JP2011024305A

JP2011024305A - 並列駆動電源装置

Info

Publication number: JP2011024305A
Application number: JP2009165422A
Authority: JP
Inventors: Katsuhiko Sato; 克彦佐藤; Yuji Ichikawa; 雄二市川; Masaru Nomura; 野村　　勝
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2009-07-14
Filing date: 2009-07-14
Publication date: 2011-02-03

Abstract

【課題】出力電力に応じてスイッチングコンバータを切り換えるときの出力電圧の変動を低減する。
【解決手段】電源装置１は、出力電流が切換電流値より小さいと、第１スイッチングコンバータ３の駆動を開始する。その後、電源装置１は、出力電流が切換電流値よりも小さい値から大きくなると、第２スイッチングコンバータ４の駆動を開始した後、第１スイッチングコンバータ３の駆動を停止する。このように、第１スイッチングコンバータ３及び第２スイッチングコンバータ４の駆動を開始または停止させるときに、ＭＯＳＦＥＴＱ１またはＭＯＳＦＥＴＱ２のデューティー比を急激には変化させずに、複数回にわたってその値を変えながら、緩やかに変化させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、入力電圧を所定の電圧値の出力電圧に変換する並列駆動電源装置に関する。

近年、電気機器は、環境問題などへの配慮から省電力化が図られている。一般的に、省電力化を図る方法としては、電気機器で消費する電力を削減する方法や、電源装置の変換効率を向上させる方法などが挙げられる。電気機器で消費する電力を削減する方法の１つとして、例えば、電気機器の一部の機能が動作していない状態では、機器内の一部の回路駆動を休止して消費電力を低減する方法が行われている。このような電力削減方法を採用していることから、電気機器の多くは、最大定格負荷よりも小さい負荷で駆動する状態が多くなっている。

一方、電源装置は、電力用半導体素子、インダクタ、コンデンサなどを用いて構成されるが、これらの部品は、最大定格電力で動作する場合を想定して設計するため、一般的に低負荷で電力損失が生じ、変換効率が悪くなることが多い。そのため、電気機器が小さい電力で駆動する状態に移行したとしても、電源回路自体の変換効率が悪いため、十分に省電力効果を発揮することが困難であった。

そこで、このような問題に対処する方法として、例えば、特許文献１に記載の電源装置であるコンバータ装置においては、１つのコンバータユニットのみを使用して小電力から大電力まで供給するのではなく、複数のコンバータユニットを並列に接続し、負荷電力に応じて運転するコンバータユニットの数を制限している。具体的には、このコンバータ装置は、各コンバータユニットを、運転動作モードと待機動作モードのいずれか一方の動作モードに切り換え可能となっている。

コンバータ装置の出力電圧の値が運転開始電圧以下である場合には、コンバータユニットは、運転動作モードとなり、駆動を開始する。また、あらかじめ設定された運転停止電流以下である場合には、コンバータユニットは、待機動作モードとなり、駆動を停止する。これにより、低負荷時において動作させるコンバータユニットの数を減らし、コンバータユニットの電力損失を減らしている。

特開２００７−１３５３７３号公報（図１）

しかしながら、特許文献１に記載の電源装置では、コンバータユニットの動作モード切り換え時に電源装置の出力電圧が大きく変動してしまう（特許文献１の図３参照）。

そこで、本発明の目的は、出力電力に応じてスイッチングコンバータを切り換えるときの出力電圧の変動を低減することができる並列駆動電源装置を提供することである。

本発明の並列駆動電源装置は、並列に接続された第１スイッチングコンバータ及び第２スイッチングコンバータを有し、入力電圧を所定の電圧値の出力電圧に変換する電圧変換回路と、前記電圧変換回路の出力電力を検出する出力電力検出回路と、前記出力電力検出回路によって検出された出力電力に応じて、各スイッチングコンバータのデューティー比を変化させながら、前記電圧変換回路の出力電圧が所定の電圧値になるように制御する制御回路と、を備えている。前記第１スイッチングコンバータは、前記第２スイッチングコンバータに比べて、最大定格電流が小さく、且つ、内部抵抗が小さくなっており、前記制御回路は、前記出力電力検出回路によって検出された出力電力が所定の第１電力値以下の場合には、前記第１スイッチングコンバータを駆動し、前記第１電力値よりも大きい場合には、前記第２スイッチングコンバータを駆動し、各スイッチングコンバータの駆動を開始または停止させるときに、デューティー比を２回以上変化させて目標値まで到達させ、前記第１電力値は、前記最大定格電流と前記電圧変換回路の所定の電圧値の出力電圧との積である電力値以下である。

