CN1868108A - 开关模式电源 - Google Patents

开关模式电源 Download PDF

Info

Publication number
CN1868108A
CN1868108A CNA200480029714XA CN200480029714A CN1868108A CN 1868108 A CN1868108 A CN 1868108A CN A200480029714X A CNA200480029714X A CN A200480029714XA CN 200480029714 A CN200480029714 A CN 200480029714A CN 1868108 A CN1868108 A CN 1868108A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
switched
mode power
power supply
secondary coil
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CNA200480029714XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN100433519C (zh
Inventor
迈克尔·梅茨纳
沃尔夫冈·赫曼
让-保罗·洛维尔
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Thomson Licensing SAS
Original Assignee
Thomson Licensing SAS
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Thomson Licensing SAS filed Critical Thomson Licensing SAS
Publication of CN1868108A publication Critical patent/CN1868108A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN100433519C publication Critical patent/CN100433519C/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

一种开关模式电源，具有包括初级线圈和至少一个次级线圈(W6)的变压器、与初级线圈串联的开关晶体管(Q1)、用于控制开关晶体的驱动级(DR)和用于控制输出电压的控制电路。在此情况下的控制电路包括可以通过连接端(4)被调节的振荡器并且耦合至次级线圈(W6)以便确定开关晶体管的导通时间。开关级(T1，T2)特别布置在连接端(4)和次级线圈(W6)之间，并且当处于振荡时的次级线圈(W6)上出现突然的电压变化时将供电电压(VRef)传送至连接端(4)。因此，在导通损耗低时导通开关晶体管，因此大大降低开关晶体管中发生的损耗。

