JP2005019142A - 放電灯点灯装置、及びこれを用いた照明器具 - Google Patents

Abstract

【課題】回路効率に優れるとともに、簡単な構成で予熱回路のストレスを低減させた放電灯点灯装置を提供する。
【解決手段】交流電源ＡＣと、交流電源ＡＣの出力を整流する整流器ＤＢと、整流器ＤＢの出力を平滑する直流電源回路Ｅと、直流電源回路Ｅから出力される直流電圧を高周波電力に変換するインバータ回路２と、放電灯ＬａのフィラメントＦ１，Ｆ２に予熱電流を供給する予熱回路４と、予熱用スイッチ素子ＳＷ１のオン・オフ制御及びインバータ回路２の制御を行う制御回路３ａと、負荷回路５とからなり、タイマ回路３０は、インバータ回路２の動作が先行予熱状態の全期間、及び始動状態の期間中で始動状態に切り替わってから所定時間経過するまでの期間に予熱回路４が予熱電流Ｉｆを供給するように予熱用スイッチ素子ＳＷ１をオンし、所定時間経過後は予熱用スイッチ素子ＳＷ１をオフする。
【選択図】 図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の放電灯点灯装置は、図２５に示すように直流電源（商用電源を整流平滑した電源を含む）Ｅ’からの直流を高周波に変換するインバータ回路２と、インバータ回路２の出力端間にコンデンサＣ２と予熱用トランスＴ１の１次巻線Ｎ１と予熱用スイッチ要素たる予熱用スイッチ素子ＳＷ１との直列回路からなる予熱回路４と、予熱用スイッチ素子ＳＷ１のオン・オフ制御及びインバータ回路２の制御を行う制御回路３と、インバータ回路２の出力端間に接続された直流カット用コンデンサＣ３と共振用インダクタＬ１と熱陰極形の放電灯１との直列回路、及びこの放電灯１に並列に接続された共振用コンデンサＣ１からなる負荷回路５とからなり、予熱用トランスＴ１に設けた２つの予熱用巻線Ｎ２１，Ｎ２２をコンデンサＣ４，Ｃ５を介して放電灯１のフィラメントＦ１、Ｆ２に接続してある。
【０００３】
次にこの従来例の動作を図２６に示すタイミングチャートに基づいて説明する。
【０００４】
今、電源投入が為されて動作を開始すると、まず制御回路３は図２６（ａ）（ｂ）に示す２種類の制御信号Ａ，Ｃを出力する。この２種類の制御信号Ａ，Ｃは組み合せによってインバータ回路２を予熱・始動・点灯の各動作状態に設定する制御信号を構成する。またこの動作状態に合わせてスイッチ素子ＳＷ１をオン又はオフさせる制御を行うのである。
【０００５】
さて制御信号Ａ，Ｃが共に”Ｈ”である場合、図２６（ｆ）に示すように先行予熱状態（予熱モード）が設定されるとともに、図２６（ｇ）に示すようにスイッチ素子ＳＷ１がオンされる。この予熱モードではインバータ回路２の動作周波数は、共振用インダクタＬ１、共振用コンデンサＣ１の共振周波数に対して十分高い領域に設定され、放電灯１にインバータ回路２から印加されるランプ電圧Ｖｌａは図２６（ｃ）に示すように始動に必要な電圧よりも充分低い値に設定され、そのため放電灯１は始動されない。一方予熱用トランスＴ１の１次巻線Ｎ１には、コンデンサＣ２と、双方向性の予熱用スイッチ素子ＳＷ１とを介してインバータ回路２の高周波出力により電流が流れ、そのため予熱用トランスＴ１の予熱用巻線Ｎ２１，Ｎ２２から予熱電流制限用のコンデンサＣ４、Ｃ５を介して放電灯１のフィラメントＦ１，Ｆ２には予熱電流Ｉｆが図２６（ｅ）に示すように流れて先行予熱が為される。
【０００６】
次に一定時間が経過すると制御回路３は制御信号Ａを”Ｌ”とする。この制御信号Ａが”Ｌ”となると、インバータ回路２の動作状態が図２６（ｆ）に示すように始動状態（始動モード）となって、その動作周波数が放電灯１を始動するのに必要な電圧を印加することができる領域に設定され、放電灯１には図２６（ｃ）に示すように高いランプ電圧Ｖｌａが印加されることになり、放電灯１は速やかに始動する。これにより図２６（ｄ）に示すようにランプ電流Ｉｌａが放電灯１に流れることになる。
【０００７】
この始動状態（始動モード）では、制御信号Ｃが”Ｈ”であるため、この”Ｈ”を受けて予熱用スイッチ素子ＳＷ１はオン状態を継続させ、放電灯１のフィラメントＦ１，Ｆ２には継続して予熱電流Ｉｆが流れる。つまり放電灯１はフィラメントＦ１．Ｆ２が予熱されながら始動することになる。
【０００８】
そして更に一定時間が経過すると、図２６（ａ），（ｂ）に示すように制御回路３は制御信号Ａ，Ｃを共に”Ｌ”とする。これによりインバータ回路２は図２６（ｆ）に示すように動作状態が点灯状態（点灯モード）となり、放電灯１に印加する電圧が放電灯１を定格点灯させる電圧となるように動作周波数が設定される。また制御信号Ｃが”Ｌ”となったことを受けて予熱回路４の予熱用スイッチ素子ＳＷ１はオフし、このオフにより予熱用トランスＴ１の予熱用巻線Ｎ２１，Ｎ２２から放電灯１のフィラメントＦ１，Ｆ２に流れていた予熱電流Ｉｆが遮断される。図２６（ｃ）において破線で示すランプ電圧Ｖｌａは放電灯１が始動点灯されない場合の電圧を示す。（例えば、特許文献１参照）
以上のよう本従来例では、放電灯１が定格点灯に移行した際に、予熱電流Ｉｆを遮断する構成となっている。
【０００９】
【特許文献１】
特開２００１−３５１７９０号公報（段落番号［００１７］〜［００２７］、図１，図２）
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記従来例では、予熱用スイッチ素子ＳＷ１をＭＯＳＦＥＴとした場合、オン時には図２７（ｃ）に示すような電流が予熱用スイッチ素子ＳＷ１に流れる。この電流は予熱用トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に流れる三角波状の励磁電流（図２７（ｃ）中の破線）と、予熱電流Ｉｆ（図２７（ｅ））に相似した電流とを加算した波形（図２７（ｃ）中の実線）となる。この電流波形のピーク値Ｉｐ１を、予熱用トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に流れる三角波状の電流より求めると、予熱用トランスＴ１の１次巻線Ｎ１のインダクタンス成分Ｌｔ、インバータ回路２の動作周期ｔｉｎｖ、予熱回路４へ印加される矩形波電圧Ｖｉｎｖ（図２７（ｂ））より、Ｉｐ１＝（Ｖｉｎｖ／２）×（ｔｉｎｖ／２）／Ｌｔ となる。
【００１１】
一般的にインバータ回路２の各動作モード時の動作周期は、予熱モード時：ｔｉｎｖ１、始動モード時：ｔｉｎｖ２、点灯モード時：ｔｉｎｖ３とすると、その関係は、ｔｉｎｖ１＜ｔｉｎｖ２＜ｔｉｎｖ３となり、予熱用スイッチ素子ＳＷ１を流れる電流のピーク値Ｉｐ１は、インバータ回路２の動作周期が長いほど大きくなるので、点灯モード時に最も大きくなる。予熱用トランスＴ１に蓄積されるエネルギーは１次巻線Ｎ１に流れる電流値に応じて大きくなり、予熱用トランスＴ１の１次巻線Ｎ１にエネルギーが蓄積された時点で予熱回路４の予熱用スイッチ素子ＳＷ１をオフすると、エネルギーの放出に伴って予熱用スイッチ素子ＳＷ１に電圧ストレスが印加されやすい。したがって予熱用トランスＴ１に最も大きなエネルギーが蓄積されやすい点灯モード時に予熱用スイッチ素子ＳＷ１をオフすると（図２７（ａ））、予熱用スイッチ素子ＳＷ１にはより過大なストレスが印加されてしまう（図２７（ｄ））。
【００１２】
上記従来例では、点灯モードヘの切り替わり時に予熱回路４の予熱用スイッチ素子ＳＷ１をオフしているが、予熱用スイッチ素子ＳＷ１へのストレスを軽減するには制御信号Ｃを”Ｌ”にする際に予熱用スイッチ素子ＳＷ１を即時オフする必要があり、制御信号Ｃの出力端に電流を吸い込むシンク能力を大きくする必要がある。よって制御信号Ｃの出力端のシンク能力は、インバータ回路２のスイッチング素子をドライブするドライブ手段のシンク能力並にする必要があり、制御信号Ｃの出力端には電流容量の大きいスイッチ素子を用いなければならない。ここで、制御回路３を１チップに集積化する場合には、シンク能力アップに伴ってチップ面積を大きくする必要があり、高価な集積回路となってしまう。
【００１３】
また制御信号Ｃを”Ｌ”にする際に、制御信号Ｃの出力端のシンク能力を小さくすると、予熱用スイッチ素子ＳＷ１がオフするまでに遅れ時間を生じ、予熱用スイッチ素子ＳＷ１には過大なストレスが印加される。そこで、この過大なストレスを防止するための一例として、図２５の回路図に示すように予熱用スイッチ素子ＳＷ１の一端と直流電源Ｅ’の出力端との間にダイオードＤ２を接続することによって、予熱用スイッチ素子ＳＷ１の電圧を直流電源Ｅ’の出力電圧以下にクランプする方法が知られているが、このダイオードＤ２の耐圧は比較的高い耐圧が必要とされ、大型のダイオードを使用しなければならない。
【００１４】
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路効率に優れるとともに、簡単な構成で予熱回路のストレスを低減させた放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、交流電源を整流する整流器と、１つ以上の平滑コンデンサを具備して整流器の出力を所望の直流出力に変換する直流電源回路と、１つ以上のスイッチング素子を具備して該スイッチング素子をオン・オフすることで直流電源回路の出力を高周波電力に変換するインバータ回路と、１つ以上の共振用インダクタ、共振用コンデンサ、及び熱陰極型の放電灯を具備して、インバータ回路から供給される高周波電力の共振作用によって放電灯を点灯させる負荷回路と、予熱用スイッチ要素を具備して、該予熱用スイッチ要素をオンすることで放電灯のフィラメントに予熱電流を供給する予熱回路と、放電灯のフィラメントを先行予熱する先行予熱状態、放電灯へ始動電圧を印加する始動状態、放電灯を所定出力で点灯させる点灯状態にインバータ回路の動作を順次切り替えるインバータ動作切替時間を設定するタイマ手段、タイマ手段の出力に応じてインバータ回路のスイッチング素子のオン・オフ期間を設定するインバータ制御手段、インバータ制御手段の出力に応じてインバータ回路のスイッチング素子を駆動するドライブ手段、タイマ手段で設定したインバータ動作切替時間に応じて予熱回路の予熱動作を制御する予熱制御手段を具備した第１の制御回路とを備え、前記予熱制御手段は、インバータ回路の動作が先行予熱状態の全期間、及び始動状態の期間中で始動状態に切り替わってから第１の所定時間経過するまでの期間は予熱回路が放電灯のフィラメントに予熱電流を供給するように制御し、第１の所定時間経過後は予熱電流を抑制するように制御することを特徴とする。
【００１６】
請求項２の発明は、請求項１において、前記直流電源回路は１つ以上のスイッチング素子、インダクタを備えて該スイッチング素子をオン・オフすることで所望の直流出力に変換するもので、出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、出力電圧検出手段の検出信号を所定のしきい値と比較する誤差アンプと、誤差アンプの出力に応じて所定の出力電圧となるように直流電源回路のスイッチング素子のオン・オフ期間を設定する直流電源制御手段と、直流電源制御手段の出力に応じて直流電源回路のスイッチング素子を駆動するドライブ手段とを具備した第２の制御回路を備えることを特徴とする。
【００１７】
請求項３の発明は、請求項１または２において、放電灯の異常を検出する異常検出回路と、異常検出回路の検出信号から放電灯の異常を判別する放電灯異常判別手段と、異常と判別した場合に前記インバータ回路から負荷回路へ供給する電力を抑制させる放電灯出力抑制手段と、放電灯異常判別手段と放電灯出力抑制手段とのうち少なくともいずれか一方の動作を停止させる放電灯異常検出マスク手段とを備え、放電灯異常検出マスク手段は、インバータ回路の動作が先行予熱状態の全期間、及び始動状態に切り替わってから前記第１の所定時間より長い第２の所定時間経過するまでの期間はマスク動作を行い、前記第２の所定時間経過後はマスク動作を停止することを特徴とする。
【００１８】