本発明の並列駆動電源装置によると、各スイッチングコンバータの駆動を開始または停止させるときにデューティー比を２回以上変化させて目標値まで到達させる。そのため、出力電力に応じてスイッチングコンバータを切り換えるときに、デューティー比が急激には変化せず、出力電圧の変動を低減することができる。

また、前記制御回路は、前記出力電力検出回路によって検出された出力電力が前記第１電力値よりも小さい値から大きい値になると、前記第２スイッチングコンバータの駆動を開始した後、前記第１スイッチングコンバータの駆動を停止することが好ましい。出力電力が大きくなると、負荷も大きくなっている。これによると、負荷が大きくなってスイッチングコンバータを切り換えるときにおける、出力電圧の変動を低減することができる。

さらに、前記制御回路は、前記出力電力検出回路によって検出された出力電力が前記第１電力値よりも大きい値から小さい値になると、前記第１スイッチングコンバータの駆動を開始した後、前記第２スイッチングコンバータの駆動を停止することが好ましい。これによると、負荷が小さくなってスイッチングコンバータを切り換えるときにおける、出力電圧の変動を低減することができる。

加えて、各スイッチングコンバータは、増幅回路を含み、前記制御回路によって伝達関数を変更可能な位相補償回路を備えており、前記制御回路は、各スイッチングコンバータの駆動を開始または停止させるときに、前記第１スイッチングコンバータ及び前記第２スイッチングコンバータの少なくともいずれか一方のスイッチングコンバータの前記位相補償回路の伝達関数を変更し、駆動を開始または停止した後に、当該位相補償回路の伝達関数を元に戻すことが好ましい。本発明の並列駆動電源装置はフィードバック回路を構成しており、このようなフィードバック回路では、増幅回路自体の位相が１８０度を越えると発振してしまうことがある。そのため、適正な利得周波数を保つために位相補償回路が必要となる。この位相補償回路の伝達関数を変更せずに、各スイッチングコンバータの駆動を開始または停止させると、急な変動に対して敏速に出力電圧が変動しようとして大きなリプルが発生してしまう。そこで、伝達関数を変更することで、緩慢に出力電圧が変動することとなり、リプルを低減することができる。

また、前記位相補償回路は、オペアンプの正の入力端に、基準電圧電源が接続され、前記オペアンプの負の入力端と出力端に、直列に接続された抵抗と第１コンデンサの両端が接続され、前記第１コンデンサに並列に、直列に接続された第２コンデンサとスイッチング素子が接続されて構成されたアナログ回路であり、前記制御回路は、前記スイッチング素子の開閉状態を切り換えることで、前記位相補償回路の伝達関数を変更することが好ましい。

このとき、前記制御回路は、各スイッチングコンバータの駆動を開始または停止させるときに、前記スイッチング素子を閉とし、駆動を開始または停止した後に、前記スイッチング素子を開とすることが好ましい。これによると、スイッチング素子を閉としたときには、カットオフ周波数が低くなり、周波数応答が変更され、出力電圧が急激に変動するのを防止することができる。

また、前記出力電力検出回路から出力されたアナログ値の出力電圧をデジタル値に変換するＡＤ変換器をさらに備えており、前記位相補償回路は、デジタル回路であり、前記ＡＤ変換器で変換されたデジタル値を用いて位相補償演算を行い、前記制御回路は、前記位相補償回路のパラメータを変更することで、前記位相補償回路の伝達関数を変更してもよい。

また、別の観点では、本発明の並列駆動装置は、並列に接続された第１スイッチングコンバータ及び第２スイッチングコンバータを有し、入力電圧を所定の電圧値の出力電圧に変換する電圧変換回路と、前記電圧変換回路の出力電力を検出する出力電力検出回路と、前記出力電力検出回路によって検出された出力電力に応じて、各スイッチングコンバータのスイッチング周波数を変化させながら、前記電圧変換回路の出力電圧が所定の電圧値になるように制御する制御回路と、を備えている。前記第１スイッチングコンバータは、前記第２スイッチングコンバータに比べて、最大定格電流が小さく、且つ、内部抵抗が小さくなっている。前記制御回路は、前記出力電力検出回路によって検出された出力電力が所定の第１電力値以下の場合には、前記第１スイッチングコンバータを駆動し、前記第１電力値よりも大きい場合には、前記第２スイッチングコンバータを駆動し、各スイッチングコンバータの駆動を開始または停止させるときに、スイッチング周波数を２回以上変化させて目標値まで到達させ、前記第１電力値は、前記最大定格電流と前記電圧変換回路の所定の電圧値の出力電圧との積である電力値以下である。