Description

开关模式电源
本发明涉及一种开关模式电源，其具有包括初级线圈和至少一个次级线圈的变压器；具有与初级线圈串联的开关晶体管；并且具有用于控制该开关模式电源的输出电压的控制电路。该情况下的控制电路具有振荡器，其预设开关晶体管导通和关断的频率。这种类型的开关模式电源用在例如电视、录影机和机顶盒中。
这种类型的电器通常使用基于回扫式(flyback)转换器原理的开关模式电源，其在输出侧产生很高稳定的供电电压。在工作期间，控制电路通过控制环调节输出电压之一。这也导致来自开关模式电源的其它输出电压稳定。此情况下的控制电路通过控制信号控制开关晶体管，使得通过开关晶体管的控制信号的脉宽调制(PDM)或通过改变该控制信号的频率使连接到控制环的输出电压保持不变。
集成电路(IC)经常被用作控制电路，因此大大地简化了开关模式电源的设计。这种类型的电路通常包括控制电路、振荡器、用于直接驱动开关晶体管的驱动级、用于产生内部工作电压的电路，以及保护电路。
图1图示了根据现有技术的具有集成电路IC1的开关模式电源。该开关模式电源在输入侧使用桥式整流器BR，通过它对施加到市电连接NA的AC电压进行整流。通过储能电容器C1对经整流的电压U1进行平滑，然后将其施加到变压器T1的初级线圈W1。变压器T1在初级和次级之间提供市电隔离，并且在初级侧具有用于产生集成电路IC1的工作电压VCC的辅助线圈W2，在次级侧具有用于产生稳定的输出电压U3-U5的线圈W3-W5。在线圈W3-W5两端使用整流器部件D1-D3来分接经整流的电压，然后通过低通滤波器LC1-LC3来平滑该经整流的电压。
开关晶体管Q1与初级线圈W1串联连接，在此实施例中开关晶体管Q1是MOSFET，它的输出侧经测量电阻器Rs接地。开关晶体管Q1的控制输入端连接到集成电路IC1的驱动级DR，通过其控制该开关晶体管Q1。该开关模式电源是回扫式转换器的形式，就是说，在开关晶体Q1导通时的工作期间，能量存储在变压器T1中，并且在随后的该开关晶体管Q1关断的阶段中所述能量被传送至线圈W2-W5。
开关模式电源的此实施例在初级侧具有通过供电电压VCC工作的控制系统。所述供电电压VCC在工作期间由辅助线圈W2、二极管D4、D5和电容器C2、C3产生。将供电电压VCC施加到集成电路IC1的连接端7，从而向驱动级DR提供用于开关晶体管Q1的工作的电压，并且施加到连接端8，通过其集成电路IC1产生内部参考电压以及用于其电路的工作的稳定的供电电压。供电电压VCC还通过RC滤波器RC1和连接端2施加到集成电路IC1中的误差放大器EA，从而提供调节以达到恒定的供电电压VCC。因为线圈W2-W5是相互耦合的，所以这也稳定了输出电压U3-U5。
集成电路IC1也可以用于在次级侧受控的开关模式电源。例如，在特此引用的US 4,876,636中描述了基于回扫式转换器原理并且在次级侧调节其输出电压的开关模式电源。在次级侧上进行调节产生更好的电压稳定性。在此情况下的控制环需要例如光耦合器，发送器的变换器，就光耦合器而言，通过其将控制信号从次级侧发送至初级侧。
集成电路IC1具有振荡器O，它的频率可以由外部电路通过电阻器R1和电容器Ct在连接端4进行调节。在此情况下，通过施加到该连接端并在集成电路C1中生成的参考电压Vref经电阻器R1对电容Ct充电。当电容器Ct两端的电压达到特定阈值时，经集成电路IC1的连接端4对此电容器Ct进行放电，以便随后可以发生新的充电周期。
振荡器O预设驱动级DR的开关频率，并且通过误差放大器EA和下游逻辑电路LO来改变在驱动级DR内生成的驱动信号的脉宽，从而使该开关模式电源的输出电压稳定。
在此情况下，驱动级DR的开关频率是振荡器O的开关频率的一半。在此情况下一锯齿脉冲预设开关晶体管Q1导通的最大时间，并且随后的锯齿脉冲设置该开关晶体管关断的死区时间。这产生50％的最大预设脉宽比，使得在该开关晶体管Q1再次导通之前的关断阶段变压器T1总是退磁的。
该开关模式电源还具有启动电路AS，一旦接通该开关模式电源，则通过该启动电路向集成电路IC1供电。为了抑制电压尖峰，第一阻尼网络SN1连接在到开关晶体Q1的输入侧上并且用来将电压尖峰耗散至储能电路C1和与开关晶体Q1并联连接的第二阻尼网络SN2。
在此示例性实施例中，已经参照图1描述的集成电路IC1是经常使用的UC3854型，其可以例如从On Semiconductor公司( htttp://onsemi.com)得到。其它控制器IC，例如MC33260、FA13843和KA3843，也使用具有电容器的外部电路，通过其可以调节开关模式电源的开关频率。
本发明的目的在于描述一种最初论及的具有低损耗的那个类型的开关模式电源。
对于开关模式电源，通过权利要求1中描述的特征达到此目的。本发明的有利改进在从属权利要求中描述。