請求項４の発明は、請求項１乃至３いずれかにおいて、前記インバータ回路は、前記直流電源回路の出力端間に直列接続された２つのスイッチング素子を具備して、各スイッチング素子を交互にオン・オフすることで前記直流電源回路の出力を高周波電力に変換し、前記予熱回路は、両端にインバータ回路の高周波電圧が電源として印加される、少なくとも１つのコンデンサ、予熱用トランスの１次巻線、予熱用スイッチ要素の直列回路からなり、インバータ回路の動作が先行予熱状態の全期間、及び始動状態の期間中で始動状態に切り替わってから第１の所定時間経過するまでの期間では予熱用スイッチ要素がオンして１次巻線に通電することで予熱用トランスに設けた予熱用巻線から放電灯のフィラメントに予熱電流を供給し、第１の所定時間経過後は予熱用スイッチ要素がオフして予熱電流を抑制することを特徴とする。
【００１９】
請求項５の発明は、請求項１乃至４いずれかにおいて、前記予熱用スイッチ要素はＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする。
【００２０】
請求項６の発明は、請求項４または５において、前記インバータ回路の２つのスイッチング素子のうち少なくともいずれか一方に並列接続したコンデンサからなるスナバ回路を備え、前記第１の制御回路のドライブ手段は、スイッチング素子を駆動するため電流を吐き出すソース電流能力が電流を吸い込むシンク電流能力の４０％以下であることを特徴とする。
【００２１】
請求項７の発明は、請求項１乃至６いずれかにおいて、前記インバータ回路のスイッチング素子に流れる電流を検出するスイッチング電流検出回路を備え、前記第１の制御回路は、スイッチング電流検出回路の検出信号と基準電圧とを比較演算し、該比較演算結果に応じてインバータ回路のスイッチング素子のオン・オフ期間を可変調整するフィードバック制御手段と、フィードバック制御手段の動作を停止させるフィードバックマスク手段とを具備し、フィードバックマスク手段は、インバータ回路の動作が先行予熱状態の全期間、及び始動状態に切り替わってから第３の所定時間経過するまでの期間はマスク動作を行い、第３の所定時間経過後はマスク動作を停止するもので、第３の所定時間は前記第１の所定時間より長いことを特徴とする請求項１乃至６いずれか記載の放電灯点灯装置。
【００２２】
請求項８の発明は、請求項７において、前記インバ−タ制御手段は、所定の電圧を出力するバッファ回路と、タイマ手段の出力に応じてバッファ回路の出力電流を設定するインピーダンス要素と、バッファ回路の出力電流に応じて前記インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフ期間を設定する電流−周波数変換部とを具備し、前記フィードバック制御手段は、オペアンプと、オペアンプの出力と反転入力との間に接続される負帰還コンデンサとを具備して、抵抗を介してオペアンプの反転入力に接続された前記スイッチング電流検出回路の検出信号とオペアンプの非反転入力に接続された基準電圧との比較演算を行い、オペアンプの出力はカソードをオペアンプの出力に接続したダイオードと抵抗との直列回路を介してバッファ回路の出力に接続されており、前記フィードバックマスク手段は、マスク動作中にオペアンプの出力電圧をバッファ回路の出力電圧より高くするもので、インバータ回路の動作が点灯状態に切り替わるまでにマスク動作を停止することを特徴とする。
【００２３】
請求項９の発明は、請求項７または８において、前記放電灯異常検出マスク手段は、前記インバータ回路の動作が点灯状態に切り替わるまでにマスク動作を停止し、前記フィードバックマスク手段は、放電灯異常検出マスク手段の停止時間までにマスク動作を停止することを特徴とする。
【００２４】
請求項１０の発明は、請求項７または８において、前記フィードバックマスク手段は、前記インバータ回路の動作が点灯状態に切り替わるまでにマスク動作を停止し、前記放電灯異常検出マスク手段は、フィードバックマスク手段の停止時間までにマスク動作を停止することを特徴とする。
【００２５】
請求項１１の発明は、請求項７または８において、前記フィードバックマスク手段及び前記放電灯異常検出マスク手段は、前記インバータ回路の動作が点灯状態に切り替わるときにマスク動作を停止することを特徴とする。
【００２６】
請求項１２の発明は、請求項３乃至１１いずれかにおいて、前記第２の制御回路は、前記誤差アンプの出力電圧から前記直流電源回路の出力電圧がしきい値より高いことを判別する直流電圧異常判別手段と、出力電圧がしきい値より高いと判別した場合に前記直流電源制御手段の動作を停止させる直流出力抑制手段と、直流電圧異常判別手段と直流出力抑制手段とのうち少なくともいずれか一方の動作を停止させる直流電圧異常検出マスク手段とを具備し、前記放電灯異常検出マスク手段がマスク動作を停止した後、直流電圧異常検出マスク手段がマスク動作を行うことを特徴とする。
【００２７】
請求項１３の発明は、請求項１乃至１２いずれかにおいて、前記予熱回路の予熱用スイッチ要素は、始動状態の期間中で始動状態に切り替わってから第１の所定時間経過した後に、前記インバータ制御手段がインバータ回路のスイッチング素子の動作周波数を設定するために生成する周波数信号に同期した所定の位相でオフすることを特徴とする。
【００２８】
請求項１４の発明は、請求項１乃至１２いずれかにおいて、前記予熱回路は、前記予熱用スイッチ要素に流れる電流を検出する予熱電流検出手段を具備し、予熱用スイッチ要素は、始動状態の期間中で始動状態に切り替わってから第１の所定時間経過後、予熱電流検出手段の検出値が略０のときにオフすることを特徴とする。
【００２９】
請求項１５の発明は、請求項２乃至１４いずれかにおいて、前記第１の制御回路、及び前記第２の制御回路は、１チップに集積化した制御用集積回路であることを特徴とする。
【００３０】
請求項１６の発明は、請求項１乃至１５いずれかにおいて、形状、または定格光出力時の電気特性が互いに異なる２種類以上の放電灯を適合とし、交流電源は少なくとも１００Ｖ及び２００Ｖを含む２種類以上の電圧を定格電圧とすることを特徴とする。
【００３１】
請求項１７の発明は、請求項１乃至１６いずれか記載の放電灯点灯装置を用いたことを特徴とする。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００３３】
（実施形態１）
図１は本実施形態の放電灯点灯装置の構成を示し、交流電源ＡＣと、交流電源ＡＣの出力を整流する整流器ＤＢと、整流器ＤＢの出力を平滑する直流電源回路Ｅと、直流電源回路Ｅから出力される直流電圧を高周波電力に変換するインバータ回路２と、インバータ回路２の出力端間に接続されたコンデンサＣ２と予熱用トランスＴ１の１次巻線Ｎ１と予熱用スイッチ要素たる予熱用スイッチ素子ＳＷ１との直列回路からなる予熱回路４と、予熱用スイッチ素子ＳＷ１のオン・オフ制御及びインバータ回路２の制御を行う制御回路３ａと、インバータ回路２の出力端間に接続された直流カット用コンデンサＣ３と共振用インダクタＬ１と熱陰極形の放電灯１との直列回路、及びこの放電灯１に並列に接続された共振用コンデンサＣ１からなる負荷回路５とからなり、予熱用トランスＴ１に設けた２つの予熱用巻線Ｎ２１，Ｎ２２をコンデンサＣ４，Ｃ５を各々介して放電灯１のフィラメントＦ１、Ｆ２に各々接続してある。その基本動作は従来例と同じであるため、説明は省略する。
【００３４】
本実施形態と従来例との違いはインバータ回路２、及び予熱回路４を制御する制御回路３ａにあり、制御回路３ａは、交流電源ＡＣを投入してインバータ回路２が動作を開始した後、放電灯１の先行予熱、始動、点灯の各制御を行うもので、インバータ回路２の動作を先行予熱状態から始動状態、始動状態から点灯状態に切り替える各切替時間、及び予熱回路４の動作を予熱電流供給状態から予熱電流抑制状態に切り替える切替時間を各々設定し、各切替時間に応じた制御信号を出力するタイマ回路３０と、タイマ回路３０から出力される各制御信号に応じて先行予熱状態、始動状態、点灯状態でのインバータ回路２の各動作周波数を設定する周波数設定回路３１と、周波数設定回路３１で設定された周波数に基づいてインバータ回路２を構成するスイッチング素子のオン・オフ時間を決定する駆動信号を出力するドライブ回路３２と、タイマ回路３０から出力される予熱用スイッチ素子ＳＷ１のオン・オフを制御する制御信号Ｃを反転した制御信号Ｃ’を出力するＮＯＴ素子ＩＣ１とから構成されている。
【００３５】
以下、図２のタイミングチャートを用いて制御回路３ａの動作を説明する。まず、制御回路３ａの起動開始時点ｔ０後、放電灯１は先行予熱状態（予熱モード）になる。先行予熱状態を維持する時間ｔ１はタイマ回路３０が出力する制御信号Ａによって設定されており、時間ｔ０〜ｔ１間は制御信号Ａ＝”Ｌ”、制御信号Ｂ＝”Ｌ”となる。このとき制御信号Ａ，Ｂを入力される周波数設定回路３１は先行予熱状態として設定された周波数ｆ１に相当する信号をドライブ回路３２へ出力し、ドライブ回路３２はインバータ回路２を構成するスイッチング素子のオン・オフ期間を決定して駆動信号を出力する。
【００３６】
次に、時間ｔ１経過後、制御信号Ａ＝”Ｈ”となって始動に必要な高電圧を放電灯１の両端に印加する始動状態（始動モード）へ切り替わる。始動状態を維持する時間ｔ２はタイマ回路３０が出力する制御信号Ｂによって設定されており、時間ｔ１〜ｔ２間は制御信号Ａ＝”Ｈ”、制御信号Ｂ＝”Ｌ”となる。このとき制御信号Ａ，Ｂを入力される周波数設定回路３１は始動状態として設定された周波数ｆ２（ｆ２＜ｆ１）に相当する信号をドライブ回路３２へ出力する。
【００３７】
次に、時間ｔ２経過後、制御信号Ｂ＝”Ｈ”となって、放電灯１を定格点灯するために必要な電力を供給する点灯状態（点灯モード）へ切り替わる。時間ｔ２以降は、制御信号Ａ＝”Ｈ”、制御信号Ｂ＝”Ｈ”とし、このとき周波数設定回路３１は点灯状態として設定された周波数ｆ３（ｆ３＜ｆ２＜ｆ１）に相当する信号をドライブ回路３２へ出力する。
【００３８】
そして、共振用インダクタＬ１と共振用コンデンサＣ１との共振作用は図３に示す先行予熱・始動時の共振カーブ１００、点灯時の共振カーブ１０１のような特性となっており、インバータ回路２の動作周波数を上記各状態毎で周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３に可変することによって、放電灯１の寿命を損なうことなく安定に所望の光出力を得ることができる。
【００３９】
さらに本実施形態では、従来例で説明した予熱回路４による予熱電流供給状態から予熱電流抑制状態への切替を図２に示す時間ｔ３とすることによって、予熱回路４を構成する予熱用スイッチ素子ＳＷ１への印加ストレスを低減している。従来例では時間ｔ２まで予熱用スイッチ素子ＳＷ１をオンして予熱電流供給を行い、点灯状態にに切り替わる時間ｔ２以降に予熱用スイッチ素子ＳＷ１をオフして予熱電流Ｉｆを抑制していたが、本実施形態においてタイマ回路３０は、ｔ１＜ｔ３＜ｔ２と設定される時間ｔ３に”Ｌ”→”Ｈ”となる制御信号Ｃを出力し、制御回路３ａ内に設けたＮＯＴ素子ＩＣ１を介した制御信号Ｃ’を予熱用スイッチ素子ＳＷ１へ入力することによって、時間ｔ３までは予熱用スイッチ素子ＳＷ１をオンして予熱電流供給を行い、時間ｔ３以降は予熱用スイッチ素子ＳＷ１をオフして予熱電流Ｉｆを抑制している。
【００４０】
一般的にインバータ回路２の各動作モード時の動作周期を、予熱モード時：ｔｉｎｖ１、始動モード時：ｔｉｎｖ２、点灯モード時：ｔｉｎｖ３とすると、その関係は、ｔｉｎｖ１＜ｔｉｎｖ２＜ｔｉｎｖ３となる。そして予熱用スイッチ素子ＳＷ１を流れる電流のピーク値Ｉｐ１は、インバータ回路２の動作周期が長いほど大きくなるので、時間ｔ２以降（インバータ回路２の動作周期：ｔｉｎｖ３）に予熱用スイッチ素子ＳＷ１をオフして予熱電流Ｉｆを抑制する従来例に比べて、時間ｔ３（インバータ回路２の動作周期：ｔｉｎｖ２）に予熱用スイッチ素子ＳＷ１をオフして予熱電流Ｉｆを抑制する本実施形態のほうが、予熱用スイッチ素子ＳＷ１をオン状態からオフ状態とする際のインバータ回路２の動作周期は従来例に対して確実に短くなるため、オンからオフ時に予熱用スイッチ素子ＳＷ１へ印加されるストレスも確実に低減されるとともに、予熱用スイッチ素子ＳＷ１をより低耐圧とすることができる。時間ｔ２，ｔ３の設定は、放電灯１に始動電圧を印加する際、より安定した始動性を得るためにはｔ３−ｔ１＞０．５秒程度を確保することが望ましい。
