JPH11318082A - 高調波抑制スイッチング電源 - Google Patents

高調波抑制スイッチング電源

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JPH11318082A
JPH11318082A JP11055654A JP5565499A JPH11318082A JP H11318082 A JPH11318082 A JP H11318082A JP 11055654 A JP11055654 A JP 11055654A JP 5565499 A JP5565499 A JP 5565499A JP H11318082 A JPH11318082 A JP H11318082A
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voltage
power supply
switching
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JP11055654A
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Rene Twardzik
トワルトチーク レネ
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Osram GmbH
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Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
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Abstract

(57)【要約】 【課題】昇圧された安定化直流電圧を供給するスイッチ
ング電源を提供する。 【解決手段】整流回路Ｄ1〜Ｄ4と、充電チョークＬ1
と、制御ユニット2によって制御され整流器の出力に並
列接続されるスイッチングパスを持つスイッチＶ1と、
スイッチのスイッチングパスに並列接続されている電荷
蓄積装置Ｄ５、Ｃ１、Ｃ２、Ｄ６とから形成される。電
荷蓄積装置Ｄ５、Ｃ１、Ｃ２、Ｄ６は充電ダイオードＤ
５、Ｄ６と整流回路の中性導体端子に共通接続点が接続
された二つの蓄積コンデンサＣ１、Ｃ２との直列回路を
有する。充電チョークＬ１は、交流電源電圧Ｕと整流回
路との間の高電位Ｌ側の電力線経路に配置され、制御ユ
ニット用の状態制御信号をそれから取出すために、充電
チョークの瞬時充電状態をフローティング評価するため
の信号評価ユニット３が接続される補助巻線Ｌ１ｓを有
する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、請求項1の前文に
係る高調波の発生が制限されたスイッチング電源に関す
る。
【０００２】この種のスイッチング電源は、複数の用途
に広く使用されており、スイッチング電源によってそれ
ぞれの用途に供給される直流電源がエネルギーを供給す
る交流電源電圧の尖頭値を超える直流電圧を必要とする
とき、特に有利である。
【０００３】
【従来の技術】米国特許第５７０５８９５号明細書は、
このような用途に関して設計されたスイッチング電源の
完全に典型的な例を開示している。この明細書は、一つ
または複数の蛍光燈を動作させる電子式安定器について
記述している。ここに開示された電子式安定器用スイッ
チング電源は入力回路として整流ブリッジを有し、交流
電源電圧がその入力側に供給される。整流ブリッジは、
その出力の高圧側において、充電チョークへ脈動する直
流電圧を供給し、順方向に設置された充電ダイオードを
介して蓄積コンデンサに接続される。前記蓄積コンデン
サの第二の端子は整流ブリッジ出力の低圧側に接続され
ている。蓄積コンデンサの二つの端子において、安定化
され平滑化された直流電圧が接続された電子安定器に供
給電圧として出力される。整流ブリッジから供給される
脈動する直流電圧と比較してこの安定化直流電圧の電位
を昇圧するために、電力トランジスタで構成したスイッ
チが充電ダイオードと蓄積コンデンサとの配列にさらに
並列に接続されている。
【０００４】この種の回路は交流電源電圧の瞬時値と蓄
積コンデンサの両端直流電圧との間の電圧差を埋めるよ
うに働く。即ち電力トランジスタが活性化されスイッチ
が閉じられると、充電チョークを流れる電流は直線的に
上昇する。所定の終端値に達した時電力トランジスタが
