指示次级绕组206的输出电压。因此，反馈信号FB2能够指示流经次级绕组206的电流I_SE是否下降到预设的电流值，比如是否下降到0。在一个实施例中，反馈信号FB2在电阻214和电阻216之间的节点处产生。

控制器220包括信号产生器，例如振荡器226。电源转换器200还包括钳位电路228。当开关218接通时，钳位电路228对反馈信号FB2的电压进行钳位。在一个实施例中，控制器220接收参考信号PEAK和参考信号SET。参考信号PEAK决定流经初级绕组204的电流I_PR的最大电流值I_PEAK。参考信号SET具有参考电压值V_SET。在另一个实施例中，参考信号PEAK和参考信号SET由控制器220产生。

控制器220接收反馈信号FB1和反馈信号FB2，并根据反馈信号FB1和反馈信号FB2产生一个脉冲信号(如脉宽调制信号PWM1)来控制开关218。控制器220通过控制与初级绕组204串联的开关218，使得变压器202工作于多个周期。在一个实施例中，一个周期包含充电阶段T_ON、放电阶段T_DIS和调整阶段T_ADJ，如图4中所示。在充电阶段T_ON，变压器202由输入电压V_BB供电，流经初级绕组204的电流I_PR增大。在放电阶段T_DIS，变压器202放电对负载212供电，流经次级绕组206的电流I_SE减小。

具体而言，在充电阶段T_ON，控制器220接通开关218，从而使得变压器202接收输入电压V_BB。当开关218接通，与次级绕组206相连的二极管210反向偏置，没有电流流经次级绕组206。电流I_PR流经初级绕组204、开关218和电阻230到地。电流I_PR线性增大。因此，在充电阶段T_ON，变压器202的磁芯224储能，钳位电路228对反馈信号FB2的电压进行钳位，使得反馈信号FB2的电压为0。

在放电阶段T_DIS，控制器220关断开关218，通过变压器202放电对负载212供电。当开关218断开，与次级绕组206相连的二极管210正向偏置，磁芯224通过次级绕组206释放能量至电容222和负载212。在放电阶段T_DIS，流经次级绕组206的电流I_SE从一个最大电流值I_SE-MAX线性减小至一个预设的电流值(比如减小到0)。次级绕组206的最大电流值I_SE-MAX由初级绕组204的最大电流值I_PEAK和变压器202的初级绕组204与次级绕组206的匝数比决定。

在调整阶段T_ADJ，开关218保持关断，没有电流流经初级绕组204和次级绕组206。

如图4中流经次级绕组206的电流I_SE的波形所示，在一个周期T_S中次级绕组206输出的平均电流I_OAVG可以由等式(1)得到。

$I_{\mathrm{OAVG}}=\frac{I_{\mathrm{SE}-\mathrm{MAX}}}{2}\·\left(\frac{T_{\mathrm{DIS}}}{T_S}\right)---\left(1\right)$

其中，T_S＝T_ON+T_DIS+T_ADJ。

充电阶段T_ON的时间长度和放电阶段T_DIS的时间长度可以由初级绕组204和次级绕组206的电感、输入电压以V_BB及负载212两端的输出电压V_OUT决定。控制器220使得调整阶段T_ADJ具有恰当的时间长度从而使得放电阶段T_DIS的时间长度与周期T_S的时间长度的比值为常数。其中，周期T_S的时间长度是充电阶段T_ON、放电阶段T_DIS及调整阶段T_ADJ的总的时间长度。在等式(1)中，次级绕组206的最大电流值I_SE-MAX由初级绕组204的最大电流值I_PEAK和变压器202的匝数比决定。在一个实施例中，初级绕组204的最大电流值I_PEAK和变压器202的匝数比均为常数，从而次级绕组206的最大电流值I_SE-MAX也为常数。根据等式(1)，若放电阶段T_DIS的时间长度与周期T_S的时间长度的比值为常数(即T_S＝k＊T_DIS，k为常数)，则次级绕组206输出的平均电流I_OAVG也为常数。

因此，即便输入电压V_BB和输出电压V_OUT可能变化，只要放电阶段T_DIS的时间长度与周期T_S的时间长度的比值为常数，则次级绕组206输出的平均电流I_OAVG也为常数。换言之，通过一个滤波器(如与负载212相连的电容222)，电源转换器200可以为负载212提供直流电流。

图3所示为图2中的控制器220的结构示意图。图3将结合图2和图4进行描述。控制器220使得调整阶段T_ADJ具有恰当的时间长度从而使得放电阶段T_DIS的时间长度与周期T_S的时间长度的比值为常数。因此，电源转换器200可以为负载212提供直流电流。

在一个实施例中，控制器220包含振荡器226、比较器314、比较器316和脉冲信号产生器，比如脉宽调制信号产生器318。振荡器226根据反馈信号FB2产生锯齿波信号SAW。反馈信号FB2指示次级绕组206的输出电压。比较器314将锯齿波信号SAW和参考信号SET进行比较。参考信号SET具有参考电压值V_SET。比较器316将反馈信号FB1和参考信号PEAK进行比较。反馈信号FB1指示流经初级绕组204的电流I_SE。参考信号PEAK决定流经初级绕组204的最大电流值I_PEAK。脉宽调制信号产生器318与比较器314以及比较器316相连，并产生一个脉宽调制信号PWM1。振荡器226产生的锯齿波信号控制脉宽调制信号PWM1的占空比。脉宽调制信号PWM1控制开关318的导通状态从而控制变压器202的输出能量。