根据本发明的开关模式电源包括具有初级线圈和两个或多个次级线图的变压器、与初级线圈串联连接的开关晶体管、用于控制该开关晶体管的驱动级和用于调节输出电压的控制电路。在此情况下的控制电路包括振荡器，可以通过连接端对其进行调节并且将其耦合至次级线圈以便当次级线圈上出现振荡、特别是振荡最小值时确定开关晶体管导通的时间。
在一个优选的示例性实施例中，这通过开关级(switching stage)来实现，所述开关级当处于振荡时的次级线圈上出现突然的电压变化时将供电电压传送至该连接端。这导致该连接端处的电压升高，从而通过振荡器导通开关晶体管，并且触发新的锯齿脉冲。由于当电压最小值出现在次级线圈上时电压最小值同样出现在开关晶体管的电流输入端，所以在导通损耗低时开关晶体管被导通。这使得可以大大减小在开关晶体管中产生的热损耗。
有利的是，开关级耦合至驱动级，以便当开关晶体管被来自驱动级的正电压导通时阻断开关级。然而，由于限定开关晶体管的导通的锯齿脉冲通过脉宽比确定开关模式电源的输出功率，所以这防止此锯齿脉冲受到开关级的干扰。
在一个优选的示例性实施例中，所述连接是布置在集成电路中的振荡器的振荡器连接，并且供电电压是在集成电路的第二连接端处发出的参考电压并且通过RC电路施加到振荡器连接端。然而，本发明不限于在初级侧具有作为控制器电路的集成电路的开关模式电源，并且也可以用于在初级侧具有包括振荡器、驱动级和控制电路的分立电路的开关模式电源。
在下面的文本中将作为示例参照示意性附图来更详细地解释本发明，其中：
图1示出根据现有技术的在初级侧具有集成电路的开关模式电源，
图2示出用于控制开关晶体管导通时间的开关级，
图3示出开关模式电源在以相对高的功率级工作期间的电压图，和
图4示出开关模式电源在以相对低的功率级工作期间的电压图。
在图2中，在开关模式电源中，具有两个晶体管T1、T2的开关级布置在集成电路的连接端4和变压器的次级线圈W6之间。该集成电路特别对应于在图1中描述的电路。次级线圈W6可以是在图1中图示的变压器的初级侧上的任何期望的辅助线圈。在图2中没有图示的、根据本发明的开关模式电源的组件同样对应于例如图1中的开关模式电源。因此相同的附图标记用于同一组件。开关模式电源可以在初级侧和次级侧都具有控制，并且优选地按照回扫式转换器原理工作。在图1中，通过次级线圈W6和开关级来预设连接到变压器的初级线圈的开关晶体管Q1的导通时间。
连接端4通过电阻器R1连接至施加到连接端9供电电压Vref，例如施加到图1中示出的集成电路IC1的连接端9。连接端4通过电容器Ct连接到地。因此，如上所述，电容器Ct由施加到连接端9的供电电压周期性充电。第一晶体管T1和具有低阻抗的电阻器R2与电阻器R1并联连接，使得当晶体管导通时电阻器R1被桥接(bridged)。晶体管T1的控制输入端通过第二晶体管T2连接至次级线圈W6。具体来说，晶体管T1是pnp晶体管，而晶体管T2是npn晶体管，从而正电压导通晶体管T2并且由此导通晶体管T1。
电阻器R3和电阻器R4与晶体管T2的电流输入端串联连接以便设置电压并且以便限制两个晶体管中的电流。在此情况下电阻器R3连接至连接端9。由电阻器R6、R7和R8构成的分压器布置在开关级中的晶体管T2和次级线圈W6之间，并且用来限定用于导通晶体管T2的阈值。而且，电容器C4连接在晶体管T2和次级线圈W6之间，并且用来限制次级线圈W6中的电压脉冲的时间。
晶体管T1的控制输入端经电阻器R3连接到施加到连接端9的供电电压Vref，在此示例中为5伏，并且经二极管D1和电阻器R5耦合至驱动级的输出端6，所述驱动级的输出端6控制连接至变压器的初级线圈的开关晶体管Q1。在此示例性实施例中，这是在图1中图示的集成电路IC1的输出端6。这确保只要开关模式电源中的开关晶体管导通就关断晶体管TI。因此晶体管T2在此时间间隔上不能导通晶体管TI。然而，如果施加到连接端6的驱动电压Ug是0或者接近0以便关断开关晶体管Q1，那么可由晶体管T2导通晶体管T1。
该电路工作如下：如果开关晶体管Q1导通，则连接端6处的电压Ug为高，例如接近20伏。这通过二极管D1保持晶体管T1处于关断。当开关晶体管Q1随后被关断时，连接端6处的电压Ug降至大约0伏。二极管D1于是变成反向偏置，使得晶体管T1在此时间段中不受电压Ug的影响。
对应于开关晶体管Q1的电流输入端的电压Ud，当开关晶体管Q1关断时次级线圈W6上的电压Ux被反转并且在存储在变压器中的能量正在被传送至该次级线圈的时候保持近似不变。一旦变压器的磁性被耗散，那么连接至变压器的电容，特别是缓冲网络SN2(参见图1)中的电容，导致在变压器的线圈上发生电压振荡。