ターンオフすることによってスイッチが開かれると、こ
の蓄積コンデンサの両端電圧が整流ブリッジの出力の整
流した電源電圧より大きいと仮定しても、電流は蓄積コ
ンデンサに放電される。この放電電流が次にゼロになる
とき、電力トランジスタは再び活性化され、換言すれば
スイッチは閉じられ、上述のプロセスが繰り返される結
果となる。スイッチングサイクルは電源周波数の倍数で
進行し、充電チョークを通して流れる電流のレベルに対
する設定値に整流ブリッジの出力の脈動する直流電圧の
瞬時値が一致すると、電力トランジスタが切り換えら
れ、換言すれば非活性化される。
【０００５】安定化昇圧コンバータを有するスイッチン
グ電源のこのような構成は、スイッチング電源の出力の
安定化直流電圧のレベルが供給交流電源電圧と比較して
余り大きくないとき、特に好都合である。しかしスイッ
チング電圧の出力電圧との差が大きくなると、昇圧コン
バータの機能を決定するスイッチング電源の要素の容積
がより大きくなり、寸法がより問題になる。
【０００６】このことは、米国特許第５３６３１０９号
明細書が教示しているように既に実現されている。この
明細書は高調波の発生が制限されたスイッチング電源形
式の電源を開示しており、その電源では、一定のかなり
昇圧された安定化直流電圧が種々の尖頭値を有する複数
の供給交流電源電圧からも作られている。この明細書で
開示された可調節スイッチング電源の複数の実施形態
は、寸法に対する影響が大きく昇圧コンバータの機能を
主として決定する要素の数を倍にするという基本的概念
を共通にしている。上述した従来技術と比較すると、米
国特許第５３６３１０９号明細書において開示されたス
イッチング電源の場合には、スイッチング電源の出力に
位置する蓄積コンデンサは、二つの同一コンデンサの直
列回路で置き換えられ、それぞれの両端には整流出力電
圧の半分の電圧しか印加されない。同様の方法で、昇圧
コンバータのスイッチを実現する唯一つの電力トランジ
スタは二つのトランジスタの直列回路で置換され、最終
的には、充電チョークも二つのチョークに分割される。
しかし、この回路設計は二つの蓄積コンデンサと二つの
スイッチングトランジスタの間の接続点をそれぞれ整流
ブリッジの中性導体入力に接続することを必要とする。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、可調節
昇圧コンバータは、調節を実施できるように、換言すれ
ば、昇圧コンバータのスイッチを適当な時点でオンオフ
するするために、スイッチング電源自体の瞬時動作状態
についての情報をいずれにしても必要とする。これは、
充電チョークを流れる電流、整流ブリッジによって供給
される整流された交流電源電圧、並びにスイッチング電
源の出力における安定化直流電圧の瞬時値についての情
報に関する。例えば始めに引用した米国特許第５７０５
８９５号明細書に記載されているように安定化昇圧コン
バータ付きの従来のスイッチング電源の場合は、この情
報は、整流ブリッジの下流の回路構成に配置されたスイ
ッチング電源要素においてその都度検出され、取出され
ている。例えば、通常整流ブリッジ出力への戻り線の低
電位側の電位である共通基準電位に対してこれら全ての
信号を参照することが可能である。しかしながら、米国
特許第５３６３１０９号明細書において開示された解決
は、スイッチング電源において、昇圧コンバータを調節
するために必要な瞬時動作状態についての情報を検出す
る問題がどのように変更された回路設計の場合に解決さ
れるかについて開示していない。
【０００８】本発明の課題は、始めに述べた種類のスイ
ッチング電源に対するもっと進んだ実施形態を提供する
ことにある。この実施形体はプロセス中に作り出される
安定化直流電圧が供給交流電源電圧の尖頭値の少なくと
も二倍高いときでさえ、安定な調節回路を使用してコス
トの安い部品で低損失の交流直流変換を可能とするもの
でなければならない。
【０００９】
【課題を解決するための手段】冒頭に述べた種類のスイ
ッチング電源において、この課題は本発明によれば請求
項１の特徴部分に記載した手段によって解決される。
【００１０】この解決方法においては、ほぼバイナリ情
報として、昇圧コンバータのスイッチの開閉状態に関す
る情報のみがスイッチそれ自体において直接検出され
る。スイッチング電源の瞬時動作状態に関する、特にア
ナログ信号として検出されるべき他の全ての情報は、そ
の都度交流電源電圧とスイッチング電源の整流ブリッジ
との間に接続された充電チョークの補助巻線を介して取