控制器220还包含控制信号产生器320。控制信号产生器320根据反馈信号FB2产生控制信号CTRL。控制信号CTRL施加至振荡器226。在一个实施例中，如果反馈信号FB2的电压大于预设门限值TH(TH＞0)，则控制信号CTRL为逻辑1，否则控制信号CTRL为逻辑0。在图3的例子中，振荡器226包含电流源302和304、开关306和308以及电容310。电容310上产生的电压信号即为锯齿波信号SAW。根据开关306和308的导通状态，电容310可以在电流源302的作用下充电或在电流源304的作用下放电。

如果电容310的电压上升至参考电压值V_SET，则控制器220产生具有第一电平的脉宽调制信号PWM1(比如，PWM1为逻辑1)以接通开关218。从而使得变压器202工作于充电阶段T_ON。钳位电路228使得反馈信号FB2的电压为0，从而控制信号CTRL具有第一电平(如逻辑0)。控制信号CTRL控制振荡器226中的开关308。控制信号CTRL通过非门312连接至开关306。在图3的实施例中，当控制信号CTRL为逻辑0时，开关306接通，开关308断开。电容310由电流源302的电流充电。因此，电容310的电压(也即锯齿波信号SAW的电压)从参考电压值V_SET开始上升。同时，流经初级绕组204的电流I_PR增大。比较器316将反馈信号FB1与参考信号PEAK进行比较。当反馈信号FB1的电压达到参考信号PEAK的电压时，说明流经初级绕组204的电流I_PR增大至最大电流值I_PEAK，此时控制器220断开开关218，从而结束充电阶段T_ON并启动放电阶段T_DIS。具体而言，脉宽调制信号产生器318产生具有第二电平的脉宽调制信号PWM1(比如，PWM1为逻辑0)以断开开关218。当充电阶段T_ON结束时，电容310的电压(也即锯齿波信号SAW的电压)上升至第一电压值V₁，如图4所示。换言之，电容310的电压(也即锯齿波信号SAW的电压)从参考电压值V_SET上升至第一电压值V₁这段时间内开关218接通。

在放电阶段T_DIS，开关218断开，流经次级绕组206的电流I_SE从最大电流值I_SE-MAX减小。在放电阶段T_DIS，辅助绕组208产生直流输出电压。该输出电压被电阻214和216分压。在放电阶段T_DIS，反馈信号FB2的电压(即电阻216两端的电压)与辅助绕组208的输出电压成正比，因此，反馈信号FB2也是一个直流电压。在一个实施例中，适当选择电阻214和电阻216的阻值，使得在放电阶段T_DIS，反馈信号FB2的电压大于预设门限值TH。当反馈信号FB2的电压大于预设门限值TH，控制信号CTRL为逻辑1，使开关306断开而开关308接通。电容310以电流源304的电流放电，电容310的电压从第一电压值V₁下降。

当反馈信号FB2的电压下降至门限值TH，也即流经次级绕组206的电流I_SE减小到预设的电流值时，控制器220结束放电阶段T_DIS并启动调整阶段T_ADJ。在一个实施例中，当流经次级绕组206的电流I_SE减小到0时，控制器220结束放电阶段T_DIS并启动调整阶段T_ADJ。当放电阶段T_DIS结束时，电容310的电压(也即锯齿波信号SAW的电压)下降至第二电压值V₂，如图4所示。

在调整阶段T_ADJ，因为反馈信号FB2的电压下降至门限值TH，控制信号CTRL变为逻辑0。开关306接通，开关308断开。电容310再次由电流源302的电流充电。电容310的电压从第二电压值V₂上升。在调整阶段T_ADJ，开关218保持断开，没有电流流经初级绕组204或次级绕组206。当锯齿波信号SAW的电压上升至参考电压值V_SET，则控制器220结束调整阶段T_ADJ并接通开关218以启动下一个周期T_S中的充电阶段T_ON。具体来讲，脉宽调制信号产生器318产生具有第一电平的脉宽调制信号PWM1(比如，PWM1为逻辑1)以接通开关218。

假设电容310的电容值为C₁，电流源302的电流为I₁，电流源304的电流为I₂。在充电阶段T_ON结束时，锯齿波信号SAW的电压(电容310的电压)可以表示为：