本発明の並列駆動電源装置によると、各スイッチングコンバータの駆動を開始または停止させるときにスイッチング周波数を２回以上変化させて目標値まで到達させる。そのため、出力電力に応じてスイッチングコンバータを切り換えるときに、スイッチング周波数が急激には変化せず、出力電圧の変動を低減することができる。

各スイッチングコンバータの駆動を開始または停止させるときにデューティー比またはスイッチング周波数を２回以上変化させて目標値まで到達させる。そのため、出力電力に応じてスイッチングコンバータを切り換えるときに、デューティー比またはスイッチング周波数が急激には変化せず、出力電圧の変動を低減することができる。

本発明の第１実施形態に係る電源装置の回路図である。仮定における第１スイッチングコンバータから第２スイッチングコンバータへ駆動を切り換えるときに関するグラフであり、（ａ）は出力電圧のグラフであり、（ｂ）は電圧制御信号のグラフである。本実施形態における第１スイッチングコンバータから第２スイッチングコンバータへ駆動を切り換えるときに関するグラフであり、（ａ）は出力電圧のグラフであり、（ｂ）は電圧制御信号のグラフである。本発明の第２実施形態に係る電源装置の回路図である。位相補償回路の回路図である。本発明の第３実施形態に係る電源装置の回路図である。

＜第１実施形態＞
次に、本発明の第１実施形態について説明する。図１に示すように、電源装置１は、２つのスイッチングコンバータ３、４が並列に接続された電圧変換回路２を有しており、２つのスイッチングコンバータ３、４の共通となった入力端に直流電源Ｖ１が接続され、共通となった出力端に負荷Ｒ１が接続されている。なお、スイッチングコンバータ３、４は、同じ構成であるが、最大定格電流や内部抵抗などが異なっており、スイッチングコンバータ３を第１スイッチングコンバータ３とし、スイッチングコンバータ４を第２スイッチングコンバータ４とする。

第１スイッチングコンバータ３は、第２スイッチングコンバータに比べて、最大定格電流が小さく、且つ、内部抵抗が小さくなっている。具体的には、例えば、第１スイッチングコンバータ３の後述するＭＯＳＦＥＴＱ１は、最大定格電流が小さく、オン抵抗が小さい素子であり、第２スイッチングコンバータ４のＭＯＳＦＥＴＱ２は、最大定格電流が大きく、オン抵抗も大きい素子である場合などが挙げられる。

この場合、第１スイッチングコンバータ３のＭＯＳＦＥＴＱ１のようにオン抵抗が小さいと導通損失が少なくなり、変換効率が高くなる。しかしながら、最大定格電流が小さいため、電流を多く流せないので動作できる負荷が小さくなってしまう。そのため、負荷がある一定以上であり、ＭＯＳＦＥＴＱ１の最大定格電流よりも大きな電流を流す必要があるときには、第１スイッチングコンバータ３ではなく、第２スイッチングコンバータ４を用いる必要がある。

電源装置１は、電圧変換回路２から出力された出力電力を検出する出力電力検出回路１０と、出力電力検出回路１０によって検出された出力電力に応じて、電圧変換回路２の出力電圧が所定の電圧値になるように制御する制御回路６と、電圧変換回路２と負荷Ｒ１の間の配線とグランドとの間に接続されたコンデンサＣ１と、をさらに有している。

出力電力検出回路１０は、出力電流検出回路１１と出力電圧検出回路１２とを有しており、これらの検出回路から検出された出力電圧と出力電流の積から出力電力を検出する。コンデンサＣ１は、充放電により電圧変換回路２から出力された出力電圧の小さな変動を抑制する。

次に、第１スイッチングコンバータ３の内部回路について説明する。なお、第２スイッチングコンバータ４は、第１スイッチングコンバータ３の内部回路と同様の構成であるため、その説明を省略する。

第１スイッチングコンバータ３は、降圧チョッパ方式のＤＣ−ＤＣコンバータであり、スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴＱ１と、インダクタＬ１と、ダイオードＤ１と、コンパレータＯＰ１及び三角波生成器Ｖ２からなるＰＷＭコントローラ７とを有している。

第１スイッチングコンバータ３は、ＭＯＳＦＥＴＱ１がＯＮ（導通）することで、直流電源Ｖ１から負荷Ｒ１に電流を流すとともに、この電流によってインダクタＬ１にエネルギーを蓄える。そして、ＭＯＳＦＥＴＱ１がＯＦＦすることで、インダクタＬ１が電流の流れを保とうとして起電力を発生させ、ダイオードＤ１を介して負荷Ｒ１に電流を流す。