出される。信号評価ユニットは一定の参照大地電位に置
かれているので、このユニットにフローティング方法で
供給される全てのアナログ状態信号は同一の参照大地電
位に対して参照される。このようにして、状態信号は信
号評価ユニットの回路において確実に、同時に回路技術
的に簡単な方法で解析され、可調節昇圧コンバータの従
来の制御ユニット中の入力信号として処理できる信号に
変換される。この解決方法は、一方では、スイッチング
電源の直流出力電圧と供給交流電源電圧の尖頭値との間
に比較的大きい差がある上述の境界条件の下で、低価格
部品を持つスイッチング電源を実現することと同時に、
簡単な手段を使用しながら非常に安定な昇圧コンバータ
に対応する調節回路を構成することを可能にする。
【００１１】
【発明の実施の形態】本発明の実施例を以下に図面を参
照してさらに詳細に説明する。
【００１２】図1は三つの機能ブロックに分かれてい
る、ディスクリート回路のスイッチング電源１と、制御
ユニット２と信号評価ユニット３とを示している。スイ
ッチング電源１の入力側は相と中性導体とがそれぞれL
およびNと示されている交流電源電圧Uに接続されてい
る。充電チョークL１は、交流電源電圧Uの相Lに接続さ
れ、充電チョークが一次巻線L１ｐに加えて、同一極性
に巻かれた補助巻線L１ｓを有している。この補助巻線L
１ｓの端子は信号評価ユニット３の信号入力Ｉｎｐ１と
Ｉｎｐ２とに接続されている。さらに図３および４に基
づいて後述するように、信号評価ユニット３にはスイチ
ング電源１の瞬時適動作状態に関する情報が導かれる。
【００１３】四つのダイオードＤ１〜Ｄ４のブリッジ回
路から成る整流装置のブリッジ入力に充電チョークＬ１
の一次巻線Ｌ１ｐの第二の端子が接続されている。この
整流装置の第二のブリッジ入力は交流電源電圧Ｕの中性
導体Ｎに接続されている。従って、整流された脈動する
電源電圧Ｕｇは整流装置Ｄ１〜Ｄ４の二つの出力側端子
に現われ、整流装置Ｄ１〜Ｄ４の出力側端子の低電位側
はスイッチング電源１の参照電位を形成する電位にあ
る。整流装置Ｄ１〜Ｄ４のこれらの出力側端子に接続さ
れているのは、二つのそれぞれ順方向に接続された充電
ダイオードＤ５、Ｄ６と、二つの蓄積コンデンサとで形
成された電荷蓄積装置である。この場合、相互に直列に
接続されている蓄積コンデンサＣ１、Ｃ２との接続点
は、交流電源電圧Ｕの中性導体Ｎに接続されている側の
整流装置Ｄ１〜Ｄ４のブリッジ端子に接続されている。
第一の充電ダイオードＤ５と第一の蓄積コンデンサＣ１
との間と第二の蓄積コンデンサC 2と第二の充電ダイオ
ードD 6との間の二つの接続点は、スイッチング電源１
の出力を形成している。整流された交流電源電圧Ｕｇと
比較して昇圧された安定化直流電圧ｕｚｗはこの出力に
供される。ここに接続され直流電圧を供給される負荷Ｌ
Ｄは、図１に概略的に示されている。この種のスイッチ
ング電源１に対しては多数の用途が可能であり、例え
ば、蛍光燈ランプを作動させる電子式安定器の直流供給
用に特に使用することができる。この典型的な用途で
は、整流された交流電源電圧Ｕｇは、この用途において
通常中間回路電圧と称される比較的高電位の安定化直流
電圧ｕｚｗにまで増大されなければならない。
【００１４】整流された交流電源電圧Ｕｇに対して中間
回路電圧ｕｚｗの昇圧を可能にするために、スイッチン
グ電源１はさらにスイッチングトランジスタＶ１を有す
る。その検出抵抗Ｒｓｈと直列にまた電荷蓄積装置Ｄ
５、Ｃ１、Ｃ２、Ｄ６と並列に接続されたスイッチング
パスは、整流装置Ｄ１〜Ｄ４の出力側端子に接続されて
いる。スイッチングトランジスタV１により、昇圧プロ
セスの進行中に、整流された交流電源電圧Ｕｇの瞬時値
と中間回路電圧ｕｚｗとの間の電圧差を埋めることが可
能である。特に、もしスイッチングトランジスタＶ１が
活性化されると（スイッチ機能「閉」）、それによって
電荷蓄積装置Ｄ５、Ｃ１、Ｃ２、Ｄ６に対するシャント
回路が作られる。この結果、一次巻線Ｌ１ｐ中の電流ｉ
ｌ１は直線的に上昇する。所定の終端値に達すると、ス
イッチングトランジスタは非活性化される（スイッチ機
能「開」）。その結果、充電チョークＬ１の一次巻線Ｌ
１ｐ中の電流ｉｌ１は、中間回路電圧ｕｚｗが電源電圧
Ｕより高いと云う仮定の下に、そのとき系統周波数の半
波が正であるか負であるかによって、二つの並列コンデ
ンサＣ１とＣ２の一方かまたは他方にそれぞれ放電され
る。この放電プロセスは、充電チョークの一次巻線Ｌ１
ｐの電流ｉｌ１が０になるとすぐ終了する。スイッチン
