JPH11168881A - Ｄｃーｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 簡単な構成で、スイッチ手段に加わる電圧ス
トレスを下げることができるＤＣーＤＣコンバータを提
供する。 【解決手段】 スイッチ手段３はトランス２の第１の巻
線Ｎｐを通して供給される直流電圧Ｖｉｎをスイッチン
グする。出力回路４において、コンデンサ４１は一端が
第２の巻線Ｎｓの一端に接続され、第１のダイオード４
２は、一端がコンデンサ４１の他端に接続され、他端が
トランス２の第２の巻線Ｎｓの他端側に導かれている。
第１のダイオード４２はスイッチ手段３の閉動作時にコ
ンデンサ４１に充電電流を流す。更に、第２のダイオー
ド４３は、第１のダイオード４１に接続され、スイッチ
手段３の開状態時に、トランス２の第２の巻線Ｎｓから
コンデンサ４１を通して、平滑コンデンサ４４に充電電
流を流す。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上に利用分野】本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ
に関する。

【０００２】

【従来技術】ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、主スイッ
チ手段に加わる電圧をクランプし、主スイッチ手段に加
わる電圧ストレスを軽減する技術は、例えば、U.S.Pat.
No.4,441,146号に開示されている。この先行技術文献に
開示されたアクティブ出力回路は、直流入力端子の両端
の間に、トランスと主スイッチ手段とを挿入し、トラン
スの２次側にはクランプ用コンデンサと補助スイッチ手
段との直列回路を、並列に接続してある。主スイッチ手
段が開状態にあるときに、補助スイッチ手段を閉状態と
することによって、主スイッチ手段に加わる電圧を、コ
ンデンサによってクランプでき、主スイッチの電圧スト
レスを軽減できる。

【０００３】上述した文献で代表される従来技術の問題
点は、主スイッチ手段と補助スイッチ手段の２つのスイ
ッチ手段を必要とするため、回路構成が複雑になるこ
と、主スイッチ手段と補助スイッチ手段とを交互に閉動
作させる時に、同時に閉状態とならないようにする必要
があるため、制御及びドライブ回路が複雑となることで
ある。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、簡単
な構成で、スイッチ手段に加わる電圧ストレスを下げる
ことができるＤＣーＤＣコンバータを提供することであ
る。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明に係るＤＣーＤＣコンバータは、トランス
と、スイッチ手段と、出力回路とを含む。前記トランス
は、第１の巻線と、第２の巻線とを含んでおり、前記ス
イッチ手段は、前記第１の巻線に直列に接続され、前記
第１の巻線を通して供給される直流電圧をスイッチング
する。

【０００６】前記出力回路は、コンデンサと、第１のダ
イオードと、第２のダイオードと、平滑コンデンサとを
含んでいる。前記コンデンサは、一端が前記第２の巻線
の一端に接続されている。前記第１のダイオードは、一
端が前記コンデンサの他端に接続され、他端が前記トラ
ンスの前記第２の巻線の他端側に導かれ、前記スイッチ
手段の閉動作時に前記コンデンサに充電電流を流すよう
に方向付けられている。

【０００７】前記第２のダイオードは、前記第１のダイ
オードに接続され、前記スイッチ手段の開状態時に、前
記トランスの前記第２の巻線から前記コンデンサを通し
て、前記平滑用コンデンサに充電電流を流すように方向
付けられている。前記平滑コンデンサは、直流出力端子
間に接続されている。

【０００８】本発明に係るＤＣーＤＣコンバータにおい
て、スイッチ手段は、トランスに備えられた第１の巻線
に直列に接続され、第１の巻線を通して供給される直流
電圧をスイッチングする。スイッチング出力は、トラン
スの第１の巻線から第２の巻線に伝送される。

【０００９】トランスの第２の巻線には、出力回路が備
えられている。出力回路はコンデンサと、第１のダイオ
ードとを含んでいる。コンデンサは、一端が第２の巻線
の一端に接続されている。第１のダイオードは、一端が
コンデンサの他端に接続され、他端がトランスの第２の
巻線の他端側に導かれている。この第１のダイオード
は、スイッチ手段の閉動作時にコンデンサに充電電流を
流すように方向付けられている。従って、スイッチ手段
が閉動作をした時、直流電源からトランスの第１の巻線
及び第２の巻線を通してコンデンサに充電電流が流れ
る。コンデンサの容量値を十分に大きくすることによ
り、コンデンサの端子電圧はほぼ一定となり、２次側換
算した直流電源の電圧値となる。