$V_1=V_{\mathrm{SET}}+\frac{T_{\mathrm{ON}}\·I_1}{C_1}---\left(2\right)$

在放电阶段T_DIS结束时，锯齿波信号SAW的电压可以表示为：

$V_2=V_1-\frac{T_{\mathrm{DIS}}\·I_2}{C_1}---\left(3\right)$

在调整阶段T_ADJ结束时，锯齿波信号SAW的电压可以表示为：

$V_{\mathrm{SET}}=V_2+\frac{T_{\mathrm{ADJ}}\·I_1}{C_1}---\left(4\right)$

因此，调整阶段T_ADJ的时间长度可以由等式(2)-(4)推出，即：

$T_{\mathrm{ADJ}}=\frac{(V_{\mathrm{SET}}-V_2)\·C_1}{I_1}=T_{\mathrm{DIS}}\·\frac{I_2}{I_1}-T_{\mathrm{ON}}---\left(5\right)$

由等式(5)，调整阶段T_ADJ的时间长度和周期T_S的时间长度之间的关系可以表示为：

$\frac{T_{\mathrm{DIS}}}{T_S}=\frac{T_{\mathrm{DIS}}}{T_{\mathrm{ON}}+T_{\mathrm{DIS}}+T_{\mathrm{ADJ}}}=\frac{I_1}{I_1+I_2}---\left(6\right)$

根据等式(6)可以得到，放电阶段T_DIS的时间长度与充电阶段T_ON、放电阶段T_DIS及调整阶段T_ADJ的总的时间长度的比值由电流I₁、I₂决定。如果电流I₁、I₂的大小恒定，则放电阶段T_DIS的时间长度与周期T_S的时间长度成比例。因此，参考等式(1)，次级绕组206的平均输出电流I_OAVG为常数。

图5所示为根据本发明一个实施例的控制电源转换器中变压器的方法流程图500。图5将结合图2、图3以及图4进行描述。

在步骤502中，控制变压器202工作于多个周期。一个周期包含充电阶段T_ON、放电阶段T_DIS和调整阶段T_ADJ。

在步骤504中，在充电阶段T_ON，对变压器202供电。在充电阶段T_ON，与变压器202的初级绕组204串联的开关218接通。在一个实施例中，通过监测流经初级绕组204的电流来控制充电阶段T_ON的时间长度。当流经初级绕组204的电流增大至一个预设的最大电流值时，结束充电阶段T_ON并启动放电阶段T_DIS。在充电阶段结束时，断开开关218。

在步骤506，在放电阶段T_DIS，利用变压器202对负载供电。在一个实施例中，通过监测变压器202辅助绕组208的输出电压来控制放电阶段T_DIS的时间长度。辅助绕组208的输出电压可以指示流经变压器202次级绕组206的电流是否下降到一个预设的电流值。具体而言，当流经次级绕组206的电流减小到预设的电流值(如减小到0)时，结束放电阶段T_DIS并启动调整阶段T_ADJ。在一个实施例中，当辅助绕组208的输出电压减小至一个预设的电压值时，流经次级绕组206的电流减小至预设的电流值。

在步骤508中，决定调整阶段T_ADJ的时间长度，使得放电阶段T_DIS的时间长度与充电阶段T_ON、放电阶段T_DIS及调整阶段T_ADJ的总的时间长度之间的比值为常数。在一个实施例中，调整阶段T_ADJ的时间长度由振荡器226决定。振荡器226产生锯齿波信号SAW。在充电阶段T_ON，锯齿波信号SAW的电压从预设的参考电压值V_SET上升至第一电压值V₁。在放电阶段T_DIS，锯齿波信号SAW的电压从第一电压值V₁下降至第二电压值V₂。在调整阶段T_ADJ，锯齿波信号SAW的电压从第二电压值V₂上升至预设的参考电压值V_SET。当锯齿波信号SAW的电压上升至预设的参考电压值V_SET时，结束调整阶段T_ADJ并启动一个新的周期T_S。

综上所述，本发明提供了一种电源转换器和对电源转换器进行控制的方法。电源转换器包含工作于多个周期的变压器。至少一个周期包含充电阶段T_ON、放电阶段T_DIS和调整阶段T_ADJ。电源转换器可以使得调整阶段T_ADJ具有合适的时间长度，从而使放电阶段T_DIS的时间长度与周期T_S的时间长度的比值为常数。周期T_S的时间长度是充电阶段T_ON、放电阶段T_DIS和调整阶段T_ADJ总的时间长度。因此，在一个周期中，变压器输出的电流的平均值为常数。

本发明提供的电源转换器可以应用于多种场合。比如，该电源转换器可以提供直流电流输出以驱动发光二极管等光源，也可以提供直流电流输出以对电池充电。

与包含光耦合器和误差放大器的传统的反激转换器相比，本发明提供的电源转换器的尺寸相对较小。

此外，即便电源转换器的输入电压和输出电压的变化可能导致充电阶段T_ON和放电阶段T_DIS的时间长度产生变化，该电源转换器能自动调节调整阶段T_ADJ的时间长度以保持放电阶段T_DIS的时间长度与周期T_S的时间长度的比值为常数。因此，该电源转换器能够自动调节而输出平均值恒定的电流。而且从等式(1)可以看到，该电源转换器的输出电流的平均值不受变压器绕组电感值的影响，从而能够更加精确的控制输出电流。