因此在第一次振荡时线圈W6的连接端10处的突然的正电压变化导通晶体管T2和T1，使得电容器Ct在短时间内被供电电压Vref充电至该电容器Ct再次被放电的阈值，并且集成电路通过驱动级再一次导通开关晶体管Q1，并且发生电容器Ct的下一个充电过程。由于电容器C4对晶体管T2的基极只施加短的浪涌电压，所以当电容器Ct正在被再一次充电时晶体管T1已经被关断。
如果该开关模式电源以相对高的负载工作时，那么电压Ux、Ud、电容器Ct两端的电压U(Ct)和晶体管T2的集电极处的电压U(T2)如图3中所图示的那样出现。在此情况下，开关模式电源以230伏的市电电压NA工作并且产生23.8瓦的输出功率。如果开关晶体管Q1在时刻t1导通，那么电压Ud接近0并且对应于初级线圈W1两端的电压Ud的镜像的、线圈W6两端的电压Ux是负的。在开关晶体管Q1导通的时间间隔t1-t2中，栅极电压Ug为高，例如20伏，从而由于二极管D1是正向偏置的，所以晶体管T2的集电极处的电压U(T2)同样为高。
在时刻t2开关晶体管Q1被关断，从而Ux和Ud都急剧上升。在关断阶段，在能量正在被传送至次级线圈的时候，电压Ud和电压Ux保持为高。
当在时刻t1开关晶体管Q1导通时，由于电容器Ct正在被充电，所以此时在连接端4具有电压U(Ct)的第一锯齿脉冲SZ1开始。伴随着23.8W的开关模式电源的较高的功率，这在时刻t3之前结束，其中变压器T1在时刻t3之前传送能量至次级线圈。由于二极管D1是反向偏置的，所以T2的集电极处的电压U(T2)在从t2至t3的时间段内逐渐下降。
如上所述，振荡阶段跟在变压器放电阶段之后直到时刻t3为止，其中电压Ux和Ud下降。由于次级线圈W6的反极性导致压降在线圈W6的连接端10处产生正的电压脉冲，从而晶体管T2经电容器C4被导通。因此电压U(T2)急剧下降。结果，通过晶体管T1非常迅速地对电容器Ct充电直到在时刻t4达到阈值为止，在时刻t4电容器Ct再次放电。这导致开关晶体管Q1在时刻t5再次导通。因此，如果功率相对高，则开关晶体管Q1被导通的时刻出现在锯齿脉冲SZ2的间隔中，从而新的锯齿脉冲SZ3开始，其对应于脉冲SZ1。时刻t5同样对应于时刻t1。
然而，如果功率较小，则如图4所示在变压器T1的放电阶段之后的第一次振荡出现在第一锯齿脉冲SZ1的时间间隔中。在此情况下开关模式电源的输出功率为12.2瓦。这里，开关晶体管Q1导通的阶段，即时间间隔t1-t2，稍微短了一些，使得较少的能量存储在变压器T1中。变压器T1的退磁阶段，即时间间隔t2-t3，因此同样变短，因此时刻t3仍然出现在第一锯齿脉冲SZ1中。
在时刻t3之后，线圈W6两端的压降再一次在连接端10产生正的电压脉冲，从而晶体管T2导通，这可以从图4中的测量曲线CH4，U(T2)可以看出。因此，结束了由通过晶体管T1正被充电至阈值电压的电容器Ct产生的第一锯齿脉冲SZ1，从而在时刻T4′第二锯齿脉冲SZ2′开始。然而，如以上所解释的那样，由于集成电路在第二锯齿脉冲SZ2′或SZ2之后再次导通开关晶体管Q1，所以于是当开关模式电源的功率相对低时，这导致变压器的较长的静止阶段，即间隔t4′-t5′，在其期间电容器Ct只通过电阻器R1来充电。
因此，当输出功率低时，开关模式电源只以大约用于较高输出功率的开关频率的一半的开关频率运行。超过某个输出功率级，在此情况下振荡阶段的开始出现在第一锯齿脉冲SZ1的时间间隔中，就是说，在此阈值下开关频率近似减半。因此，当功率低时，开关晶体管Q1不是被图2中的开关级导通而是被第二锯齿脉冲SZ2′的充电周期t4′-t5′导通。
图2中图示的电路导致集成电路IC1以对应于输出功率的可变的开关频率工作，所述集成电路IC1实际上是用于固定开关频率的SMPS电流模式控制器的形式。然而，如果开关频率固定，那么开关晶体管不能在跟随变压器的放电阶段之后的振荡的电压最小值处被导通。图2中图示的电路可以做到这一点。因此当开关模式电源输出功率级低时集成电路IC1作为具有低开关频率的电流模式PWM控制器工作，并且当输出功率级较高时作为其中当开关晶体管Q1导通时损耗降低的准谐振回扫式转换器工作。伴随低功率的低开关频率对低损耗的待机工作特别有利。
UC3845集成电路优选地用作这里描述的开关模式电源的集成电路IC1，然而同样可以使用其它SMPS控制器IC，特别是具有电容器Ct的连接端的SMPS控制器IC，通过所述电容器Ct的充电阶段控制集成电路的开关频率。本发明也可以用于具有分立组件以及具有用于开关晶体管的振荡器的控制电路的开关模式电源，并且使用具有分立组件以及具有用于开关晶体管Q的振荡器的控制电路来替代集成器SMPS控制器电路。本发明不仅可以用于在次级侧受控的开关模式电源，而且可以用于在初级侧受控的开关模式电源。具体来说，辅助线圈W6也可以与图1中的线圈W2合并，或者可以相当于它。本发明的进一步的修改对于本领域的技术人员来说是明显的。