【００４１】
また時間ｔ２−ｔ３＞０．１秒となるように設定した場合は、制御信号Ｃが”Ｈ”となって予熱用スイッチ素子ＳＷ１がオフするまでの時間遅延が０．１秒以下であれば、予熱用スイッチ素子ＳＷ１へ印加されるストレスは低減される。このとき制御回路３ａにおいては、予熱用スイッチ素子ＳＷ１へ制御信号Ｃ’を供給する信号端（ここではＮＯＴ素子ＩＣ１の出力）の電流供給能力（特にシンク側）を大幅に小さくすることができるため、特に制御回路３ａを１チップに集積回路化する場合に最も効果があり、チップ面積を大幅に縮小することによってより安価で小型化を図った放電灯点灯装置を提供することも可能となる。
【００４２】
なお本実施形態のインバータ回路２は、ハーフブリッジ型、フルブリッジ型、１石式等のインバータ回路方式のうちいずれでもよく、回路方式が限定されるものではない。
【００４３】
（実施形態２）
図４は本実施形態の放電灯点灯装置の構成を示し、実施形態１との違いは直流電源回路Ｅとして昇圧チョッパ回路を用い、昇圧チョッパ回路を構成するスイッチング素子Ｑ３を駆動制御する制御回路３ｂを備えた点である。また本実施形態においても実施形態１と同様に予熱回路４を備えており、制御回路３ａを構成するタイマ回路３０によって決まる時間ｔ３で予熱用スイッチ素子ＳＷ１をオフし、予熱電流Ｉｆを抑制しており、実施形態１と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。
【００４４】
以下、本実施形態の直流電源回路Ｅ、及び制御回路３ｂの構成、動作について説明する。まず直流電源回路Ｅは、整流器ＤＢの正出力側の出力端に直列接続したインダクタＬ２とダイオードＤ１との直列回路と、インダクタＬ２を介して整流器ＤＢの出力端間に接続したスイッチング素子Ｑ３と、ダイオードＤ１を介してスイッチング素子Ｑ３に並列接続した平滑用コンデンサＣ６とから構成される昇圧チョッパ回路からなり、スイッチング素子Ｑ３をオン・オフすることで昇圧動作を行う。
【００４５】
さらに平滑用コンデンサＣ６の両端間に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路からなる平滑出力検出回路６を備えており、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続中点から平滑用コンデンサＣ６の出力電圧を検出した検出信号を出力している。
【００４６】
制御回路３ｂは平滑出力検出回路６によって平滑用コンデンサＣ６の出力電圧を検出し、平滑出力検出回路６の検出信号は誤差アンプＥＡ１へ入力されて、予め定められたしきい値Ｖｔｈ１と比較される。誤差アンプＥＡ１の出力はＧＮＤとの間に接続されたコンデンサＣ７を介して動作設定回路３３へ入力される。動作設定回路３３では、誤差アンプＥＡ１の出力電圧に応じてスイッチング素子Ｑ３のオン・オフ時間を設定し、ドライブ回路３４を介してスイッチング素子Ｑ３の駆動信号を出力する。ここでは、平滑用コンデンサＣ６の両端電圧、すなわち直流電源回路Ｅの出力電圧が誤差アンプＥＡ１によって略一定となるように制御される。
【００４７】
なお図示はしていないが、このような昇圧チョッパ回路の制御としては一般的に、整流器ＤＢの出力電圧を検出した信号と、誤差アンプＥＡ１の出力信号とをマルチプライヤへ入力し、マルチプライヤの出力信号をもとにスイッチング素子Ｑ３のオン期間を設定している。さらにインダクタＬ２は、スイッチング素子Ｑ３がオンしているときにエネルギーを蓄積し、スイッチング素子Ｑ３がオフするとエネルギーを放出するので、インダクタＬ２に２次巻線を設けて２次巻線の電圧を検出することによって、インダクタＬ２が蓄積したエネルギーを放出してインダクタＬ２に流れる電流が０となったことを検出できる。したがって、インダクタＬ２に流れる電流が０となったことを検出すれば、再度スイッチング素子Ｑ３をオンするよう制御すればよい。
【００４８】
また、昇圧チョッパ回路の出力電圧を約３５０Ｖ以上に設定して上記制御を行えば、交流電源ＡＣが１００Ｖ，２００Ｖのいずれの場合においても、昇圧チョッパ回路の出力電圧は一定に制御され、交流電源ＡＣからの電流波形は歪みの少ない良好な波形となる。
【００４９】
そして本実施形態においても実施形態１と同様に予熱回路４によって放電灯１への予熱電流供給及び予熱電流抑制制御を行い、さらに直流電源回路Ｅとして昇圧チョッパ回路を用いているため、交流電源ＡＣの変動に関わらず、より安定した予熱電流供給、及び始動電圧印加を行うことができるため比較的低い始動電圧とすることができる。よって始動状態でのインバータ回路２の動作周期は従来よりも短くすることができ、予熱回路４に流れる電流のピーク値を比較的低めに抑えることができるため、放電灯１の寿命を損なうこともなくインバータ回路２、予熱回路４へのストレスも従来より低減することができ、予熱回路４を構成する部品の小型化を図ることができる。
【００５０】
また制御回路３ａと制御回路３ｂとを１チップに集積回路化することによって、放電灯点灯装置を大型化することなく複数の交流電源電圧を定格電圧とすることも可能である。
【００５１】
（実施形態３）
図５は本実施形態の放電灯点灯装置の構成を示し、実施形態２との違いは放電灯１の寿命、破損等の異常を検出する異常検出回路７を放電灯１に並列に接続して、異常検出回路７の検出信号を異常判別回路８及び出力抑制回路９を介して制御回路３ａに入力している点であり、その他の構成・動作は実施形態２と同じであり、実施形態２と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。
【００５２】
異常検出回路７から出力される検出信号はコンパレータＣｏｍｐ１とＡＮＤ素子ＩＣ２とで構成される異常判別回路８へ入力される。コンパレータＣｏｍｐ１は非反転入力に異常検出回路７の検出信号を接続し、反転入力にはしきい値Ｖｔｈ２を接続しており、コンパレータＣｏｍｐ１の出力信号はＡＮＤ素子ＩＣ２の一方の入力へ接続される。ＡＮＤ素子ＩＣ２の他方の入力へは、制御回路３ａを構成するタイマ回路３０から出力される制御信号Ｄを接続している。そしてＡＮＤ素子ＩＣ２の出力は出力抑制回路９を構成するＲＳフリップフロップＦＦ１のセット入力に接続され、ＲＳフリップフロップＦＦ１の出力は制御回路３ａへ接続される。ここで異常検出回路７の構成は、例えば放電灯１のランプ電圧Ｖｌａに比例した信号を出力する構成であればよい。
【００５３】
放電灯１の寿命時には放電灯１のランプ電圧Ｖｌａが上昇してインバータ回路２に過大なストレスが印加されることが一般的に知られているが、放電灯１のランプ電圧Ｖｌａを検出し、この検出信号と予め定められたしきい値Ｖｔｈ２とをコンパレータＣｏｍｐ１で比較すれば、放電灯１が寿命であるか否かを判定することができ、インバータ回路２に印加されるストレスを防止することができる。
【００５４】
しかし、放電灯１の寿命をランプ電圧Ｖｌａを検出することで判定する方法は、放電灯１を始動させる際には高電圧を印加する必要があるため始動時と放電灯寿命時との区別がつきにくいという課題もある。よって一般的には放電灯１を始動させるために高電圧を印加する一定期間は、放電灯１の寿命判定を停止するマスク動作を行う方法が用いられている。本実施形態においては、ＡＮＤ素子ＩＣ２にタイマ回路３０から出力される制御信号Ｄを入力して、制御信号Ｄで設定された時間までは異常判別回路８の判別結果を出力抑制回路９へ伝達しないようにしてマスク動作を行っている。
【００５５】
以下、図６に示すタイミングチャートを用いて、本実施形態の動作をさらに詳しく説明する。図６（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｆ），（ｇ），（ｈ）は、実施形態１の図２（ａ），（ｂ），（ｄ），（ｆ），（ｉ），（ｊ）と略同様であり、時間ｔ０から時間ｔ１までは制御信号Ａ＝”Ｌ”、制御信号Ｂ＝”Ｌ”となり、放電灯１は先行予熱状態（予熱モード）となる。次に時間ｔ１経過後、時間ｔ２（図２参照）までは制御信号Ａ＝”Ｈ”、制御信号Ｂ＝”Ｌ”となり始動状態となる。時間ｔ２経過後は制御信号Ａ＝”Ｈ”、制御信号Ｂ＝”Ｈ”となり、点灯状態となる。さらに制御信号Ｃで設定される時間ｔ３までは予熱用スイッチ素子ＳＷ１をオンして予熱電流供給を行い、時間ｔ３以降は予熱用スイッチ素子ＳＷ１をオフして予熱電流Ｉｆを抑制するよう制御する。
【００５６】
そして本実施形態においてタイマ回路３０からＡＮＤ素子ＩＣ２へ出力される制御信号Ｄ（図６（ｄ））で設定される時間ｔ４は、ｔ３≦ｔ４＜ｔ２と設定される。そして、時間ｔ４までは制御信号Ｄ＝”Ｌ”であるため、コンパレータＣｏｍｐ１の出力に関わらずＡＮＤ素子ＩＣ２の出力は”Ｌ”となり、ＲＳフリップフロップＦＦ１で構成される出力抑制回路９の出力（図６（ｅ））も”Ｌ”となって、異常判別回路８の判別結果を出力抑制回路９へ伝達しないマスク動作を行う。このときのタイマ回路３０、ドライブ回路３２は正常動作を行う。
【００５７】
時間ｔ４経過後は、制御信号Ｄ＝”Ｈ”となるため、コンパレータＣｏｍｐ１の出力に応じてＡＮＤ素子ＩＣ２の出力が決まり、マスク動作は停止する。今、放電灯１が寿命となりランプ電圧Ｖｌａが上昇することによって異常検出回路７の検出信号も上昇するものとする。この異常検出回路７の検出信号はコンパレータＣｏｍｐ１においてしきい値Ｖｔｈ２と比較され、検出信号＞しきい値Ｖｔｈ２となるとコンパレータＣｏｍｐ１出力は”Ｈ”となる。そして時間ｔ４以降においてはＡＮＤ素子ＩＣ２の出力も”Ｈ”となる。ＡＮＤ素子ＩＣ２の出力信号は、ＲＳフリップフロップＦＦ１で構成される出力抑制回路９へ入力され、ＡＮＤ素子ＩＣ２の出力信号が”Ｈ”であるため、ＲＳラッチ回路ＦＦ１のセット入力も”Ｈ”となり、出力も”Ｈ”となる。この出力抑制回路９の出力信号はタイマ回路３０、ドライブ回路３２へ入力され、ドライブ回路３２を停止し、タイマ回路３０を初期状態ヘリセットして制御信号Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄがすべて”Ｌ”となるよう制御している。
【００５８】
また出力抑制回路９のリセット入力を用いた出力信号のリセットについては特に図示していないが、例えば整流器ＤＢの出力電圧を検出することによって交流電源ＡＣをオフした際にリセットを行えばよい。
【００５９】
ここで制御信号Ｄで設定される時間ｔ４について説明する。上記のように、異常検出回路７は放電灯寿命時にインバータ回路２へ印加されるストレスを低減させるとともに、放電灯正常時においては確実に始動させる必要がある。よって時間ｔ４の上限は、異常検出回路７、異常判別回路８等の応答遅れも考慮し、インバータ回路２の動作状態が始動状態から点灯状態へ切り替わる時間ｔ２より短くする必要がある。さらに、始動状態においても予熱電流Ｉｆを供給することによって始動時に放電灯１へ印加する電圧はより低く設定することができる。したがって放電灯１の始動性を損なわないためには、少なくとも予熱回路４によって放電灯１へ予熱電流Ｉｆを供給している時間ｔ３までは出力抑制回路９の出力を”Ｌ”として放電灯寿命等の異常判定を停止するようマスク動作を行うことが望ましい。
【００６０】
以上の説明より、本実施形態においては、従来例に対してさらに安定した始動性を確保しつつ、インバータ回路２へ印加されるストレスも低減することができる。さらに本実施形態では、出力抑制回路９の出力信号に応じて制御回路３ａのドライブ回路３２の動作を停止するものとしたが、出力抑制回路９の出力信号を制御回路３ｂへ入力し、制御回路３ｂのドライブ回路３４の動作も停止する構成としてもよい。
【００６１】
（実施形態４）
図７は本実施形態の放電灯点灯装置の構成を示し、実施形態３との違いは出力抑制回路９の出力をタイマ回路３０のみに入力している点であり、その他の構成・動作は実施形態３と同じであり、実施形態３と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。