このＭＯＳＦＥＴＱ１のスイッチング動作は、ゲートを駆動制御することで行われる。ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート端子は、コンパレータＯＰ１の出力端子に接続されている。コンパレータの非反転入力端子は、制御回路６と接続されており、反転入力端子は、三角波生成器Ｖ２に接続されている。

コンパレータＯＰ１は、制御回路６から非反転入力端子に入力された電圧制御信号の制御電圧と三角波生成器Ｖ２から反転入力端子に入力された電圧とを比較してパルス波形を出力する。電圧制御信号の制御電圧が高いと、コンパレータＯＰ１から出力されるパルス信号のデューティー比は大きくなる。そして、パルス波形のデューティー比が大きくなると、ＭＯＳＦＥＴＱ１のスイッチング動作におけるデューティー比も大きくなり、これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ１のＯＮ時間が長くなり、電圧変換回路２から出力される出力電圧は大きくなる。

つまり、電源装置１は、電圧変換回路２から出力された出力電圧を出力電圧検出回路１２で検出し、検出した出力電圧の電圧値を制御回路６に出力し、この入力された出力電圧の電圧値と電圧変換回路２から出力したい所望の出力電圧の電圧値とを比較する。そして、この比較した差に応じた制御電圧の電圧制御信号を制御回路６からコンパレータＯＰ１の非反転入力端子に出力することで電圧変換回路２から出力される出力電圧を所望の電圧値にする。

具体的には、電源装置１は、電圧変換回路２から出力された出力電圧の電圧値が所望の出力電圧の電圧値よりも小さい場合には、制御回路６からコンパレータＯＰ１の非反転入力端子に出力する電圧制御信号の制御電圧を大きくし、電圧変換回路２から出力された出力電圧の電圧値が所望の出力電圧の電圧値よりも大きい場合には、制御回路６からコンパレータＯＰ１の非反転入力端子に出力する電圧制御信号の制御電圧を小さくし、電圧変換回路２から出力される出力電圧を所望の電圧値にする。

本実施形態においては、負荷が小さいときは、第１スイッチングコンバータ３を駆動し、第２スイッチングコンバータ４を停止させ、電圧変換回路２から所望の電圧値の出力電圧を出力する。また、負荷がある一定の大きさより大きくなると、第２スイッチングコンバータ４を駆動し、第１スイッチングコンバータ３を停止させ、電圧変換回路２から所望の電圧値の出力電圧を出力する。

第１スイッチングコンバータ３と第２スイッチングコンバータ４のどちらを駆動させるかは、負荷の大きさに応じて判断する。負荷の大きさは出力電力検出回路１０に設けられた出力電流検出回路１１から出力される出力電流に比例している。出力された出力電流に応じて、制御回路６が第１スイッチングコンバータ３のＰＷＭコントローラ７と第２スイッチングコンバータ４のＰＷＭコントローラ８にオンまたはオフのオンオフ制御信号２１を出力し、第１スイッチングコンバータ３と第２スイッチングコンバータ４を切り換えて駆動する。例えば、制御回路６からＰＷＭコントローラ７にオンのオンオフ制御信号２１が入力されると、ＰＷＭコントローラ７は駆動を開始し、オフのオンオフ制御信号２１が入力されると、動作を停止し、ＭＯＳＦＥＴＱ１のデューティー比は０の状態となる。

第１スイッチングコンバータ３と第２スイッチングコンバータ４を切り換えるタイミングは、出力電流検出回路１１から出力される出力電流が、第１スイッチングコンバータ３のＭＯＳＦＥＴＱ１の最大定格電流よりも小さい所定の電流値（以下、切換電流値と称す）となったときとする。これにより、第１スイッチングコンバータ３を定格まで最大限に使用せずに、第２スイッチングコンバータ４に切り換えることができる。なお、本実施形態においては、出力電流検出回路１１から出力される出力電流に応じて、スイッチングコンバータを切り換えるが、出力電圧検出回路１２から出力される出力電圧は一定であるため、出力電流と出力電圧の積である、出力電力検出回路１０から検出される出力電力に応じて、スイッチングコンバータを切り換えてもよい。

ここで、負荷Ｒ１が低負荷または高負荷の場合における、電源装置１が所定の電圧値の出力電圧を負荷Ｒ１に出力する動作について説明する。ここで、負荷Ｒ１が低負荷であるとは、電源装置１が負荷Ｒ１に対して切換電流値以下の電流を流す状態であり、高負荷であるとは、負荷Ｒ１に対して切換電流値よりも大きな電流を流す状態である。