进一步地，在一个实施例中，本发明提供控制LED光源电量的控制器。具体而言，该控制器可通过控制开关控制电源转换器，以使得该电源转换器提供指定的输出电流以为该LED光源供电。有利地，在这样的实施例中，该控制器可实现抖动功能，例如，改变开关的开关频率，从而降低该电源转换器的电磁干扰效应(EMI)。

图6所示为根据本发明一实施例的电源转换器600的结构示意图。与图2中标号相同的元件具有相似功能。图8A和图8B所示为根据本发明一实施例的电源转换器600的信号波形示例图。图6将结合图2、图8A和图8B进行描述。

如图6所示，电源转换器600包括控制器620、变压器202和钳位电路228。基于钳位电路228的功能，控制器620控制变压器202的操作。在一个实施例中，变压器202包含初级绕组204、次级绕组206和辅助绕组208。

在一个实施例中，控制器620包括通过开关218与变压器202耦合的控制端。该控制端提供控制信号，如脉宽调制信号PWM2，以通过控制开关218控制变压器202。在另一实施例中，开关218和控制器620均被集成入芯片内。在这样的实施例中，该芯片包括控制端，如开关218的漏极端，以提供控制信号OD，从而控制变压器202。控制器620还包括与电阻230耦合的第一反馈端，用以接收反馈信号FB1。反馈信号FB1指示流经初级绕组204的电流I_PR是否增大到峰值I_PEAK。此外，控制器620包括与电阻214和电阻216耦合的第二反馈端，用以接收反馈信号FB2。反馈信号FB2指示流经次级绕组206的电流I_SE是否降低到谷值，如0安培。

当开关218接通时，钳位电路228对反馈信号FB2的电压进行钳位。在一个实施例中，控制器620接收参考信号PEAK和参考信号SET。参考信号PEAK决定流经初级绕组204的电流I_PR的最大电流值I_PEAK。参考信号SET具有参考电压值V_SET。在另一个实施例中，参考信号PEAK和参考信号SET由控制器620产生。

控制器620接收反馈信号FB1和反馈信号FB2，并根据反馈信号FB1和反馈信号FB2产生一个脉冲信号，如脉宽调制信号PWM2，来控制开关218。控制器620通过控制与初级绕组204串联的开关218，使得变压器202工作于多个开关周期。在一个实施例中，一个开关周期包含充电阶段T_ON、放电阶段T_DIS和调整阶段T_ADJi(i＝1，2，3等)，如图8A中所示。在充电阶段T_ON，控制器620控制开关218持续导通，变压器202由输入电压V_BB供电，流经初级绕组204的电流I_PR增大。在放电阶段T_DIS，控制器620控制开关218持续关断，变压器202放电以对负载212，如至少包含一个LED或LED串的LED光源，供电，流经次级绕组206的电流I_SE减小。在调整阶段T_ADJi，控制器620控制开关218持续关断。电源转换器600在开关周期T_Si的操作与图2所示电源转换器200在开关周期T_S的操作类似，此处不再赘述。

此外，控制器620可通过控制调整阶段T_ADJi周期性地改变控制信号，如脉宽调制信号PWM2或信号OD的频率f_SW。在一个实施例中，控制器620周期性地改变调整阶段T_ADJi，从而周期性地改变控制信号和开关218的开关频率f_SW。具体而言，变压器202可工作于多个周期组。在一个实施例中，每个周期组包含相同数目的开关218的开关周期。调整阶段T_ADJi以预设的方式在每个周期组变化，该变化过程在每个周期组基本相同。

如图8A所示，开关周期T_S1-T_S6构成一个周期组。但本发明并不仅限于此，一个周期组可包含其他数目的开关周期。在开关周期T_S1-T_S6期间，控制器620控制充电阶段T_ON和放电阶段T_DIS基本恒定。例如，充电阶段T_ON由电流I_PR的峰值I_PEAK和施加于初级绕组204的电压V_BB决定。在一个实施例中，峰值I_PEAK和电压V_BB基本恒定，因而开关周期T_S1-T_S6期间内的充电阶段T_ON基本相同。此外，放电阶段T_DIS由电流I_SE的峰值I_SE-MAX和次级绕组206上的电压V_OUT’决定。在一个实施例中，峰值I_SE-MAX和电压V_OUT’基本恒定，因而开关周期T_S1-T_S6期间内的放电阶段T_DIS基本相同。在不同的开关周期中，调整阶段T_ADJ1、T_ADJ2、T_ADJ3可变化。

根据等式(1)，次级绕组206在一个周期组内的提供的输出电流的平均值I_OAVG’可表示为：

${I_{\mathrm{OAVG}}}^{\′}=\frac{I_{\mathrm{SE}\_\mathrm{MAX}}}{2}\·\left(\frac{{6T}_{\mathrm{DIS}}}{T_{S1}+T_{S2}+T_{S3}+T_{S4}+T_{S5}+T_{S6}}\right)=\frac{I_{\mathrm{SE}\_\mathrm{MAX}}}{2}\·R---\left(7\right)$

其中，T_Si＝T_ON+T_DIS+T_ADJi。换言之，流经次级绕组206的电流I_SE在开关周期T_S1-T_S6间的平均值取决于比值R。比值R是开关周期T_S1-T_S6内放电阶段时间长度的总和与开关周期T_S1-T_S6内充电阶段、放电阶段和调整阶段时间长度的总和的比值。

