JP6558832B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、入力電圧を所望の電圧に変換して電子機器に供給するためのスイッチング電源装置に関する。

従来、入力電圧を断続電圧に変換し、断続電圧を平滑することで、所定の出力電圧を得るスイッチング電源装置が知られている。

スイッチング電源装置が出力電圧を所定の電圧に制御するための方法として、ＰＷＭ制御回路部とフィードバック制御回路部を備えているものが多い。

図５は従来の代表的な例として降圧チョッパー回路を備えたスイッチング電源装置を示した回路ブロック図、図６は出力電流が大きい場合の従来のスイッチング電源装置の動作波形を示したタイムチャート、図７は出力電流が小さい場合の従来のスイッチング電源装置の動作波形を示したタイムチャートである。

図５に示すように、スイッチング電源装置は、電力変換部１１０とスイッチング制御部１２２で構成される。降圧チョッパー回路を用いた電力変換部１１０は、ＭＯＳ−ＦＥＴを用いたスイッチング素子１１４、出力インダクタ１１５、整流用のダイオード１１６及び出力コンデンサ１１８を備え、出力インダクタ１１５と出力コンデンサ１１８で平滑回路が構成される。

スイッチング制御部１２２には、出力電圧検出回路１２４、フィードバック制御回路１２６及びＰＷＭ制御回路１２８が設けられる。

フィードバック制御回路部１２６は、誤差アンプ１３４と基準電圧源１３６を持ち、誤差アンプ１３４には、基準電圧源１３６の基準電圧Ｖｒｅｆ１と出力電圧検出回路１２４の抵抗１３０，１３２で出力電圧Ｖｏを分圧した出力電圧比例信号Ｖｓｅｎｓが入力される。

誤差アンプ１３４は基準電圧Ｖｒｅｆ１に対する出力電圧比例信号Ｖｓｅｎｓの誤差に応じて変化するフィードバック信号ＶＦＢを出力する。即ち、誤差アンプ１３４は、Ｖｒｅｆ１＞Ｖｓｅｎｓのときフィードバック信号ＶＦＢが上昇し、Ｖｒｅｆ１＜Ｖｓｅｎｓのときフィードバック信号ＶＦＢが低下する動作を行う。

ＰＷＭ制御回路部１２８は、コンパレータ１３８と三角波発振器１４０を持ち、コンパレータ１３８には、図６（Ａ）に示すように、三角波発振器１４０で発振した三角波信号Ｖｔｒｉとフィードバック制御回路１２６からのフィードバック信号ＶＦＢが入力される。

コンパレータ１３８はスイッチング制御信号ＶＧＳを電力変換部１１０のスイッチング素子１１４に出力する。コンパレータ１３８の出力するスイッチング制御信号ＶＧＳは、図６（Ｂ）に示すように、ＶＦＢ＞ＶｔｒｉのときＨレベルとなり、スイッチング素子１１４がオンし、また、コンパレータ１３８の出力するスイッチング制御信号ＶＧＳは、ＶＦＢ＜ＶｔｒｉのときＬレベルとなり、スイッチング素子１１４がオフする。

スイッチング素子１１４がオンのとき、出力インダクタ１１５には、電圧ＶＬとして、
ＶＬ＝Ｖｉｎ−Ｖｏ
が印加され、励磁エネルギーを蓄え、図６（Ｃ）に示すように、時間とともに出力インダクタ１１５を流れる電流ＩＬが増加する。また、スイッチング素子１１４がオフのとき、出力インダクタ１１５は、電圧ＶＬとして、
ＶＬ＝Ｖｏ
を発生し、励磁エネルギーを放出し、図６（Ｃ）に示すように、時間とともに出力インダクタ１１５を流れる電流ＩＬが減少する。このように出力インダクタ１１５に流れる電流ＩＬの平均が、スイッチング電源装置の出力電流Ｉｏとなる。

スイッチング素子１１４のオン、オフ制御により、出力電圧Ｖｏが所定の値より高くなると、スイッチング制御部１２２によりスイッチング素子１１４のパルス幅が狭くなるように制御され、出力電圧Ｖｏが低下する。また、出力電圧Ｖｏが所定の値より低くなると、スイッチング制御部１２２によりスイッチング素子１１４のパルス幅が広くなるように制御され、出力電圧Ｖｏが上昇する。これにより、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが所定の値に保たれる。

（出力電流が大きい場合）
スイッチング電源装置の出力電流Ｉｏが十分に大きい場合、出力インダクタ１１５を流れる電流ＩＬは、直流重畳した状態となり、図６（Ｃ）に示すように、連続した電流が流れる。

この状態では、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏは、入力電圧Ｖｉｎとスイッチング素子１１４のオンデューティＤｏｎで決定され、
Ｖｏ＝Ｖｉｎ・Ｄｏｎ （式１）
となる。

負荷１２０が電流を必要とするとき、負荷１２０のインピーダンスＲｌｏａｄが小さくなる。出力電圧Ｖｏは、フィードバック制御回路１２６が制御を行っているので、負荷１２０のインピーダンスＲｌｏａｄが小さくなっても出力電圧Ｖｏが所定の値から変化せず、一定の値に保たれる。スイッチング電源装置の出力電流Ｉｏは、出力電圧Ｖｏと負荷１２０のインピーダンスＲｌｏａｄで決定され、
Ｉｏ＝Ｖｏ／Ｒｌｏａｄ
となるので、負荷１２０のインピーダンスＲｌｏａｄが小さくなると出力電流Ｉｏが増加する。出力電流Ｉｏが増加する場合は、スイッチング素子１１４のオンデューティＤｏｎは変化せず、出力インダクタ１１５の電流ＩＬの直流重畳分が増加する。

