JP2001298955A - 同期整流回路及びこれを備えたインバータ - Google Patents
同期整流回路及びこれを備えたインバータInfo
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 できるだけ電力損失の小さい簡易な同期整流
回路を得ることにある。 【解決手段】 入力端子ａ、ｂと出力端子ｃ、ｄを結ぶ
２つの入出力ラインのうちの一側ライン中にソース・ド
レイン間が接続されたＭＯＳトランジスタ１と、前記ソ
ース側のラインに一側端子が接続されたコンデンサＣ１
と、入力端子間ａ、ｂの一の半波区間においてＯＮし他
の半波区間においてＯＦＦするスイッチング素子たるフ
ォトカプラ３と、このフォトカプラ３がＯＦＦしている
間、前記コンデンサＣ１を、前記一側端子よりも他側端
子が高くなるように充電する充電回路と、前記フォトカ
プラ３がＯＮしたとき、前記コンデンサＣ１の他側端子
をＭＯＳトランジスタ１のゲートＧに接続し、ＭＯＳト
ランジスタ１をＯＮする放電回路とを備えた構成とす
る。
回路を得ることにある。 【解決手段】 入力端子ａ、ｂと出力端子ｃ、ｄを結ぶ
２つの入出力ラインのうちの一側ライン中にソース・ド
レイン間が接続されたＭＯＳトランジスタ１と、前記ソ
ース側のラインに一側端子が接続されたコンデンサＣ１
と、入力端子間ａ、ｂの一の半波区間においてＯＮし他
の半波区間においてＯＦＦするスイッチング素子たるフ
ォトカプラ３と、このフォトカプラ３がＯＦＦしている
間、前記コンデンサＣ１を、前記一側端子よりも他側端
子が高くなるように充電する充電回路と、前記フォトカ
プラ３がＯＮしたとき、前記コンデンサＣ１の他側端子
をＭＯＳトランジスタ１のゲートＧに接続し、ＭＯＳト
ランジスタ１をＯＮする放電回路とを備えた構成とす
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、蛍光灯インバータ
用に適した電力損失の小さい簡易な同期整流回路及びこ
れを備えたインバータに関するものである。
用に適した電力損失の小さい簡易な同期整流回路及びこ
れを備えたインバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、蛍光灯等の照明器具は、省エネ化
の必要性から、従来のチョークコイルを使用した方法か
ら、インバータ化、即ち商用交流電源を整流回路にて直
流に変換し、得られた直流をインバータにて所定周波数
の交流に変換する形式へと変化しつつある。ここで、イ
ンバータ化した場合の欠点として問題となるのは、商用
交流電源を整流することによって発生する電力損失であ
る。特に入力電圧が１００Ｖと低く、電力が１１０Ｗ２
灯用インバータとなると、入力電流も２．２Ａとなり、
例えば図５に示すブリッジ整流回路において、整流素子
の順方向の内部電圧降下をＶｆとしたとき、整流回路の
電力損失としては２．２Ａ×Ｖｆ（１．１Ｖ）×２（素
子）＝４．８Ｗとなる。但し、入力電圧が２００Ｖ以上
を使用すれば、電力損失も半減し、さほど問題にはなら
ない。そのため、近年大電力に対しては、２００Ｖ以上
の電圧を使用する方向であるが、使用場所等によって
は、１００Ｖを使用せざるを得ない場合があり、そのよ
うな環境下では、できるだけ電力損失の小さい整流回路
の提供が望まれている。一方、整流素子にＭＯＳトラン
ジスタを使用し、電源周波数に同期してＭＯＳトランジ
スタを制御すれば電力損失を小さくすることができるこ
とが、一般的に知られている。かかる構成の同期整流回
路によれば、上記電力損失の小さい整流回路を得ること
ができる。
の必要性から、従来のチョークコイルを使用した方法か
ら、インバータ化、即ち商用交流電源を整流回路にて直
流に変換し、得られた直流をインバータにて所定周波数
の交流に変換する形式へと変化しつつある。ここで、イ
ンバータ化した場合の欠点として問題となるのは、商用
交流電源を整流することによって発生する電力損失であ
る。特に入力電圧が１００Ｖと低く、電力が１１０Ｗ２
灯用インバータとなると、入力電流も２．２Ａとなり、
例えば図５に示すブリッジ整流回路において、整流素子
の順方向の内部電圧降下をＶｆとしたとき、整流回路の
電力損失としては２．２Ａ×Ｖｆ（１．１Ｖ）×２（素
子）＝４．８Ｗとなる。但し、入力電圧が２００Ｖ以上