Claims (11)

1.一种开关模式电源，具有包括初级线圈(W1)和至少一个次级线圈(W2-W6)的变压器，具有与初级线圈串联的开关晶体管(Q1)，具有用于控制开关晶体(Q1)的驱动级(DR)，并且具有用于控制输出电压(U3-U5)的控制电路，该控制电路包括可以通过连接端(4)调节的振荡器(O)，其特征在于：连接端(4)耦合至次级线圈(W6)以便通过次级线圈(W6)上发生的振荡来确定开关晶体管(Q1)的导通时间。
2.根据权利要求1所述的开关模式电源，其特征在于：开关级(T1，T2)布置在连接端(4)和次级线圈(W6)之间，并且在变压器(T1)的退磁阶段之后的振荡时刻，当次级线圈(W6)上出现突然的电压变化时，将供电电压(VRef)传送至连接端(4)。
3.根据权利要求2所述的开关模式电源，其特征在于：当振荡发生时，次级线圈(W6)产生正电压脉冲，其导通开关级(T1，T2)。
4.根据权利要求2或3所述的开关模式电源，其特征在于：分压器(R6、T7、R8)布置在开关级(T1，T2)和次级线圈(W6)之间以便设置开关级(T1，T2)的阈值。
5.根据权利要求2、3或4所述的开关模式电源，其特征在于：电容器(C4)布置在开关级(T1，T2)和次级线圈(W6)之间以便限制电压脉冲。
6.根据在先权利要求之一所述的开关模式电源，其特征在于：开关级(T1，T2)耦合至驱动级(DR)的输出端(6)以便当开关晶体管(Q1)导通时阻断开关级(T1，T2)。
7.根据权利要求6所述的开关模式电源，其特征在于：开关级(T1，T2)通过电阻器(R5)和二极管(D1)耦合至驱动级(DR)的输出端(6)。
8.根据在先权利要求4至7之一所述的开关模式电源，其特征在于：开关级(T1，T2)具有第一开关(T1)，其连接在供电电压(VRef)和连接端(4)之间并且当次级线圈(W6)上的电压超过由分压器(T6-R8)预定的阈值时由第二开关(T1)导通。
9.根据在先权利要求之一所述的开关模式电源，其特征在于：次级线圈是变压器(TR)的初级侧上的辅助线圈(W6)。
10.根据在先权利要求之一所述的开关模式电源，其特征在于：控制电路和振荡器(O)布置在集成电路(IC1)中，其中：振荡器(O)由外部电路(R1，Ct)以锯齿电压通过连接端(4)来控制，并且在每种情况下集成电路(IC1)中的逻辑电路(LO)交替使用限制开关晶体管(Q1)的导通时间的、来自锯齿电压的锯齿脉冲(SZ1)和来自锯齿电压的锯齿脉冲(SZ2、SZ2′)以便确定开关晶体管(Q1)的关断阶段。
11.根据权利要求10所述的开关模式电源，其特征在于：供电电压(VRef)是通过集成电路的输出(9)生成的参考电压(VRef)。
CNB200480029714XA 2003-10-10 2004-09-18 开关模式电源 Expired - Fee Related CN100433519C (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE10347193.6 2003-10-10
DE10347193A DE10347193A1 (de) 2003-10-10 2003-10-10 Schaltnetzteil