まず、負荷Ｒ１が低負荷のときには、電源装置１は、制御回路６から第１スイッチングコンバータ３のＰＷＭコントローラ７に対してオンのオンオフ制御信号を出力するとともに、第２スイッチングコンバータ４のＰＷＭコントローラ８に対してオフのオンオフ制御信号を出力し、第１スイッチングコンバータ３の駆動を開始するとともに、第２スイッチングコンバータ４を停止させておく。

そして、電源装置１は、出力電力検出回路１０の出力電圧検出回路１２から出力された出力電圧に応じて、制御回路６から第１スイッチングコンバータ３を制御して電圧変換回路２から所望の電圧値の出力電圧を出力する。

その後、電源装置１は、出力電流検出回路１１から検出された出力電流が切換電流値よりも小さい値から大きくなると、制御回路６からＰＷＭコントローラ８に対してオンのオンオフ制御信号を出力し、第２スイッチングコンバータ４の駆動を開始する。続けて、電源装置１は、ＰＷＭコントローラ７に対して、オフのオンオフ制御信号を出力し、第１スイッチングコンバータ３の駆動を停止する。

そして、電源装置１は、出力電力検出回路１０の出力電圧検出回路１２から出力された出力電圧に応じて、制御回路６から第２スイッチングコンバータ４を制御して電圧変換回路２から所望の電圧値の出力電圧を出力する。

また、電源装置１は、出力電流検出回路１１から検出された出力電流が切換電流値より大きい値から小さくなると、制御回路６からＰＷＭコントローラ７に対してオンのオンオフ制御信号を出力し、第１スイッチングコンバータ３の駆動を開始する。続けて、電源装置１は、ＰＷＭコントローラ８に対して、オフのオンオフ制御信号を出力し、第２スイッチングコンバータ４の駆動を停止する。

そして、電源装置１は、出力電力検出回路１０の出力電圧検出回路から出力された電圧に応じて、制御回路６から第１スイッチングコンバータ３を制御して電圧変換回路２から所望の電圧値の出力電圧を出力する。

このとき、本実施形態においては、制御回路６から各ＰＷＭコントローラ７、８に対してオンまたはオフのオンオフ制御信号を出力し、第１スイッチングコンバータ３及び第２スイッチングコンバータ４の駆動を開始または停止させるときに、制御回路６からコンパレータＯＰ１、ＯＰ２に出力される電圧制御信号の制御電圧を０から目標値まで、または、目標値から０まで緩やかに上昇または下降させる。すると、第１スイッチングコンバータ３のＭＯＳＦＥＴＱ１または第２スイッチングコンバータ４のＭＯＳＦＥＴＱ２のデューティー比は急激には変化せずに、複数回にわたってその値を変えながら、緩やかに変化することとなる。

第１スイッチングコンバータ３のＭＯＳＦＥＴＱ１及び第２スイッチングコンバータ４のＭＯＳＦＥＴＱ２のデューティー比を急激に変化させずに、緩やかに変化させることによる効果について、具体的に、図２及び図３のグラフを参照しながら説明する。図２は、仮定における第１スイッチングコンバータから第２スイッチングコンバータへ駆動を切り換えるときに関するグラフであり、（ａ）は出力電圧のグラフであり、（ｂ）は電圧制御信号のグラフである。図３は、本実施形態における第１スイッチングコンバータから第２スイッチングコンバータへ駆動を切り換えるときに関するグラフであり、（ａ）は出力電圧のグラフであり、（ｂ）は電圧制御信号のグラフである。これらの図において、横軸は時間を表している。

出力電流検出回路１１から検出される電流値が切換電流値よりも小さい値から大きくなって、第１スイッチングコンバータ３から第２スイッチングコンバータ４へ駆動を切り換える場合について説明する。

図２（ｂ）に示すように、仮に、第２スイッチングコンバータ４のコンパレータＯＰ２に入力される電圧制御信号を時刻２５ｍ秒において、急激に上昇させて、第２スイッチングコンバータ４の駆動を開始すると、図２（ａ）に示すように、電圧変換回路２から出力される出力電圧の電圧値が大きく変動してリプルが発生してしまう。

また、図２（ｂ）に示すように、仮に、第１スイッチングコンバータ３のコンパレータＯＰ１に入力される電圧制御信号を時刻３５ｍ秒において急激に下降させて、第１スイッチングコンバータ３の駆動を停止すると、図２（ａ）に示すように、電圧変換回路２から出力される出力電圧の電圧値が大きく変動してリプルが発生してしまう。

