JP2008160904A - スイッチングレギュレータ - Google Patents
スイッチングレギュレータ Download PDFInfo
- Publication number
- JP2008160904A JP2008160904A JP2006343697A JP2006343697A JP2008160904A JP 2008160904 A JP2008160904 A JP 2008160904A JP 2006343697 A JP2006343697 A JP 2006343697A JP 2006343697 A JP2006343697 A JP 2006343697A JP 2008160904 A JP2008160904 A JP 2008160904A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- switching regulator
- signal
- output
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
【課題】本発明は、安定にかつ高精度に、入力電圧から所望の出力電圧を生成することが可能なスイッチングレギュレータを提供することを目的とする。
【解決手段】本発明に係るスイッチングレギュレータは、帰還電圧Vfbと基準電圧Vrefとの比較信号Saを生成するコンパレータ12と、クロック信号Sbを生成する発振器14と、比較信号Saとクロック信号Sbに基づいてPWM信号Scを生成するラッチ回路15と、PWM信号Sc(ゲート信号Sd)に基づいてスイッチング制御され、その一端からスイッチ電圧Vswが引き出される出力トランジスタ11と、を有して成り、スイッチ電圧Vswを平滑化して、入力電圧Viから所望の出力電圧Voを生成するスイッチングレギュレータであって、ラッチ回路15の出力端とコンパレータ12の反転入力端(−)との間に、抵抗と容量から成る位相補償回路17を有して成る構成とされている。
【選択図】図1
【解決手段】本発明に係るスイッチングレギュレータは、帰還電圧Vfbと基準電圧Vrefとの比較信号Saを生成するコンパレータ12と、クロック信号Sbを生成する発振器14と、比較信号Saとクロック信号Sbに基づいてPWM信号Scを生成するラッチ回路15と、PWM信号Sc(ゲート信号Sd)に基づいてスイッチング制御され、その一端からスイッチ電圧Vswが引き出される出力トランジスタ11と、を有して成り、スイッチ電圧Vswを平滑化して、入力電圧Viから所望の出力電圧Voを生成するスイッチングレギュレータであって、ラッチ回路15の出力端とコンパレータ12の反転入力端(−)との間に、抵抗と容量から成る位相補償回路17を有して成る構成とされている。
【選択図】図1
Description
本発明は、入力電圧から所望の出力電圧を生成するスイッチングレギュレータに関するものである。
図4は、スイッチングレギュレータの一従来例を示す回路図である。
本図に示す従来構成のスイッチングレギュレータは、所定の基準電圧Vrefと出力電圧Voに応じた帰還電圧Vfbとを比較し、その比較信号Saと所定のクロック信号Sbに基づいて、所望デューティのパルス幅変調信号Sc(以下では、PWM[Pulse Width Modulation]信号Scと呼ぶ)、延いては、出力トランジスタ101のゲート信号Sdを生成する構成とされている。
なお、本図に示す従来構成のスイッチングレギュレータにおいて、出力トランジスタ101は、クロック信号Sbの立上がりエッジでオンとされ、比較信号Saの立下がりエッジでオフとされる。
従って、ドレインに入力電圧Viが印加されている出力トランジスタ101のソースからは、そのオン/オフに応じた矩形波状のスイッチ電圧Vswが引き出される形となり、これを平滑化することで、所望の出力電圧Voが生成される。
なお、上記に関連する従来技術の一例として、特許文献1、2を挙げることができる。
特許文献1には、サブハーモニック発振を防ぐために、入力電圧と出力電圧との演算結果を用いて、適切な量のスロープ補償を行う電流モード制御型のスイッチングレギュレータが開示・提案されている。
また、特許文献2には、サブハーモニック発振を防ぐために、入力電圧と出力電圧との電圧差を用いて、適切な量のスロープ補償を行う電流モード制御型のスイッチングレギュレータが開示・提案されている。
特開2006−33958号公報
特開2006−246626号公報
確かに、図4に示す従来構成のスイッチングレギュレータであれば、極めて簡易な構成により、入力電圧Viから所望の出力電圧Voを生成することが可能である。