を使用すれば、電力損失も半減し、さほど問題にはなら
ない。そのため、近年大電力に対しては、２００Ｖ以上
の電圧を使用する方向であるが、使用場所等によって
は、１００Ｖを使用せざるを得ない場合があり、そのよ
うな環境下では、できるだけ電力損失の小さい整流回路
の提供が望まれている。一方、整流素子にＭＯＳトラン
ジスタを使用し、電源周波数に同期してＭＯＳトランジ
スタを制御すれば電力損失を小さくすることができるこ
とが、一般的に知られている。かかる構成の同期整流回
路によれば、上記電力損失の小さい整流回路を得ること
ができる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
同期整流回路は、制御用の電源及び回路が必要となり、
それに要する費用が大きくなるため、大がかりな装置に
は適しているが、電流値が２Ａ前後の小さな装置には製
造コスト等を考慮すると、採用することが困難であっ
た。このため、１００Ｖの商用電源で作動する蛍光灯イ
ンバータ用として適した、電力損失の最小さい簡易な同
期整流回路の提供が望まれている。そこで、本発明の目
的は、上記課題を解決し、できるだけ電力損失の小さい
簡易な同期整流回路及びこれを備えたインバータを提供
することにある。
同期整流回路は、制御用の電源及び回路が必要となり、
それに要する費用が大きくなるため、大がかりな装置に
は適しているが、電流値が２Ａ前後の小さな装置には製
造コスト等を考慮すると、採用することが困難であっ
た。このため、１００Ｖの商用電源で作動する蛍光灯イ
ンバータ用として適した、電力損失の最小さい簡易な同
期整流回路の提供が望まれている。そこで、本発明の目
的は、上記課題を解決し、できるだけ電力損失の小さい
簡易な同期整流回路及びこれを備えたインバータを提供
することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明に係る同期整流回路は、入力端子と出力端子
を結ぶ２つの入出力ラインのうちの一側ライン中にソー
ス・ドレイン間が接続されたＭＯＳトランジスタと、前
記ソース側のラインに一側端子が接続されたコンデンサ
と、入力端子間に加わる交流波形の一の半波区間におい
てＯＮし他の半波区間においてＯＦＦするスイッチング
素子と、前記スイッチング素子がＯＦＦしている間、前
記コンデンサを、前記一側端子よりも他側端子が高くな
るように充電する充電回路と、前記スイッチング素子が
ＯＮしたとき、前記コンデンサの他側端子をＭＯＳトラ
ンジスタのゲートに接続し、ＭＯＳトランジスタをＯＮ
する放電回路とを備えたことを特徴とする（請求項
１）。
め、本発明に係る同期整流回路は、入力端子と出力端子
を結ぶ２つの入出力ラインのうちの一側ライン中にソー
ス・ドレイン間が接続されたＭＯＳトランジスタと、前
記ソース側のラインに一側端子が接続されたコンデンサ
と、入力端子間に加わる交流波形の一の半波区間におい
てＯＮし他の半波区間においてＯＦＦするスイッチング
素子と、前記スイッチング素子がＯＦＦしている間、前
記コンデンサを、前記一側端子よりも他側端子が高くな
るように充電する充電回路と、前記スイッチング素子が
ＯＮしたとき、前記コンデンサの他側端子をＭＯＳトラ
ンジスタのゲートに接続し、ＭＯＳトランジスタをＯＮ
する放電回路とを備えたことを特徴とする（請求項
１）。
【０００５】ここで前記スイッチング素子は、前記入力
端子間に接続された発光ダイオードと、その光を受けて
作動するフォトダイオードとから成ることが好ましい
（請求項２）。より具体的には、入力端子と出力端子を
結ぶ２つの入出力ラインのうちの一側ライン中にＭＯＳ
トランジスタのソース・ドレイン間を接続し、そのドレ
イン側からソース側にかけて抵抗、ダイオード及びコン
デンサの直流回路を接続し、そのコンデンサの前記ダイ
オード側の端子を、フォトカプラのフォトトランジスタ
を介してＭＯＳトランジスタのゲートに接続し、前記フ
ォトカプラの発光ダイオードを入力端子間に接続した構
成とするのがよい（請求項３）。また実用的な回路とし
ては、請求項３の同期整流回路におけるＭＯＳトランジ
スタの回路部分を４つ用いてブリッジ回路接続し、前記
フォトカプラとして、入力端子間に正の半波で作動する
フォトカプラと、負の半波で作動するフォトカプラを接