【００１０】スイッチ手段の閉動作時に、直流電源から
トランスの第１の巻線及び第２の巻線を通してコンデン
サに充電電流が流れ、それによって、コンデンサに静電
エネルギーが蓄積されると同時に、トランスのコアに磁
気エネルギーが蓄積される。

【００１１】更に、出力回路は第２のダイオードを含ん
でいる。第２のダイオードは、第１のダイオードに接続
され、スイッチ手段の開状態時に、トランスの第２の巻
線からコンデンサを通して、平滑用コンデンサに充電電
流を流すように方向付けられている。従って、スイッチ
手段の開状態時に、トランスの第２の巻線からコンデン
サを通して平滑用コンデンサに充電電流が流れる。平滑
用コンデンサは、直流出力端子間に接続されているか
ら、平滑用コンデンサの端子電圧を、直流出力電圧とし
て、直流出力端子間に接続された負荷に供給することが
できる。

【００１２】スイッチ手段の開状態において、スイッチ
手段の閉期間中にトランスに蓄えられた磁気エネルギー
とコンデンサに蓄えられた静電エネルギーが、第２のダ
イオードを通して出力に供給される。

【００１３】スイッチ手段が開状態となった時、トラン
スの第２の巻線に発生する電圧は、直流出力電圧からコ
ンデンサの端子電圧を引いた値にクランプされる。スイ
ッチ手段の両端には、直流電源の電圧値に、第２の巻線
に生じるクランプ電圧（２次側クランプ電圧）をトラン
スの１次側に換算した電圧（１次側換算クランプ電圧）
を加えた値が発生する。一次側換算クランプ電圧は、ト
ランスの第２の巻線と第１の巻線との巻き数比によって
定まる。従って、巻き数比を適切に選定することによ
り、スイッチ手段に加わる電圧を低下させ、電圧ストレ
スを軽減することができる。

【００１４】上述にように、本発明によれば、スイッチ
手段の開期間において、スイッチ手段の両端に発生する
電圧をクランプできる。このクランプ電圧は、入力の直
流電源が変動しても、ほぼ一定となる。これにより、耐
圧の小さなスイッチ手段を使用でき、閉状態における抵
抗値の小さいスイッチ手段を使用できる。

【００１５】本発明の他の態様においては、コンデンサ
と第１のダイオードが作るループ内にインダクタを挿入
することがある。スイッチ手段の閉状態において直流電
源から前記トランスを通して該コンデンサに流れる充電
電流が共振し、トランスに流れる電流波形が滑らかにな
る。これよって、トランスの巻線で発生する表皮効果に
よる銅損が低減できる。インダクタの代わりにトランス
の漏れインダクタを使用することも可能である。

【００１６】本発明の他の目的、構成及び利点について
は、添付図面を参照して更に詳しく説明する。添付図面
は、単なる例を示すものに過ぎない。

【００１７】

【発明の実施の形態】図１は本発明に係るＤＣーＤＣコ
ンバータの電気回路図である。図を参照すると、本発明
に係るＤＣーＤＣコンバータは、トランス２と、スイッ
チ手段３と、出力回路４とを含む。参照符号１は直流電
源であり、本発明に係るＤＣーＤＣコンバータに対し直
流電圧Ｖｉｎを供給する。直流電源１は交流電源から整
流平滑された電源またはバッテリ等である。直流電圧Ｖ
ｉｎは入力端子７、８に供給される。

【００１８】トランス２は、第１の巻線Ｎｐと、第２の
巻線Ｎｓとを含んでいる。スイッチ手段３は、第１の巻
線Ｎｐに直列に接続され、第１の巻線Ｎｐを通して供給
される直流電圧Ｖｉｎをスイッチングする。スイッチ手
段３は、一般には、ＦＥＴ等の３端子スイッチ素子によ
って構成される。スイッチ手段３は、制御回路６から供
給される制御信号によってスイッチング動作が制御され
る。スイッチ手段３の制御は、一般には、パルス幅変調
制御（ＰＷＭ制御）方式によって行なわれる。制御回路
６は出力端子９、１０に現れる直流出力電圧Ｖｏを監視
し、直流出力電圧Ｖｏが一定となるような電圧安定化制
御を、スイッチ手段３に与える。そのほか、過電流制御
等も与える。

【００１９】出力回路４は、コンデンサ４１と、第１の
ダイオード４２とを含む。コンデンサ４１は、一端が第
２の巻線Ｎｓの一端に接続されている。第１のダイオー
ド４２は、一端がコンデンサ４１の他端に接続され、他
端がトランス２の第２の巻線Ｎｓの他端側に導かれてい
る。この第１のダイオード４２は、スイッチ手段３の閉
動作時にコンデンサ４１に充電電流を流すように方向付
けられている。