グトランジスタＶ１はこの瞬間再び活性化され、その結
果上記のプロセスがその後改めて繰り返される。整流さ
れた交流電圧Ｕｇの瞬時値は、この放電プロセスを開始
する設定値として役立つ。従って、電源電流のほぼ正弦
波波形が確保され、換言すれば、高調波の発生を制限す
ることが達成される。
【００１５】上記の回路原理は、全ての公知の昇圧コン
バータに適用され、制御ユニット２により実現される。
この制御ユニット２は、こうして、スイッチングトラン
ジスタＶ１の制御プロセスを同様に効果的に実施するた
めに、スイッチング電源１の瞬時状態についての所定の
情報を必要とする。昇圧コンバータを有する従来のスイ
ッチング電源の場合、まず整流された交流電圧Ｕｇの瞬
時値が好ましくは整流器装置Ｄ１〜Ｄ４の出力側端子の
抵抗分圧器によって測定される。さらに、充電チョーク
中の電流の瞬時値は整流された交流電圧Ｕｇの瞬時値と
比較するため検出しなければならない。通常比較器の手
段によって行われるこの比較は、充電チョークＬ１の一
次巻線Ｌ１ｐの電流ｉｌ１の実際値が整流された交流電
圧Ｕｇによって予め決められた設定値を超えると直ぐに
比較器を開状態に導く。さらに、スイッチングトランジ
スタＶ１を切り換えるため、電流ｉｌ１のゼロクロスを
検出する必要がある。
【００１６】スイッチング電源１の昇圧コンバータのス
イッチングプロセスは、原理については上述したが、図
２に一例としてダイアグラムで示す。このダイアグラム
において脈動する整流された交流電圧Ｕｇの波形が時間
軸ｔに対して示されている。同時に、半サイクルに対
し、充電チョークＬ１の一次巻線Ｌ１ｐの電流ｉｌ１の
鋸歯状波形が概略的に示されており、さらに、整流され
た交流電圧Ｕｇの尖頭値の上に位置するスイッチング電
源１の安定化された出力電圧である中間回路電圧ｕｚｗ
が明示されている。これらの説明は、当業者にとっては
調節された昇圧コンバータを持つスイッチング電源の機
能が完全に知られているので、完全に十分であろう。
【００１７】しかしながら、調節された昇圧コンバータ
を持つ従来のスイッチング電源の場合には、上に記載し
た範囲までのスイッチング電源１の瞬時状態に関する全
ての情報は、整流装置Ｄ１〜Ｃ４の出力側端子の低電位
側の参照電位を参照して通常取り出される。図１を参照
して上述したスイッチング電源１の構成の場合は、寸法
上の理由から整流装置Ｄ１〜Ｄ４の上流に接続された充
電チョークＬ１が直接交流電源電圧Ｕに接続されている
ので、これは容易には可能ではない。この理由から、ス
イッチング電源１の瞬時信号状態についての情報の項目
が補助巻線Ｌ１ｓに接続された信号入力Ｉｎｐ１とＩｎ
ｐ２を介してフローティング状態で供給される信号評価
ユニット３が設けられる。信号評価ユニット３において
は、それに供給される情報が分析され、公知の方法で構
成された制御ユニット２用の制御信号を生成するように
される。
【００１８】図３は信号評価ユニット３の構成の一実施
例を示す。本発明において所望の信号評価がどのように
実行されるかを以下に図３を参照して説明する。
【００１９】入力回路から見ていくと、信号評価ユニッ
ト３は、入力側が二つの信号入力Inp１とInp２とに接続
され、出力側にシャント抵抗Ｒ１が並列に接続されたダ
イオードブリッジ回路D１０〜D１３で形成された第二の
整流器装置を有している。この第二の整流器装置D１０
〜D１３のブリッジ端子は低電位側で接地端子ｇｎｄを
介してスイッチング電源１の参照電位に接続されてい
る。充電チョークＬ１の一次巻線Ｌ１ｐの両端交流電圧
は、補助巻線Ｌ１ｓによって交流電圧が変換され、第二
の整流器装置Ｄ１０〜Ｄ１３によって整流され、チョー
ク電圧に比例する電圧信号ｐ#１として処理される。
【００２０】さらに、スイッチング電源１のスイッチン
グトランジスタＶ１の瞬時機能についての情報を信号評
価ユニット３に供給することが必要である。この情報
は、制御ユニット２とスイッチングトランジスタＶ１の
制御入力との間の対応する制御線から取り出され、信号
評価ユニット３にスイッチング制御信号Ｓｗ（ｉｎ）と
して供給される。信号評価ユニット３は、第一および第
二のモノステーブルマルチバイブレータＭ１とＭ２とを
有しており、それぞれに、上記の信号が直接または第一
のインバータＩＮＶ１によって反転された後、供給され
る。後者すなわち反転したスイッチング制御信号はこの
場合ｐ#２で示される。二つのモノステーブルマルチバ
イブレータＭ１とＭ２の出力信号ｐ#３、ｐ#４により、
それぞれマルチバイブレータの時定数だけ遅延されてス