有利地，通过在多个开关周期内改变调整阶段T_ADJ，控制器620可改变信号PWM2和OD的频率f_SW，从而减小电源转换器600的电磁干扰效应。进一步地，在一个实施例中，通过周期性地改变调整阶段T_ADJ，控制器620可周期性地改变信号PWM2和OD的频率。因比例R基本恒定，由次级绕组206在每个周期组提供的输出电流的平均值I_OAVG’也基本恒定。此处“基本恒定”指平均电流I_OAVG’仅在一定范围内变化，在该范围内，由电路元件的非理想性引起的电流大小波动可忽略。在一个实施例中，控制器620周期性地重复调整阶段T_ADJi的变化过程。例如，在包括开关周期T_S1-T_S6的周期组内，控制器620将调整阶段T_ADJi以如图8A所示方式从T_ADJ1调整至T_ADJ6，之后在新的周期组内重复这一调整过程。图8B所示为紧随图8A所示周期组后的下一周期组的信号波形示例图。图8B所示开关周期T_S1-T_S6期间的调整阶段T_ADiJ与图8A所示开关周期T_S1-T_S6期间对应的调整阶段T_ADJi分别相同。

本发明提供的电源转换器可以应用于多种场合。在一个实施例中，该电源转换器可以提供直流电流输出以驱动发光二极管等光源。在另一实施例中，该电源转换器可以提供直流电流输出以对电池充电。

图7所示为根据本发明一实施例的图6中控制器620的电路示意图。与图3和图6中标号相同的元件具有相似功能。图7将结合图3、图6、图8A和图8B进行描述。控制器620可周期性改变调整阶段T_ADJi，从而减小电源转换器600的电磁干扰效应，并为负载212提供平均值基本不变的输出电流。

在一个实施例中，控制器620包含信号产生器726，例如振荡器726、比较器314、比较器316和脉冲信号产生器318，例如脉宽调制信号产生器318。振荡器726根据反馈信号FB1和反馈信号FB2产生信号，例如锯齿波信号SAW’。比较器314将锯齿波信号SAW’和参考信号SET进行比较。参考信号SET具有参考电压值V_SET。比较器316将反馈信号FB1和参考信号PEAK进行比较。反馈信号FB1指示流经初级绕组204的电流I_PR。参考信号PEAK决定流经初级绕组204的最大电流值I_PEAK。脉宽调制信号产生器318与比较器314以及比较器316耦合，并根据锯齿波信号SAW’产生一个信号，如脉冲信号PWM2。振荡器726产生的锯齿波信号控制脉宽调制信号PWM2的占空比。脉宽调制信号PWM2控制开关218的导通状态从而控制变压器202的输出能量。

控制器620还包含控制信号产生器320。控制信号产生器320根据反馈信号FB2产生控制信号CTRL。控制信号CTRL施加至信号产生器726。在一个实施例中，如果反馈信号FB2的电压大于预设门限值TH(TH＞0)，则控制信号CTRL为逻辑1，否则控制信号CTRL为逻辑0。

在图7的实施例中，信号产生器726包含电流源302、电流源722、电流源724和电流源726、开关306、开关308、开关S1和开关S2，以及能量储存元件，如电容310。开关S1和开关S2分别与电流源724和电流源726串联耦合。电容310上产生的电压信号即为锯齿波信号SAW’。根据开关306和开关308的导通状态，电容310可被充电或放电。电容310的放电电流I_DIS根据开关S1和开关S2的导通状态而变化。例如，当开关S1导通，开关S2关断时，在放电阶段T_DIS，电容310的放电电流I_DIS包括来自电流源722和电流源724的电流。当开关S1和开关S2均关断时，在放电阶段T_DIS，电容310的放电电流I_DIS包括来自电流源722的电流。在一个实施例中，开关S1和开关S2的导通时间被控制为周期性变化，因此放电电流I_DIS也周期性变化。

在工作过程中，如果电容310的电压上升至参考电压值V_SET，则控制器620产生具有第一电平的脉宽调制信号PWM2，例如，PWM1为逻辑1，以导通开关218，从而使得变压器202工作于充电阶段T_ON。在充电阶段T_ON，开关218导通，流经初级绕组204的电流I_PR从谷值，如0安培开始增大至峰值I_PEAK。此外，电容310的电压(也即锯齿波信号SAW’的电压)从参考电压值V_SET开始增大至第一电平V₁。

具体而言，在一个实施例中，钳位电路228使得反馈信号FB2的电压为0，从而控制信号CTRL具有第一电平，如逻辑0。如图7所示，当控制信号CTRL为逻辑0时，开关306导通而开关308关断。因此，在充电阶段T_ON，来自电流源302的电流对电容310充电，且电容310的电压(也即锯齿波信号SAW’的电压)从参考电压值V_SET开始增大。同时，流经初级绕组204的电流I_PR增大。比较器316将反馈信号FB1与参考信号PEAK进行比较。当反馈信号FB1的电压达到参考信号PEAK的电压时，说明流经初级绕组204的电流I_PR增大至最大电流值I_PEAK，此时控制器220断开开关218，从而结束充电阶段T_ON并启动放电阶段T_DIS。具体而言，脉宽调制信号产生器318产生具有第二电平的脉宽调制信号PWM2，例如PWM2为逻辑0，以断开开关218。当充电阶段T_ON结束时，电容310的电压(也即锯齿波信号SAW’的电压)上升至第一电压值V₁，如图8所示。