続し、これらのフォトカプラで前記ブリッジ回路のＭＯ
Ｓトランジスタの回路部分を位相をずらせて制御し、全
波整流出力を得るように構成するとよい（請求項４）。
また、前記請求項１ないし４のいずれかの同期整流回路
を備えたことを特徴とするインバータを構成することも
できる（請求項５）。
端子間に接続された発光ダイオードと、その光を受けて
作動するフォトダイオードとから成ることが好ましい
（請求項２）。より具体的には、入力端子と出力端子を
結ぶ２つの入出力ラインのうちの一側ライン中にＭＯＳ
トランジスタのソース・ドレイン間を接続し、そのドレ
イン側からソース側にかけて抵抗、ダイオード及びコン
デンサの直流回路を接続し、そのコンデンサの前記ダイ
オード側の端子を、フォトカプラのフォトトランジスタ
を介してＭＯＳトランジスタのゲートに接続し、前記フ
ォトカプラの発光ダイオードを入力端子間に接続した構
成とするのがよい（請求項３）。また実用的な回路とし
ては、請求項３の同期整流回路におけるＭＯＳトランジ
スタの回路部分を４つ用いてブリッジ回路接続し、前記
フォトカプラとして、入力端子間に正の半波で作動する
フォトカプラと、負の半波で作動するフォトカプラを接
続し、これらのフォトカプラで前記ブリッジ回路のＭＯ
Ｓトランジスタの回路部分を位相をずらせて制御し、全
波整流出力を得るように構成するとよい（請求項４）。
また、前記請求項１ないし４のいずれかの同期整流回路
を備えたことを特徴とするインバータを構成することも
できる（請求項５）。
【０００６】本発明の同期整流回路は、入力端子間に加
わる交流波形の一の半波区間においてＯＮし他の半波区
間においてＯＦＦする、例えばフォトカプラより成るス
イッチング素子を備えており、このスイッチング素子が
ＯＦＦしている間、コンデンサをその一側端子よりも他
側端子が高くなるように充電し、他の半波区間において
スイッチング素子がＯＮしたとき、このコンデンサの他
側端子の電位をＭＯＳトランジスタのゲートに与えてＭ
ＯＳトランジスタをＯＮする構成としたものであるの
で、構成が非常に簡単であり、安価に同期整流回路を構
成することができる。また、ＭＯＳトランジスタにより
整流作用を営むものであるので、ダイオードによる従来
回路に較べ、整流に要する電力損失が非常に小さくする
ことができる。よって、負荷装置としてインバータを接
続した場合でも、放熱のためにシャーシ等を大きくする
必要が無く、全体として小型のインバータを提供するこ
とができる。
わる交流波形の一の半波区間においてＯＮし他の半波区
間においてＯＦＦする、例えばフォトカプラより成るス
イッチング素子を備えており、このスイッチング素子が
ＯＦＦしている間、コンデンサをその一側端子よりも他
側端子が高くなるように充電し、他の半波区間において
スイッチング素子がＯＮしたとき、このコンデンサの他
側端子の電位をＭＯＳトランジスタのゲートに与えてＭ
ＯＳトランジスタをＯＮする構成としたものであるの
で、構成が非常に簡単であり、安価に同期整流回路を構
成することができる。また、ＭＯＳトランジスタにより
整流作用を営むものであるので、ダイオードによる従来
回路に較べ、整流に要する電力損失が非常に小さくする
ことができる。よって、負荷装置としてインバータを接
続した場合でも、放熱のためにシャーシ等を大きくする
必要が無く、全体として小型のインバータを提供するこ
とができる。
【０００７】
【発明の実施の形態】以下、本発明を図示の実施形態に
基づいて説明する。図１は本発明の同期整流回路の第１
の実施形態を示す回路図であり、商用交流電源ＡＣの交
流入力端子ａ、ｂと、直流出力端子ｃ、ｄとを有し、そ
の入力端子ａ、ｂと出力端子ｃ、ｄを結ぶ２つの入出力
ラインのうちの一側ライン中、つまり端子ａ、ｃの間の
ライン中には、ＭＯＳトランジスタ（ＴＲ）１のソース
Ｓ・ドレインＤ間が接続され、また端子ｂ、ｃ間の他側
ラインは直結されている。ＭＯＳトランジスタ１のソー
ス・ドレイン間に並列に接続されているダイオード２
は、ＭＯＳトランジスタ１がＯＮしなくても整流が行わ
れるようにするための寄生ダイオードである。３は発光
ダイオード４及びフォトトランジスタ５とを内蔵したフ
ォトカプラであり、入力端子ａ、ｂ間に加わる交流波形
の一の半波区間においてＯＮし他の半波区間においてＯ