イッチングトランジスタＶ１の「閉」と「開」の瞬時ス
イッチング状態についての情報が提供される。この二つ
の出力信号ｐ#３、ｐ#４はそれぞれ二つのサンプルホー
ルド回路Ｓ&Ｈ１、Ｓ&Ｈ２のうちの対応する一つにイネ
ーブル信号として供給される。これら二つのサンプルホ
ールド回路はまた参照電位と参照される。さらに、チョ
ーク電圧と比例する電圧信号ｐ#１はそれぞれその信号
入力に供給される。第一のサンプルホールド回路Ｓ&Ｈ
１は、その結果、スイッチングトランジスタＶ１が活性
化した（スイッチング機能「閉」）時点で、この比例電
圧信号ｐ#１の値を記憶する。この状態において、その
瞬時交流電源電圧Ｕの全体は一次巻線Ｌ１ｐで降下し、
その結果電圧信号ｐ#１が交流電源電圧Ｕの瞬時値に比
例する。第一のサンプルホールド回路Ｓ&Ｈ１はこの値
をアナログ値として記憶し、その出力側に出力信号Ｕｌ
ｉとして出力する。
【００２１】スイッチングトランジスタＶ１がその後非
活性化すると直ちに、中間回路電圧ｕｚｗの瞬時値と電
源電圧Ｕの瞬時値との間の差に対応する電圧は、充電チ
ョークＬ１の一次巻線Ｌ１ｐの両端に現れる。この差電
圧は補助巻線Ｌ１ｓによって変換され、第二の整流装置
Ｄ１０〜Ｄ１３によって整流され、第二のサンプルホー
ルド回路Ｓ&Ｈ２にアナログ値として記憶される。第二
のモノステーブルマルチバイブレータＭ２の時定数のた
めに、これはスイッチングトランジスタＶ１の実際のス
イッチオフより予め決められた遅延後に起こる。
【００２２】二つのサンプルホールド回路Ｓ&Ｈ１とＳ&
Ｈ２の二つの出力信号Ｕｌｉとｐ#５とは、それぞれ、
アナログ加算器ＡＤＤ１に入力信号として供給される。
このようなアナログ加算は中間回路電圧ｕｚｗの瞬時値
についての情報を与える。この情報を含むすなわち中間
回路電圧ｕｚｗに比例する信号はＵｓｔとして示され
る。交流電源電圧Ｕのゼロクロスの間にアナログ加算器
ＡＤＤ１の出力における中間回路電圧についての情報は
瞬間的に低下し得る。それで、積分要素ＩＮＴがアナロ
グ加算器ＡＤＤ１の出力に設けられ、それの出力信号を
平滑する。積分要素ＩＮＴの出力信号Ｕｓｔ（ｏｕｔ）
は制御ユニット２に供給される。
【００２３】上記のプロセスはスイッチングトランジス
タＶ１のスイッチングプロセスの周期で繰り返され、サ
ンプルホールド回路Ｓ&Ｈ１、Ｓ&Ｈ２に記憶されたアナ
ログ値はその度に更新される。
【００２４】さらに、放電プロセスの終了を識別し、そ
の後スイッチングトランジスタＶ１を再び活性化させる
ために、一次巻線Ｌ１ｐの電流ｉｌ１のゼロクロスを検
出することが必要である。この目的のために、比較器Ｃ
ＯＭ１が信号評価ユニット３に設けられる。第二のサン
プルホールド回路Ｓ&Ｈ２の出力信号ｐ#５をその出力に
接続された分圧器Ｒ２、Ｒ３を介して予め決められた比
率で分圧し、分圧して得られた電圧信号ｐ#７が前記比
較器に供給される。さらに、第二の整流装置Ｄ１０〜Ｄ
１３の出力の電圧信号ｐ#１はこの比較器ＣＯＭ１の反
転入力に供給される。この電圧信号ｐ#１の振幅は、電
流ｉｌ１がゼロクロスするとき、突然にゼロに向かい、
その結果、比較器ＣＯＭ１は対応する電位の出力信号ｐ
#８を出力する。
【００２５】しかしながら、これは、第二のサンプルホ
ールド回路Ｓ＆Ｈ２においてサンプルプロセスが明確に
完了したときにのみおこなわれるべきである。この理由
から、このサンプルホールド回路に供給されるイネーブ
ル信号ｐ#４はＤタイプフリップフロップＤ１のクロッ
ク入力に供給される前に第二のインバータＮ２によって
クロック信号ｐ#6として反転される。Ｄタイプフリップ
フロップＤ１のデータとセット入力は高論理レベル（ｌ
ｏｇ１）に共に導線で接続される。第二のインバータＮ
２とＤタイプフリップフロップの伝播時間のために、後
者は、第二のサンプルホールド回路Ｓ&Ｈ２が対応する
サンプルプロセスを確実に完了したときにのみ高レベル
の出力信号ｐ#１０を出力する。Ｄタイプフリップフロ
ップＤ１のこの出力信号ｐ#１０は比較器ＣＯＭ１のイ
ネーブル端子に供給される。その結果、比較器は、対応
するサンプルプロセスがサンプルホールド回路Ｓ&Ｈ２
において前もって完了したときにのみ活性化することが
できる。チョーク電圧に比例する電圧信号ｐ#１の電圧
降下で、比較器ＣＯＭ１はこうして第三のモノステーブ
ルマルチバイブレータＭ３を活性化する出力信号ｐ#８
を発生する。後者の出力信号ｐ#９は第三のインバータ
Ｎ３によって反転され、制御ユニット２にゼロクロス信
号Ｉｏとして出力される。これと並列して、このゼロク