しかしながら、上記従来構成のスイッチングレギュレータでは、コンパレータ102、ラッチ回路105、並びに、プリドライバ106の各動作に生じる不可避的な遅延によって、出力動作が不安定となったり、所望の発振周波数が得られなくなるおそれがあった。特に、スイッチング周波数を高めようとしたときには、上記の遅延による影響が顕在化するため、上記の不具合を生じやすかった。
なお、上記の不具合を解消する手段として、従来より、スピードアップコンデンサC2などの外付けが行われていたが、このような対策では、外付け素子数の不要な増大や、これに伴うコストアップが招かれていた。
また、上記従来構成のスイッチングレギュレータでは、電流モード制御型のスイッチングレギュレータと同様、入力電圧Viと出力電圧Voとの電圧差が小さい場合(例えば、出力電圧Vo/入力電圧Vi≧1/2)など、出力トランジスタ101のオンデューティが50%を超えるときに、サブハーモニック発振を生じやすく、リップルが大きくなって出力精度が低下するという課題があった。
本発明は、上記の問題点に鑑み、安定にかつ高精度に、入力電圧から所望の出力電圧を生成することが可能なスイッチングレギュレータを提供することを目的とする。
上記目的を達成するために、本発明に係るスイッチングレギュレータは、出力電圧に応じた帰還電圧と所定の基準電圧との比較信号を生成するコンパレータと、所定周波数のクロック信号を生成する発振器と、前記比較信号と前記クロック信号に基づいて所望デューティのパルス幅変調信号を生成するラッチ回路と、前記パルス幅変調信号に基づいてスイッチング制御され、その一端から矩形波状のスイッチ電圧が引き出される出力トランジスタと、を有して成り、前記スイッチ電圧を平滑化することによって、入力電圧から所望の出力電圧を生成するスイッチングレギュレータであって、前記ラッチ回路の出力端と前記コンパレータの帰還電圧入力端との間に、抵抗と容量から成る位相補償回路を有して成る構成(第1の構成)とされている。
なお、上記第1の構成から成るスイッチングレギュレータにおいて、前記位相補償回路は、抵抗と容量の直列接続回路から成り、前記パルス幅変調信号の交流成分を前記帰還電圧に加算することで、進み位相を与えるものである構成(第2の構成)にするとよい。
また、上記第1または第2の構成から成るスイッチングレギュレータにて、前記コンパレータは、前記帰還電圧が前記基準電圧より低いときに前記比較信号をハイレベルとし、高いときにローレベルとするものであり、前記ラッチ回路は、前記クロック信号の立上がりエッジで前記パルス幅変調信号をハイレベルとし、前記比較信号の立下がりエッジで前記パルス幅変調信号をローレベルとするものである構成(第3の構成)にするとよい。
また、上記第1〜第3いずれかの構成から成るスイッチングレギュレータにおいて、前記出力トランジスタは、一端が前記入力電圧の印加端に接続され、他端から前記スイッチ電圧が引き出されるものである構成(第4の構成)にするとよい。
また、上記第1〜第4いずれかの構成から成るスイッチングレギュレータにおいて、前記パルス幅変調信号の駆動能力を高めて前記出力トランジスタの制御信号を生成するプリドライバを有して成る構成(第5の構成)にするとよい。
なお、上記第5の構成から成るスイッチングレギュレータは、前記コンパレータ、前記発振器、前記ラッチ回路、前記プリドライバ、前記出力トランジスタ、並びに、前記位相補償回路を集積化して成る半導体装置と;前記半導体装置に外付けされ、前記スイッチ電圧を平滑化して所望の出力電圧を生成する平滑回路と;前記半導体装置に外付けされ、前記出力電圧を分圧して前記帰還電圧を生成する分圧回路と;を有して成る構成(第6の構成)にするとよい。
本発明に係るスイッチングレギュレータであれば、安定にかつ高精度に、入力電圧から所望の出力電圧を生成することが可能となる。
図1は、本発明に係るスイッチングレギュレータの一実施形態を示す回路図である。
本図に示すように、本実施形態のスイッチングレギュレータは、スイッチングレギュレータIC10と、これに外付けされるダイオード(ショットキーダイオード)D1、インダクタL1、容量C1、及び、抵抗R1〜R2を有して成る。
スイッチングレギュレータIC10は、Nチャネル型電界効果トランジスタ(出力トランジスタ)11と、コンパレータ12と、直流電圧源13と、発振器14と、ラッチ回路(RSフリップフロップ)15と、プリドライバ16と、位相補償回路17と、を集積化して成る半導体装置である。
出力トランジスタ11のドレインは、入力電圧Viの印加端に接続されている。出力トランジスタ11のソースは、ダイオードD1のカソードとインダクタL1の一端に各々接続されている。ダイオードD1のアノードは、接地端に接続されている。インダクタL1の他端は、出力電圧Voに引出端として負荷(図示せず)に接続される一方、容量C1を介する経路、並びに、抵抗R1〜R2を介する経路で、接地端にも接続されている。