在放电阶段T_DIS，开关218断开，流经次级绕组206的电流I_SE从最大电流值I_SE-MAX减小至谷值，且锯齿波信号SAW’的电压，如电容310上的电压，从第一电平V₁降到第二电平V_2i。

具体而言，在一个实施例中，在放电阶段T_DIS，辅助绕组208产生基本恒定的输出电压。包括电阻214和电阻216的分压器提供与辅助绕组208的输出电压成正比的反馈信号FB2，如电阻216上的电压，因此，反馈信号FB2也可基本恒定。在一个实施例中，适当选择电阻214和电阻216的阻值，使得在放电阶段T_DIS，反馈信号FB2的电压大于预设门限值TH。如图7所示，因反馈信号FB2的电压大于预设门限值TH，控制信号CTRL为逻辑1，因此，开关306断开而开关308接通。电容310以放电电流I_DIS放电，放电电流I_DIS的大小取决于开关S1和开关S2的导通状态。相应地，电容310的电压从第一电压值V₁下降。

当反馈信号FB2的电压下降至门限值TH，也即流经次级绕组206的电流I_SE减小到谷值(如0安培)时，控制器620结束放电阶段T_DIS并启动调整阶段T_ADJi。当放电阶段T_DIS结束时，电容310的电压(也即锯齿波信号SAW’的电压)下降至第二电压值V_2i(i＝1，2，3等)，如图8A所示。

在调整阶段T_ADJi，因为反馈信号FB2的电压下降至门限值TH，控制信号CTRL变为逻辑0。开关306接通，开关308断开。电容310由电流源302的电流充电。电容310的电压从第二电压值V_2i上升。在一个实施例中，在调整阶段T_ADJi，开关218保持断开，没有电流流经初级绕组204或次级绕组206。当锯齿波信号SAW’的电压上升至参考电压值V_SET，则控制器620结束调整阶段T_ADJi并导通开关218以启动下一个开关周期中的充电阶段T_ON。具体而言，脉宽调制信号产生器318产生具有第一电平的脉宽调制信号PWM2(例如，PWM2为逻辑1)以导通开关218。因此，在调整阶段T_ADJi，锯齿波信号SAW’的电压，即电容310的电压，从第二电平V_2i增大至参考电压V_SET。

如图8A所示，控制器620在多个开关周期内控制开关S1和开关S2的导通时间，从而改变多个开关周期内的放电电流I_DIS。因此，等于V₁-I_DIST_DIS/C₃₁₀的锯齿波信号SAW’的第二电位V_2i，相应地在多个开关周期内变化。参数C₃₁₀代表电容310的电容值。因此，等于(V_2i-V_SET)/I_CHGC₃₁₀的调整阶段T_A DJi的时间长度在多个开关周期内变化(I_CHG代表电容C₃₁₀的充电电流的电流值)，从而使得控制信号，如PWM2或OD，的频率f_SW在多个开关周期内变化。换言之，放电电流I_DIS在多个开关周期内变化，从而导致控制信号PWM2或OD的频率f_SW在多个开关周期内变化。

在一个实施例中，流经电流源302的电流为I₁，流经电流源722的电流为I₂，流经电流源724的电流为I₀，流经电流源726的电流为2I₀。如图8A所示，开关S1和开关S2被选择导通，以使放电电流I_DIS在开关周期T_S1-T_S6间分别为I₂，I₂+I₀，I₂+2I₀，I₂+2I₀，I₂+I₀，I₂。尽管图7揭露了三个可被选择以用于提供放电电流的电流源，本发明并不仅限于此。控制器620可包括其他数目的电流源。在一个实施例中，控制器620可包括N+1个电流源以分别提供电流I₂，I₀，2I₀，2^(N-1)I₀。控制器620可包括N个开关，以与图7所述相似的方式，与相应的电流源耦合。

图9所示为根据本发明一个实施例的控制LED光源能量的方法流程图。图9将结合图6、图7、图8A和图8B进行描述。

在步骤902中，通过来自控制器620的控制信号，如信号PWM2或OD，控制变压器202工作于该控制信号的多个开关周期内。在一个实施例中，一个开关周期包括充电阶段T_ON、放电阶段T_DIS和调整阶段T_ADJi。

在步骤904中，在充电阶段T_ON，变压器202的初级绕组204被控制用来接收能量。具体而言，在一个实施例中，在充电阶段T_ON，与初级绕组204串联耦合的开关218导通，变压器202由输入电源供电。在一个实施例中，充电阶段T_ON通过监控流经初级绕组204的电流来控制。例如，当流经初级绕组204的电流增大至峰值I_PEAK时，充电阶段结束，放电阶段开始。