ロス信号はＤタイプフリップフロップＤ１のリセット入
力に供給される。その結果フリップフロップは開始状態
にリセットされ、同時に比較器ＣＯＭ１を阻止する。
【００２６】図４は信号評価ユニット３の上記の説明で
示した各信号の波形を交流電源電圧Ｕの０からπ/２ま
での期間に渡るタイミングダイアグラム様式で示す。こ
の場合、信号評価ユニット３に供給されるスイッチング
制御信号Ｓｗ（ｉｎ）の波形は列ａ）のオンオフパルス
列の形式で示す。図４の列ｂ）は充電チョークＬ１の補
助巻線Ｌ１ｓ両端の電圧波形を示す。同様に、図４の列
ｃ）はチョーク電圧に比例し、第二の整流器装置Ｄ１０
〜Ｄ１３によって整流された電圧信号ｐ#１の波形を示
す。
【００２７】もし電力トランジスタＶ１が時点ｔ１にお
いてスイッチング制御信号Ｓｗ（ｉｎ）の立ち上がりエ
ッジで活性化されると、充電チョークＬ１の補助巻線Ｌ
１ｓに全チョーク電圧の変換された瞬時値が現れ、入力
Ｉｎｐ１とＩｎｐ２とを介して信号評価ユニット３に供
給されるが、これは図４の列ｂ）に示されている。この
波形の残りのパルス列から推測することができるよう
に、この電圧は先ずスイッチングトランジスタＶ１の各
スイッチングサイクルで立ち上がる。もちろん、それか
ら引き出されこの場合チョーク電圧に比例する整流され
た電圧信号ｐ#１についても、同一のことがまた同様に
適用される。この電圧信号ｐ#１は図４の列ｃ）に示さ
れている。
【００２８】時点ｔ１に起こるスイッチング制御信号Ｓ
ｗ（ｉｎ）の立ち上がりエッジで、信号評価ユニット３
の第一のモノステーブルマルチバイブレータＭ１がセッ
トされ、第一のモノステーブルマルチバイブレータの、
図４の列ｄ）に示される出力信号の第一のイネーブル信
号は、予め決められた遅延後に生成される。このパルス
で、第一のサンプルホールド回路Ｓ&Ｈ１はイネーブル
となり、チョーク電圧に比例する電圧信号ｐ#１をサン
プルし、最後に、制御ユニット２へ比例する電圧信号Ｕ
ｌ１として出力する。
【００２９】制御ユニット２で実現される調節回路によ
って決定される次の時点ｔ２において、スイッチングト
ランジスタＶ１は非活性化され、こうして、充電チョー
クＬ１の蓄積コンデンサ装置Ｃ１、Ｃ２への放電プロセ
スが開始される。この時点で、信号評価ユニット３の第
二のモノステーブルマルチバイブレータＭ２がセットさ
れ、第二のサンプルホールド回路Ｓ&Ｈ２をこの出力信
号ｐ#４でイネーブルする。第二のサンプルホールド回
路Ｓ&Ｈ２に対するこのイネーブル信号のパルス列が図
４の列ｅ）に示されている。時点ｔ２に遅延してフォロ
ーするイネーブル信号で、第二のサンプルホールド回路
Ｓ&Ｈ２はイネーブルとなり、電圧信号ｐ#１のその瞬時
値をサンプルし、図４の列ｇ）の第二のサンプルホール
ド回路Ｓ&Ｈ２の出力信号ｐ#５に示すように記憶する。
【００３０】信号評価ユニット３の説明で詳細に述べた
ように、二つのサンプルホールド回路Ｓ&Ｈ１、Ｓ&Ｈ２
の出力信号は加算器ＡＤＤ１によりアナログ様式で加算
され、中間回路電圧ｕｚｗに比例する信号Ｕｓｔを生成
する。この波形は図４の列ｌに示されている。図４の列
ｌ）は、図３の説明において述べたこの信号のサンプリ
ングギャップを示し、加算器ＡＤＤ１の出力信号を積分
要素ＩＮＴで平滑することがなぜ後で役立つかを示すた
めに、加算器ＡＤＤ１の出力での信号波形がそのまま示
されている。
【００３１】図４の列ｈ）からｋ）に示す信号波形は、
充電チョークＬ１の一次巻線Ｌ１ｐの電流ｉｌ１のゼロ
クロスが、特に比較器ＣＯＭ１とＤタイプフリップフロ
ップＤ１により、どのように検出されるかを示す。時点
ｔ２において、スイッチング制御信号Ｓｗ（ｉｎ）の立
ち下がりエッジで、ＤタイプフリップフロップＤ１のク
ロックパルスは第二のインバータＮ２の出力信号ｐ#６
として生成される。それまで阻止されていた比較器ＣＯ
Ｍ１はこのときイネーブルとなり、図３列ｃ）に示す時
点ｔ３に現われる、チョーク電圧に比例する電圧信号ｐ
#１における大きな降下を評価する。前記比較器は第三
のモノステーブルマルチバイブレータＭ３をその対応す
る出力信号ｐ#８にセットする。図４の列ｉ）に示すよ
うに、このマルチバイブレータは、そこで直ちに図４の
列ｊ）に示す対応するゼロクロス信号を反転した形で形
成する出力パルスを出力する。Ｄタイプフリップフロッ
プＤ１はこのパルスでリセットされるので、図４の列
ｋ）に示すＣＯＭ１のイネーブル信号ｐ#１０のための
信号波形が生ずる。
【００３２】上述したプロセスは、スイッチングトラン