そこで、本実施形態においては、図３（ｂ）に示すように、第２スイッチングコンバータ４のコンパレータＯＰ２に入力される電圧制御信号を時刻２５ｍ秒から１０ｍ秒かけて緩やかに上昇させて、第２スイッチングコンバータ４の駆動を開始している。すると、第２スイッチングコンバータ４のＭＯＳＦＥＴＱ２のデューティー比は急激に変化せずに、緩やかに変化し、ＯＮ時間は緩やかに変化しながら長くなる。これにより、図３（ａ）に示すように、電圧変換回路２から出力される出力電圧の電圧値の変動を低減することができる。

また、図３（ｂ）に示すように、第１スイッチングコンバータ３のコンパレータＯＰ１に入力される電圧制御信号を６０ｍ秒から１０ｍ秒かけて緩やかに下降させて、第１スイッチングコンバータ３の駆動を停止している。第１スイッチングコンバータ３のＭＯＳＦＥＴＱ１のデューティー比は急激に変化せずに、緩やかに変化し、ＯＮ時間は緩やかに変化しながら短くなる。これにより、図３（ａ）に示すように、電圧変換回路２から出力される出力電圧の電圧値の変動を抑制することができる。

このように、出力電力に応じてスイッチングコンバータ３、４を切り換えるときに、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２のデューティー比を急激に変化させずに、一定の時間をかけて複数回にわたってその値を変化させながら、緩やかに変化させることで、出力電圧の変動を低減することができる。

また、スイッチングコンバータ３、４を切り換えるときに、駆動しているスイッチングコンバータの駆動を停止した後、駆動させることになるスイッチングコンバータの駆動を開始すると、電圧変換回路２から出力される出力電圧が一旦０になってしまう。そこで、駆動しているスイッチングコンバータの駆動を停止する前に、駆動させることになるスイッチングコンバータの駆動を開始することで、出力電圧の変動を低減することができる。負荷が大きくなってスイッチングコンバータを切り換えるときも、負荷が小さくなってスイッチングコンバータを切り換えるときも同様の順序でスイッチングコンバータの駆動を開始または停止することで上述のような効果を奏することができる。

＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態について、図４及び図５を参照しつつ説明する。なお、第１実施形態と同様の機能を有する構成要素については説明を省略し、同一番号を付加する。図４に示すように、第２実施形態における電源装置５０は、第１実施形態における電源装置１とＰＷＭコントローラ５１、５２の構成が異なる。

ＰＷＭコントローラ５１は、基準電源Ｖ５と、誤差増幅器６１と、位相補償回路６２と、コンパレータＯＰ１と、三角波生成器Ｖ２とを有している。なお、ＰＷＭコントローラ５２は、ＰＷＭコントローラ５１と同様の構成であるため、その説明を省略する。

誤差増幅器６１は、出力電圧と基準電源Ｖ５から出力された基準電圧を比較して差分を増幅している。なお、基準電源Ｖ５から出力される基準電圧を小さくするために、出力電圧を分圧した値を比較してもよい。

位相補償回路６２は、図５に示すように、オペアンプＯＰ３の非反転入力端子（正の入力端）に、基準電源Ｖ８が接続され、オペアンプＯＰ３の反転入力端子（負の入力端）と出力端子に、直列に接続された抵抗Ｒ５とコンデンサＣ５（第１コンデンサ）の両端が接続され、コンデンサＣ５と並列に、直列に接続されたコンデンサＣ６とスイッチング素子ＳＷ１が接続されたアナログ回路となっている。このようなフィードバック回路では、誤差増幅器６１などの増幅回路自体の位相が１８０度を越えると発振してしまうことがある。そのため、適正な利得周波数を保つために位相をコントロールして、発振を防止し、安定動作させている。抵抗Ｒｆ１、Ｒｆ２は、出力電圧を分圧する回路である。

位相補償回路６２は、通常駆動時においてハンチングなどを生じることなく安定動作するような伝達関数となる抵抗値の抵抗Ｒ５及び容量値のコンデンサＣ５を選択している。しかしながら、この位相補償回路６２の伝達関数を変更せずに、スイッチングコンバータを切り換えようとして、各スイッチングコンバータの駆動を開始または停止させると、急な変動に対して敏速に出力電圧が変動しようとして大きなリプルが発生してしまう。そこで、詳しくは後述するが、コンデンサＣ５と並列にコンデンサＣ６及びスイッチング素子ＳＷ１を設け、スイッチング素子ＳＷ１のオンオフ状態により伝達関数を変更することで、緩慢に出力電圧が変動することとなり、リプルを低減している。