【００６２】
異常が検出されて出力抑制回路９の出力が”Ｈ”の場合には、タイマ回路３２は初期状態ヘリセットされ、制御信号Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄすべての出力が”Ｌ”となる。よってインバータ回路２の動作周波数は先行予熱状態の場合の周波数ｆ１に等しく、インバータ回路２からの出力電力は低電力に抑制される。よってインバータ回路２に印加されるストレスも低減することができる。
【００６３】
（実施形態５）
図８は本実施形態の放電灯点灯装置の構成を示す。実施形態１〜４のインバータ回路２はフルブリッジ型、１石式等のインバータ回路方式を限定していないが、本実施形態では、インバータ回路２として、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を平滑用コンデンサＣ６の両端間に接続した構成としている。制御回路３ａのドライブ回路３２は、ハイサイド側のスイッチング素子Ｑ１を直接駆動できる高耐圧ドライバ構成となっており、ドライブ回路３２から出力される駆動信号によって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は交互にオン・オフして高周波電圧を出力する。
【００６４】
また直流電源回路Ｅを構成する昇圧チョッパ回路の出力電圧は略一定に制御されているため、インバ−タ回路２の各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各両端電圧波形は電圧レベルの安定した矩形波となり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は比較的耐圧の低い素子を使用することができる。さらに予熱回路４はスイッチング素子Ｑ２に並列接続しているため、予熱回路４の予熱用スイッチ素子ＳＷ１も低耐圧の部品を選定することができる。
【００６５】
なお、他の構成は実施形態２と同じであり、実施形態２と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。
【００６６】
（実施形態６）
図９に本実施形態の予熱回路４の構成を示す。実施形態１〜５の予熱用スイッチ素子ＳＷ１は双方向性の半導体スイッチ、リレー等のスイッチであればよいが、本実施形態では図９に示すようにＭＯＳＦＥＴＱ４を用いる。その他の構成は、実施例１〜５いずれかと同様であり説明を省略する。
【００６７】
本実施形態の予熱回路４の動作は、制御回路３ａから出力される制御信号Ｃ’が”Ｈ”の場合、ＭＯＳＦＥＴＱ４はオンする。このときＭＯＳＦＥＴＱ４の寄生ダイオードによって、予熱回路４は従来例の図２７（ｃ）のような高周波電流が双方向に流れており、コンデンサＣ２は主として直流カット用コンデンサとして働く。そしてタイマ回路３０で設定される時間ｔ３で制御信号Ｃ’が”Ｌ”となると、ＭＯＳＦＥＴＱ４のゲート電圧がなくなるため、ＭＯＳＦＥＴＱ４はオフする。しかしＭＯＳＦＥＴＱ４は寄生ダイオードを介してコンデンサＣ２を負の方向に充電し、この充電電圧があるレベルまで達すると寄生ダイオードを流れる電流は略０となる。
【００６８】
このように予熱用スイッチ素子ＳＷ１としてＭＯＳＦＥＴを用いることにより、簡単かつ安価な回路で予熱回路４を構成することができ、さらにＭＯＳＦＥＴＱ４のゲートに接続される制御信号Ｃ’の出力端は、シンク電流能力を大幅に小さくすることもできる。
【００６９】
（実施形態７）
図２５に示す従来例において、制御信号Ｃを”Ｌ”にすれば予熱回路４の予熱用スイッチ素子ＳＷ１が理想的に瞬時オフする場合に、予熱回路４を構成する予熱用トランスＴ１をより小型に構成するためには、予熱・始動モード時のインバータ回路２の動作周期をより短くして、予熱用トランスＴ１の使用磁束密度をより低減化する必要がある。
【００７０】
また図２８に示す回路図で、インバータ回路２は、直流電源回路Ｅの出力に並列に接続したスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路の少なくともいずれか一方（この場合はスイッチング素子Ｑ２）に並列に接続された小容量のコンデンサＣ８で構成されるスナバ回路が接続される。このコンデンサＣ８（スナバ回路）は、インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン・オフする際のスイッチングロスを低減し、放電灯点灯装置、及びこれを搭載した照明器具の雑音を低減することを目的に接続されている。予熱モードにおいてはインバーク回路２の動作周期が短いために、共振用インダクタＬ１、共振用コンデンサＣ１に流れる共振電流は小さくなり、予熱回路４に流れる励磁電流も小さくなる。
【００７１】
スナバ回路を構成するコンデンサＣ８に蓄積された電荷は、図２８内矢印Ｙ１，Ｙ２に示すように共振用インダクタＬ１、共振用コンデンサＣ１のループ経路、及び予熱回路４を介して放電されるため、予熱モード時の放電時間は比較的長時間を要する。したがって、図２９（ａ），（ｂ）に示すタイミングでインバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオンする際に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両端電圧は、図２９（ｃ）（ここではスイッチング素子Ｑ２の両端電圧を示す）に示すように変化時の傾きが大きくなりやすく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は両端電圧が０Ｖになる前に各々オンしてしまうため、図２９（ｄ）に示すような過大なピーク電流Ｉｐ２が流れやすい。
【００７２】
また予熱用トランスＴ１をより小型に構成するためにインバータ回路２の動作周期をより短くした場合においては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両端電圧の傾きはさらに大きくなりやすく、より大きな電流ストレスが印加される。
【００７３】
そこで、本実施形態ではコンデンサＣ８で構成されるスナバ回路による電流ストレスを低減する構成について説明する。まず図１０に示す本実施形態の構成は実施形態３と略同様であり、インバータ回路２として、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を平滑用コンデンサＣ６の両端間に接続した構成としている。そしてスイッチング素子Ｑ２に比較的小容量のコンデンサＣ８からなるスナバ回路を並列接続し、さらに制御回路３ａ、制御回路３ｂ、異常判別回路８、出力抑制回路９は１チップ内に集積化した制御用集積回路ＩＣＡとして構成されており、制御回路３ａのドライブ回路３２の出力は、制御用集積回路ＩＣＡ外部へ信号出力する出力端子から各々抵抗Ｒ３，Ｒ４を介してインバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートに接続されて駆動信号を供給している。なお、実施形態３と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。
【００７４】
次に図１１に示す本実施形態のドライブ回路３２の動作について、図１２のタイミングチャートを用いて説明する。図１０，図１１に示すようにドライブ回路３２はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に駆動信号を直接供給しており、駆動信号出力段はＰｃｈＭＯＳＦＥＴＱ１０とＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ１１との直列回路、及びＰｃｈＭＯＳＦＥＴＱ１２とＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ１３との直列回路から構成される。そして図１２（ａ）に示すように周波数設定回路３１において所定の周波数ｆｏｓｃとなるよう設定された矩形波信号が出力され、デッドタイム設定部ＤＴ１、ＤＴ２へ入力される。デッドタイム設定部ＤＴ１、ＤＴ２は定電流源、コンデンサ、及び諭理素子等で構成されていればどのような構成でもよく、例えば定電流源からコンデンサを充電するときに生じる傾きを持たせることによって図１２（ｂ），（ｃ）に示す波形が出力される。このデッドタイム設定部ＤＴ１、ＤＴ２の各出力信号は２入力ＮＡＮＤ素子ＩＣ１０，ＩＣ１１へ各々入力される。またＮＡＮＤ素子ＩＣ１０，ＩＣ１１へは出力抑制回路９からの出力信号もＮＯＴ素子ＩＣ１１を介して入力されている。
【００７５】
今、出力抑制回路９からの出力信号が”Ｌ”であれば、ＮＯＴ素子ＩＣ７によって反転された信号”Ｈ”がＮＡＮＤ素子ＩＣ１０，ＩＣ１１へ各々入力されて、ＮＡＮＤ素子ＩＣ１０，ＩＣ１１の各出力信号は、その各入力部で判別するしきい値レベルによって図１２（ｄ），（ｅ）に示すように、交互に”Ｈ”，”Ｌ”を各々出力する。ＮＡＮＤ素子ＩＣ１１の出力は、ＰｃｈＭＯＳＦＥＴＱ１２とＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ１３とを交互にオン・オフし、インバータ回路２の低圧側スイッチング素子Ｑ２を駆動する。
【００７６】
一方、ＮＡＮＤ素子ＩＣ１０の出力はまずパルス発生器ＰＧ１へ入力される。このパルス発生器ＰＧ１は、後段に接続されるＲＳフリップフロップＦＦ２のセット、リセット信号となるように、ＮＡＮＤ素子ＩＣ１０の出力の立ち上がり時、及び立ち下がり時にパルス幅の短い信号を出力できるような構成であればよい。このパルス発生器ＰＧ１の出力は高耐圧のレベルシフト回路ＬＳ１，ＬＳ２を介して、図１２（ｆ），（ｇ）に示すようなセット信号、リセット信号としてＲＳフリップフロップＦＦ２に入力される。
【００７７】
したがって、ＲＳフリップフロップＦＦ２の出力は、ＮＡＮＤ素子ＩＣ１０の出力信号波形とほぼ相似波形となり、ＰｃｈＭＯＳＦＥＴＱ１０とＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ１１との直列回路をオン・オフして、インバータ回路２を構成する高圧側スイッチング素子Ｑ１を駆動する。よって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動電圧信号は、図１２（ｈ）（ｉ）に示すようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２共にオフとなる休止期間ｔｄを持つ信号となる。ここで図１２（ｊ），（ｋ）はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動電流信号を示している。
【００７８】
なお、図１０、図１１には特に図示していないが、ドライブ回路３２は高圧側スイッチング素子Ｑ１を駆動するための高圧側制御電源回路を有し、レベルシフト回路ＬＳ１，ＬＳ２後段の回路へ電源供給している。
【００７９】
次に、上記動作を行うドライブ回路３２の駆動信号出力端からスイッチング素子の駆動端への電流供給能力について説明する。ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートヘ電流を吐き出すソース能力Ｉｓｏｕｒｃｅ、及ぴスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートから電流を吸い込むシンク能力Ｉｓｉｎｋについては、４００ｍＡ〜５００ｍＡ程度の能力を持つものが一般的に用いられている。さらにソース能力Ｉｓｏｕｒｃｅがシンク能力Ｉｓｉｎｋより小さいものも市販されており、ＩＲ杜のハーフブリッジインバータ用高耐圧ドライバＩＣであるＩＲ２１１１は、ソース能力Ｉｓｏｕｒｃｅ／シンク能力Ｉｓｉｎｋ＝２００ｍＡ／４２０ｍＡとなり、ソース能力Ｉｓｏｕｒｃｅはシンク能力Ｉｓｉｎｋの約５０％程度となっている。
【００８０】