（出力電流が小さい場合）
負荷１２０が電流を必要としなくなると、負荷１２０のインピーダンスＲｌｏａｄが大きくなる。スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏは、フィードバック制御回路１２６が所定の値になるように制御されているため、負荷１２０のインピーダンスＲｌｏａｄが大きくなっても出力電圧Ｖｏが所定の値から変化せず一定の値に保たれる。

スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏは、前記（式１）の変形で表され、

Ｖｏ=Ｉｏ×Ｒｌｏａｄ （式２）
となる。

負荷１２０のインピーダンスＲｌｏａｄが大きくなると、出力電流Ｉｏが小さくなるように制御を行わないと出力電圧Ｖｏが上昇してしまうことになる。出力電流Ｉｏを小さくするためには、出力インダクタ１１５の電流ＩＬを小さくする制御を行う必要がある。具体的には、スイッチング素子１１４のオンデューティＤｏｎが狭くなるように制御を行う。

このときのフィードバック制御回路１２６の動作を以下に説明する。負荷１２０のインピーダンスＲｌｏａｄが大きくなり、出力電圧Ｖｏが上昇しようとすると、フィードバック制御回路１２６に入力される出力電圧比例信号Ｖｓｅｎｓが上昇しようとする。Ｖｓｅｎｓ＞Ｖｒｅｆ１となると、誤差アンプ１３４が出力するフィードバック信号ＶＦＢが低下する。

フィードバック信号ＶＦＢが低下すると、ＰＷＭ制御回路１２８におけるＶＦＢ＞Ｖｔｒｉとなっている期間が短くなる。この期間はスイッチング素子１１４のオンデューティであるため、この期間が短くなると、出力インダクタ１１５の電流ＩＬが上昇している期間が短くなり、電流ＩＬが低下する。

出力インダクタ１１５の電流ＩＬの平均が出力電流Ｉｏであるため、負荷１２０のインピーダンスＲｌｏａｄが大きくなると、出力電圧Ｖｏが所定の値になるように、スイッチング素子１１４のオンデューティを狭くして出力電流Ｉｏを低下させる。

特開平０１−１５７２６７号公報

このような従来のスイッチング電源装置においては次の問題がある。図７に示したように、スイッチング電源装置の出力電流Ｉｏがほぼゼロのとき、スイッチング素子１１４のオンデューティを極力狭くなるような制御が行われる。この状態では、出力電圧Ｖｏを制御するフィードバック制御回路１２６の動作が不安定になり、スイッチング動作が不定期になるため、低周波で大きな出力リップル電圧を発生する問題がある。

図８は出力電流がほぼゼロとなる無負荷時に外来ノイズ等による電圧リップルが発生する従来のスイッチング電源装置の動作波形を示したタイムチャートであり、図８（Ａ）は出力電電圧Ｖｏを示し、図８（Ｂ）はコンパレータ１３８に入力するフィードバック信号ＶＦＢと三角波信号Ｖｔｒｉを示し、図８（Ｃ）はスイッチング制御信号ＶＧＳを示し、図７（Ｄ）は出力インダクタ１１５に流れる電流ＩＬを示す。

スイッチング電源装置の出力電流Ｉｏがほぼゼロになると、フィードバック制御回路１２６はスイッチング素子１１４のオンデューティが極力狭くなるように制御を行う。このとき、フィードバック制御回路１２６は、図８（Ｂ）に示すように、フィードバック信号ＶＦＢを三角波信号Ｖｔｒｉの下限ぎりぎりまで低下させるように制御が行われる。

フィードバック信号ＶＦＢが三角波信号Ｖｔｒｉの下限ぎりぎりに位置していた時に外来ノイズ等が影響を及ぼしてフィードバック信号ＶＦＢが上昇してしまうと、図８（Ｃ）のように、コンパレータ１３８がスイッチング制御信号ＶＧＳを数パルス出力してしまう。このように負荷１２０が電流を必要としていない時にスイッチング素子１１４のパルスが発生すると、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが上昇してしまうことになる。

スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが所定の値よりも上昇してしまうと、フィードバック制御回路１２６は出力電圧Ｖｏを低下させるように制御を行うことになり、フィードバック信号ＶＦＢを三角波信号Ｖｔｒｉの下限よりも低下させることでスイッチング素子１１４のパルスを停止させる。

スイッチング素子１１４の動作が停止し、一定期間が過ぎると出力電圧Ｖｏが低下する。ただし、スイッチング電源装置の出力電流Ｉｏがほぼゼロであるので、出力電圧Ｖｏが低下するのには、ある程度の時間を要する。出力電圧Ｖｏが所定の電圧になるト、フィードバック信号ＶＦＢが三角波信号Ｖｔｒｉの下限に位置するようになる。このとき、外来ノイズが影響を及ぼすと、同様な動作が繰り返される。

スイッチング電源装置の出力電流Ｉｏがほぼゼロであるときのスイッチング素子１１４のオンは、外来ノイズ等に影響されるため、図８（Ｃ）のように、３パルス出力されることもあれば２パルスしか出力されないこともある。ここで、スイッチング素子１１４のパルスの回数が大きいほど出力電圧Ｖｏの上昇が大きくなる。