在步骤906中，在放电阶段T_DIS，变压器202的次级绕组206被控制用来向LED光源，如LED光源212放电。在一个实施例中，开关218在放电阶段T_DIS内关断。放电阶段T_DIS可通过监控变压器202的辅助绕组208的输出电压来控制。辅助绕组208的输出电压可指示流经次级绕组206的电流是否降到谷值。例如，当流经次级绕组206的电流降到谷值，如0安培时，放电阶段T_DIS结束，调整阶段T_ADJi开启。在一个实施例中，如辅助绕组208的输出电压降到预设值，则流经次级绕组206的电流降到谷值。

在步骤908中，通过控制开关周期内的调整阶段T_ADJi，控制器620周期性地改变控制信号的频率f_SW。在调整阶段T_ADJi内，开关218关断。在一个实施例中，调整阶段T_ADJi周期性变化，从而使得控制信号的频率f_SW也周期性变化。在一个实施例中，调整阶段T_ADJi由信号产生器726决定。信号产生器726可通过对电容310充电或放电以产生锯齿波信号，如锯齿波信号SAW’。在充电阶段T_ON，第一电流对电容310充电，以使电容310上的电压，如锯齿波信号SAW’从参考电位V_SET上升至第一电位V₁。在放电阶段T_DIS，电容310通过第二电流放电，以使锯齿波信号SAW’的电压从第一电位降至第二电位V_2i。第二电流在控制信号的多个开关周期内变化以改变控制信号的频率f_SW。在调整阶段T_ADJi，第一电流对电容310充电，以使锯齿波信号SAW’从第二电位V_2i上升至参考电位V_SET。当锯齿波信号SAW’的电压上升至参考电位V_SET时，调整阶段T_ADJi结束，一个新的开关周期开始。

在此使用之措辞和表达都是用于说明而非限制，使用这些措辞和表达并不将在此图示和描述的特性之任何等同物(或部分等同物)排除在发明范围之外，在权利要求的范围内可能存在各种修改。其它的修改、变体和替换物也可能存在。因此，权利要求旨在涵盖所有此类等同物。

Claims (20)

1.一种控制发光二极管LED光源能量的控制器，其特征在于，所述控制器包括：

控制端，用以提供控制信号以控制变压器，所述控制信号的一个周期包括充电阶段、放电阶段和调整阶段；

控制电路，与所述控制端耦合，用于在所述充电阶段控制所述变压器的初级绕组接收能量，在所述放电阶段控制所述变压器的次级绕组向所述LED光源放电，并通过控制所述调整阶段而周期性改变所述控制信号的频率，

其中，所述变压器工作于多个周期组，每个周期组包含相同数目的、所述控制信号的多个周期，所述控制电路通过下述方式周期性改变所述控制信号的频率：在所述多个周期组内，所述控制电路保持所述充电阶段和所述放电阶段的时间长度不变，并在每个周期组以预设的方式改变所述调整阶段的时间长度，该改变的过程在每个周期组是相同的。

2.根据权利要求1所述的控制LED光源能量的控制器，其特征在于，所述控制电路通过所述控制信号控制所述变压器的具体方式还包括：在所述充电阶段控制流经所述初级绕组的电流从第一谷值增大至第一峰值，在所述放电阶段控制流经所述次级绕组的电流从第二峰值降至第二谷值。

3.根据权利要求1所述的控制LED光源能量的控制器，其特征在于，在一个周期组内，所述控制电路将所述调整阶段从第一数值调整至第二数值，其后在新的周期组内重复所述调整阶段的调整过程，以使所述控制信号的频率周期性变化。

4.根据权利要求1所述的控制LED光源能量的控制器，其特征在于，所述控制器还包括：与所述初级绕组串联耦合的开关，所述开关在所述充电阶段导通，在所述放电阶段和所述调整阶段关断。

5.根据权利要求1所述的控制LED光源能量的控制器，其特征在于，所述控制器还包括：

第一反馈端，用于接收指示流经所述初级绕组的电流是否增至峰值的第一反馈信号；

第二反馈端，用于接收指示流经所述次级绕组的电流是否降至谷值的第二反馈信号。

6.根据权利要求1所述的控制LED光源能量的控制器，其特征在于，所述控制器还包括：

信号产生器，用于产生锯齿波信号，在所述充电阶段所述锯齿波信号的电压从参考电压值上升至第一电压值，在所述放电阶段所述锯齿波信号的电压从所述第一电压值下降至第二电压值；并在所述调整阶段所述锯齿波信号的电压从所述第二电压值上升至所述参考电压值。

7.根据权利要求6所述的控制LED光源能量的控制器，其特征在于，所述锯齿波信号根据第一反馈信号和第二反馈信号产生，所述第一反馈信号指示流经所述初级绕组的电流是否增至峰值，所述第二反馈信号指示流经所述次级绕组的电流是否降至谷值。

8.根据权利要求6所述的控制LED光源能量的控制器，其特征在于，所述控制器还包括：与所述初级绕组串联耦合的开关，所述开关由根据所述锯齿波信号产生的脉冲信号控制，所述开关在所述充电阶段导通，在所述放电阶段和所述调整阶段关断。