ところで図１０に示すようにスイッチング素子Ｑ２にスナバ回路を成すコンデンサＣ８を並列接続した場合には、従来例の図２９（ｄ）で説明したような過大な電流ピーク値Ｉｐ２を有するスイッチング電流が流れる場合がある。この過大な電流ピーク値Ｉｐ２と、ドライブ回路３２のソース能力Ｉｓｏｕｒｃｅ／シンク能力Ｉｓｉｎｋとの関係について実験的に確認した結果を図１３に示す。なお図１３の前提条件としては、放電灯１が点灯していない先行予熱状態（インバータ回路２の動作周波数は約１３０ｋＨｚ）での確認であり、休止期間ｔｄ≒８００ｎｓｅｃ、ドライブ回路３２のシンク能力Ｉｓｉｎｋ≒５００ｍＡ、直流電源回路Ｅの出力電圧≒４１０Ｖ、共振用インダクタＬ１＝１．５ｍＨ、共振用コンデンサＣ１＝４．７ｎＦとなっており、図１３中のドライブ電流比はソース能力／シンク能力の比を表しており、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ゲートに接続される抵抗Ｒ３，Ｒ４によって設定している。
【００８１】
図１３より、ドライブ電流比を小さくするほど、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に流れるピーク電流値は小さくなり、ドライブ電流比≦０．４では変化がないことがわかる。したがって、ソース能力／シンク能力の比を、０．４以下と設定することによって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の電流ストレスが低減され、より電流容量の小さい素子を選定することが可能となり、従来と同様の高効率を達成するとともに、各部品へ印加されるストレスを低減することができる。また制御回路３ａ、制御回路３ｂ、異常判別回路８、出力抑制回路９を１チップ内に集積化した制御用集積回路ＩＣＡのチップ面積を削減することもでき、より小型で安価な放電灯点灯装置を提供することができる。
【００８２】
（実施形態８）
図３０に示す回路図は、インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をＭＯＳＦＥＴで構成して、低圧側のスイッチング素子Ｑ２のソースと回路ＧＮＤ間に抵抗Ｒ５を挿入してスイッチング電流を検出し、このスイッチング電流の検出信号を主にオペアンプで構成されるフィードバック回路ＦＢへ入力することによってインバータ回路２の動作周期を可変とし、放電灯１の光出力を変化させる調光制御を行う従来の放電灯点灯装置に関するものである。
【００８３】
本従来例では上記スイッチング電流の検出信号はフィードバック回路ＦＢを構成するオペアンプＯＰ２００の反転入力へ抵抗Ｒ２００を介して接続されており、オペアンプＯＰ２００の非反転入力へは直流電圧Ｖｒｅｆ１０が印加される。オペアンプＯＰ２００の反転入力と出力との間にはコンデンサＣｆｂが接続されて積分回路を構成しており、上記スイッチング電流の検出信号は平均化されて、オペアンプＯＰ２００の非反転入力へ印加される直流電圧Ｖｒｅｆ１０と比較演算される。この比較演算結果に応じた電圧がオペアンプＯＰ２００の出力端から出力されて周波数設定回路３１に入力され、周波数設定回路３１ではドライブ回路３２を介してインバータ回路２の動作周波数を可変とすることができる。このとき、オペアンプＯＰ２００の反転入力と非反転入力とへ入力される各電圧は略等しくなるように制御される。つまりはオペアンプＯＰ２００の非反転入力へ印加される直流電圧Ｖｒｅｆ１０を可変とすることによって調光制御を行うことができるのである。
【００８４】
さらに本従来例においては、定格点灯時の消費電力が略等しいが、ランプ電圧、ランプ電流が異なる放電灯１を接続した場合、フィードバック回路ＦＢの作用によって、オペアンプＯＰ２００の非反転入力で設定した直流電圧Ｖｒｅｆ１０と反転入力へ入力される平均化電圧とが略等しくなるよう制御されるため、放電灯１の消費電力は略一定に制御されて、特性の異なる放電灯１を同一の点灯装置で使用できるという効果を有する。
【００８５】
しかし、このようなフィードバック回路ＦＢを用いて調光制御を行う場合においては、放電灯１の始動モードにおいて必要とされる始動電圧に達する前にフィードバック回路ＦＢの作用によって十分な電圧が得られない可能性がある。
【００８６】
例えば、始動時はインバータ回路２から出力される高周波電圧によって共振用コンデンサＣ１の両端に始動電圧が発生して放電灯１へ印加されるが、このときも抵抗Ｒ５によるスイッチング電流の検出信号がフィードバック回路ＦＢに入力されることにより平均化されて、インバータ回路２の動作周期を可変制御する。今、オペアンプＯＰ２００の反転入力へ印加される直流電圧Ｖｒｅｆ１０が比較的低い場合においては、スイッチング電流の検出信号の平均値も低くなるようフィードバック制御され、インバータ回路２の動作周期は短くなる（動作周波数が高くなる）。共振用コンデンサＣ１の両端電圧は、共振用インダクタＬ１と共振用コンデンサＣ１との共振作用によって始動に十分な電圧が得られるものであって、この場合インバータ回路２の動作周波数が高くなると始動に必要な電圧を得にくくなる方向へ制御される。
【００８７】
したがって放電灯１を確実に始動させるためには、予熱・始動モードにおいて、放電灯１が点灯するのに十分な時間、フィードバック回路ＦＢを停止させるマスク動作を行う必要がある。
【００８８】
さらに予熱回路４を設けた場合は次に説明する課題がある。予熱回路４の予熱用スイッチ素子ＳＷ１がオフしている場合、すなわち放電灯１のフィラメントＦ１，Ｆ２ヘの予熱電流Ｉｆ供給を抑制している場合、フィードバック回路ＦＢは、共振用コンデンサＣ１、及び放電灯１へ流れる電流の加算電流ＩＬを抵抗Ｒ５によって検出してフィードバック制御を行うため、点灯モードにおいて所望の光出力が得られるように直流電圧Ｖｒｅｆ１０を設定すればよい。
【００８９】
一方予熱回路４の予熱用スイッチ素子ＳＷ１がオンして予熱回路４に電流ＩＦが流れている場合（すなわち予熱・始動モード時に放電灯１のフィラメントＦ１，Ｆ２ヘ予熱電流Ｉｆを供給している場合）、フィードバック制御を開始した時点でも予熱回路４に電流ＩＦが流れていると、共振用コンデンサＣ１及び放電灯１へ流れる電流の加算電流ＩＬと、予熱回路４に流れる電流ＩＦとが加算された状態でフィードバック制御が行われることになる。つまり、予熱回路４の予熱用スイッチ素子ＳＷ１がオフしている場合に、加算電流ＩＬがＩＬ１となるようにフィードバック制御を行うよう設定すると、予熱回路４の予熱用スイッチ素子ＳＷ１がオンしている場合の加算電流ＩＬ２は、ＩＬ２＝ＩＬ１−ＩＦとなり、本来設定した値ＩＬ１より低い電流値に制御されることがわかる。このときインバータ回路２の動作周波数は高くなるよう制御されるため、放電灯１が立ち消えする恐れがある。
【００９０】
図１４は上記課題を解決した本実施形態の放電灯点灯装置の構成を示しており、実施形態５との違いは、インバータ回路２の低圧側スイッチング素子Ｑ２に流れる電流を検出する検出抵抗Ｒ５と、制御回路３ａ内に設けた基準電圧生成回路３５と、検出抵抗Ｒ５の検出信号と基準電圧生成回路３５から出力される基準信号とを入力して比較演算を行い、周波数設定回路３１へ演算結果に応じた信号を出力する演算回路３６とが付加されて、演算回路３６の出力によって周波数設定回路３１がインバータ回路２の動作周期を可変とし、放電灯１の光出力を変化させる調光制御を行う点であり、その他の構成・動作は実施形態５と同じであり、実施形態５と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。
【００９１】
以下、図１５のタイミングチャートを用いて本実施形態の動作を説明する。図１５（ｂ），（ｃ），（ｅ）〜（ｉ）は、図２（ｂ），（ｄ），（ｆ）〜（ｊ）と略同様であり、まず、制御回路３ａの起動時点ｔ０からインバータ回路２は先行予熱状態で動作開始し、制御信号Ａによって決まる時間ｔ１で始動状態に移行する。このときのインバータ回路２の動作周波数は、前述のように周波数決定回路３１で設定される周波数ｆ１，ｆ２で各々動作することになる（図１５（ａ）参照）。また制御信号Ｃによって決まる時間ｔ３までは前述のように予熱回路４から予熱電流Ｉｆを供給し、時間ｔ３以降は予熱電流Ｉｆを抑制するよう制御する。
【００９２】
さらにタイマ回路３２から出力される制御信号Ｅ（図１５（ｄ））は演算回路３６へ入力されており、制御信号Ｅ＝”Ｌ”の場合は演算回路３６の動作を停止するか、または演算回路３６から周波数設定回路３１への信号出力を停止することで、フィードバック回路ＦＢを停止させるマスク動作を行っている。制御信号Ｅによって決まる時間ｔ５は、図１５（ｄ）に示すようにｔ３≦ｔ５となるよう設定されており、制御信号Ｅ＝”Ｈ”となる時間ｔ５において演算回路３６が動作開始する。したがって時間ｔ５以降は、周波数設定回路３１及び演算回路３６によって決まる周波数ｆ４（図１５（ａ）参照）でインバータ回路２は動作し、放電灯１は所定の出力で点灯することになる。
【００９３】
すなわち本実施形態においては、検出抵抗Ｒ５によってスイッチング電流を検出し、この検出信号と基準信号とを比較演算することによって、インバータ回路２の動作周波数をフィードバック制御しており、検出抵抗Ｒ５での検出信号に応じてインバータ回路２の動作周波数ｆ４は調整され、放電灯１の出力も調整される。例えば演算回路３６において積分動作を行う場合、検出抵抗Ｒ５によって検出されたスイッチング電流波形と相似である信号は、積分によって平均化されることになり、この平均化した値が略一定なるようにインバータ回路２の動作周波数ｆ４を制御することによって、放電灯１で消費される電力が略一定になるようフィードバック制御することができる。
【００９４】
さらに演算回路３６の動作開始時間ｔ５は、予熱回路４による予熱電流Ｉｆの抑制を開始する時間ｔ３以降としているため、検出抵抗Ｒ５によって検出されるスイッチング電流には予熱回路４を流れる電流は含まれない状態で演算回路３６が動作することになり、放電灯１の始動状態が終了して点灯状態に移行する際、予熱回路４及び演算回路３６の影響による出力変化の異常を生じることがなくスムーズに出力変化が行われるため、立ち消え等を生じる恐れがない。
【００９５】
なお、本実施形態の演算回路３６は、マイコン、オペアンプ、あるいはコンパレータ等を利用した構成であればよく、特に回路方式が限定されるものではない。
【００９６】
（実施形態９）
本実施形態では、図１６に実施形態８の周波数設定回路３１、及び演算回路３６の具体構成を示し、以下、図１６を用いて詳細動作を説明する。周波数設定回路３１は、オペアンプＯＰ１００の出力をベースに接続したＮＰＮ型のトランジスタＱ１０１のエミッタをオペアンプＯＰ１００の反転入力端子に接続し、オペアンプＯＰ１００の非反転入力端子には予め決まった直流電圧のしきい値Ｖｔｈ３を接続して、トランジスタＱ１０１のエミッタからしきい値Ｖｔｈ３を出力するバッファ部３１ａと、バッファ部３１ａの出力端に接続される抵抗ＲｐｒｅとトランジスタＱ１０７との直列回路、抵抗ＲｓｔｒとトランジスタＱ１０８との直列回路、及び抵抗Ｒｏｓｃと、トランジスタＱ１０７，Ｑ１０８を各々駆動するＮＯＴ素子ＩＣ１０１，ＩＣ１０２と、バッファ部３１ａの出力端に接続される抵抗Ｒｐｒｅ，Ｒｓｔｒ，Ｒｏｓｃによって決まる電流値を、予め決まったミラー比に応じてソース、シンクするミラー電流設定部３１ｂと、ミラー電流設定部３１ｂによって充電電圧をソース、シンクされるコンデンサＣｏｓｃと、非反転入力に接続したコンデンサＣｏｓｃの電圧と反転入力に接続したしきい値電圧とを比較して、比較結果をドライブ回路３２へ出力するコンパレータＣｏｍｐ１００と、コンパレータＣｏｍｐ１００の出力を反転するＮＯＴ素子ＩＣ１００と、ＮＯＴ素子ＩＣ１００の出力レベルに応じてコンパレータＣｏｍｐ１００に入力するしきい値電圧を切り替える三角波設定部３１ｃと、コンパレータＣｏｍｐ１００の出力に一端を接続した抵抗Ｒ１００と、抵抗Ｒ１００の他端をベースに接続してミラー電流設定部３１ｂにコレクタを接続したＮＰＮ型トランジスタＱ１０４とから構成される。
【００９７】