外来ノイズ等に起因したパルス出力により出力電圧Ｖｏが一旦上昇すると、出力電圧Ｖｏが所定の電圧に低下するまではスイッチング素子１１４の動作が停止することになる。この動作により、図８（Ａ）に示すように、出力電圧Ｖｏに不定期かつ低周波数の大きな出力リップル電圧が発生することになる。

低周波の出力リップル電圧を除去するためには、スイッチング電源装置の出力となる平滑回路に、定数の大きな大型のＬＣフィルタを取り付ける必要があるため、スイッチング電源装置が大型化し、また、コスト増を招いてしまう。

このような問題を解決するために、スイッチング電源装置の内部にダミー抵抗を設けた電源装置が特許文献１に開示されている。引用文献１によれば、負荷１２０が電流を要求せず、スイッチング電源装置が外部に電流を出力しない場合でも、内部のダミー抵抗に電流が流れることで、フィードバック制御回路１２６が不安定になることを防ぎ、出力電圧Ｖｏを安定化できる。

しかしながら、外部に電流を出力しない場合でも、内部のダミー抵抗に電流が流れることで安定状態に保つスイッチング電源装置にあっては、無負荷時にダミー電流を流すことで損失が発生し、スイッチング電源装置の効率の低下を招くといった問題が発生する。

本発明は、出力電流がほぼゼロとなる無負荷時に外来ノイズ等によるリップルを抑制して出力電圧の安定制御を可能とするスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

（スイッチング電源装置）
本発明は、スイッチング素子のオン、オフによって入力電圧を断続電圧に変換し、当該断続電圧を平滑回路により直流電圧に変換して出力電圧を生成する電力変換部と、
所定の基準電圧と電力変換部の出力電圧に比例した出力電圧比例信号との誤差に応じて変化するフィードバック信号を出力するフィードバック制御回路と、
所定周波数の三角波信号とフィードバック制御回路から出力されるフィードバック信号とを比較し、フィードバック信号の変化に応じて電力変換部のスイッチング素子のスイッチング周波数およびデューティを制御するスイッチング制御信号を出力するＰＷＭ制御回路と、
を備えたスイッチング電源装置に於いて、
フィードバック制御回路は、基準電圧として、所定の直流電圧に三角波状の電圧が重畳した三角波重畳基準電圧を生成し、当該三角波重畳基準電圧と出力電圧比例信号との誤差に応じて変化するフィードバック信号を出力することにより、三角波重畳基準電圧の平均電圧に比例した出力電圧を前記電力変換部で生成して出力させるように構成したことを特徴とする。

（フィードバック制御回路とＰＷＭ制御回路）
フィードバック制御回路は、
所定の直流電圧に所定の周波数と振幅を持つ三角波状の電圧が重畳された三角波重畳基準電圧を発生させる三角波重畳基準電圧源と、
電力変換部の出力電圧に比例した出力電圧比例信号と三角波重畳基準電圧源から出力される三角波重畳基準電圧が入力され、当該両信号を比較することによりフィードバック信号を出力する誤差アンプと、
を備え、
ＰＷＭ制御回路は、
三角波信号を発生する三角波発振器と、
三角波発振器から出力される三角波信号とフィードバック制御回路が出力されるフィードバック信号が入力され、当該両信号を比較することによりスイッチング制御信号を出力するコンパレータと、
を備える。

（三角波重畳基準電圧源）
三角波重畳基準電圧源は、
所定の周波数と所定の時比率をもつ方形波を出力する方形波発振器と、
方形波発振器が出力する方形波を平滑することで、直流電圧に所定の周波数と所定の振幅を持つ三角波状の電圧が重畳した三角波重畳基準電圧を発生させる基準電圧平滑回路と、
を備える。
（三角波重畳基準電圧の周波数変更）
スイッチング電源装置は、更に、
電力変換部の出力電流に比例した電流を検出して周波数変更信号をフィードバック制御回路に出力して、三角波重畳基準電圧に重畳している三角波状電圧の周波数を変更させる電流検出回路が設けられる。

（三角波重畳周波数の変更の仕方）
電流検出回路は、出力電流が所定値より小さい場合は、三角波状電圧の周波数をスイッチング素子のスイッチング周波数よりも低い周波数に変更する周波数変更信号を出力し、出力電流が所定値以上の場合は、三角波状電圧の周波数をスイッチング素子のスイッチング周波数と同じか又はそれより高い所定の周波数に変更する周波数変更信号を出力することを特徴とする。

（基本的な効果）
本発明は、スイッチング素子のオン、オフによって入力電圧を断続電圧に変換し、当該断続電圧を平滑回路により直流電圧に変換して出力電圧を生成する電力変換部と、
所定の基準電圧と電力変換部の出力電圧に比例した出力電圧比例信号との誤差に応じて変化するフィードバック信号を出力するフィードバック制御回路と、所定周波数の三角波信号とフィードバック制御回路から出力されるフィードバック信号とを比較し、フィードバック信号の変化に応じて電力変換部のスイッチング素子のスイッチング周波数およびデューティを制御するスイッチング制御信号を出力するＰＷＭ制御回路とを備えたスイッチング電源装置に於いて、フィードバック制御回路は、基準電圧として、所定の直流電圧に三角波状の電圧が重畳した三角波重畳基準電圧を生成し、当該三角波重畳基準電圧と出力電圧比例信号との誤差に応じて変化するフィードバック信号を出力することにより、三角波重畳基準電圧の平均電圧に比例した出力電圧を前記電力変換部で生成して出力させるように構成したため、インダクタとコンデンサで構成する平滑回路を出力に持つスイッチング電源装置は、出力電流が小さくなるに従ってスイッチング素子のパルス幅が狭くなるような制御が行われ、スイッチング電源装置の出力電流がゼロ付近では、スイッチング素子のパルス幅が制御回路の限界まで狭くなるように制御され、この時、出力電圧を制御するフィードバック制御回路に外来ノイズ等の影響を受けると、スイッチング動作が不定期に行われるようになるため、低周波で大きな出力リップル電圧が発生するが、本発明では、フィードバック制御回路の基準電圧源に三角波状の電圧を重畳させることで、フィードバック回路の動作を安定化させて、低周波の出力リップルの発生を防ぐことができる。