この電源装置５０では、出力電流検出回路１１から検出された出力電流が切換電流値より小さい値から大きくなると、第１スイッチングコンバータ３及び第２スイッチングコンバータ４のいずれか一方の位相補償回路の伝達関数を変更した後、制御回路６からコンパレータＯＰ２に出力される電圧制御信号の制御電圧を０から目標値まで緩やかに上昇させる。すると、第２スイッチングコンバータ４のＭＯＳＦＥＴＱ２のデューティー比は急激には変化せずに、緩やかに変化することとなる。その後、制御回路６からコンパレータＯＰ１に出力される電圧制御信号の制御電圧を目標値から０まで緩やかに下降させる。すると、第１スイッチングコンバータ３のＭＯＳＦＥＴＱ１のデューティー比は急激には変化せずに、緩やかに変化することとなる。そして、先ほど変更した位相補償回路の伝達関数を元に戻す。

このとき、通常駆動時においては、スイッチング素子ＳＷ１をオフの状態としており、コンデンサＣ６は接続されておらず、このときカットオフ周波数ｆは、

(式１)

で表される。

そして、スイッチングコンバータの切換時においては、スイッチング素子ＳＷ１をオンの状態としており、このときカットオフ周波数ｆは、

(式２)

で表される。

つまり、式１の値よりも式２の値の方が、コンデンサＣ５に並列にコンデンサＣ６が接続されていることで、カットオフ周波数が低くなり、周波数応答が変更され、急激な電圧変動が発生しなくなる。なお、スイッチング素子ＳＷ１としては、ＭＯＳＦＥＴなどが挙げられる。また、本実施形態のようなＰＩ制御回路に限らず、伝達関数を変更する方法としては、例えば、ＴｙｐｅＩＩＩなどであってもよい。

＜第３実施形態＞
次に、本発明の第３実施形態について、図６を参照しつつ説明する。なお、第１実施形態及び第２実施形態と同様の機能を有する構成要素については説明を省略し、同一番号を付加する。図６に示すように、第３実施形態における電源装置８０は、第２実施形態における電源装置５０にＡＤ変換器８１をさらに設け、位相補償回路８２がデジタル回路となっている点が異なる。

このとき、一般的に、位相補償回路８２の制御関数は、

(式３)

で表される。

Ｕ［ｎ］は時刻ｎでの出力、Ｅ［ｎ］は時刻ｎでのエラー値を表し、ａ₁、ａ₂、ｂ₀、ｂ₁、ｂ₂はそれぞれパラメータをあらわす。例えば、ＰＩ制御の場合でも、等価の数式となるパラメータが必ず存在する。

通常動作時においては、第２実施形態と同様に動作が安定となるように各パラメータを決定しておく。そして、スイッチングコンバータの切り換えを行う際は、パラメータの変更を第２実施形態で説明したように動的に変更することで、第２実施形態と同等の動作を行うことができる。デジタルで制御する場合、基準電圧や伝達関数を容易に変更できるとともに、部品点数が増えることもなく自由に制御することができ、より簡単に実現することができる。

次に、前記実施形態に種々の変更を加えた変更形態について説明する。但し、前記実施形態と同様の構成を有するものについては、同じ符号を付して適宜その説明を省略する。

本実施形態では、降圧式のスイッチングコンバータを用いて説明しているが、デューティー比により出力電圧を制御するスイッチングコンバータであれば、昇圧式、昇降圧式などいかなる方式のものであってもよい。

また、第２及び第３実施形態において、第１スイッチングコンバータ３及び第２スイッチングコンバータのいずれか一方の位相補償回路の伝達関数を変更するのではなく、両方の伝達関数を変更してもよい。

さらに、本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴのデューティー比を一定時間かけて連続的に緩やかに変化させていたが、２回以上変化させて目標値まで到達させればよい。例えば、スイッチングコンバータの駆動開始において、スイッチングコンバータのＭＯＦＦＥＴのデューティー比を０から６０％に変化させる場合には、急激に０から６０％に変化させるのではなく、一旦０から３０％にしてから６０％に変化させてもよい。この目標のデューティー比に到達するまでに変化させる回数が多いほど出力電圧の変動が小さくなり、リプルが発生しにくい。

また、本実施形態では、デューティー比により出力電圧を制御する方式であったが、例えば、共振ハーフブリッジコンバータのようにスイッチング周波数で出力電圧を制御する方式であってもよい。この方式であっても、デューティー比ではなくスイッチング周波数の変化を同様の方法により制御することにより同様の効果のある制御を行うことができる。