ミラー電流設定部３１ｂは、制御電源ＶｃｃとトランジスタＱ１０１のコレクタ間に接続されてコレクタ−ベース間を短絡したＰＮＰ型トランジスタＱ１００と、制御電源ＶｃｃとＧＮＤ間に接続されたＰＮＰ型トランジスタＱ１０２、ＮＰＮ型トランジスタＱ１０３の直列回路と、制御電源ＶｃｃとＧＮＤ間に接続されたＰＮＰ型トランジスタＱ１０５、ＮＰＮ型トランジスタＱ１０６の直列回路とから構成され、トランジスタＱ１００，Ｑ１０２，Ｑ１０５の各ベースは互いに接続され、さらにトランジスタＱ１０３，Ｑ１０６の各ベースは互いに接続されるとともにトランジスタＱ１０３，Ｑ１０４の各コレクタに接続されている。
【００９８】
三角波設定部３１ｃは制御電源ＶｃｃとＧＮＤ間に接続された抵抗Ｒ１０１，Ｒ１０２の直列回路と、抵抗Ｒ１０２に並列接続された抵抗Ｒ１０３とトランジスタＱ１０９の直列回路とから構成され、トランジスタＱ１０９のベースはＮＯＴ素子ＩＣ１００の出力が接続され、抵抗Ｒ１０１，Ｒ１０２の接続中点はコンパレータＣｏｍｐ１００の反転入力に接続されている。
【００９９】
そして、バッファ部３１ａの出力電流は、ＮＯＴ素子ＩＣ１０１，ＩＣ１０２に各々入力される制御信号Ａ，Ｂに応じて可変となり、このバッファ部３１ａの出力電流がミラー電流設定部３１ｂを介してコンデンサＣｏｓｃへ供給される充放電電流を設定する。さらにＮＯＴ素子ＩＣ１００を介してコンパレータＣｏｍｐ１００の出力レベルに応じてトランジスタＱ１０９をオン・オフすることによって三角波設定部３１ｃが出力するしきい値を決定する抵抗を切替え、コンパレータＣｏｍｐ１００の反転入力に印加する電圧を２値に切り替える。
【０１００】
さらにコンパレータＣｏｍｐ１００の出力レペルに応じてトランジスタＱ１０４をオン・オフし、コンデンサＣｏｓｃへの充電動作、放電動作を切り替えているため、コンデンサＣｏｓｃの電圧波形は三角波状となる。コンデンサＣｏｓｃへの充放電電流値は互いに等しく、その電流値をｉｏｓｃとすれば、三角波設定部３１ｃから出力される電圧をＶ１，Ｖ２とすると三角波の周期ＴｏｓｃはＴｏｓｃ＝Ｃｏｓｃ×（Ｖ２−Ｖ１）／ｉｏｓｃで求まる。
【０１０１】
コンパレータＣｏｍｐ１００の出力信号は、この三角波周期Ｔｏｓｃに等しい周期の信号となり、ドライブ回路３２へ出力される。よってインバータ回路２は周期Ｔｏｓｃで駆動することになる。
【０１０２】
一方、演算回路３６は、オペアンプＯＰ１０１と、オペアンプＯＰ１０１の反転入力に接続された抵抗Ｒ１０４と、オペアンプＯＰ１０１の反転入力と出力との間に接続されたコンデンサＣｆｂと、オペアンプＯＰ１０１の出力にカソードを接続したダイオードＤ１００と、ダイオードＤ１００のアノードに接続した抵抗Ｒ１０５と、オペアンプＯＰ１０１の反転入力とＧＮＤ間に接続したトランジスタＱ１１０とから構成され、抵抗Ｒ１０４を介してオペアンプＯＰ１０１の反転入力に抵抗Ｒ５の検出信号が入力され、オペアンプＯＰ１０１の非反転入力には基準電圧生成回路３５の基準電圧が入力され、トランジスタＱ１１０のベースには制御信号Ｅが入力される。
【０１０３】
そして、オペアンプＯＰ１０１は抵抗Ｒ１０４とコンデンサＣｆｂとで積分回路を構成しており、インバータ回路２の抵抗Ｒ５で検出したスイッチング電流の検出信号は平均化されて、基準電圧生成回路３５の基準電圧と比較演算され、反転入力に入力される平均化された検出信号と、非反転入力に入力される基準電圧生成回路３５の基準電圧とが等しくなるようにオペアンプＯＰ１０１の出力端に信号が発生する。オペアンプＯＰ１０１の出力端はダイオードＤ１００と抵抗Ｒ１０５との直列回路を介して、バッファ部３１ａの出力端へ接続されており、オペアンプＯＰ１０１の出力電圧がバッファ部３１ａの出力電圧より低い場合は、バッファ部３１ａからオペアンプＯＰ１０１の出力へ電流が供給されるため、ミラー電流設定部３１ｂからコンデンサＣｏｓｃへ供給される電流値は増加し、コンデンサＣｏｓｃに発生する三角波の周期は短くなる。コンデンサＣｏｓｃに発生する三角波周期とインバータ回路２の動作周期は等しいため、オペアンプＯＰ１０１の演算結果に応じてインバータ回路２の動作周期、すなわち動作周波数がフィードバック制御される。
【０１０４】
ところで本実施形態で制御信号ＥによってオペアンプＯＰ１０１でのフィードバック動作を停止させるためには、制御信号Ｅ＝”Ｈ”としてトランジスタＱ１１０をオンさせ、オペアンプＯＰ１０１の反転入力をトランジスタＱ１１０でＧＮＤに短絡すればよい。このときオペアンプＯＰ１０１の反転入力は略０Ｖとなり、基準電圧生成回路３５が出力する基準電圧より低くなるため、オペアンプＯＰ１０１の出力電圧は”Ｈ”レベルとなる。オペアンプＯＰ１０１の制御電源はバッファ部３１ａの出力電圧より高いため、バッファ部３１ａからオペアンプＯＰ１０１へ電流供給されることはなく、インバータ回路２の周波数設定にオペアンプＯＰ１０１の出力電圧は影響しない。
【０１０５】
以上の動作によって、実施形態８と同様な動作を実現することができる。さらに演算回路として主にオペアンプで構成しているため、オペアンプを含めた制御回路の集積化も容易となる。
【０１０６】
（実施形態１０）
従来の放電灯点灯装置においては一般的に放電灯１の寿命等を検出する異常検出回路が設けられており、例えば放電灯１の両端に印加される電圧を検出して異常判別を行っているが、図３０に示す従来例（異常検出回路は図示なし）では図３１に示すように、フィードバック回路ＦＢが動作すると予熱回路４の影響によってインバータ回路２の動作周波数が高くなって、放電灯１の両端電圧が高くなり、異常検出回路の誤判別が発生しやすいという問題がある。
【０１０７】
そこで、本実施形態では上記課題を解決した構成について説明する。図１７に構成を示す本実施形態の特徴は、実施形態８，９で説明した構成に、実施形態３で説明した異常検出回路７、異常判別回路８、出力抑制回路９を付加していることであり、本実施形態においても実施形態３同様に制御信号Ｄで決まる時間ｔ４（図６参照）以降に異常検出回路７の出力信号に基づいて、放電灯１の異常判定、出力抑制動作が行われ、時間ｔ５（図１５参照）以降に演算回路３６によるフィードバック制御が行われる。
【０１０８】
本実施形態でのタイマ回路３０による時間ｔ２，ｔ３，ｔ４、及びｔ５の関係は、制御信号Ｄ＝”Ｈ”として異常判定、出力抑制動作を開始する時間ｔ４を、制御信号Ｂ＝”Ｈ”として始動状態から点灯状態へ切り替わる切替時間ｔ２以下とし、制御信号Ｅ＝”Ｈ”として演算回路３６によるフィードバック制御を開始する時間ｔ５は、制御信号Ｃ＝”Ｈ”として予熱回路４による予熱電流抑制制御を開始する時間ｔ３以上、且つ出力抑制動作を開始する時間ｔ４以下としている。例えば放電灯１が寿命である場合、演算回路３６によるフィードバック制御を開始する時間ｔ５から、異常判定、出力抑制動作を開始する時間ｔ４までは、インバータ回路２の出力抑制動作は行われないことになるが、上述の説明のように演算回路３６の動作によって電力が略一定になるようにフィードバック制御されているため、放電灯１の寿命時にそのインピーダンスが変わって過大な電力となりやすい条件となったとしても、インバータ回路２からの電力供給は所定値以下に制御されるために過大なストレスが印加される恐れは非常に少ない。
【０１０９】
また、放電灯１が正常である場合においても、演算回路３６によるフィードバック制御を開始した時間ｔ５での放電灯１の過渡変化特性の影響によって、放電灯１の異常状態と誤判別することはない。
【０１１０】
以上の説明のように実施形態８での効果に加え、演算回路３６が動作開始した直後の放電灯１の過渡変化特性によって放電灯１の異常状態を誤判別することがなく、さらに信頼性の高い放電灯点灯装置を実現することができる。
【０１１１】
（実施形態１１）
図１８に示す本実施形態の構成は実施形態１０と略同様で、且つ実施形態９と略同様な演算回路３６の構成となっており、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。また図示していないが、本実施形態での周波数設定回路３１も実施形態９で説明した構成と同様とする。本実施形態の特徴として、異常判定、出力抑制動作を開始する時間ｔ４（図６参照）は、前述の予熱回路４による予熱電流抑制制御を開始する時間ｔ３以上であり、演算回路３６によるフィードバック制御を開始する時間ｔ５（図１５参照）は、異常判定、出力抑制動作を開始する時間ｔ４以上、始動状態から点灯状態へ切り替わる時間ｔ２以下の時間としている。
【０１１２】
ここで図１６の構成を備える演算回路３６は、先行予熱状態において周波数設定回路３１のトランジスタＱ１０７，Ｑ１０８はオンであるため、インバータ回路２の動作周波数は、抵抗Ｒｐｒｅ，Ｒｓｔｒ，Ｒｏｓｃに流れる電流の総和から設定される。
【０１１３】
始動状態においては、トランジスタＱ１０７はオフ、トランジスタＱ１０８はオンであるため、インバータ回路２の動作周波数は、抵抗Ｒｓｔｒ，Ｒｏｓｃに流れる電流の総和から設定される。
【０１１４】
点灯状態においては、抵抗Ｒｏｓｃに流れる電流、及び抵抗Ｒ１０５とダイオードＤ１００を介してオペアンプＯＰ１０１の出力端に流入する電流によってインバータ回路２の動作周波数は決まる。
【０１１５】
ここでインバータ回路２が始動状態である場合、放電灯１へ供給される電力は点灯状態以下であり、抵抗Ｒ５で検出される検出信号の平均値も当然小さい。したがって、時間ｔ５に制御信号Ｅによって演算回路３６が動作を開始し、演算回路３６を構成するオペアンプＯＰ１０１の出力電圧が上昇して、抵抗Ｒ５で検出される検出信号の平均値を上昇、すなわち放電灯１への供給電力を上昇させようと動作する。ところが本実施形態においては、オペアンプＯＰ１０１の出力端に接続されたダイオードＤ１００によって、オペアンプＯＰ１０１の出力端からバッファ部３１ａの出力端への電流供給を行うことができない。このため始動状態から点灯状態へ切り替わる時間ｔ２までは、実質的に演算回路３６によるフィードバック制御は行われないことになる。
【０１１６】
また、始動状態から点灯状態へ切り替わる時間ｔ２より後に演算回路３６によるフィードバック制御を開始すると、オペアンプＯＰ１０１、抵抗Ｒ１０４、コンデンサＣｆｂで構成する積分回路の時定数による応答遅れによって、オペアンプＯＰ１０１の出力電圧が周波数設定回路３１のバッファ部３１ａの出力電圧より小さくなるまでに若干の時間遅れを生じ、点灯状態へ切り替わる時間ｔ２直後に瞬時過大な電流が放電灯へ供給されて放電灯１の寿命を損なう恐れがあるため、少なくとも点灯状態へ切り替わる時間ｔ２では確実に演算回路３６によるフィードバック制御を開始する必要がある。
【０１１７】
以上のように時間ｔ４，ｔ５を設定することによって、実施形態８，９の効果に加えて放電灯１の寿命時に予熱回路４、及ぴインバータ回路２等へ印加されるストレスを最小限とすることができ、さらに小型化を図ることができるという効果がある。
【０１１８】
（実施形態１２）
図１９に示す本実施形態の構成、動作は実施形態１１と略同様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。本実施形態の特徴として、異常判定、出力抑制動作を開始する時間ｔ４（図６参照）と、演算回路３６によるフィードバック制御を開始する時間ｔ５（図１５参照）と、始動状態から点灯状態へ切り替わる時間ｔ２との関係をｔ４＝ｔ５＝ｔ２とし、さらに予熱回路４による予熱電流抑制制御を開始する時間ｔ３以上としている。
【０１１９】
したがって、制御回路３ａを構成するタイマ回路３０が簡略化でき、実施形態１１の制御信号Ｄを制御信号Ｂで兼用することによってタイマ回路３０から出力される信号線も省配線化されるため、制御回路３ａを集積化する際にチップ面積の削減も容易であり、小型で安価な放電灯点灯装置を提供することができる。
【０１２０】
（実施形態１３）
図２０に示す本実施形態の構成は実施形態１２と略同様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。本実施形態の特徴として、制御回路３ｂは、誤差アンプＥＡ１の出力信号と所定のしきい値Ｖｔｈ４とを比較するコンパレータＣｏｍｐ２と、ＡＮＤ素子ＩＣ３を備えており、ＡＮＤ素子ＩＣ４は、コンパレータＣｏｍｐ２の出力信号と、ＮＯＴ素子ＩＣ４を介して出力抑制回路３ａの出力抑制動作を制御する制御信号Ｂとを入力されて、その出力に応じて制御回路３ｂのドライブ回路３４の動作・停止が制御される。