ＦＦするスイッチング素子として機能する。この実施形
態の場合、フォトカプラ３の発光ダイオード４は、交流
入力端子ａ、ｂ間に、そのアノード側がＭＯＳトランジ
スタ１のソースＳ側となるように抵抗Ｒ１を介して接続
されている。また、フォトトランジスタ５は、ＭＯＳト
ランジスタ１のゲートＧと、次に述べるコンデンサＣ１
に対する充電回路と放電回路の結合点Ｋとの間に接続さ
れ、両者を結ぶスイッチング素子として挿入されてい
る。
基づいて説明する。図１は本発明の同期整流回路の第１
の実施形態を示す回路図であり、商用交流電源ＡＣの交
流入力端子ａ、ｂと、直流出力端子ｃ、ｄとを有し、そ
の入力端子ａ、ｂと出力端子ｃ、ｄを結ぶ２つの入出力
ラインのうちの一側ライン中、つまり端子ａ、ｃの間の
ライン中には、ＭＯＳトランジスタ（ＴＲ）１のソース
Ｓ・ドレインＤ間が接続され、また端子ｂ、ｃ間の他側
ラインは直結されている。ＭＯＳトランジスタ１のソー
ス・ドレイン間に並列に接続されているダイオード２
は、ＭＯＳトランジスタ１がＯＮしなくても整流が行わ
れるようにするための寄生ダイオードである。３は発光
ダイオード４及びフォトトランジスタ５とを内蔵したフ
ォトカプラであり、入力端子ａ、ｂ間に加わる交流波形
の一の半波区間においてＯＮし他の半波区間においてＯ
ＦＦするスイッチング素子として機能する。この実施形
態の場合、フォトカプラ３の発光ダイオード４は、交流
入力端子ａ、ｂ間に、そのアノード側がＭＯＳトランジ
スタ１のソースＳ側となるように抵抗Ｒ１を介して接続
されている。また、フォトトランジスタ５は、ＭＯＳト
ランジスタ１のゲートＧと、次に述べるコンデンサＣ１
に対する充電回路と放電回路の結合点Ｋとの間に接続さ
れ、両者を結ぶスイッチング素子として挿入されてい
る。
【０００８】即ち、ＭＯＳトランジスタ１のドレインＤ
からソースＳにかけて、抵抗Ｒ３、ダイオードＤ１及び
コンデンサＣ１の直列回路が接続されており、ダイオー
ドＤ１を介して、一側端子がソース側ラインに接続され
たコンデンサＣ１に、その他側端子が高くなるように充
電できる構成になっている。従って、ダイオードＤ１は
ドレインＤ側がアノード側となるように接続されてい
る。そして、この直列回路のコンデンサＣ１とダイオー
ドＤ１との結合点Ｋ、つまりコンデンサＣ１の他側端子
に、上記フォトトランジスタ５のコレクタが接続され、
同フォトトランジスタ５のエミッタは上記ＭＯＳトラン
ジスタ１のゲートＧに接続されている。なおＭＯＳトラ
ンジスタ１のゲートＧにはバイアス用に抵抗Ｒ２が接続
されている。そして、上記抵抗Ｒ３及びダイオードＤ１
は、スイッチング素子たるフォトカプラ３がＯＦＦして
いる間、上記コンデンサＣ１を、その一側端子よりも他
側端子が高くなるように充電するコンデンサＣ１の充電
回路を構成し、また、上記フォトトランジスタ５及びＭ
ＯＳトランジスタ１は、上記スイッチング素子たるフォ
トカプラ３がＯＮしたとき、上記コンデンサＣ１の他側
端子をＭＯＳトランジスタ１のゲートＧに接続し、ＭＯ
Ｓトランジスタ１をＯＮするコンデンサＣ１の放電回路
を構成している。
からソースＳにかけて、抵抗Ｒ３、ダイオードＤ１及び
コンデンサＣ１の直列回路が接続されており、ダイオー
ドＤ１を介して、一側端子がソース側ラインに接続され
たコンデンサＣ１に、その他側端子が高くなるように充
電できる構成になっている。従って、ダイオードＤ１は
ドレインＤ側がアノード側となるように接続されてい
る。そして、この直列回路のコンデンサＣ１とダイオー
ドＤ１との結合点Ｋ、つまりコンデンサＣ１の他側端子
に、上記フォトトランジスタ５のコレクタが接続され、
同フォトトランジスタ５のエミッタは上記ＭＯＳトラン
ジスタ１のゲートＧに接続されている。なおＭＯＳトラ
ンジスタ１のゲートＧにはバイアス用に抵抗Ｒ２が接続
されている。そして、上記抵抗Ｒ３及びダイオードＤ１
は、スイッチング素子たるフォトカプラ３がＯＦＦして
いる間、上記コンデンサＣ１を、その一側端子よりも他
側端子が高くなるように充電するコンデンサＣ１の充電
回路を構成し、また、上記フォトトランジスタ５及びＭ
ＯＳトランジスタ１は、上記スイッチング素子たるフォ
トカプラ３がＯＮしたとき、上記コンデンサＣ１の他側
端子をＭＯＳトランジスタ１のゲートＧに接続し、ＭＯ