コンパレータ12の非反転入力端(+)は、直流電圧源13の正極端(基準電圧Vrefの印加端)に接続されている。直流電圧源13の負極端は、接地端に接続されている。コンパレータ12の反転入力端(−)は、出力電圧Voに応じた帰還電圧Vfbの印加端(抵抗R1と抵抗R2との接続ノード)に接続されている。
ラッチ回路15のリセット端(R)は、コンパレータ12の出力端に接続されている。ラッチ回路15のセット端(S)は、発振器14の出力端に接続されている。ラッチ回路15の出力端(Q)は、プリドライバ16を介して、出力トランジスタ11のゲートに接続されている。
位相補償回路17は、抵抗17aと容量17bとの直列接続回路であり、ラッチ回路15の出力端とコンパレータ12の反転入力端(−)(帰還電圧Vfbの入力端)との間に接続されている。
上記構成から成るスイッチングレギュレータの基本動作(出力電圧Voの生成動作)について説明する。
入力電圧Viから所望の出力電圧Voを生成するに際し、コンパレータ12では、出力電圧Voに応じた帰還電圧Vfbと所定の基準電圧Vrefとの比較信号Saが生成される。より具体的に述べると、コンパレータ12では、帰還電圧Vfbが基準電圧Vrefより低いときに比較信号Saがハイレベルとされ、高いときにローレベルとされる。
一方、発振器14では、出力トランジスタ11のスイッチング周波数を定めるべく、所定周波数のクロック信号Sbが生成される。
ラッチ回路15では、上記の比較信号Saとクロック信号Sbに基づいて、所望デューティのPWM信号Scが生成される。より具体的に述べると、ラッチ回路15では、クロック信号Sbの立上がりエッジでPWM信号Scがハイレベルとされ、比較信号Saの立下がりエッジでPWM信号Scがローレベルとされる。すなわち、ラッチ回路15では、クロック信号Sbに応じてPWM信号Scがハイレベルに遷移されると、以後、帰還電圧Vfbが基準電圧Vrefに達するまで、PWM信号Scがハイレベルに維持され、帰還電圧Vfbが基準電圧Vrefに達したときに、PWM信号Scがローレベルに遷移される形となる。従って、出力電圧Voがその目標値よりも低いほど、出力トランジスタ11のオンデューティは高くなり、目標値に近付くに連れて、出力トランジスタ11のオンデューティは低くなる。
プリドライバ16では、上記のPWM信号Scの駆動能力が高められ、出力トランジスタ11のゲート信号Sdが生成される。
出力トランジスタ11は、上記のゲート信号Sdに基づいてスイッチング制御され、そのソースから矩形波状のスイッチ電圧Vswが引き出される。そして、このスイッチ電圧Vswは、ダイオードD1、インダクタL1、及び、容量C1から成る平滑回路によって平滑化され、所望の出力電圧Voが生成される。なお、出力電圧Voは、抵抗R1〜R2から成る分圧回路によって分圧され、先述の帰還電圧Vfbが生成される。
このようなフィードバック制御により、本実施形態のスイッチングレギュレータでは、極めて簡易な構成によって、入力電圧Viから所望の出力電圧Voが生成される。
次に、上記構成から成るスイッチングレギュレータの位相補償動作について、図2及び図3を参照しながら説明する。
図2は、位相補償回路17の動作を説明するための波形図であり、図3は、位相補償回路17の作用効果を説明するための波形図である。
なお、図2では、上段から順に、PWM信号Sc、出力電圧Vo、並びに、帰還電圧Vfbがそれぞれ実線で示されている。また、上記の帰還電圧Vfbと対比する形で、基準電圧Vref(一点鎖線)と、位相補償回路17を持たない場合の帰還電圧(細い破線)が示されている。
一方、図3では、上段から順に、本実施形態の帰還電圧Vfb、PWM信号Sc、スイッチ電圧Vsw、並びに、出力電圧Voがそれぞれ実線で示されており、これらと対比する形で、位相補償回路17を持たない場合の電圧挙動(コンパレータ12、ラッチ回路15、及び、プリドライバ16の各動作に生じる不可避的な遅延により、PWM信号Scやスイッチ電圧Vswのパルス幅が大きくなり、所望のスイッチング周波数ではなく、その1/2のスイッチング周波数となってしまった場合)が破線で示されている。また、上記の帰還電圧Vfbと対比する形で、基準電圧Vref(一点鎖線)が示されている。
図2に示すように、本実施形態のスイッチングレギュレータでは、位相補償回路17を介して、PWM信号Scの交流成分が帰還電圧Vfに加算され、進み位相が与えられる。
従って、コンパレータ12、ラッチ回路15、及び、プリドライバ16の各動作に生じる不可避的な遅延の影響を緩和或いは解消することができるので、図3に示したように、出力動作を安定化して、所望の発振周波数を得ることが可能となる。