これにより、出力リップル電圧を除去する平滑用の大型のＬＣフィルタを不要とし、また、出力リップル電圧の発生防止のためにダミー抵抗による損失の増加を無くすことが可能となり、小型で高効率、更に低コストのスイッチング電源装置を実現可能とする。

（フィードバック制御回路とＰＷＭ制御回路による効果）
また、フィードバック制御回路は、所定の直流電圧に所定の周波数と振幅を持つ三角波状の電圧が重畳された三角波重畳基準電圧を発生させる三角波重畳基準電圧源と、電力変換部の出力電圧に比例した出力電圧比例信号と三角波重畳基準電圧源から出力される三角波重畳基準電圧が入力され、当該両信号を比較することによりフィードバック信号を出力する誤差アンプとを備え、ＰＷＭ制御回路は、三角波信号を発生する三角波発振器と、三角波発振器から出力される三角波信号とフィードバック制御回路が出力されるフィードバック信号が入力され、当該両信号を比較することによりスイッチング制御信号を出力するコンパレータとを備えたため、基準電圧源を三角波重畳基準電圧源とし、直流電圧に三角波状の電圧が重畳された三角波重畳基準電圧を発生させ、それ以外は従来回路のままで良く、簡単な構成により、出力電流がほぼゼロとなる無負荷時に外来ノイズ等によるリップルを確実に抑制して出力電圧を安定化可能とする。

（三角波重畳基準電圧源による効果）
また、三角波重畳基準電圧源は、所定の周波数と所定の時比率をもつ方形波を出力する方形波発振器と、方形波発振器が出力する方形波を平滑することで、直流電圧に所定の周波数と所定の振幅を持つ三角波状の電圧が重畳した三角波重畳基準電圧を発生させる基準電圧平滑回路とを備えたため、方形波の整流という簡単な回路処理により、三角波状の電圧が重畳した三角波重畳基準電圧の発生を可能とする。

（三角波重畳基準電圧の周波数変更による効果）
また、スイッチング電源装置は、更に、電力変換部の出力電流に比例した電流を検出して周波数変更信号をフィードバック制御回路に出力して、三角波重畳基準電圧に重畳している三角波状電圧の周波数を変更させる電流検出回路が設けられ、電流検出回路は、出力電流が所定値より小さい場合は、三角波状電圧の周波数をスイッチング素子のスイッチング周波数よりも低い周波数に変更する周波数変更信号を出力し、出力電流が所定値以上の場合は、三角波状電圧の周波数をスイッチング素子のスイッチング周波数と同じか又はそれより高い所定の周波数に変更する周波数変更信号を出力するようにしたため、三角波状電圧の周波数を固定していた場合には、出力電流の大小にかかわらず、スイッチング電源装置の出力リップルに、三角波重畳基準電圧に重畳している三角波状電圧の周波数成分が僅かではあるが表れているが、出力電流が大きい場合にスイッチング周波数と同じか又はそれより高い周波数に切替えることで、三角波重畳基準電圧の三角波の周波数成分が出力リップルに表れることが無くなり、これにより、高効率、小型、低コストで、さらに、低リップルのスイッチング電源装置を作ることができる。

電力変換部に降圧チョッパー回路を用いたスイッチング電源装置の実施形態を示した回路ブロック図 図１のフィードバック制御回路に設けられた三角波重畳基準電圧源の実施形態を示した回路ブロック図 出力電流がほぼゼロとなった時の各部の動作波形を示したタイムチャート 三角波重畳基準電圧に重畳している三角波成分の周波数を出力電流の検出値に応じて変更させるスイッチング電源装置の他の実施形態を示した回路ブロック図 従来の代表的な例として降圧チョッパー回路を備えたスイッチング電源装置を示したブロック回路図、 出力電流が大きい場合の従来のスイッチング電源装置の動作波形を示したタイムチャート 出力電流が小さい場合の従来のスイッチング電源装置の動作波形を示したタイムチャート 出力電流がほぼゼロとなる無負荷時に外来ノイズ等による電圧リップルが発生する従来のスイッチング電源装置の動作波形を示したタイムチャート

［スイッチング制御装置の回路構成］
図１は電力変換部に降圧チョッパー回路を用いたスイッチング電源装置の実施形態を示した回路ブロック図である。

図１に示すように、本実施形態のスイッチング電源装置は、電力変換部１０とスイッチング制御部２２で構成され、スイッチング制御部２２には、出力電圧検出回路２４，フィードバック制御回路２６及びＰＷＭ制御回路２８が設けられる。

