CN113783170A - 一种高可靠性浪涌电压抑制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种高可靠性浪涌电压抑制方法，包括MOS管Q1，Q1的漏极与电压输入端和输入电容C1连接，Q1的源极连接续流二级管D1和电感L，电感L连接电压输出端以及输出电容C2和电阻R1的第一端；电阻R1的第二端连接电阻R2的第一端和占空比控制环路的反馈输入端，输出电容C2和电阻R2的第二端接地；占空比控制环路输出端连接Q1的栅极。本发明在输入电压低于预设值时，MOS管直通，输入输出电压跟随；当输入电压高于预设值时，电路工作于高频降压模式，输出电压为预设值。使得MOS管选型不再受到安全工作区限制，可以选择导通电阻较小的器件，可有效降低损耗，提高可靠性。
Description
技术领域
本发明涉及电子设备技术领域，具体的说，是一种高可靠性浪涌电压抑制方法。
背景技术
在机载或车载电子设备中，供电系统会因为工作任务的切换而发生瞬态特性变化，如用电设备的切换、负载的变化或者供电电源的同步与并联等，此时供电电压会出现尖峰电压和浪涌电压等瞬态电压。该瞬态电压超过了后级电源转换单元的最大工作电压，可能造成后级电源过压保护而掉电甚至损坏。因此机载和车载产品的电源模块前端必须增加浪涌电压和尖峰电压抑制电路。相关标准也对浪涌电压和尖峰电压抑制提出了要求。如GJB181-86飞机供电特性及对用电设备的要求中提到28V供电系统应能承受80V/50ms的浪涌电压不损坏且能维持正常工作；GJB181A-2003飞机供电特性及GJB181B-2012飞机供电特性中将该浪涌电压改为了80V/50ms；GJB298-87军用车辆28伏直流电气系统特性中要求28V供电系统应能承受100V/50ms的浪涌电压不损坏且被试设备应能按规定正常工作。RTCA/DO-160G-2010机载设备环境条件和试验程序第16章中也对浪涌电压提出了详细要求，如对于Z类设备，其施加的非正常浪涌电压是80V/100ms，然后48V/1s，期间受试设备应能正常工作。因此，为保护后级电子设备在承受浪涌电压期间不受损害，保障系统顺利通过上述试验要求，需要在电源输入端增加浪涌电压抑制电路，将超过后级电子设备可承受的最高电压的浪涌电压抑制在其正常工作输入电压范围内。
目前市面上应用最为广泛的浪涌电压抑制方法是采用凌特的浪涌控制芯片LTC4356系列(浪涌电压抑制控制)和LTC4364系列(浪涌电压抑制及防反接保护控制)，其工作原理是利用控制芯片检测输出电压，进而调整MOS管驱动电压以改变MOS管的工作区：当输入电压低于设定值时(低于后级电子设备的最高输入电压)，控制芯片驱动MOS管工作于恒流区，输出电压跟随输入电压；当输入电压超过设定值时(如浪涌电压时)，芯片调整MOS管驱动电压，使得MOS管工作于变阻区(安全工作区)，吸收浪涌电压能量，进而抑制浪涌电压，同时将输出电压钳位在设定值。该抑制方法的原理框图如图1所示。当输入正常电压时，因电阻R4、电阻R5分压值小于1.25V，芯片U1控制MOS管Q1处于完全导通状态，电源通过Q1以非常低的功率损耗为后级用电设备持续供电。当输入浪涌电压时，Vout电压跟随升高，当达到预设值35V时，电阻R4、电阻R5通过分压使得FB脚到达1.25V，芯片U1的内部放大器通过改变GATE脚的输出电压，使得MOS管Q1工作于变阻区(安全工作区)，将MOS管的源极电压OUT钳位在预设值，直至输入电压恢复正常，Q1再次恢复到完全导通状态。浪涌电压抑制试验结果如图2所示。图2中，CH1为输入浪涌电压，CH2为输出电压。可以看出80V/50ms浪涌电压被抑制在35V左右。该浪涌电压抑制电路因控制芯片集成度高、外围器件少、控制方法简单被广泛应用于浪涌电压抑制产品中。但是，该控制方式主要是利用控制芯片驱动MOS管工作于变阻区进而来吸收浪涌电压能量的，因此对MOS管变阻区或安全工作区的要求较高，普通的MOS管不能满足浪涌电压抑制要求。且安全工作区较宽的MOS管导通电阻相对较大，正常工作时损耗较大，需考虑散热及可靠性。