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1868108A true CN1868108A (zh) 2006-11-22
CN100433519C CN100433519C (zh) 2008-11-12

Family

ID=34428302

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB200480029714XA Expired - Fee Related CN100433519C (zh) 2003-10-10 2004-09-18 开关模式电源

Country Status (7)

Country Link
US (1) US7433210B2 (zh)
EP (1) EP1671414B1 (zh)
CN (1) CN100433519C (zh)
AT (1) ATE552646T1 (zh)
DE (1) DE10347193A1 (zh)
TW (1) TW200514340A (zh)
WO (1) WO2005043735A1 (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102740531A (zh) * 2011-04-01 2012-10-17 凹凸电子（武汉）有限公司 控制光源能量的控制器、系统及方法
CN110970191A (zh) * 2019-12-25 2020-04-07 哈尔滨工业大学 一种多层屏蔽装置的退磁方法
CN110993252A (zh) * 2019-12-25 2020-04-10 哈尔滨工业大学 分布式退磁线圈系统、屏蔽装置及退磁方法

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8008903B2 (en) * 2007-03-23 2011-08-30 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for regulating a diode conduction duty cycle
AT507324B1 (de) * 2008-10-02 2012-05-15 Siemens Ag Schaltwandler und verfahren zum betreiben des schaltwandlers
TWI425748B (zh) * 2008-10-24 2014-02-01 System General Corp A control circuit for a power converter
FR2941825A1 (fr) * 2009-01-30 2010-08-06 Jacques Rene Claude Froidefond Dispositif de protection contre les surcharges et les cours circuits d'une alimentation a courant continu
US8811045B2 (en) 2009-12-25 2014-08-19 02Micro, Inc. Circuits and methods for controlling power converters including transformers
CN101789689B (zh) * 2009-12-25 2011-07-06 凹凸电子（武汉）有限公司 电源转换器、控制电源转换器中变压器的控制器及方法
US8233292B2 (en) * 2010-02-25 2012-07-31 O2Micro, Inc. Controllers, systems and methods for controlling power of light sources
DE102011104441A1 (de) * 2011-06-16 2012-12-20 Fujitsu Technology Solutions Intellectual Property Gmbh Schaltnetzteil, Betriebsverfahren und Verwendung eines Schaltnetzteils in einem Computer
US20140016374A1 (en) * 2012-07-16 2014-01-16 System General Corp. Regulation circuit having output cable compensation for power converters and method thereof
US9331585B1 (en) * 2014-11-11 2016-05-03 Inno-Tech Co., Ltd. Power control apparatus with dynamic adjustment of driving capability
DE102015207454A1 (de) * 2015-04-23 2016-10-27 Dr. Johannes Heidenhain Gmbh Schaltnetzteil zur Versorgung eines Umrichters
EP3151430A1 (de) * 2015-10-01 2017-04-05 Siemens Aktiengesellschaft Versorgungsspannungsabhängige maximalstromsteuerung für spannungsgesteuerte halbleiter