Ｓトランジスタ１をＯＮするコンデンサＣ１の放電回路
を構成している。
【０００９】次に作用について説明する。説明の便宜
上、図２で入力電圧の交流波形が負の半波である期間
（時刻ｔ２〜ｔ３）から説明する。図２（イ）で入力電
圧が負の半波（入力端子ａが負、ｂが正）である期間
（時刻ｔ２〜ｔ３）においては、フォトカプラ３の発光
ダイオード４が消灯しているので、フォトトランジスタ
５がＯＦＦしている（図２（ホ））。従って、ＭＯＳト
ランジスタ１はゲート電圧が低いのでＯＦＦしており
（図２（ロ））、負荷を通してソースＳ・ドレインＤ間
に電圧が現れ（図２（ハ））、出力端子ｃ、ｄには出力
が現れない（図２（ヘ））。一方、コンデンサＣ１は、
充電回路の抵抗Ｒ３及びダイオードＤ１を通して結合点
Ｋ側、つまりコンデンサＣ１の他側端子が正となるよう
に充電されて行く（図２（ニ））。
上、図２で入力電圧の交流波形が負の半波である期間
（時刻ｔ２〜ｔ３）から説明する。図２（イ）で入力電
圧が負の半波（入力端子ａが負、ｂが正）である期間
（時刻ｔ２〜ｔ３）においては、フォトカプラ３の発光
ダイオード４が消灯しているので、フォトトランジスタ
５がＯＦＦしている（図２（ホ））。従って、ＭＯＳト
ランジスタ１はゲート電圧が低いのでＯＦＦしており
（図２（ロ））、負荷を通してソースＳ・ドレインＤ間
に電圧が現れ（図２（ハ））、出力端子ｃ、ｄには出力
が現れない（図２（ヘ））。一方、コンデンサＣ１は、
充電回路の抵抗Ｒ３及びダイオードＤ１を通して結合点
Ｋ側、つまりコンデンサＣ１の他側端子が正となるよう
に充電されて行く（図２（ニ））。
【００１０】次に、図２（イ）で入力電圧の交流波形が
正の半波（入力端子ａが正、ｂが負）である期間（時刻
ｔ３〜ｔ４）に入ると、フォトカプラ３の発光ダイオー
ド４が点灯するので、フォトトランジスタ５がＯＮする
（図２（ホ））。それまでコンデンサＣ１に充電されて
いた電荷は、放電回路のフォトトランジスタ５を通して
ＭＯＳトランジスタ１のゲートＧに付与され放電され
る。即ち、コンデンサＣ１の正の電圧がＭＯＳトランジ
スタ１のゲートＧに付与される。この実施形態の場合、
ＭＯＳトランジスタ１はソースＳに対してゲートＧがプ
ラス４Ｖ以上でＯＮする特性を有している。このため、
ＭＯＳトランジスタ１は、ゲートＧに上記コンデンサＣ
１の電圧が付与されると、同時にＯＮし（図２
（ロ））、ソースＳ・ドレインＤ間の電圧は消失し（図
２（ハ））、出力端子ｃ、ｄに出力が現れる（図２
（ヘ））。なお、コンデンサＣ１の結合点Ｋ側の電位は
徐々に低下する（図２（ニ））。この後は、上記と同じ
負の半波の区間ｔ２〜ｔ３及び正の半波の区間ｔ３〜ｔ
４と同じ動作の繰り返しとなり、図２（ヘ）に示す如き
整流出力が得られる。この整流出力はＭＯＳトランジス
タ１をＯＮ・ＯＦＦ制御することにより得られるもので
あるから、電力損失の少ない同期整流回路となる。ま
た、その同期整流回路自体は、非常に簡易なゲート制御
回路により構成されるため、非常に安価に構成すること
ができるものである。
正の半波（入力端子ａが正、ｂが負）である期間（時刻
ｔ３〜ｔ４）に入ると、フォトカプラ３の発光ダイオー
ド４が点灯するので、フォトトランジスタ５がＯＮする
（図２（ホ））。それまでコンデンサＣ１に充電されて
いた電荷は、放電回路のフォトトランジスタ５を通して
ＭＯＳトランジスタ１のゲートＧに付与され放電され
る。即ち、コンデンサＣ１の正の電圧がＭＯＳトランジ
スタ１のゲートＧに付与される。この実施形態の場合、
ＭＯＳトランジスタ１はソースＳに対してゲートＧがプ
ラス４Ｖ以上でＯＮする特性を有している。このため、
ＭＯＳトランジスタ１は、ゲートＧに上記コンデンサＣ
１の電圧が付与されると、同時にＯＮし（図２
（ロ））、ソースＳ・ドレインＤ間の電圧は消失し（図
２（ハ））、出力端子ｃ、ｄに出力が現れる（図２
（ヘ））。なお、コンデンサＣ１の結合点Ｋ側の電位は
徐々に低下する（図２（ニ））。この後は、上記と同じ
負の半波の区間ｔ２〜ｔ３及び正の半波の区間ｔ３〜ｔ
４と同じ動作の繰り返しとなり、図２（ヘ）に示す如き
整流出力が得られる。この整流出力はＭＯＳトランジス
タ１をＯＮ・ＯＦＦ制御することにより得られるもので
あるから、電力損失の少ない同期整流回路となる。ま
た、その同期整流回路自体は、非常に簡易なゲート制御