发明内容
本发明的目的在于提供一种高可靠性浪涌电压抑制方法，用于解决现有技术中机载和车载产品的电源模块的浪涌电压抑制方法存在对MOS管变阻区或安全工作区的要求较高，普通的MOS管不能满足浪涌电压抑制要求，且安全工作区较宽的MOS管导通电阻相对较大，正常工作时损耗较大的问题。
本发明通过下述技术方案解决上述问题：
一种高可靠性浪涌电压抑制方法，包括MOS管Q1，MOS管Q1的漏极与电压输入端和输入电容C1连接，MOS管Q1的源极连接续流二级管D1的阴极和电感L的第一端，续流二级管D1的阳极接地，电感L的第二端连接电压输出端、输出电容C2的第一端和电阻R1的第一端；电阻R1的第二端连接电阻R2的第一端和占空比控制环路的反馈输入端，输出电容C2的第二端和电阻R2的第二端接地；所述占空比控制环路用于根据反馈输入输出信号Vp至MOS管Q1的栅极以控制MOS管Q1。
在正常工作电压范围内，输出电压Vout经反馈电阻R1和电阻R2分压后反馈给占空比控制环路，占空比控制环路将反馈电压和输入的基准电压Vref1比较，判断输出电压并未超过设定值，则产生占空比100％的直通信号Vp。Vp驱动即MOS管Q1直通，使得输出电压以极小的压降跟随输入电压，电感L与输出电容C2组成差模滤波器，可有效滤除电磁干扰。
当施加浪涌电压时，输入电压上升，输出电压Vout跟随上升，当电阻R1和电阻R2反馈输入占空比控制环路的电压超过设定值时，占空比控制环路产生一个占空比不为100％的脉冲信号Vp，Vp驱动MOS管Q1工作在高频开关状态，MOS管Q1、续流二极管D1、电感L与输出电容C2构成一个降压变换器，将输入电压降压变换至设置值。故浪涌电压期间，输出电压被钳位在设置值。
浪涌电压结束时，输出电压跟随输入电压下降，当输出电压下降至设定值时，占空比控制环路重新调整MOS管Q1的导通占空比，保持MOS管Q1常通，使得输出电压跟随输入电压。
采用本发明所示的浪涌电压抑制方法，与目前常用的采用凌特LTC4356系列控制芯片抑制方法相比，MOS管选型不再受其安全工作区限制，可以选择导通电阻较小的MOS管，降低其正常工作时导通损耗，提高整机可靠性。
所述占空比控制环路包括运算放大器，运算放大器的负向输入端与所述电阻R1的第二端连接，运算放大器的正向输入端输入基准电压Vref1，运算放大器的负向输入端和输出端之间并联补偿电容C3，运算放大器的输出端连接比较器的负向输入端，比较器的正向输入端输入三角波Vsam，比较器的输出端与MOS管Q1的栅极连接。
在正常工作电压范围内，输出电压Vout经反馈电阻R1和电阻R2分压后反馈给占空比控制环路中的运算放大器，运算放大器将反馈电压与基准电压Vref1比较，可判断输出电压并未超过设定值，即通过补偿电路产生一个较高的误差电压Ve，误差电压Ve与三角波Vsaw比较，产生一个占空比100％的直通信号Vp，Vp驱动MOS管Q1直通，使得输出电压以极小的压降跟随输入电压。
当施加浪涌电压时，输入电压上升，输出电压跟随上升，当反馈电阻R1和R2检测到输出电压超过设定值时，占空比控制环路通过补偿电容C3产生一个较低的误差电压Ve，误差电压Ve与三角波Vsaw比较，产生一个占空比不为100％的脉冲信号Vp，Vp驱动MOS管Q1工作在高频开关状态，MOS管Q1、续流二极管D1、电感L与输出电容C2构成一个降压变换器，将输入电压降压变换至设置值。
所述续流二极管D1替换为MOS管Q2，MOS管Q2的漏极与MOS管Q1的源极连接，MOS管Q2的源极接地，MOS管Q2的栅极连接反相器的输出端，反相器的输入端连接MOS管Q1的栅极。
将续流二极管D1替换为低导通阻抗的MOS管Q2，增加反相器以驱动MOS管Q2。在正常工作电压范围内，输出电压经分压电阻R1和R2反馈给运算放大器，经运算放大器与比较器处理后产生一个占空比100％的直通信号Vp，Vp驱动MOS管Q1直通，Vp信号经反相器后输出低电平信号使得MOS管Q2常关，使得输出电压以极小的压降跟随输入电压。