【００２０】出力回路４は、更に、第２のダイオード４
３と、平滑コンデンサ４４とを含んでいる。第２のダイ
オード４３は、第１のダイオード４１のカソード（また
はアノード）に接続され、スイッチ手段３の開状態時
に、トランス２の第２の巻線Ｎｓからコンデンサ４１を
通して、平滑コンデンサ４４に充電電流を流すように方
向付けられている。平滑コンデンサ４４は、直流出力端
子９ー１０の間に接続されている。

【００２１】図２は図１に示したＤＣーＤＣコンバータ
の各部における電圧波形を示している。図２（ａ）はス
イッチ手段３の両端に現れる電圧Ｖｓｗの波形、図２
（ｂ）は第１のダイオード４２の両端に加わる電圧ＶＤ
１の波形、図２（ｃ）は第２のダイオード４３の両端に
加わる電圧ＶＤ２の波形、図２（ｄ）はコンデンサ４１
の端子電圧Ｖｃの波形である。次に、図２の波形図を参
照しながら、図１に示したＤＣーＤＣコンバータの動作
を説明する。

【００２２】まず、本発明に係るＤＣーＤＣコンバータ
において、スイッチ手段３は、トランス２に備えられた
第１の巻線Ｎｐに直列に接続され、第１の巻線Ｎｐを通
して供給される直流電圧をスイッチングする。スイッチ
ング出力は、トランス２の第１の巻線Ｎｐから第２の巻
線Ｎｓに伝送される。

【００２３】トランス２の第２の巻線Ｎｓには、出力回
路４が備えられている。出力回路４は、コンデンサ４１
と、第１のダイオード４２とを含んでいる。コンデンサ
４１は、一端が第２の巻線Ｎｓの一端に接続されてい
る。第１のダイオード４２は、一端がコンデンサ４１の
他端に接続され、他端がトランス２の第２の巻線Ｎｓの
他端側に導かれている。この第１のダイオード４２は、
スイッチ手段３が閉動作をしている時に、コンデンサ４
１に充電電流Ｉｃを流すように方向付けられている。従
って、スイッチ手段３が閉動作をしているｔ０〜ｔ１時
（図２参照）の期間に、直流電源１からトランス２の第
１の巻線Ｎｐ及び第２の巻線Ｎｓを通し、更に、第１の
ダイオード４２を通して、コンデンサ４１に充電電流Ｉ
ｃ（図１参照）が流れる。コンデンサ４１の容量値を十
分に大きくすることにより、コンデンサ４１の端子電圧
Ｖｃはほぼ一定（図２（ｄ）参照）となり、２次側換算
した直流電源１の電圧値となる。

【００２４】スイッチ手段３が閉動作をしているｔ０〜
ｔ１時には、直流電源１からトランス２の第１の巻線Ｎ
ｐ及び第２の巻線Ｎｓを通してコンデンサ４１に充電電
流が流れ、それによって、コンデンサ４１に静電エネル
ギーが蓄積されると同時に、トランス２のコアに磁気エ
ネルギーが蓄積される。

【００２５】更に、出力回路４を構成する第２のダイオ
ード４３は、第１のダイオード４１のカソード（または
アノード）に接続され、スイッチ手段３が開状態となる
時に、トランス２の第２の巻線Ｎｓからコンデンサ４１
を通して、平滑コンデンサ４４に充電電流を流すように
方向付けられている。従って、スイッチ手段３が開状態
となっているｔ１〜ｔ２時（図２参照）の期間に、トラ
ンス２の第２の巻線Ｎｓからコンデンサ４１を通して平
滑コンデンサ４４に充電電流が流れる。平滑コンデンサ
４４は、直流出力端子９ー１０間に接続されているか
ら、平滑コンデンサ４４の端子電圧が、直流出力電圧Ｖ
ｏとして、直流出力端子９ー１０間に接続された負荷５
に供給される。

【００２６】スイッチ手段３の開状態（図２のｔ１〜ｔ
３時）において、スイッチ手段３の閉期間中にトランス
２に蓄えられた磁気エネルギーと、コンデンサ４１に蓄
えられた静電エネルギーが、第２のダイオード４３を通
して、負荷５に供給される。