また、帰還電圧Vfbに進み位相を与えるということは、帰還電圧Vfbが基準電圧Vrefに達するまでの時間を短縮し、延いては、出力トランジスタ11のオンデューティを意図的に引き下げる形となる。従って、本実施形態のスイッチングレギュレータであれば、サブハーモニック発振を生じ難くすることができるので、リップルの発生を抑えて、出力精度を高めることが可能となる。
なお、上記の実施形態では、降圧型のスイッチングレギュレータに本発明を適用した場合を例に挙げて説明を行ったが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、昇圧型のスイッチングレギュレータについても、広く適用することが可能である。
また、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。
例えば、上記実施形態では、抵抗17aと容量17bの直列接続回路から成る位相補償回路17を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、抵抗と容量の並列接続回路としてもよいし、位相補償の次数についても任意に設定することが可能である。
本発明は、インクジェットプリンタなど、スイッチングレギュレータを使用する全てのアプリケーションにおいて、出力電圧の安定性及び精度を高める上で有用な技術である。
10 スイッチングレギュレータIC
11 Nチャネル型電界効果トランジスタ(出力トランジスタ)
12 コンパレータ
13 直流電圧源
14 発振器
15 ラッチ回路(RSフリップフロップ)
16 プリドライバ
17 位相補償回路
17a 抵抗
17b 容量
D1 ダイオード(ショットキーダイオード)
L1 インダクタ
C1 容量
R1、R2 抵抗
11 Nチャネル型電界効果トランジスタ(出力トランジスタ)
12 コンパレータ
13 直流電圧源
14 発振器
15 ラッチ回路(RSフリップフロップ)
16 プリドライバ
17 位相補償回路
17a 抵抗
17b 容量
D1 ダイオード(ショットキーダイオード)
L1 インダクタ
C1 容量
R1、R2 抵抗
Claims (6)
- 出力電圧に応じた帰還電圧と所定の基準電圧との比較信号を生成するコンパレータと、所定周波数のクロック信号を生成する発振器と、前記比較信号と前記クロック信号に基づいて所望デューティのパルス幅変調信号を生成するラッチ回路と、前記パルス幅変調信号に基づいてスイッチング制御され、その一端から矩形波状のスイッチ電圧が引き出される出力トランジスタと、を有して成り、前記スイッチ電圧を平滑化することによって、入力電圧から所望の出力電圧を生成するスイッチングレギュレータであって、
前記ラッチ回路の出力端と前記コンパレータの帰還電圧入力端との間に、抵抗と容量から成る位相補償回路を有して成ることを特徴とするスイッチングレギュレータ。 - 前記位相補償回路は、抵抗と容量の直列接続回路から成り、前記パルス幅変調信号の交流成分を前記帰還電圧に加算することで、進み位相を与えるものであることを特徴とする請求項1に記載のスイッチングレギュレータ。
- 前記コンパレータは、前記帰還電圧が前記基準電圧よりも低いときに前記比較信号をハイレベルとし、高いときにローレベルとするものであり、前記ラッチ回路は、前記クロック信号の立上がりエッジで前記パルス幅変調信号をハイレベルとし、前記比較信号の立下がりエッジで前記パルス幅変調信号をローレベルとするものであることを特徴とする請求項1または請求項2に記載のスイッチングレギュレータ。
- 前記出力トランジスタは、一端が前記入力電圧の印加端に接続され、他端から前記スイッチ電圧が引き出されるものであることを特徴とする請求項1〜請求項3のいずれかに記載のスイッチングレギュレータ。
- 前記パルス幅変調信号の駆動能力を高めて前記出力トランジスタの制御信号を生成するプリドライバを有して成ることを特徴とする請求項1〜請求項4のいずれかに記載のスイッチングレギュレータ。
- 前記コンパレータ、前記発振器、前記ラッチ回路、前記プリドライバ、前記出力トランジスタ、及び、前記位相補償回路を集積化して成る半導体装置と;前記半導体装置に外付けされ、前記スイッチ電圧を平滑化して所望の出力電圧を生成する平滑回路と;前記半導体装置に外付けされ、前記出力電圧を分圧して前記帰還電圧を生成する分圧回路と;を有して成ることを特徴とする請求項5に記載のスイッチングレギュレータ。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006343697A JP2008160904A (ja) | 2006-12-21 | 2006-12-21 | スイッチングレギュレータ |