【０１２１】
昇圧チョッパ回路である直流電源回路Ｅのスイッチング素子Ｑ３のオン時間は、誤差アンプＥＡ１の出力信号をもとに決定されており、図示はしていないが、スイッチング素子Ｑ３に流れる電流値を検出し、この電流のピーク値を制限することによって、オン時間を決定することができる。
【０１２２】
また、スイッチング素子Ｑ３がオフすることによってインダクタＬ２に蓄積されたエネルギーが放出され、インバータ回路２及び放電灯１へ電力が供給されているが、インバータ回路２及び放電灯１で必要とされる消費電力が著しく減少すると、直流電源回路Ｅからインバータ回路２への供給電力は供給過多となり、直流電源回路Ｅの出力端に接続されている平滑用コンデンサＣ６の両端電圧は上昇を開始する。この平滑用コンデンサＣ６の両端電圧は平滑出力検出回路６によって検出されて、誤差アンプＥＡ１によってしきい値Ｖｔｈ１と比較されており、しきい値Ｖｔｈ１との差が大きくなる、すなわち誤差電圧が増すことによって誤差アンプＥＡ１の出力は徐々に低下する。
【０１２３】
誤差アンプＥＡ１の出力が低下すると、動作設定回路３３及びドライブ回路３４を介してスイッチング素子Ｑ３のオン時間を短くして、スイッチング素子Ｑ３に流れる電流値を制限するように制御し、インダクタＬ２に蓄積されるエネルギーを減少させる方向に動作する。
【０１２４】
このような動作を行う場合、スイッチング素子Ｑ３のオン時間をさらに短くし、スイッチング素子Ｑ３に流れる電流をほぼ０に等しいレベルまで抑制すると、例えばスイッチング素子Ｑ３の電流を検出するためのコンパレータの入力オフセットの影響で、スイッチング素子Ｑ３を安定に制御できなくなり、平滑用コンデンサＣ６の両端電圧上昇を抑えることが困難になってくる。
【０１２５】
したがってコンパレータＣｏｍｐ２に入力されるしきい値Ｖｔｈ４を、誤差アンプＥＡ１に入力されるしきい値Ｖｔｈ１の７０〜８０％程度の値に設定しておき、コンパレータＣｏｍｐ２で誤差アンプＥＡ１の出力がしきい値Ｖｔｈ４まで下がったことを検出することによって、平滑用コンデンサＣ６の両端電圧の上昇を抑える動作が安定に制御できなくなる前に、ドライブ回路３４の動作を停止させて、スイッチング素子Ｑ３の駆動を停止させる。
【０１２６】
放電灯点灯装置において、インバータ回路２及び放電灯１で必要とされる消費電力が著しく減少するのは、一般的に先行予熱状態、始動状態であるが、複数種類の放電灯１を同一の放電灯点灯装置に適合させる場合には、放電灯個々の周囲温度に対する電気特性の違いで、使用条件によっては比較的消費電力が小さくなる場合も考えられる。特に正常時において放電灯１の消費電力が著しく低下した場合には比較的安定な動作が望めるため、上述のようにスイッチング素子Ｑ３の駆動を停止させる制御は、放電灯１の点灯状態では禁止するほうが望ましい。
【０１２７】
そこで本実施形態では制御信号Ｂが”Ｌ”レベルで出力抑制回路９による出力抑制動作を停止している間は、ＡＮＤ素子ＩＣ３の出力によって制御回路３ｂのドライブ回路３４の停止動作を行い、制御信号Ｂが”Ｈ”レベルで出力抑制回路９による出力抑制動作を有効にしてからＡＮＤ素子ＩＣ３の出力を”Ｌ”として、コンパレータＣｏｍｐ２の出力信号による制御回路３ｂのドライブ回路３４の停止動作を禁止するマスク動作を行っている。
【０１２８】
（実施形態１４）
図２１に本実施形態の周波数設定回路３１の構成を示し、その構成は実施形態９と同様であって、コンデンサＣｏｓｃに発生する三角波波形（図２２（ｃ））と同じ周期Ｔｏｓｃの矩形波信号がコンパレータＣｏｍｐ１００の出力端に出力される（図２２（ｄ））。本実施形態では、このコンパレータＣｏｍｐ１００の出力信号をＴフリップフロップＦＦ４へ入力し、その出力をドライブ回路３２へ出力している。したがって、図２２のタイミングチャートに示すように、予熱回路４への印加電圧（図２２（ｅ））の周期Ｔｏｓｃ’は、インバータ回路２の動作周期と同じであり、コンデンサＣｏｓｃに発生する三角波信号の周期Ｔｏｓｃの２倍、すなわちＴｏｓｃ’＝Ｔｏｓｃ×２となる。
【０１２９】
また、予熱回路４の予熱用スイッチ素子ＳＷ１をオフする制御信号Ｃ（図２２（ａ））は、ＮＯＴ素子ＩＣ６を介してＲＳフリップフロップＦＦ３のリセット入力へ接続される。一方、ＲＳフリップフロップＦＦ３のセット入力へは、コンパレータＣｏｍｐ１００の出力信号をＮＯＴ素子ＩＣ５で反転した信号が入力される。よって、ＲＳフリップフロップＦＦ３の出力は、予熱回路４への印加電圧がＶｉｎｖから０Ｖになった時点からＴｏｓｃ／２後に”Ｈ”となり（図２２（ｂ））、ＮＯＴ素子ＩＣ１を介して予熱回路４の予熱用スイッチ素子ＳＷ１をオフする。
【０１３０】
このように予熱回路４に流れる電流（図２２（ｆ））が略０Ａとなるタイミングで、予熱用スイッチ素子ＳＷ１をオフして予熱電流抑制を開始するため、予熱回路抑制を開始する時点でのストレスはさらに低減することができる。
【０１３１】
なお、図２２（ｇ）は、放電灯１のフィラメントＦ１，Ｆ２に流れる予熱電流Ｉｆを示す。
【０１３２】
（実施形態１５）
図２３に示す本実施形態の構成、動作は実施形態１と略同様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。本実施形態では、予熱回路４に流れる電流を検出する抵抗Ｒ６を、予熱用スイッチ素子ＳＷ１に直列接続している。抵抗Ｒ６での検出信号は、コンパレータＣｏｍｐ３の非反転入力へ接続され、反転入力に接続されたしきい値Ｖｔｈ５と比較される。コンパレータＣｏｍｐ３の出力信号はＲＳフリップフロップＦＦ３のセット入力に接続される。ＲＳフリップフロップＦＦ３のリセット入力には制御回路３ａのタイマ回路３０から出力される制御信号ＣをＮＯＴ素子ＩＣ６で反転した信号が接続される。
【０１３３】
ここで、ＲＳフリップフロップＦＦ３はリセット優先であり、予熱用スイッチ素子ＳＷ１をオン・オフする制御信号Ｃ＝”Ｌ”、すなわちリセット信号＝”Ｈ”のときには、ＲＳフリップフロップＦＦ３の出力は”Ｌ”を維持して、予熱回路４の予熱用スイッチ素子ＳＷ１はオンとなっている。
【０１３４】
そして、時間ｔ３（図２参照）で制御信号Ｃ＝”Ｈ”になると、ＲＳフリップフロップＦＦ３のリセット信号＝”Ｌ”となる。このとき予熱回路４を流れる電流波形に比例した信号が抵抗Ｒ６に発生しており、コンパレータＣｏｍｐ３でしきい値Ｖｔｈ５と比較されて、予熱回路４を流れる電流が所定レベルより高くなると、コンパレータＣｏｍｐ３の出力＝”Ｈ”、すなわちＲＳフリップフロップＦＦ３のセット信号が”Ｈ”に立ち上がり、ＲＳフリップフロップＦＦ３の出力も”Ｈ”となる。したがって予熱回路４の予熱用スイッチ素子ＳＷ１はオフとなる。
【０１３５】
また上記しきい値Ｖｔｈ５のレベルを０Ｖに近い低いレベルに設定することによって、予熱回路４に流れる電流が略０Ａのタイミングで予熱用スイッチ素子ＳＷ１をオフすることができるため、前述の予熱回路抑制を開始する時点でのストレスは実施形態１、及び実施形態１４に比べさらに低減することができる。
【０１３６】
（実施形態１６）
実施形態１〜１５で説明したいずれかの放電灯点灯装置を具備した照明器具の構成を図２４に示し、器具本体５０の下面には反射板５２を設け、反射板５２の両端にランプソケット５１を各々設けて、ランプソケット５１には放電灯１が装着されている。器具本体５０内部には放電灯点灯装置５４が配置され、配線５３で放電灯１に接続されている。
【０１３７】
そして実施形態２で示すような直流電源回路Ｅとして昇圧チョッパ回路を用いた放電灯点灯装置５４を用いた場合、複数の交流電源を各々入力したときにも直流電源回路Ｅの出力電圧が略一定となるよう制御されるため、複数の交流電源電圧を定格電圧とする照明器具を実現することができる。
【０１３８】
さらに主に実施形態８で示すような放電灯点灯装置５４を用いた場合は、例えば、４フィートの長さを持つ放電灯１（蛍光ランプ）としてＦＨＦ３２，ＦＬ４０Ｓ，ＦＬ４０ＳＳ／３７，ＦＬＲ４０Ｓ／３６等の定格光出力時の電気特性が互いに異なる複数のランプを同じ照明器具に装着して使用することができる。
【０１３９】
また、形状が互いに異なる複数のランプを同じ照明器具に装着して使用することも可能である。
【０１４０】
【発明の効果】
請求項１の発明によれば、予熱回路による予熱電流抑制動作の開始を点灯状態に移行する前の始動状態に行っているため、回路効率に優れるとともに、簡単な構成で予熱回路のストレスを低減することができるという効果がある。さらに予熱回路を構成する部品の小型化を図ることができ、予熱回路を構成する予熱用スイッチ要素へ駆動信号を供給する電流供給能力も低減することができる。
【０１４１】
請求項２の発明によれば、直流電源回路の出力を安定させることができるので、交流電源の変動に関わらず、より安定した予熱電流供給及び始動電圧印加を行うことができ、比較的低い始動電圧とすることができる。よって始動状態でのインバータ回路２の動作周波数を高くすることができ、予熱回路に流れる予熱電流のピーク値を比較的低めに抑えることができるため、予熱回路４を構成する部品の小型化を図ることができるという効果がある。
【０１４２】
請求項３の発明によれば、予熱電流の供給中は、異常による出力抑制動作を禁止し、予熱電流の抑制開始後に異状による出力抑制動作を行うため、放電灯の始動性を損なうことがないという効果がある。
【０１４３】
請求項４の発明によれば、予熱回路を簡単な回路構成により実現できるという効果がある。
【０１４４】
請求項５の発明によれば、コンデンサの充電統性を利用して予熱用スイッチ要素をＭＯＳＦＥＴのみで構成でき、そのため簡単で且つ安価に予熱回路を実現できるという効果がある。
【０１４５】
請求項６の発明によれば、制御回路を１チップに集積化する際に集積回路のチップ面積の小型化を図ることができ、安価な放電灯点灯装置を提供することができるという効果がある。
【０１４６】
請求項７の発明によれば、インバータ回路に対してスイッチング電流を検出して動作周波数を調整することで、出力電流を調整するフィードバック制御を行う場合に、予熱電流供給中はフィードバック制御を禁止し、予熱電流抑制開始後にフィードバック制御を行うため、予熱回路の影響によって立ち消えを生じることがないという効果がある。
【０１４７】
請求項８の発明によれば、インバ−タ制御手段、フィードバック制御手段、フィードバックマスク手段の各具体回路を構成することができるという効果がある。
【０１４８】
請求項９の発明によれば、フィードバック制御を開始する時間を寿命等の異常時に出力抑制動作を開始する時間より早くすることにより、フィードバック制御を開始した直後に、放電灯の電気特性の過渡変化によって異常状態と誤判別してしまうことを防止することができるという効果がある。
【０１４９】
請求項１０の発明によれば、フィードバック制御を開始する時間を寿命等の異常時に出力抑制動作を開始する時間より遅くすることによって、放電灯異常時に予熱回路及びインバータ回路ヘ印加されるストレスを低減することができるという効果がある。
【０１５０】
請求項１１の発明によれば、フィードバック制御を開始する時間と寿命等の異常時の出力抑制動作を開始する時間とを同じにすることによって、第１の制御回路を簡単に構成することができるという効果がある。
【０１５１】
請求項１２の発明によれば、放電灯の点灯状態では直流電圧異常判別手段または直流出力抑制手段の動作を禁止することができるという効果がある。
【０１５２】
請求項１３の発明によれば、予熱回路が予熱電流抑制を開始する時点に予熱用スイッチ要素に印加されるストレスを低減することができるという効果がある。
【０１５３】
請求項１４の発明によれば、予熱回路が予熱電流抑制を開始する時点に予熱用スイッチ要素に印加されるストレスをさらに低減することができるという効果がある。
【０１５４】