（電力変換部）
電力変換部１０は、非絶縁の降圧チョッパー回路としており、入力電源１２のプラス側にＭＯＳ−ＦＥＴを用いたスイッチング素子１４のドレインが接続され、スイッチング素子１４のソースに整流用のダイオード１６のアノードと出力インダクタ１５の一端が接続され、出力インダクタ１５の他端に出力コンデンサ１８の一端が接続され、出力コンデンサ１８の他端とダイオード１６のカソードと入力電源１２のマイナス側が接続されている。

電力変換部１０は、入力電源１２からの入力電圧Ｖｉｎを、スイッチング素子１４のオン、オフ動作によって断続電圧に変換し、断続電圧をダイオード１６により整流して出力インダクタ１５と出力コンデンサ１８で構成される平滑回路で平滑することで直流電圧に変換し、出力電圧Ｖｏを生成するものである。

電力変換部１０の出力電圧Ｖｏは、スイッチング素子１４のオンデューティで一定電圧となるように制御される。

なお、本実施形態では、電力変換部１０として、非絶縁の降圧チョッパー回路の例を示しているが、昇圧チョッパー回路でも良いし、絶縁型のフォワードコンバータ、フライバックコンバータ、ブリッジコンバータ等を用いても良い。

（ＰＷＭ制御回路）
ＰＷＭ制御回路２８は、電力変換部１０のスイッチング素子１４にスイッチング制御信号ＶＧＳを出力することで、スイッチング素子１４のスイッチング周波数およびデューティを制御する。

ＰＷＭ制御回路２８は、コンパレータ３８と三角波発振器４０で構成される。コンパレータ３８は、三角波信号Ｖｔｒｉおよびフードバック信号ＶＦＢが入力され、三角波信号Ｖｔｒｉとフィードバック信号ＶＦＢを比較した結果に基づいてスイッチング制御信号ＶＧＳを制御する。

本実施形態でコンパレータ３８は、Ｖｔｒｉ＜ＶＦＢのときスイッチング制御信号ＶＧＳをＨレベルとしてスイッチング素子１４がオンし、Ｖｔｒｉ＞ＶＦＢのときスイッチング制御信号ＶＧＳをＬレベルとしてスイッチング素子１４がオフするように制御される。この動作により、三角波発振器４０の周波数によってスイッチング素子１４のスイッチング周波数が決定され、フィードバック信号ＶＦＢの大小でスイッチング素子１４のオンデューティが制御される。

（フィードバック制御回路）
フィードバック制御回路２６は、ＰＷＭ制御回路２８のコンパレータ３８へフィードバック信号ＶＦＢを出力することで、スイッチング素子１４のオンデューティを制御し、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏを所定の値に制御する。

フィードバック制御回路２６は、誤差アンプ３４と三角波重畳基準電圧源３６で構成される。誤差アンプ３４は、出力電圧検出回路２４から抵抗３０，３２により分圧した出力電圧Ｖｏに比例した出力電圧比例信号Ｖｓｅｎｓと三角波重畳基準電圧源３６からの三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２が入力され、出力電圧比例信号Ｖｓｅｎｓと三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２を比較した結果に基づいてフィードバック信号ＶＦＢを制御する。

本実施形態で誤差アンプ３４は、Ｖｓｅｎｓ＞Ｖｒｅｆ２のときフィードバック信号ＶＦＢが低下し、Ｖｓｅｎｓ＜Ｖｒｅｆ２のときフィードバック信号ＶＦＢが上昇するように制御する。

この誤差アンプ３４の動作により、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２で規定される所定の電圧よりも上昇しようとした場合、出力電圧Ｖｏが低下するようにフィードバック信号ＶＦＢが低下し、ＰＷＭ制御回路２８によりスイッチング素子１４のオンデューティが小さくなるように制御される。

また、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２で規定される所定の電圧よりも低下しようとした場合、誤差アンプ３４の動作により、出力電圧Ｖｏが上昇するようにフィードバック信号ＶＦＢが上昇し、ＰＷＭ制御回路２８によりスイッチング素子１４のオンデューティが大きくなるように制御される。

三角波重畳基準電圧源３６は、直流電圧源４４による直流電圧に三角波発振源４２による一定の周波数と一定の振幅を持つ三角波状の電圧（以下「三角波成分」という）が重畳した三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２を発生させる電圧源である。スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏは、三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２の平均電圧に比例した値となる。

三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２に重畳する三角波成分の周波数の上限は、スイッチング電源装置のスイッチング周波数の１／２以下に設定される。また、三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２に重畳する三角波成分の周波数の下限は、電力変換部１０の出力インダクタ１５と出力コンデンサ１８で構成される平滑回路のポール周波数以上に設定される。更に、三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２の三角波成分の振幅は、三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２の平均電圧の数パーセント程度に設定される。なお、平滑回路のポール周波数は、一般的には、スイッチング周波数の１／２０よりも低くなるように設定される。

三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２の三角波成分の振幅が小さく、三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２の三角波成分の周波数がスイッチング電源装置の出力インダクタ１５と出力コンデンサ１８で構成される平滑回路のポール周波数以上に設定されていることで、スイッチング電源装置の出力リップルに三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２の三角波が及ぼす影響を少なく抑えることができる。

（三角波重畳基準電圧源３６の具体例）
図２は図１のフィードバック制御回路に設けられた三角波重畳基準電圧源の実施形態を示した回路ブロック図である。図２に示すように、三角波重畳基準電圧源３６は、所定の周波数と所定の時比率をもつ方形波を出力する方形波発振器４６と、抵抗５０とコンデンサ５２を持つ基準電圧平滑回路４８で構成される。