１、５０、８０電源装置
２電圧変換回路
３第１スイッチングコンバータ
４第２スイッチングコンバータ
６制御回路
１０出力電力検出回路

Claims

並列に接続された第１スイッチングコンバータ及び第２スイッチングコンバータを有し、入力電圧を所定の電圧値の出力電圧に変換する電圧変換回路と、
前記電圧変換回路の出力電力を検出する出力電力検出回路と、
前記出力電力検出回路によって検出された出力電力に応じて、各スイッチングコンバータのデューティー比を変化させながら、前記電圧変換回路の出力電圧が所定の電圧値になるように制御する制御回路と、を備えており、
前記第１スイッチングコンバータは、前記第２スイッチングコンバータに比べて、最大定格電流が小さく、且つ、内部抵抗が小さくなっており、
前記制御回路は、
前記出力電力検出回路によって検出された出力電力が所定の第１電力値以下の場合には、前記第１スイッチングコンバータを駆動し、前記第１電力値よりも大きい場合には、前記第２スイッチングコンバータを駆動し、
各スイッチングコンバータの駆動を開始または停止させるときに、デューティー比を２回以上変化させて目標値まで到達させ、
前記第１電力値は、前記最大定格電流と前記電圧変換回路の所定の電圧値の出力電圧との積である電力値以下であることを特徴とする並列駆動電源装置。
前記制御回路は、前記出力電力検出回路によって検出された出力電力が前記第１電力値よりも小さい値から大きい値になると、前記第２スイッチングコンバータの駆動を開始した後、前記第１スイッチングコンバータの駆動を停止することを特徴とする請求項１に記載の並列駆動電源装置。
前記制御回路は、前記出力電力検出回路によって検出された出力電力が前記第１電力値よりも大きい値から小さい値になると、前記第１スイッチングコンバータの駆動を開始した後、前記第２スイッチングコンバータの駆動を停止することを特徴とする請求項１または２に記載の並列駆動電源装置。
各スイッチングコンバータは、増幅回路を含み、前記制御回路によって伝達関数を変更可能な位相補償回路を備えており、
前記制御回路は、各スイッチングコンバータの駆動を開始または停止させるときに、前記第１スイッチングコンバータ及び前記第２スイッチングコンバータの少なくともいずれか一方のスイッチングコンバータの前記位相補償回路の伝達関数を変更し、駆動を開始または停止した後に、当該位相補償回路の伝達関数を元に戻すことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の並列駆動電源装置。
前記位相補償回路は、
オペアンプの正の入力端に、基準電圧電源が接続され、
前記オペアンプの負の入力端と出力端に、直列に接続された抵抗と第１コンデンサの両端が接続され、
前記第１コンデンサに並列に、直列に接続された第２コンデンサとスイッチング素子が接続されて構成されたアナログ回路であり、
前記制御回路は、前記スイッチング素子の開閉状態を切り換えることで、前記位相補償回路の伝達関数を変更することを特徴とする請求項４に記載の並列駆動電源装置。
前記制御回路は、各スイッチングコンバータの駆動を開始または停止させるときに、前記スイッチング素子を閉とし、駆動を開始または停止した後に、前記スイッチング素子を開とすることを特徴とする請求項５に記載の並列駆動電源装置。
前記出力電力検出回路から出力されたアナログ値の出力電圧をデジタル値に変換するＡＤ変換器をさらに備えており、
前記位相補償回路は、デジタル回路であり、前記ＡＤ変換器で変換されたデジタル値を用いて位相補償演算を行い、
前記制御回路は、前記位相補償回路のパラメータを変更することで、前記位相補償回路の伝達関数を変更することを特徴とする請求項４に記載の並列駆動電源装置。
並列に接続された第１スイッチングコンバータ及び第２スイッチングコンバータを有し、入力電圧を所定の電圧値の出力電圧に変換する電圧変換回路と、
前記電圧変換回路の出力電力を検出する出力電力検出回路と、
前記出力電力検出回路によって検出された出力電力に応じて、各スイッチングコンバータのスイッチング周波数を変化させながら、前記電圧変換回路の出力電圧が所定の電圧値になるように制御する制御回路と、を備えており、
前記第１スイッチングコンバータは、前記第２スイッチングコンバータに比べて、最大定格電流が小さく、且つ、内部抵抗が小さくなっており、
前記制御回路は、
前記出力電力検出回路によって検出された出力電力が所定の第１電力値以下の場合には、前記第１スイッチングコンバータを駆動し、前記第１電力値よりも大きい場合には、前記第２スイッチングコンバータを駆動し、
各スイッチングコンバータの駆動を開始または停止させるときに、スイッチング周波数を２回以上変化させて目標値まで到達させ、
前記第１電力値は、前記最大定格電流と前記電圧変換回路の所定の電圧値の出力電圧との積である電力値以下であることを特徴とする並列駆動電源装置。