9.根据权利要求1所述的控制LED光源能量的控制器，其特征在于，所述控制器还包括：

能量储存元件，在所述充电阶段所述能量储存元件以第一电流充电，所述能量储存元件的电压从参考电压值上升至第一电压值，在所述放电阶段所述能量储存元件以第二电流放电，所述能量储存元件的电压从所述第一电压值下降至第二电压值，在所述调整阶段所述能量储存元件的电压从所述第二电压值上升至所述参考电压值，其中，所述第二电流在每个周期组内的所述控制信号的多个周期内变化以改变所述控制信号的频率。

10.根据权利要求1所述的控制LED光源能量的控制器，其特征在于，流经所述次级绕组的电流在每个周期组内的平均值取决于该周期组内放电阶段的时间长度的总和与该周期组内充电阶段、放电阶段以及调整阶段的时间长度的总和的比值。

11.根据权利要求1所述的控制LED光源能量的控制器，其特征在于，流经所述次级绕组的电流的平均值为常数。

12.一种控制发光二极管LED光源能量的系统，其特征在于，所述系统包括：

变压器，包括初级绕组和次级绕组，用以向所述LED光源提供能量；

控制器，用以控制与所述初级绕组串联耦合的开关，进而控制所述变压器工作于多个周期组，每个周期组包含相同数目的多个开关周期，每个开关周期包括充电阶段、放电阶段和调整阶段，其中，所述控制器在所述充电阶段增大流经所述初级绕组的电流，在所述放电阶段降低流经所述次级绕组的电流，且控制所述调整阶段以周期性改变所述开关的开关频率，

其中，所述控制器通过下述方式周期性改变所述开关的开关频率：在所述多个周期组内，所述控制器保持所述充电阶段和所述放电阶段的时间长度不变，并在每个周期组以预设的方式改变所述调整阶段的时间长度，该改变的过程在每个周期组是相同的。

13.根据权利要求12所述的控制LED光源能量的系统，其特征在于，每个周期组内放电阶段的时间长度的总和与该周期组内充电阶段、放电阶段以及调整阶段的时间长度的总和的比值为常数。

14.根据权利要求12所述的控制LED光源能量的系统，其特征在于，所述开关由脉冲信号控制，所述脉冲信号根据指示流经所述次级绕组的电流是否降至谷值的反馈信号产生。

15.根据权利要求14所述的控制LED光源能量的系统，其特征在于，所述控制器包括：

信号产生器，用于根据所述反馈信号产生锯齿波信号，在所述充电阶段所述锯齿波信号的电压从参考电压值上升至第一电压值，在所述放电阶段所述锯齿波信号的电压从所述第一电压值下降至第二电压值；并在所述调整阶段所述锯齿波信号的电压从所述第二电压值上升至所述参考电压值。

16.根据权利要求12所述的控制LED光源能量的系统，其特征在于，所述控制器包括：

能量储存元件，在所述充电阶段和所述调整阶段，所述能量储存元件以第一电流充电，在所述放电阶段，所述能量储存元件以第二电流放电，所述第二电流在每个周期组内的多个开关周期内变化以改变所述开关的开关频率。

17.一种控制发光二极管LED光源能量的方法，其特征在于，所述方法包括：

通过控制信号控制变压器，所述控制信号的一个周期包括充电阶段、放电阶段和调整阶段；

在所述充电阶段控制所述变压器的初级绕组接收能量；

在所述放电阶段控制所述变压器的次级绕组对所述LED光源放电；及

通过控制所述调整阶段，而周期性改变所述控制信号的频率，

其中，所述变压器工作于多个周期组，每个周期组包含相同数目的、所述控制信号的多个周期，以及

通过下述方式周期性改变所述控制信号的频率：在所述多个周期组内，保持所述充电阶段和所述放电阶段的时间长度不变，并在每个周期组以预设的方式改变所述调整阶段的时间长度，该改变的过程在每个周期组是相同的。

18.根据权利要求17所述的控制LED光源能量的方法，其特征在于，所述方法还包括：

控制一比值不变，该比值为每个周期组内放电阶段的时间长度的总和与该周期组内充电阶段、放电阶段以及调整阶段的时间长度的总和的比值。

19.根据权利要求17所述的控制LED光源能量的方法，其特征在于，所述方法还包括：

在所述充电阶段导通与所述初级绕组串联耦合的开关；

在所述放电阶段和所述调整阶段关断所述开关。

20.根据权利要求17所述的控制LED光源能量的方法，其特征在于，所述方法还包括：

在所述充电阶段，以第一电流对能量储存元件充电以将所述能量储存元件上的电压从参考电压值增至第一电压值；

在所述放电阶段，以第二电流对所述能量储存元件放电以将所述电压从所述第一电压值下降至第二电压值；

在所述调整阶段，以所述第一电流对所述能量储存元件充电以将所述电压从所述第二电压值开始增大；及

通过在每个周期组内的所述控制信号的多个周期内改变所述第二电流，而改变所述控制信号的频率。