回路により構成されるため、非常に安価に構成すること
ができるものである。
【００１１】上記の特徴をまとめると次のようになる。 (1) ＭＯＳトランジスタ１を制御するための電圧は、抵
抗Ｒ３、ダイオードＤ１によって整流し、コンデンサＣ
１にチャージすることで作る（ＭＯＳトランジスタ１が
ＯＦＦしている半周期）。 (2) 抵抗Ｒ１、フォトカプラ３にて、入力波形の半波に
て、ＭＯＳトランジスタ１のゲートを制御し、ＭＯＳト
ランジスタ１を半周期ＯＮさせて整流を行う。このと
き、ＭＯＳトランジスタ１がＯＮしなくても寄生ダイオ
ード２によって整流される。但し、電圧降下Ｖｆのため
電力損失は大である。ＭＯＳトランジスタ１がＯＮした
場合の電力損失Ｐは、Ｐ＝Ｉ×Ｉ×Ｒｍ （ＲｍはＴＲ
のＯＮ抵抗）であり、Ｒｍ＝０．０５Ω、 Ｉ＝２．２
Ａ とすると、 Ｐ＝２．２×２．２×０．０５＝０．２４Ｗ と少ない。
抗Ｒ３、ダイオードＤ１によって整流し、コンデンサＣ
１にチャージすることで作る（ＭＯＳトランジスタ１が
ＯＦＦしている半周期）。 (2) 抵抗Ｒ１、フォトカプラ３にて、入力波形の半波に
て、ＭＯＳトランジスタ１のゲートを制御し、ＭＯＳト
ランジスタ１を半周期ＯＮさせて整流を行う。このと
き、ＭＯＳトランジスタ１がＯＮしなくても寄生ダイオ
ード２によって整流される。但し、電圧降下Ｖｆのため
電力損失は大である。ＭＯＳトランジスタ１がＯＮした
場合の電力損失Ｐは、Ｐ＝Ｉ×Ｉ×Ｒｍ （ＲｍはＴＲ
のＯＮ抵抗）であり、Ｒｍ＝０．０５Ω、 Ｉ＝２．２
Ａ とすると、 Ｐ＝２．２×２．２×０．０５＝０．２４Ｗ と少ない。
【００１２】図３に本発明の同期整流回路の他の実施形
態を示す。これは上述した同期整流回路を４個使用し、
ブリッジ回路として構成することにより、実用的な回路
とした例である。図中、ＳＷ１〜ＳＷ４は上述したＭＯ
Ｓトランジスタの回路部分を示し、ＰＣ１〜ＰＣ４はこ
れらＳＷ１〜ＳＷ４の回路部分に同じ番号関係で対応し
て接続されるフォトカプラである。フォトカプラＰＣ１
〜ＰＣ２は入力端子ａ側がアノード側となるように直列
接続され、またＰＣ３〜ＰＣ４は入力端子ｂ側がアノー
ド側となるように直列接続されている。同期整流回路に
おけるＭＯＳトランジスタの回路部分ＳＷ１〜ＳＷ４は
ブリッジ回路接続されており、入力端子ａ、ｂ間に、正
の半波で作動するフォトカプラＰＣ１〜ＰＣ２と、負の
半波で作動するフォトカプラＰＣ３〜ＰＣ４を接続し、
これらのフォトカプラＰＣ１〜ＰＣ４でブリッジ回路接
続されたＭＯＳトランジスタの回路部分ＳＷ１〜ＳＷ４
を位相をずらせて制御し、全波整流出力を得るように構
成されている。図４はこのフォトカプラＰＣ１〜ＰＣ４
により１８０゜ずつ位相がずらされて、ＭＯＳトランジ
スタの回路部分ＳＷ１〜ＳＷ４がＯＮ，ＯＦＦ制御され
る状況を示す。この制御により、出力として全波整流波
形が得られる。この図３の同期整流回路による電力損失
は、 Ｐ＝２．２×２．２×０．０５×２（素子）＝０．４８
Ｗ であり、従来回路の電力損失４．８Ｗに対して、０．４
８Ｗにまで低減することができる。このことは省エネル
ギー化に資するばかりでなく、放熱のためにシャーシ等
が小型にでき、負荷装置としてインバータを接続した場
合、全体として小型のインバータを提供できることを意
味する。
態を示す。これは上述した同期整流回路を４個使用し、
ブリッジ回路として構成することにより、実用的な回路
とした例である。図中、ＳＷ１〜ＳＷ４は上述したＭＯ
Ｓトランジスタの回路部分を示し、ＰＣ１〜ＰＣ４はこ
れらＳＷ１〜ＳＷ４の回路部分に同じ番号関係で対応し
て接続されるフォトカプラである。フォトカプラＰＣ１
〜ＰＣ２は入力端子ａ側がアノード側となるように直列
接続され、またＰＣ３〜ＰＣ４は入力端子ｂ側がアノー
ド側となるように直列接続されている。同期整流回路に
おけるＭＯＳトランジスタの回路部分ＳＷ１〜ＳＷ４は
ブリッジ回路接続されており、入力端子ａ、ｂ間に、正
の半波で作動するフォトカプラＰＣ１〜ＰＣ２と、負の
半波で作動するフォトカプラＰＣ３〜ＰＣ４を接続し、
これらのフォトカプラＰＣ１〜ＰＣ４でブリッジ回路接
続されたＭＯＳトランジスタの回路部分ＳＷ１〜ＳＷ４
を位相をずらせて制御し、全波整流出力を得るように構
成されている。図４はこのフォトカプラＰＣ１〜ＰＣ４