三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２に重畳する三角波成分の周波数は方形波の周波数で決定され、三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２の三角波成分の振幅は抵抗５０とコンデンサ５２の定数で決定され、三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２の平均電圧は方形波の時比率で決定される。

三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２の平均電圧がスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏを決定する。本実施形態のスイッチング電源装置は、方形波発振器４６の時比率を変更することで出力電圧Ｖｏの設定電圧を変更することができる。

［スイッチング電源装置の動作］
図３は図１及び図２に示したスイッチング電源装置の実施形態で出力電流がほぼゼロとなった時の各部の動作波形を示したタイムチャートであり、図３（Ａ）は誤差アンプ３４に入力する出力電圧比例信号Ｖｓｅｎｓと三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２を示し、図３（Ｂ）はコンパレータ３８に入力する三角波信号Ｖｔｒｉとフィードバック信号ＶＦＢを示し、図３（Ｃ）はスイッチング制御信号ＶＧＳを示し、図３（Ｄ）は出力インダクタ１５の電流ＩＬを示している。

（出力電流がほぼゼロの場合）
スイッチング電源装置の出力電流Ｉｏがほぼゼロになると、スイッチング制御部２２はスイッチング素子１４のオンデューティが極力狭くなるように制御することになるため、フィードバック制御回路２６は、図３（Ｂ）に示すように、従来例と同様に、フィードバック信号ＶＦＢは三角波信号Ｖｔｒｉの下限まで低下する。

本実施形態のスイッチング電源装置では、図３（Ａ）に示したように、三角波重畳基準電圧源３６の三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２が三角波状に振動している。図３（Ａ）では、三角波重畳基準電圧源３６の周波数はスイッチング素子１４のスイッチング周波数の１／４に設定されている場合を例に示している。

フィードバック制御回路２６は、三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２の平均電圧とスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏに比例した電圧である出力電圧比例信号Ｖｓｅｎｓが等しくなるように動作する。

図３（Ａ）では、三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２は三角波成分が直流電圧に重畳した電圧となっているが、出力電圧比例信号Ｖｓｅｎｓは三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２に応答できないために直流電圧となっている。これは、三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２の周波数がスイッチング周波数の１／４に設定されており、スイッチング電源装置の出力インダクタ１５と出力コンデンサ１８で構成された平滑回路のポール周波数より高いため、三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２の三角波成分の電圧振幅（スイッチング周波数の１／４の周波数）で生成される出力電圧Ｖｏの電圧振幅（リップル成分）が出力側の平滑回路によって平滑されて除去されることによる。

即ち、出力電圧Ｖｏが三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２に応答できないことから、出力電圧比例信号Ｖｓｅｎｓも三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２に応答できず、このため出力電圧比例信号Ｖｓｅｎｓは直流電圧となっている。

フィードバック制御回路２６が出力するフィードバック信号ＶＦＢは、誤差アンプ３４の入力である出力電圧比例信号Ｖｓｅｎｓと三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２の比較に基づき、Ｖｓｅｎｓ＜Ｖｒｅｆ２の時には高くなり、Ｖｓｅｎｓ＞Ｖｒｅｆ２の時には低くなるように制御されることから、フィードバック信号ＶＦＢは三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２と同じ周波数の電圧振動を持つことになる。

三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２はスイッチング周波数の１／４の周波数で振動する直流重畳した三角波であるので、フィードバック信号ＶＦＢもスイッチング周波数の１／４の電圧振動を持つことになる。

スイッチング電源装置の出力電流Ｉｏがほぼゼロの場合、図３（Ｂ）に示すように、フィードバック信号ＶＦＢは三角波信号Ｖｔｒｉの下限になるように制御されていることから、三角波信号Ｖｔｒｉの下限近くでフィードバック信号ＶＦＢが振動している状態となる。

図３（Ｂ）では、三角波信号Ｖｔｒｉが４周期に対して１回だけ、ＶＦＢ＞Ｖｔｒｉとなる状態になるため、図３（Ｃ）に示すように、スイッチング周波数の１／４の周波数でスイッチング素子１４がオンする状態となる。そして、このときのスイッチング素子１４のパルス幅が、負荷が要求する電流（ほぼゼロ）に合わせて決定されるようにフィードバック信号ＶＦＢの中心電圧が制御される。

（本実施形態のメリット１）
図５に示した従来例においては、スイッチング電源装置の出力電流がほぼゼロのときには、フィードバック信号ＶＦＢが三角波信号Ｖｔｒｉの下限のぎりぎりの位置で制御されていたため、外来ノイズ等の影響でスイッチング素子１１４が不安定にオンする場合があったが、本実施形態ではフィードバック信号ＶＦＢが周期的に振動しているため、外来ノイズ等の影響を受けてもスイッチング素子１１４が不安定にオンすることがない。

また、図５に示した従来例では、スイッチング電源装置の出力電流がほぼゼロのときには、スイッチング素子１１４が不安定にオンしていたため、低周波数のリップルが発生し、スイッチング電源装置に大型のＬＣフィルタを取り付ける必要があったが、本実施形態では、フィードバック信号ＶＦＢがスイッチング周波数の１／４の周波数で振動しているため、スイッチング電源装置のリップルはスイッチング周波数の１／４となり、スイッチング電源装置に通常備えている平滑回路によるＬＣフィルタのポール周波数よりも十分に高い周波数であるため、スイッチング電源装置としてのリップルは十分に小さい。