当施加浪涌电压时，输出电压跟随输入电压上升，反馈电阻R1和R2检测到输出电压超过设定值时，即通过运算放大器与比较器处理后产生一个占空比不为100％的脉冲信号Vp，Vp驱动MOS管Q1工作在高频开关状态，Vp信号经反相器后输出一个与Vp互补的高频脉冲信号以驱动MOS管Q2，MOS管Q1、MOS管Q2、电感L与输出电容C2构成一个同步整流降压变换器，将输入电压降压变换至设置值。
浪涌电压结束后，功率回路重新回到正常工作电压状态。
将续流二极管D1替换为MOS管Q2，使得浪涌电压期间，功率电路工作在同步整流降压模式，其效率更高。
本发明与现有技术相比，具有以下优点及有益效果：
(1)本发明在输入电压低于预设值时，MOS管直通，输入输出电压跟随；当输入电压高于预设值时，电路工作于高频降压模式，输出电压为预设值。使得MOS管选型不再受到安全工作区限制，可以选择导通电阻较小的器件，可有效降低损耗，提高可靠性。
(2)本发明在正常输入电压范围内，降压电感和输出电容亦可组成低通滤波器，有利于抑制电磁干扰。
附图说明
图1为现有技术中控制芯片浪涌电压抑制原理图；
图2为图1电路图浪涌电压抑制实验效果图；
图3为本发明第一种具体实施方式的浪涌电压抑制电路原理图；
图4为本发明正常工作状态波形图；
图5为本发明浪涌工作状态波形图；
图6为发明第二种具体实施方式的浪涌电压抑制电路原理图；
图7为50V/50ms浪涌电压抑制波形图；
图8为80V/50ms浪涌电压抑制波形图；
图9为100V/50ms浪涌电压抑制波形图；
其中，1-运算放大器；2-比较器；3-反相器。
具体实施方式
下面结合实施例对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。
实施例1：
结合附图3所示，一种高可靠性浪涌电压抑制方法，包括MOS管Q1，MOS管Q1的漏极与电压输入端和输入电容C1连接，MOS管Q1的源极连接续流二级管D1的阴极和电感L的第一端，续流二级管D1的阳极接地，电感L的第二端连接电压输出端、输出电容C2的第一端和电阻R1的第一端；电阻R1的第二端连接电阻R2的第一端和占空比控制环路的反馈输入端，输出电容C2的第二端和电阻R2的第二端接地；所述占空比控制环路用于根据反馈输入输出信号Vp至MOS管Q1的栅极以控制MOS管Q1。
所述占空比控制环路包括运算放大器1，运算放大器1的负向输入端与所述电阻R1的第二端连接，运算放大器1的正向输入端输入基准电压Vref1，运算放大器1的负向输入端和输出端之间并联补偿电容C3，运算放大器1的输出端连接比较器2的负向输入端，比较器2的正向输入端输入三角波Vsam，比较器2的输出端与MOS管Q1的栅极连接。
在正常工作电压范围内，输出电压Vout经反馈电阻R1和电阻R2分压后反馈给占空比控制环路中的运算放大器1，运算放大器1将反馈电压与基准电压Vref1比较，可判断输出电压并未超过设定值，即通过补偿电路产生一个较高的误差电压Ve，误差电压Ve与三角波Vsaw比较，产生一个占空比100％的直通信号Vp，Vp驱动MOS管Q1直通，使得输出电压以极小的压降跟随输入电压，电感L与输出电容C2组成差模滤波器，可有效滤除电磁干扰，如图4所示。
当施加浪涌电压时，输入电压上升，输出电压跟随上升，当反馈电阻R1和R2检测到输出电压超过设定值时，占空比控制环路通过补偿电容C3产生一个较低的误差电压Ve，误差电压Ve与三角波Vsaw比较，产生一个占空比不为100％的脉冲信号Vp，Vp驱动MOS管Q1工作在高频开关状态，MOS管Q1、续流二极管D1、电感L与输出电容C2构成一个降压变换器，将输入电压降压变换至设置值，如图5所示。
浪涌电压结束时，输出电压跟随输入电压下降，当输出电压下降至设定值时，占空比控制环路重新调整MOS管Q1的导通占空比，保持MOS管Q1常通，使得输出电压跟随输入电压。
采用本发明所示的浪涌电压抑制方法，与目前常用的采用凌特LTC4356系列控制芯片抑制方法相比，MOS管选型不再受其安全工作区限制，可以选择导通电阻较小的MOS管，降低其正常工作时导通损耗，提高整机可靠性。
实施例2：