により１８０゜ずつ位相がずらされて、ＭＯＳトランジ
スタの回路部分ＳＷ１〜ＳＷ４がＯＮ，ＯＦＦ制御され
る状況を示す。この制御により、出力として全波整流波
形が得られる。この図３の同期整流回路による電力損失
は、 Ｐ＝２．２×２．２×０．０５×２（素子）＝０．４８
Ｗ であり、従来回路の電力損失４．８Ｗに対して、０．４
８Ｗにまで低減することができる。このことは省エネル
ギー化に資するばかりでなく、放熱のためにシャーシ等
が小型にでき、負荷装置としてインバータを接続した場
合、全体として小型のインバータを提供できることを意
味する。
【００１３】
【発明の効果】以上説明したように本発明の同期整流回
路によれば、入力端子間に加わる交流波形の一の半波区
間においてＯＮし他の半波区間においてＯＦＦするスイ
ッチング素子を、例えばフォトカプラにより備えてお
り、このスイッチング素子がＯＦＦしている間、コンデ
ンサをその一側端子よりも他側端子が高くなるように充
電し、他の半波区間においてスイッチング素子がＯＮし
たとき、このコンデンサの他側端子の電位をＭＯＳトラ
ンジスタのゲートに与えてＭＯＳトランジスタをＯＮす
る構成としたものであるので、構成が非常に簡単であ
り、安価に同期整流回路を構成することができる。ま
た、ＭＯＳトランジスタにより整流作用を営むものであ
るので、ダイオードによる従来回路に較べ、整流に要す
る電力損失が非常に小さくすることができる。よって、
負荷装置としてインバータを接続した場合でも、放熱の
ためにシャーシ等を大きくする必要が無く、全体として
小型のインバータを提供することができる。
路によれば、入力端子間に加わる交流波形の一の半波区
間においてＯＮし他の半波区間においてＯＦＦするスイ
ッチング素子を、例えばフォトカプラにより備えてお
り、このスイッチング素子がＯＦＦしている間、コンデ
ンサをその一側端子よりも他側端子が高くなるように充
電し、他の半波区間においてスイッチング素子がＯＮし
たとき、このコンデンサの他側端子の電位をＭＯＳトラ
ンジスタのゲートに与えてＭＯＳトランジスタをＯＮす
る構成としたものであるので、構成が非常に簡単であ
り、安価に同期整流回路を構成することができる。ま
た、ＭＯＳトランジスタにより整流作用を営むものであ
るので、ダイオードによる従来回路に較べ、整流に要す
る電力損失が非常に小さくすることができる。よって、
負荷装置としてインバータを接続した場合でも、放熱の
ためにシャーシ等を大きくする必要が無く、全体として
小型のインバータを提供することができる。
【図１】本発明の第１の実施形態に係る同期整流回路を
示した図である。
示した図である。
【図２】図２の同期整流回路の各部の動作を示した波形
図である。
図である。
【図３】本発明の第２の実施形態に係るブリッジ回路構
成の同期整流回路を示す図である。
成の同期整流回路を示す図である。
【図４】図３の同期整流回路の動作を示した波形図であ
る。
る。
【図５】従来のダイオードを用いたブリッジ整流回路を
示した図である。
示した図である。
【符号の説明】 １ ＭＯＳトランジスタ ２ 寄生ダイオード ３ フォトカプラ ４ 発光ダイオード ５ フォトトランジスタ ａ、ｂ 交流入力端子 ｃ、ｄ 直流出力端子 Ｃ１ コンデンサ Ｄ１ ダイオード Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３ 抵抗 ＰＣ１〜ＰＣ４ フォトカプラ ＳＷ１〜ＳＷ４ ＭＯＳトランジスタの回路部分
Claims (5)
- 【請求項１】 入力端子と出力端子を結ぶ２つの入出力
ラインのうちの一側ライン中にソース・ドレイン間が接
続されたＭＯＳトランジスタと、 前記ソース側のラインに一側端子が接続されたコンデン
サと、 入力端子間に加わる交流波形の一の半波区間においてＯ
Ｎし他の半波区間においてＯＦＦするスイッチング素子
と、 前記スイッチング素子がＯＦＦしている間、前記コンデ
ンサを、前記一側端子よりも他側端子が高くなるように
充電する充電回路と、 前記スイッチング素子がＯＮしたとき、前記コンデンサ
の他側端子をＭＯＳトランジスタのゲートに接続し、Ｍ
ＯＳトランジスタをＯＮする放電回路とを備えたことを
特徴とする同期整流回路。 - 【請求項２】 前記スイッチング素子が、前記入力端子
間に接続された発光ダイオードと、その光を受けて作動