このため本実施形態のスイッチング電源装置では、出力電流がほぼゼロの場合においても、スイッチング素子１４が安定に動作するため、ダミー抵抗を設ける必要が無く、また、大型のＬＣフィルタ等も不要であることから、高効率、小型、低コストのスイッチング電源装置を作ることができる。

（本実施形態のメリット２）
本実施形態は、スイッチング電源装置の出力電流Ｉｏがほぼゼロの場合におけるフィードバック制御の不安定状態の改善に効果があることを上記で説明したが、スイッチング素子１４のオンパルス幅の制御の不安定状態の改善にも効果がある。

スイッチング電源装置の出力電流Ｉｏがほぼゼロの場合は、スイッチング素子１４のオンパルスの幅が極力狭くなるように制御する必要があるが、一般的なスイッチング電源装置では、ＰＷＭ制御回路２８がスイッチング素子１４のオン、オフを制御する信号ラインにスイッチング素子１４を駆動するのに必要な電流を確保するための増幅回路等が設けられる。

一般的な増幅回路は遅延時間を持つが、スイッチング素子１４をオンからオフに制御するときの遅延時間と、スイッチング素子１４をオフからオンに制御するときの遅延時間が異なり、両者がばらつきを持ち、更に両者が経時変動する等の特性を持つ。

この特性によって、スイッチング素子１４のオンパルス幅を狭く使用する場合に、オンパルス幅と遅延時間が近くなると安定したオンパルス幅を得ることが難しくなる。オンパルス幅が安定しないと、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが不安定となる。これを解決するためには、遅延時間の短い増幅回路を用いる必要があるが、部品コストが嵩み、スイッチング電源装置が高価なものになってしまう。

本実施形態のスイッチング電源装置は、出力電流Ｉｏがほぼゼロの場合において、例えば図３の場合では、スイッチング制御部２２がスイッチング周波数の１／４の周波数でスイッチング素子１４のオンパルスを発生させることになり、スイッチング周波数でオンパルスが発生する場合と比較すると、同じ出力電圧と出力電流の場合では、スイッチング素子１４のパルス幅を４倍で使用することができることになる。

このようにオンパルス幅を広く用いることで、スイッチング素子１４を制御する信号ラインに設けられた増幅回路の遅延時間の影響を受けないように動作させることができるようになり、遅延時間が大きい増幅回路を用いることが可能になるため、スイッチング電源装置を低コストで作ることができるようになる。

（本実施形態のメリット３）
図３では、本実施形態のスイッチング電源装置が最も理想的に動作する場合として、スイッチング周波数を作る三角波信号Ｖｔｒｉと三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２が同期した周波数で動作している場合を示している。

図３では、三角波信号Ｖｔｒｉに対して三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２が１／４の周波数で同期して動作しているので、スイッチング素子１４の動作もスイッチング周波数の１／４の周波数に完全に同期した動作となる。

ここで、三角波信号Ｖｔｒｉに対して三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２がほぼ１／４の周波数、即ち、三角波信号Ｖｔｒｉと三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２が同期しない状態だったとしても、本発明が目的としている効果を得ることができる。

三角波信号Ｖｔｒｉに対して三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２が１／４の周波数よりも若干高かった場合は、スイッチング素子１４の動作もスイッチング周波数の１／４の周波数で動作する箇所に、時々、１／３の周波数で動作する箇所が混ざる。

また、三角波信号Ｖｔｒｉに対して三角波重畳基準電圧Ｖｒｅｆ２が１／４の周波数よりも若干低かった場合は、スイッチング素子１４の動作もスイッチング周波数の１／４の周波数で動作する箇所に、時々、１／５の周波数で動作する箇所が混ざる。何れの場合においても図８に示した従来例の不安定な動作は無くなるため、スイッチング電源装置が低周波数のリップルを出力することが無くなる。

［スイッチング制御装置の他の実施形態］
図４は三角波重畳基準電圧に重畳している三角波成分の周波数を出力電流の検出値に応じて変更させるスイッチング電源装置の他の実施形態を示した回路ブロック図である。

図４に示すように、本実施形態にあっては、図１及び図２に示したスイッチング電源装置に、電流検出回路６０を加え、三角波重畳基準電圧源３６の三角波成分の周波数をスイッチング電源装置の出力電流Ｉｏによって変化させる構成としたものである。

電流検出回路６０は、スイッチング電源装置の出力電流Ｉｏの大小を検出し、三角波重畳基準電圧源３６に対して周波数変更信号ＦＣを出力する。電流検出回路６０は、スイッチング電源装置の出力電流Ｉｏを直接もしくは間接的に検出するもので良い。

例えば図４に示すように、スイッチング電源装置と負荷２０の間に設けられて出力電流を直接検出するものでも良いし、スイッチング素子１４の電流を検出するものでも良い。また、電力変換部１０が絶縁型コンバータの場合には、トランスの１次側の電流を検出するものでも良いし、トランスの２次側の電流を検出するものでも良い。

三角波重畳基準電圧源３６は、電流検出回路６０からの周波数変更信号ＦＣを受けて三角波発振源４２による三角波の周波数を変更する動作を行う。具体的には、スイッチング電源装置の出力電流Ｉｏが小さいときには、三角波の周波数は、スイッチング電源装置のスイッチング周波数よりも低く設定される。即ち、三角波の周波数は、スイッチング周波数の１／２以下で且つ電力変換部１０の平滑回路のポール周波数以上の周波数となる。

また、スイッチング電源装置の出力電流Ｉｏが大きいときには、三角波の周波数は、スイッチング電源装置のスイッチング周波数と同じ、もしくは、スイッチング周波数よりも高くなるように設定される。