在实施例1的基础上，所述续流二极管D1替换为MOS管Q2，如图6所示，MOS管Q2的漏极与MOS管Q1的源极连接，MOS管Q2的源极接地，MOS管Q2的栅极连接反相器3的输出端，反相器3的输入端连接MOS管Q1的栅极。
将续流二极管D1替换为低导通阻抗的MOS管Q2，增加反相器3以驱动MOS管Q2。在正常工作电压范围内，输出电压经分压电阻R1和R2反馈给运算放大器1，经运算放大器1与比较器2处理后产生一个占空比100％的直通信号Vp，Vp驱动MOS管Q1直通，Vp信号经反相器3后输出低电平信号使得MOS管Q2常关，使得输出电压以极小的压降跟随输入电压。
当施加浪涌电压时，输出电压跟随输入电压上升，反馈电阻R1和R2检测到输出电压超过设定值时，即通过运算放大器1与比较器2处理后产生一个占空比不为100％的脉冲信号Vp，Vp驱动MOS管Q1工作在高频开关状态，Vp信号经反相器3后输出一个与Vp互补的高频脉冲信号以驱动MOS管Q2，MOS管Q1、MOS管Q2、电感L与输出电容C2构成一个同步整流降压变换器，将输入电压降压变换至设置值。
浪涌电压结束后，功率回路重新回到正常工作电压状态。
将续流二极管D1替换为MOS管Q2，使得浪涌电压期间，功率电路工作在同步整流降压模式，其效率更高。
对本发明进行试验验证，正常工作时输入电压Vin为28V，输出负载电流10A。输入电压分别施加50V/50ms、80V/50ms、100V/50ms电压浪涌，试验波形分别如图7、图8、图9所示，其中，CH1为输入电压Vin，CH2为输出电压Vout，CH3为MOS管Q1的源极电压，即图3和图6中的SW点电压。
从图7-图9试验波形可以看出，在正常工作电压范围内，输出电压跟随输入电压，压降仅为MOS管Q1及电感L的导通压降，在浪涌电压期间，电路工作在高频开关降压状态，输出电压稳定在35.5V。
采用本发明所示的浪涌电压抑制方法，MOS管Q1的选型不再受其安全工作区限制，故可以选择导通电阻较小的MOS管，降低其正常工作时导通损耗，提高浪涌抑制电路的可靠性与效率。
尽管这里参照本发明的解释性实施例对本发明进行了描述，上述实施例仅为本发明较佳的实施方式，本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，应该理解，本领域技术人员可以设计出很多其他的修改和实施方式，这些修改和实施方式将落在本申请公开的原则范围和精神之内。
Claims (3)
1.一种高可靠性浪涌电压抑制方法，其特征在于，包括MOS管Q1，MOS管Q1的漏极与电压输入端和输入电容C1连接，MOS管Q1的源极连接续流二级管D1的阴极和电感L的第一端，续流二级管D1的阳极接地，电感L的第二端连接电压输出端、输出电容C2的第一端和电阻R1的第一端；电阻R1的第二端连接电阻R2的第一端和占空比控制环路的反馈输入端，输出电容C2的第二端和电阻R2的第二端接地；所述占空比控制环路用于根据反馈输入输出信号Vp至MOS管Q1的栅极以控制MOS管Q1。
2.根据权利要求1所述的一种高可靠性浪涌电压抑制方法，其特征在于，所述占空比控制环路包括运算放大器，运算放大器的负向输入端与所述电阻R1的第二端连接，运算放大器的正向输入端输入基准电压Vref1，运算放大器的负向输入端和输出端之间并联补偿电容C3，运算放大器的输出端连接比较器的负向输入端，比较器的正向输入端输入三角波Vsam，比较器的输出端与MOS管Q1的栅极连接。
3.根据权利要求1或2所述的一种高可靠性浪涌电压抑制方法，其特征在于，所述续流二极管D1替换为MOS管Q2，MOS管Q2的漏极与MOS管Q1的源极连接，MOS管Q2的源极接地，MOS管Q2的栅极连接反相器的输出端，反相器的输入端连接MOS管Q1的栅极。
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- 2021-09-13 CN CN202111069032.3A patent/CN113783170A/zh active Pending
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