するフォトダイオードとから成ることを特徴とする同期
整流回路。 - 【請求項３】 入力端子と出力端子を結ぶ２つの入出力
ラインのうちの一側ライン中にＭＯＳトランジスタのソ
ース・ドレイン間を接続し、 そのドレイン側からソース側にかけて抵抗、ダイオード
及びコンデンサの直流回路を接続し、 そのコンデンサの前記ダイオード側の端子を、フォトカ
プラのフォトトランジスタを介してＭＯＳトランジスタ
のゲートに接続し、 前記フォトカプラの発光ダイオードを入力端子間に接続
したことを特徴とする同期整流回路。 - 【請求項４】 請求項３の同期整流回路におけるＭＯＳ
トランジスタの回路部分を４つ用いてブリッジ回路接続
し、前記フォトカプラとして、入力端子間に正の半波で
作動するフォトカプラと、負の半波で作動するフォトカ
プラを接続し、これらのフォトカプラで前記ブリッジ回
路のＭＯＳトランジスタの回路部分を位相をずらせて制
御し、全波整流出力を得るように構成したことを特徴と
する同期整流回路。 - 【請求項５】 請求項１ないし４のいずれかの同期整流
回路を備えたことを特徴とするインバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000114979A JP2001298955A (ja) | 2000-04-17 | 2000-04-17 | 同期整流回路及びこれを備えたインバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000114979A JP2001298955A (ja) | 2000-04-17 | 2000-04-17 | 同期整流回路及びこれを備えたインバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001298955A true JP2001298955A (ja) | 2001-10-26 |
Family
ID=18626699
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000114979A Pending JP2001298955A (ja) | 2000-04-17 | 2000-04-17 | 同期整流回路及びこれを備えたインバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001298955A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101626198A (zh) * | 2009-08-18 | 2010-01-13 | 厦门方光电子科技有限公司 | 高效率有源整流电路 |
| JP2010115103A (ja) * | 2008-11-04 | 2010-05-20 | Glacialtech Inc | ゲート制御整流器と整流回路への応用 |
| JP2012501156A (ja) * | 2008-08-28 | 2012-01-12 | フェニックス コンタクト ゲーエムベーハー ウント コムパニー カーゲー | 自己最適化効率を有するスイッチング電源 |
| JP2012039806A (ja) * | 2010-08-10 | 2012-02-23 | Japan Radio Co Ltd | 電圧変換回路 |
| CN108604900A (zh) * | 2016-02-22 | 2018-09-28 | 德克萨斯仪器股份有限公司 | 负载开关中的栅极电容的控制 |
Citations (4)
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| JPH09285117A (ja) * | 1996-04-11 | 1997-10-31 | Origin Electric Co Ltd | 電源回路 |
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-
2000
- 2000-04-17 JP JP2000114979A patent/JP2001298955A/ja active Pending
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