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
NL7702638A (nl) * 1977-03-11 1978-09-13 Philips Nv Geschakelde voedingsspanningsschakeling.
JPS5932992B2 (ja) * 1980-04-11 1984-08-13 三洋電機株式会社 スイッチング制御型電源回路
US4504898A (en) * 1983-06-06 1985-03-12 At&T Bell Laboratories Start-up transient control for a DC-to-DC converter powered by a current-limited source
DE3330039A1 (de) * 1983-08-19 1985-02-28 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Sperrwandler-schaltnetzteil
NL9202295A (nl) * 1992-12-30 1993-05-03 Koninkl Philips Electronics Nv Voedingsschakeling en stuurschakeling voor toepassing in een voedingsschakeling.
US5420777A (en) * 1993-06-07 1995-05-30 Nec Corporation Switching type DC-DC converter having increasing conversion efficiency at light load
JP3371962B2 (ja) * 2000-12-04 2003-01-27 サンケン電気株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ
CN1219350C (zh) * 2001-07-17 2005-09-14 广东科龙电器股份有限公司 一种源电压取样方法及装置
JP2005151608A (ja) * 2003-11-11 2005-06-09 Hitachi Ltd 共振型コンバータ及びその制御方法

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102740531A (zh) * 2011-04-01 2012-10-17 凹凸电子（武汉）有限公司 控制光源能量的控制器、系统及方法
CN102740531B (zh) * 2011-04-01 2015-03-25 凹凸电子（武汉）有限公司 控制光源能量的控制器、系统及方法
CN110970191A (zh) * 2019-12-25 2020-04-07 哈尔滨工业大学 一种多层屏蔽装置的退磁方法
CN110993252A (zh) * 2019-12-25 2020-04-10 哈尔滨工业大学 分布式退磁线圈系统、屏蔽装置及退磁方法
WO2021128117A1 (zh) * 2019-12-25 2021-07-01 哈尔滨工业大学 分布式退磁线圈系统、屏蔽装置及退磁方法
CN110970191B (zh) * 2019-12-25 2021-09-07 哈尔滨工业大学 一种多层屏蔽装置的退磁方法
US11410810B2 (en) 2019-12-25 2022-08-09 Harbin Institute Of Technology Distributed demagnetizing coil system, shielding device, and demagnetizing method

Also Published As

Publication number Publication date
DE10347193A1 (de) 2005-05-12
TW200514340A (en) 2005-04-16
EP1671414A1 (en) 2006-06-21
US7433210B2 (en) 2008-10-07
US20070058399A1 (en) 2007-03-15
CN100433519C (zh) 2008-11-12
ATE552646T1 (de) 2012-04-15
EP1671414B1 (en) 2012-04-04
WO2005043735A1 (en) 2005-05-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107979288B (zh) 强迫式零电压开关反激变换器
CN100392972C (zh) 具有过流保护的开关模式电源
US8749996B2 (en) Switching power supply apparatus
CN1909352B (zh) 使电源的功率容量增加的方法和装置
CN100433519C (zh) 开关模式电源
US6469913B2 (en) Switching power supply device having series capacitance
US20030142521A1 (en) Switching power source device
JP3475887B2 (ja) スイッチング電源装置
KR20010080701A (ko) 공진 모드 전원 장치
US5412555A (en) Self-oscillating DC-DC Converter with zero voltage switching
JP4289904B2 (ja) Ａｃ−ｄｃコンバータ
CN1238098A (zh) 辅助电源的快速复位电路
JP5012404B2 (ja) 同期整流型ｄｃ−ｄｃコンバータ
TW201918005A (zh) 用於主開關切換轉換的零電壓開關式返馳變換器
JP3657715B2 (ja) 同調スイッチ・モード電源装置
JP2004289981A (ja) スイッチング電源
TWI653813B (zh) 強迫式零電壓開關返馳變換器及其運行方法
KR20040021656A (ko) 댐핑 네트워크를 갖는 스위칭-모드 전원
CN1685594A (zh) 具有双开关模式电源单元的电源
JP3343123B2 (ja) 蓄電池に給電するための電子スイッチモード電源
KR100426605B1 (ko) 직렬 커패시턴스를 갖는 스위칭 전원 장치
KR100631138B1 (ko) 스위칭-모드 전원 장치를 위한 보호 회로

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C17 Cessation of patent right
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20081112

Termination date: 20120918