ジスタＶ１のスイッチングサイクルに従って繰り返さ
れ、それによって、瞬時値が事象のその先の推移におい
て立ち上がる、整流された交流電源電圧Ｕｇの瞬時値に
関係して図４に示す波形を生み出す。
【図面の簡単な説明】
【図1】高調波の発生を制限するスイッチング電源の一
実施例を示す結線図。
【図２】調節された昇圧コンバータを持つスイッチング
電源の基本機能を説明するタイミングダイアグラム。
【図３】信号評価ユニットの一実施例を示す結線図。
【図４】信号評価ユニットの機能を説明するタイミング
ダイアグラム。
【符号の説明】
１スイッチング電源 ２制御ユニット ３信号評価ユニット Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４ 整流ブリッジ Ｌ１ 充電チョーク Ｄ５、Ｄ６ 充電ダイオード Ｃ１、Ｃ２ 蓄積コンデンサ Ｖ１ スイッチ（スイッチングトランジスタ） Ｕ 交流電源電圧 ＬＤ 直流負荷
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 レネ トワルトチーク ドイツ連邦共和国 83301 トラウンロイ ト ベルリーナー シュトラーセ 31

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 整流回路、充電チョーク、制御ユニット
    によって制御され整流回路の出力に並列に接続されたス
    イッチングパスを有するスイッチ、および、前記スイッ
    チのスイッチングパスと並列に接続されかつ安定化直流
    電圧を供給するための直流負荷用供給端子を有する電荷
    蓄積装置の各手段によって、交流電源電圧から生成され
    る昇圧安定化直流電圧を直流負荷に供給するスイッチン
    グ電源において、 充電チョーク（Ｌ１）が、交流電源電圧（Ｕ）と整流回
    路（Ｄ１からＤ４）との間の電力線の高電位側（Ｌ）に
    配置され、二次側に端子付き補助巻線（Ｌ１ｓ）を有し
    ており、 一方では、制御ユニット（２）と同様に、整流回路への
    戻りの電力線電位に対応する参照電位（ｇｎｄ）に置か
    れ、他方では、二次側の補助巻線端子に接続され、この
    制御ユニットへ入力制御信号（Ｕｌ１、Ｕｓｔ、Ｉｏ）
    を伝送するため制御ユニットの信号入力に割当てられて
    接続される信号出力を有する、充電チョークの充電の瞬
    時状態をフローティングで評価するための信号評価ユニ
    ット（３）が設けられることを特徴とするスイッチング
    電源。
  2. 【請求項２】 電荷蓄積装置（Ｄ５、Ｃ１、Ｃ２、Ｄ
    ６）は、その第一の端子が共通接続点を介して整流回路
    （Ｄ１〜Ｄ４）の中性導体端子（Ｎ）に接続された二つ
    の蓄積コンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）の直列回路と、整流回
    路の直流電圧出力の一つと蓄積コンデンサの第二の端子
    の一つとの間に順方向に配置される一対の充電ダイオー
    ド（Ｄ５、Ｄ６）とを有し、 充電ダイオードの一つ（Ｄ５）と蓄積コンデンサの一つ
    （Ｃ１）との間の接続点は直流が供給される負荷（Ｌ
    Ｄ）に安定化直流電圧（ｕｚｗ）を供給するための供給
    端子を形成し、スイッチは、そのスイッチングパスが、
    前置抵抗（Ｒｓｈ）と直列にかつ整流回路の直流電圧出
    力と並列に配置接続される電力トランジスタ（Ｖ１）に
    よって形成されることを特徴とする請求項1記載のスイ
    ッチング電源。
  3. 【請求項３】 制御ユニット（２）の制御信号入力は直
    列抵抗（Ｒｓｈ）と電力トランジスタ（V１）のスイッ
    チングパスとの接続点に接続され、その制御信号入力を
    介して制御ユニット（２）が電力トランジスタのスイッ
    チングパスを流れる瞬時電流に比例する信号を供給さ
    れ、 電力トランジスタの制御入力は制御ユニットの制御信号
    出力（Ｓｗ（ｏｕｔ））に接続され、制御信号出力から
    伝送される制御信号（Ｓｗ）は、整流された交流電源電
    圧（Ｕｇ）に制御ユニット内で形成される調節器電圧を
    乗算して得られる設定値をチョーク電流が超えない限
    り、電力トランジスタをスイッチオンすることを特徴と
    する請求項２記載のスイッチング電源。
  4. 【請求項４】 信号評価ユニット（３）は、入力ネット
    ワークとして、充電チョークの補助巻線（Ｌ１ｓ）の端