請求項１５の発明によれば、装置の小型化を図ることができるという効果がある。
【０１５５】
請求項１６の発明によれば、放電灯点灯装置としての汎用性を向上させることができるという効果がある。
【０１５６】
請求項１７の発明によれば、請求項１６と同様の効果を奏する照明器具を提供することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１の構成を示す図である。
【図２】（ａ）〜（ｊ）同上のタイミングチャートを示す図である。
【図３】同上の周波数特性を示す図である。
【図４】本発明の実施形態２の構成を示す図である。
【図５】本発明の実施形態３の構成を示す図である。
【図６】（ａ）〜（ｈ）同上のタイミングチャートを示す図である。
【図７】本発明の実施形態４の構成を示す図である。
【図８】本発明の実施形態５の構成を示す図である。
【図９】本発明の実施形態６の予熱回路の構成を示す図である。
【図１０】本発明の実施形態７の構成を示す図である。
【図１１】同上のドライブ回路の構成を示す図である。
【図１２】（ａ）〜（ｋ）同上のタイミングチャートを示す図である。
【図１３】同上のドライブ電流比とスイッチング電流のピーク値との関係を示す図である。
【図１４】本発明の実施形態８の構成を示す図である。
【図１５】（ａ）〜（ｉ）同上のタイミングチャートを示す図である。
【図１６】本発明の実施形態９の周波数設定回路及び演算回路の構成を示す図である。
【図１７】本発明の実施形態１０の構成を示す図である。
【図１８】本発明の実施形態１１の構成を示す図である。
【図１９】本発明の実施形態１２の構成を示す図である。
【図２０】本発明の実施形態１３の構成を示す図である。
【図２１】本発明の実施形態１４の周波数設定回路の構成を示す図である。
【図２２】（ａ）〜（ｇ）同上のタイミングチャートを示す図である。
【図２３】本発明の実施形態１５の構成を示す図である。
【図２４】本発明の実施形態１６の照明器具の構成を示す図である。
【図２５】従来例の構成を示す図である。
【図２６】（ａ）〜（ｇ）同上のタイミングチャートを示す図である。
【図２７】（ａ）〜（ｅ）同上の予熱回路のタイミングチャートを示す図である。
【図２８】同上のスナバコンデンサの充放電経路を示す図である。
【図２９】（ａ）〜（ｄ）同上のインバータ回路のタイミングチャートを示す図である。
【図３０】従来例の構成を示す図である。
【図３１】（ａ）〜（ｄ）同上のタイミングチャートを示す図である。
【符号の説明】
１ 放電灯
２ インバータ回路
３ａ 制御回路
４ 予熱回路
５ 負荷回路
３０ タイマ回路
３１ 周波数設定回路
３２ ドライブ回路
ＡＣ 交流電源
ＤＢ 整流器
Ｅ 直流電源回路
ＳＷ１ 予熱用スイッチ素子
Ｆ１，Ｆ２ フィラメント
Ｔ１ 予熱用トランス
Ａ，Ｂ，Ｃ 制御信号

Claims (17)

1. 交流電源を整流する整流器と、
   １つ以上の平滑コンデンサを具備して整流器の出力を所望の直流出力に変換する直流電源回路と、
   １つ以上のスイッチング素子を具備して該スイッチング素子をオン・オフすることで直流電源回路の出力を高周波電力に変換するインバータ回路と、
   １つ以上の共振用インダクタ、共振用コンデンサ、及び熱陰極型の放電灯を具備して、インバータ回路から供給される高周波電力の共振作用によって放電灯を点灯させる負荷回路と、
   予熱用スイッチ要素を具備して、該予熱用スイッチ要素をオンすることで放電灯のフィラメントに予熱電流を供給する予熱回路と、
   放電灯のフィラメントを先行予熱する先行予熱状態、放電灯へ始動電圧を印加する始動状態、放電灯を所定出力で点灯させる点灯状態にインバータ回路の動作を順次切り替えるインバータ動作切替時間を設定するタイマ手段、タイマ手段の出力に応じてインバータ回路のスイッチング素子のオン・オフ期間を設定するインバータ制御手段、インバータ制御手段の出力に応じてインバータ回路のスイッチング素子を駆動するドライブ手段、タイマ手段で設定したインバータ動作切替時間に応じて予熱回路の予熱動作を制御する予熱制御手段を具備した第１の制御回路とを備え、
   前記予熱制御手段は、インバータ回路の動作が先行予熱状態の全期間、及び始動状態の期間中で始動状態に切り替わってから第１の所定時間経過するまでの期間は予熱回路が放電灯のフィラメントに予熱電流を供給するように制御し、第１の所定時間経過後は予熱電流を抑制するように制御することを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 前記直流電源回路は１つ以上のスイッチング素子、インダクタを備えて該スイッチング素子をオン・オフすることで所望の直流出力に変換するもので、出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、出力電圧検出手段の検出信号を所定のしきい値と比較する誤差アンプと、誤差アンプの出力に応じて所定の出力電圧となるように直流電源回路のスイッチング素子のオン・オフ期間を設定する直流電源制御手段と、直流電源制御手段の出力に応じて直流電源回路のスイッチング素子を駆動するドライブ手段とを具備した第２の制御回路を備えることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
3. 放電灯の異常を検出する異常検出回路と、異常検出回路の検出信号から放電灯の異常を判別する放電灯異常判別手段と、異常と判別した場合に前記インバータ回路から負荷回路へ供給する電力を抑制させる放電灯出力抑制手段と、放電灯異常判別手段と放電灯出力抑制手段とのうち少なくともいずれか一方の動作を停止させる放電灯異常検出マスク手段とを備え、放電灯異常検出マスク手段は、インバータ回路の動作が先行予熱状態の全期間、及び始動状態に切り替わってから前記第１の所定時間より長い第２の所定時間経過するまでの期間はマスク動作を行い、前記第２の所定時間経過後はマスク動作を停止することを特徴とする請求項１または２記載の放電灯点灯装置。
4. 前記インバータ回路は、前記直流電源回路の出力端間に直列接続された２つのスイッチング素子を具備して、各スイッチング素子を交互にオン・オフすることで前記直流電源回路の出力を高周波電力に変換し、
   前記予熱回路は、両端にインバータ回路の高周波電圧が電源として印加される、少なくとも１つのコンデンサ、予熱用トランスの１次巻線、予熱用スイッチ要素の直列回路からなり、インバータ回路の動作が先行予熱状態の全期間、及び始動状態の期間中で始動状態に切り替わってから第１の所定時間経過するまでの期間では予熱用スイッチ要素がオンして１次巻線に通電することで予熱用トランスに設けた予熱用巻線から放電灯のフィラメントに予熱電流を供給し、第１の所定時間経過後は予熱用スイッチ要素がオフして予熱電流を抑制することを特徴とする請求項１乃至３いずれか記載の放電灯点灯装置。
5. 前記予熱用スイッチ要素はＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１乃至４いずれか記載の放電灯点灯装置。
6. 前記インバータ回路の２つのスイッチング素子のうち少なくともいずれか一方に並列接続したコンデンサからなるスナバ回路を備え、前記第１の制御回路のドライブ手段は、スイッチング素子を駆動するため電流を吐き出すソース電流能力が電流を吸い込むシンク電流能力の４０％以下であることを特徴とする請求項４または５記載の放電灯点灯装置。
7. 前記インバータ回路のスイッチング素子に流れる電流を検出するスイッチング電流検出回路を備え、前記第１の制御回路は、スイッチング電流検出回路の検出信号と基準電圧とを比較演算し、該比較演算結果に応じてインバータ回路のスイッチング素子のオン・オフ期間を可変調整するフィードバック制御手段と、フィードバック制御手段の動作を停止させるフィードバックマスク手段とを具備し、フィードバックマスク手段は、インバータ回路の動作が先行予熱状態の全期間、及び始動状態に切り替わってから第３の所定時間経過するまでの期間はマスク動作を行い、第３の所定時間経過後はマスク動作を停止するもので、第３の所定時間は前記第１の所定時間より長いことを特徴とする請求項１乃至６いずれか記載の放電灯点灯装置。
8. 前記インバ−タ制御手段は、所定の電圧を出力するバッファ回路と、タイマ手段の出力に応じてバッファ回路の出力電流を設定するインピーダンス要素と、バッファ回路の出力電流に応じて前記インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフ期間を設定する電流−周波数変換部とを具備し、
   前記フィードバック制御手段は、オペアンプと、オペアンプの出力と反転入力との間に接続される負帰還コンデンサとを具備して、抵抗を介してオペアンプの反転入力に接続された前記スイッチング電流検出回路の検出信号とオペアンプの非反転入力に接続された基準電圧との比較演算を行い、オペアンプの出力はカソードをオペアンプの出力に接続したダイオードと抵抗との直列回路を介してバッファ回路の出力に接続されており、
   前記フィードバックマスク手段は、マスク動作中にオペアンプの出力電圧をバッファ回路の出力電圧より高くするもので、インバータ回路の動作が点灯状態に切り替わるまでにマスク動作を停止することを特徴とする請求項７記載の放電灯点灯装置。
9. 前記放電灯異常検出マスク手段は、前記インバータ回路の動作が点灯状態に切り替わるまでにマスク動作を停止し、前記フィードバックマスク手段は、放電灯異常検出マスク手段の停止時間までにマスク動作を停止することを特徴とする請求項７または８記載の放電灯点灯装置。
10. 前記フィードバックマスク手段は、前記インバータ回路の動作が点灯状態に切り替わるまでにマスク動作を停止し、前記放電灯異常検出マスク手段は、フィードバックマスク手段の停止時間までにマスク動作を停止することを特徴とする請求項７または８記載の放電灯点灯装置。
11. 前記フィードバックマスク手段及び前記放電灯異常検出マスク手段は、前記インバータ回路の動作が点灯状態に切り替わるときにマスク動作を停止することを特徴とする請求項７または８記載の放電灯点灯装置。
12. 前記第２の制御回路は、前記誤差アンプの出力電圧から前記直流電源回路の出力電圧がしきい値より高いことを判別する直流電圧異常判別手段と、出力電圧がしきい値より高いと判別した場合に前記直流電源制御手段の動作を停止させる直流出力抑制手段と、直流電圧異常判別手段と直流出力抑制手段とのうち少なくともいずれか一方の動作を停止させる直流電圧異常検出マスク手段とを具備し、前記放電灯異常検出マスク手段がマスク動作を停止した後、直流電圧異常検出マスク手段がマスク動作を行うことを特徴とする請求項３乃至１１いずれか記載の放電灯点灯装置。
13. 前記予熱回路の予熱用スイッチ要素は、始動状態の期間中で始動状態に切り替わってから第１の所定時間経過した後に、前記インバータ制御手段がインバータ回路のスイッチング素子の動作周波数を設定するために生成する周波数信号に同期した所定の位相でオフすることを特徴とする請求項１乃至１２いずれか記載の放電灯点灯装置。
14. 前記予熱回路は、前記予熱用スイッチ要素に流れる電流を検出する予熱電流検出手段を具備し、予熱用スイッチ要素は、始動状態の期間中で始動状態に切り替わってから第１の所定時間経過後、予熱電流検出手段の検出値が略０のときにオフすることを特徴とする請求項１乃至１２いずれか記載の放電灯点灯装置。
15. 前記第１の制御回路、及び前記第２の制御回路は、１チップに集積化した制御用集積回路であることを特徴とする請求項２乃至１４いずれか記載の放電灯点灯装置。
16. 形状、または定格光出力時の電気特性が互いに異なる２種類以上の放電灯を適合とし、交流電源は少なくとも１００Ｖ及び２００Ｖを含む２種類以上の電圧を定格電圧とすることを特徴とする請求項１乃至１５いずれか記載の放電灯点灯装置。
17. 請求項１乃至１６いずれか記載の放電灯点灯装置を用いたことを特徴とする照明器具。

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