CNA200710160310XA CN101252314A (zh) | 2006-12-21 | 2007-12-19 | 开关调节器 |
US11/961,439 US7548049B2 (en) | 2006-12-21 | 2007-12-20 | Switching regulator |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006343697A JP2008160904A (ja) | 2006-12-21 | 2006-12-21 | スイッチングレギュレータ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2008160904A true JP2008160904A (ja) | 2008-07-10 |
Family
ID=39541865
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006343697A Pending JP2008160904A (ja) | 2006-12-21 | 2006-12-21 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7548049B2 (ja) |
JP (1) | JP2008160904A (ja) |
CN (1) | CN101252314A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN101800473A (zh) * | 2009-02-05 | 2010-08-11 | 成都芯源系统有限公司 | 开关稳压系统及方法 |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN101753023B (zh) * | 2008-12-02 | 2012-11-21 | 深圳迈瑞生物医疗电子股份有限公司 | 一种升降压变换电路和升压电路 |
CN101814834A (zh) * | 2010-03-26 | 2010-08-25 | 西南交通大学 | 开关电源单环定频滞环控制方法及其装置 |
US9543834B2 (en) * | 2013-04-26 | 2017-01-10 | Fujitsu Ten Limited | Switching regulator, electronic device, and electronic circuit |
CN103532383A (zh) * | 2013-10-29 | 2014-01-22 | 成都芯源系统有限公司 | 一种开关变换装置及其控制电路和方法 |
CN103872885B (zh) * | 2014-03-18 | 2016-04-06 | 深圳市华星光电技术有限公司 | 一种待机功耗控制电路及方法 |
CN110401103B (zh) * | 2019-07-26 | 2021-03-23 | 光梓信息科技(上海)有限公司 | 脉冲激光驱动器 |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6465993B1 (en) * | 1999-11-01 | 2002-10-15 | John Clarkin | Voltage regulation employing a composite feedback signal |
CN100581095C (zh) * | 2003-11-20 | 2010-01-13 | 爱德万测试株式会社 | 时钟恢复电路以及通讯装置 |
JP2006033958A (ja) | 2004-07-14 | 2006-02-02 | Seiko Instruments Inc | スイッチングレギュレータ |
TW200608708A (en) * | 2004-08-26 | 2006-03-01 | Richtek Techohnology Corp | Current-mode control converter with fixed frequency, and method thereof |
JP4619822B2 (ja) | 2005-03-03 | 2011-01-26 | 株式会社リコー | スイッチングレギュレータ及びその電圧制御方法 |
US7733671B2 (en) * | 2006-06-23 | 2010-06-08 | Mediatek Inc. | Switching regulators |
-
2006