    子に接続されかつ整流出力の低電位側が接地線（ｇｎ
    ｄ）を介して、スイッチング電源（１）の整流装置（Ｄ
    １〜Ｄ４）の出力の低電位側に接続された第二の整流装
    置（Ｄ１０〜Ｄ１３）を有し、 信号評価ユニットはさらに二つのサンプルホールド回路
    （Ｓ&Ｈ１、Ｓ&Ｈ２）を有し、第二の整流装置の出力高
    電位側にそれぞれ接続される信号サンプル入力と、電力
    トランジスタ（Ｖ１）のスイッチング制御信号（Ｓｗ
    （ｉｎ））が直接または反転されて供給されるイネーブ
    ル入力とを有し、スイッチング電源（１）の充電チョー
    ク（Ｌ１）の両端電圧の瞬時値に比例する信号（Ｕｌ
    ｉ）と、制御ユニット（２）に充電チョーク電流（ｉｌ
    １）およびそれぞれ中間回路電圧（ｕｚｗ）のレベルに
    ついての情報（Ｕｓｔ（ｏｕｔ）、Ｕｌｉ（ｏｕｔ））
    を出力するために、中間回路電圧（ｕｚｗ）と整流され
    た交流電源電圧（Ｕｇ）との差から形成される信号（ｐ
    #５）の瞬時値に比例する信号とをサンプルし一時的に
    蓄積することを特徴とする請求項２または請求項３記載
    のスイッチング電源。
  5. 【請求項５】 モノステーブルマルチバイブレータ（Ｍ
    １、Ｍ２）のそれぞれの出力がサンプルホールド回路
    （Ｓ&Ｈ１、Ｓ&Ｈ２）のイネーブル入力に接続され、そ
    のマルチバイブレータの入力に、電力トランジスタ（Ｖ
    １）のスイッチング制御信号（Ｓｗ）が直接または第一
    のインバータ（N1）を介してそれぞれ供給されることを
    特徴とする請求項４記載のスイッチング電源。
  6. 【請求項６】 信号評価ユニット（３）において充電チ
    ョーク（Ｌ１）の電流（ｉｌ１）のゼロクロスに対応す
    るパルス信号（Ｉｏ）を生成するために、第二の整流装
    置（Ｄ１０〜Ｄ１３）の出力高電位側に接続される反転
    入力と、第二のサンプルホールド回路（Ｓ&Ｈ２）の出
    力に接続される第二の入力とを有し、充電チョーク（Ｌ
    １）の電流（ｉｌ１）の低下に対し反対に高電位へ立上
    がる信号（ｐ#８）を出力する比較器（ＣＯＭ１）が設
    けられることを特徴とする請求項４または請求項５記載
    のスイッチング電源。
  7. 【請求項７】比較器（ＣＯＭ１）にＤタイプフリップフ
    ロップ（Ｄ１）が付設され、そのデータ入力が論理レベ
    ル１に接続され、クロック入力が第二のサンプルホール
    ド回路（Ｓ&Ｈ２）のイネーブル信号（ｐ#４）によりト
    リガされ、信号出力が比較器のイネーブル入力に接続さ
    れ、第二のサンプルホールド回路のサンプル動作が完了
    したときにのみ比較器がイネーブルとなることを特徴と
    する請求項６記載のスイッチング電源。
  8. 【請求項８】 比較器（ＣＯＭ１）の出力は、第二のモ
    ノステーブルマルチバイブレータ（Ｍ３）と第二のイン
    バータ（Ｎ３）からなる直列回路に接続され、充電チョ
    ーク（Ｌ１）の電流（ｉｌ１）のゼロクロスに同期し
    て、入力制御信号（Ｉｏ（ｉｎ））として制御入力
    （２）とDタイプフリップフロップ（Ｄ１）のリセット
    入力の両者に供給されるゼロクロス信号（Ｉｏ（ｏｕ
    ｔ））のパルスを出力することを特徴とする請求項７記
    載のスイッチング電源。
  9. 【請求項９】 信号評価ユニット（３）にアナログ加算
    器（ＡＤＤ１）が設けられ、その信号入力は第一および
    第二のサンプルホールド回路（Ｓ&Ｈ１、Ｓ&Ｈ２）の信
    号出力に接続され、中間回路電圧（ｕｚｗ）に比例する
    出力信号（Ｕｓｔ）を生成することを特徴とする請求項
    ４ないし８のいずれか１つに記載のスイッチング電源。
  10. 【請求項１０】 積分要素（ＩＮＴ）がアナログ加算器
    （ＡＤＤ１）の出力に接続され、積分要素の出力信号
    （Ｕｓｔ（ｏｕｔ））は制御ユニット（２）に中間回路
    電圧（ｕｚｗ）の瞬時値に比例する信号として供給され
    ることを特徴とする請求項９記載のスイッチング電源。
JP11055654A 1998-03-03 1999-03-03 高調波抑制スイッチング電源 Abandoned JPH11318082A (ja)

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