このようにスイッチング電源装置の出力電流Ｉｏが小さいときに、三角波重畳基準電圧の三角波成分の周波数がスイッチング電源装置のスイッチング周波数よりも低く設定されことにより、スイッチング電源装置の出力電流Ｉｏがほぼゼロの場合には、スイッチング電源装置が低周波数のリップルを出力することが無くなる。

図１及び図２の実施形態では、スイッチング電源装置の出力リップルにわずかではあるが、三角波重畳基準電圧源３６の三角波の周波数成分が表れる。この動作は、スイッチング電源装置の出力電流Ｉｏがほぼゼロに近いときには必要な動作であるが、出力電流Ｉｏが大きいときには、スイッチング素子１４が安定に動作するため不要な動作である。

そこで、本実施形態では、出力電流Ｉｏが大きいときに、三角波重畳基準電圧源３６の三角波の周波数をスイッチング電源装置のスイッチング周波数と同じ、もしくは、スイッチング周波数よりも大きくなるように設定することで、スイッチング電源装置の出力リップルに三角波重畳基準電圧源３６の三角波の周波数成分が表れなくなり、スイッチング電源装置の出力リップルを低減することができる。

（本実施形態のメリット）
図１及び図２の実施形態のスイッチング電源装置では、出力電流Ｉｏの大小にかかわらず、スイッチング電源装置の出力リップルにわずかではあるが、三角波重畳基準電圧源３６の三角波の周波数成分が表れていたが、本実施形態の請求項３では、出力電流Ｉｏが大きい場合においては、三角波重畳基準電圧源３６のスイッチング電源装置では、三角波の周波数成分が出力リップルに表れることが無くなる。これにより、高効率、小型、低コストで、さらに、低リップルのスイッチング電源装置を作ることができる。

［本発明の変形例］
本発明は、その目的と利点を損なうことのない適宜の変形を含み、更に上記の実施形態に示した数値による限定は受けない。

１０：電力変換部
１２：入力電源
１４：スイッチング素子
１５：出力インダクタ
１６：ダイオード
１８：出力コンデンサ
２０：負荷
２２：スイッチング制御部
２４：出力電圧検出回路
２６：フィードバック制御回路
２８：ＰＷＭ制御回路
３０，３２，５０：抵抗
３４：誤差アンプ
３６：三角波重畳基準電圧源
３８：コンパレータ
４０：三角波発振器
４２：三角波発振源
４４：直流電圧源
４６：方形波発振器
４８：基準電圧平滑回路
５２：コンデンサ
６０：電流検出回路

Claims (3)

1. スイッチング素子のオン、オフによって入力電圧を断続電圧に変換し、当該断続電圧を平滑回路により直流電圧に変換して出力電圧を生成する電力変換部と、
   所定の直流電圧に三角波状の電圧が重畳した三角波重畳基準電圧を生成し、当該三角波重畳基準電圧と前記電力変換部の出力電圧に比例した出力電圧比例信号との誤差に応じて変化するフィードバック信号を出力することにより、前記三角波重畳基準電圧の平均電圧に比例した出力電圧を前記電力変換部で生成して出力させるフィードバック制御回路と、
   所定周波数の三角波信号と前記フィードバック制御回路から出力される前記フィードバック信号とを比較し、前記フィードバック信号の変化に応じて前記電力変換部のスイッチング素子のスイッチング周波数およびデューティを制御するスイッチング制御信号を出力するＰＷＭ制御回路と、
   前記電力変換部の出力電流に比例した電流を検出して周波数変更信号を前記フィードバック制御回路に出力して、前記三角波重畳基準電圧に重畳している三角波状電圧の周波数を変更させる電流検出回路と、
   を備え、
   前記電流検出回路は、前記出力電流が所定値より小さい場合は、前記三角波状電圧の周波数を前記スイッチング素子のスイッチング周波数よりも低い周波数に変更する周波数変更信号を出力し、前記出力電流が前記所定値以上の場合は、前記三角波状電圧の周波数を前記スイッチング素子のスイッチング周波数と同じか又はそれより高い所定の周波数に変更する周波数変更信号を出力することを特徴としたスイッチング電源装置。
   
2. 請求項１記載のスイッチング電源装置に於いて、
   前記フィードバック制御回路は、
   所定の直流電圧に所定の周波数と振幅を持つ三角波状の電圧が重畳された三角波重畳基準電圧を発生させる三角波重畳基準電圧源と、
   前記電力変換部の出力電圧に比例した前記出力電圧比例信号と前記三角波重畳基準電圧源から出力される前記三角波重畳基準電圧が入力され、当該両信号を比較することにより前記フィードバック信号を出力する誤差アンプと、
   を備え、
   前記ＰＷＭ制御回路は、
   前記三角波信号を発生する三角波発振器と、
   前記三角波発振器から出力される前記三角波信号と前記フィードバック制御回路が出力される前記フィードバック信号が入力され、当該両信号を比較することにより前記スイッチング制御信号を出力するコンパレータと、
   を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
   
3. 請求項２記載のスイッチング電源装置に於いて、前記三角波重畳基準電圧源は、
   所定の周波数と所定の時比率をもつ方形波を出力する方形波発振器と、
   前記方形波発振器が出力する方形波を平滑することで、直流電圧に所定の周波数と所定の振幅を持つ三角波状の電圧が重畳した三角波重畳基準電圧を発生させる基準電圧平滑回路と、
   を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
   

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