- 2006-12-21 JP JP2006343697A patent/JP2008160904A/ja active Pending
-
2007
- 2007-12-19 CN CNA200710160310XA patent/CN101252314A/zh active Pending
- 2007-12-20 US US11/961,439 patent/US7548049B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN101800473A (zh) * | 2009-02-05 | 2010-08-11 | 成都芯源系统有限公司 | 开关稳压系统及方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US7548049B2 (en) | 2009-06-16 |
US20080150507A1 (en) | 2008-06-26 |
CN101252314A (zh) | 2008-08-27 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR100953362B1 (ko) | 전류 모드 제어형 스위칭 레귤레이터 및 그 동작 제어 방법 | |
US8624566B2 (en) | Current-mode control switching regulator and operations control method thereof | |
US9584019B2 (en) | Switching regulator and control method thereof | |
US7180274B2 (en) | Switching voltage regulator operating without a discontinuous mode | |
US7403365B2 (en) | Over-current detection circuit and method for power-supply device | |
JP5274527B2 (ja) | Dc−dcコンバータ | |
JP2010068671A (ja) | Dc−dcコンバータ | |
JP2008160904A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
KR20150131116A (ko) | 스위칭 레귤레이터들에서 100 퍼센트 듀티 사이클을 위한 시스템들 및 방법 | |
JP4341698B2 (ja) | スイッチング電源とその制御回路及び制御方法 | |
JP5708202B2 (ja) | Dc−dcコンバータの制御方法およびdc−dcコンバータの制御回路 | |
JP5280097B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
US8643352B2 (en) | Switching power supply control with reduced harmonic frequency fluctuations | |
JP2005354860A (ja) | 昇降圧型dc−dcコンバータの制御装置 | |
JP2006149107A (ja) | 多出力電源回路 | |
JP2009065753A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
JP6395318B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
US9774251B2 (en) | Boost converter with improved stability | |
JP2008160905A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
JP2005198433A (ja) | 電源装置及びこれを用いた携帯機器 | |
JP6912300B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
JP4464263B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP4686285B2 (ja) | スイッチング制御回路、dc−dcコンバータ | |
US9397565B2 (en) | Phase offset compensation for multiphase DC-DC converter | |
JP6810150B2 (ja) | スイッチング電源装置および半導体装置 |