【００２７】スイッチ手段３が開状態となった時、トラ
ンス２の第２の巻線Ｎｓに発生する電圧ＶＦは、直流出
力電圧Ｖｏから、コンデンサ４１の端子電圧Ｖｃを引い
た値にクランプされる。スイッチ手段３の両端には、直
流電源１から供給される直流電圧Ｖｉｎと、第２の巻線
Ｎｓに生じるクランプ電圧（２次側クランプ電圧）を１
次側換算した電圧（１次側換算クランプ電圧）とを加え
た電圧Ｖｓｗが発生する。一次側換算クランプ電圧は、
トランス２の第２の巻線Ｎｓと第１の巻線Ｎｐとの巻き
数比によってほぼ定まる。即ち、スイッチ手段３に加わ
る電圧Ｖｓｗは、 Ｖｓｗ＝（Ｎｐ／Ｎｓ）Ｖｏ 但し、 Ｖｏ：直流出力電圧 Ｎｐ：トランス２の第１の巻線の巻数 Ｎｓ：トランス２の第２の巻線の巻数 となる。

【００２８】上記式から明らかなように、巻数比（Ｎｐ
／Ｎｓ）を適切に選定することにより、スイッチ手段３
に加わる電圧Ｖｓｗを低下させ、電圧ストレスを軽減す
ることができる。また、スイッチ手段３に加わる電圧ス
トレスを軽減することによって、従来と比べて、導通時
の抵抗値の小さいスイッチ手段３を使用でき、スイッチ
手段３の導通期間に発生する損失を従来と比べて減らす
ことができる。

【００２９】図３は本発明に係るＤＣーＤＣコンバータ
の別の実施例を示す図である。図において、図１と同一
の構成部分については、同一の参照符号を付してある。
この実施例の特徴は、コンデンサ４１と第１のダイオー
ド４２が作るループ内にインダクタ１１を挿入したこと
である。このような回路構成によれば、インダクタ１１
とコンデンサ４１とにより形成される直列共振により、
流れる電流波形はサイン波形となる。よって、スイッチ
手段３に流れる電流波形は、鋸波となるトランス２の励
磁電流と、コンデンサ４１に流れ込む共振電流とを重畳
した形となる。このため、トランス２に流れる電流波形
の高周波成分が減り、高周波成分の表皮効果に起因する
銅損を減らすことができる。また、ノイズの発生を少な
くすることができる。

【００３０】また、実際のトランス２には１次側と２次
側に漏れインダクタが存在するので、インダクタ１１を
挿入する代わりに、漏れインダクタを利用することもで
きる。

【００３１】

【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、簡
単な構成で、スイッチ手段に加わる電圧ストレスを下げ
得るＤＣーＤＣコンバータを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路
図である。

【図２】図１に示したＤＣーＤＣコンバータの各部にお
ける電圧波形を示している。

【図３】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの別の実施
例を示す電気回路図である。

【符号の説明】

１ 直流電源 ２ トランス ３ スイッチ手段 ４ 出力回路 ４１ コンデンサ ４２ 第１のダイオード ４３ 第２のダイオード ４４ 平滑コンデンサ ５ 負荷

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 トランスと、スイッチ手段と、出力回路
   とを含むＤＣーＤＣコンバータであって、 前記トランスは、第１の巻線と、第２の巻線とを含んで
   おり、 前記スイッチ手段は、前記第１の巻線に直列に接続さ
   れ、前記第１の巻線を通して供給される直流電圧をスイ
   ッチングし、 前記出力回路は、コンデンサと、第１のダイオードと、
   第２のダイオードと、平滑コンデンサとを含んでおり、 前記コンデンサは、一端が前記第２の巻線の一端に接続
   されており、 前記第１のダイオードは、一端が前記コンデンサの他端
   に接続され、他端が前記トランスの前記第２の巻線の他
   端側に導かれ、前記スイッチ手段の閉動作時に前記コン
   デンサに充電電流を流すように方向付けられており、 前記第２のダイオードは、前記第１のダイオードに接続
   され、前記スイッチ手段の開状態時に、前記トランスの
   前記第２の巻線から前記コンデンサを通して、前記平滑
   用コンデンサに充電電流を流すように方向付けられてお
   り、 前記平滑コンデンサは、直流出力端子間に接続されてい
   るＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 【請求項２】 請求項１に記載されたＤＣ−ＤＣコンバ
   ータであって、 更に、インダクタを含み、前記インダクタは、前記コン
   デンサ、前記第１のダイオード及び前記第２の巻線を巡
   る回路ループ内に挿入されているＤＣ−ＤＣコンバー
   タ。