JP2007151311A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】双方向型のスイッチング電源装置において、迅速な動作切換処理を行うことが可能なスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】ダイオードD3またはスイッチング素子S4、ならびにスイッチング素子S1,S2によって、インダクタLに対するエネルギーの蓄積経路を構成する。また、ダイオードD4またはスイッチング素子S3、ならびにダイオードD1,D2によって、このインダクタLに蓄積されたエネルギーの放出経路を構成する。さらに、制御部4がスイッチング回路2に対して適切な動作制御を行い、蓄積経路または放出経路を介してインダクタLに流れる電流(インダクタ電流IL)が一定方向となるようにする。順方向動作と逆方向動作との間で動作切換を行う場合にも、インダクタ電流ILの反転動作が不要となる。
【選択図】図1
【解決手段】ダイオードD3またはスイッチング素子S4、ならびにスイッチング素子S1,S2によって、インダクタLに対するエネルギーの蓄積経路を構成する。また、ダイオードD4またはスイッチング素子S3、ならびにダイオードD1,D2によって、このインダクタLに蓄積されたエネルギーの放出経路を構成する。さらに、制御部4がスイッチング回路2に対して適切な動作制御を行い、蓄積経路または放出経路を介してインダクタLに流れる電流(インダクタ電流IL)が一定方向となるようにする。順方向動作と逆方向動作との間で動作切換を行う場合にも、インダクタ電流ILの反転動作が不要となる。
【選択図】図1
Description
本発明は、順方向動作および逆方向動作を行うことが可能な双方向型のスイッチング電源装置に関する。
従来より、バッテリ等の電圧源と、回生エネルギーを発生するモータが接続されたインバータや、太陽電池等の不安定な直流電圧源との間に、双方向型のスイッチング電源装置(DC−DCコンバータ)が用いられており、近年では、例えばハイブリッド自動車などにも用いられている。この双方向型スイッチング電源装置とは、入力側から出力側へエネルギー伝送を行う順方向動作と、出力側から入力側へエネルギー伝送を行う逆方向動作とを実施することが可能なスイッチング電源装置である。
例えば特許文献1には、図26に示したように、順方向動作時に昇圧動作を行い、逆方向動作時に降圧動作を行うことが可能なチョッパ方式の双方向型スイッチング電源装置が開示されている。この双方向型スイッチング電源装置は、入力平滑コンデンサCinおよび出力平滑コンデンサCoutと、スイッチング回路102と、このスイッチング回路102をスイッチング信号SG101,SG102により制御する制御部104とから構成され、スイッチング回路102は、インダクタL1と、スイッチング素子S101,S102と、ダイオードD101,D102とから構成されている。また、入力端子T1,T2間にはバッテリ11が接続され、出力端子T3,T4間には負荷12が接続されている。
また、例えば特許文献2には、図28に示したように、昇圧動作、降圧動作および昇降圧動作を行うことが可能なチョッパ方式の双方向型スイッチング電源装置が開示されている。この双方向型スイッチング電源装置は、入力平滑コンデンサCinおよび出力平滑コンデンサCoutと、スイッチング回路202と、このスイッチング回路202をスイッチング信号SG201〜SG204により制御する制御部204とから構成され、スイッチング回路202は、インダクタL2と、スイッチング素子S201〜S104と、ダイオードD201〜D204とから構成されている。
ここで、上記特許文献1の双方向型スイッチング電源装置は、例えば図27に示したように動作する。まず、順方向動作時には、例えばタイミングt100においてスイッチング素子S101がオン状態になると(図27(A))、入力側からインダクタL1およびスイッチング素子S101の経路にて電流が流れ(図27(C),(D))、入力電圧Vinに基づくエネルギーがインダクタL1に蓄積される。次に、タイミングt101においてスイッチング素子S101がオフ状態になると(図27(A))、入力側からインダクタL1およびダイオードD102を介して出力側へ至る経路にて電流が流れ(図27(C),(G))、インダクタL1に蓄積されたエネルギーが出力側へ放出される。そしてタイミングt102以降もこのような動作を繰り返すことにより、以下の(1)式で表される昇圧された出力電圧Voutが出力されるようになっている。
Vout/Vin=1/(1−D_101) …(1)
但し、D_101 :スイッチング素子S101のデューティ比(=Ton_101/Ts)
Ton_101:スイッチング素子S101のオン時間
Ts :スイッチング周期
Vout/Vin=1/(1−D_101) …(1)
但し、D_101 :スイッチング素子S101のデューティ比(=Ton_101/Ts)
Ton_101:スイッチング素子S101のオン時間
Ts :スイッチング周期
一方、逆方向動作時には、例えばタイミングt110においてスイッチング素子S102がオン状態になると(図27(B))、出力側からスイッチング素子S102およびインダクタL1を介して入力側に至る経路にて電流が流れ(図27(C),(F))、出力電圧Voutと入力電圧Vinとの差分電圧に基づくエネルギーがインダクタL1に蓄積される。次に、タイミングt111においてスイッチング素子S102がオフ状態になると(図27(B))、インダクタL1から入力側を介してダイオードD101へ至る経路にて電流が流れ(図27(C),(E))、インダクタL1に蓄積されたエネルギーが入力側へ放出される。そしてタイミングt112以降もこのような動作を繰り返すことにより、以下の(2)式で表される降圧された入力電圧Vinが出力されるようになっている。
Vin/Vout=D_102 …(2)
但し、D_102 :スイッチング素子S102のデューティ比(=Ton_102/Ts)
Ton_102:スイッチング素子S102のオン時間
Vin/Vout=D_102 …(2)
但し、D_102 :スイッチング素子S102のデューティ比(=Ton_102/Ts)
Ton_102:スイッチング素子S102のオン時間
また、上記特許文献2の双方向型スイッチング電源装置では、スイッチング素子S201を常時オン状態に設定すると共にスイッチング素子S202を常時オフ状態に設定すると、図23と等価な構成となり、順方向動作によって、上記特許文献1の順方向動作時と同様の昇圧動作がなされるようになっている。また、スイッチング素子S203を常時オン状態に設定すると共にスイッチング素子S204を常時オフ状態に設定すると、やはり順方向動作によって、上記特許文献1の逆方向動作時と同様の降圧動作がなされるようになっている。
さらに、例えば図29に示したように動作することで、順方向動作時および逆方向動作時とも、昇降圧動作がなされるようになっている。まず、順方向動作時には、例えばタイミングt200においてスイッチング素子S201,S204がオン状態になると(図29(A))、入力側からスイッチング素子S201、インダクタL2およびスイッチング素子S204を介する経路にて電流が流れ(図29(C),(D))、入力電圧Vinに基づくエネルギーがインダクタL2に蓄積される。次に、タイミングt201においてスイッチング素子S201,S204がオフ状態になると(図29(A))、インダクタL2、ダイオードD203、出力側およびダイオードD202を介する経路にて電流が流れ(図29(C),(G))、インダクタL2に蓄積されたエネルギーが出力側へ放出される。そしてタイミングt202以降もこのような動作を繰り返すことにより、以下の(3)式で表される、昇圧または降圧された出力電圧Voutが出力されるようになっている。
Vout/Vin=D_201/(1−D_201) …(3)
但し、D_201:スイッチング素子S201,S204のデューティ比(=Ton_201/Ts)
Ton_201:スイッチング素子S201,S204のオン時間
Vout/Vin=D_201/(1−D_201) …(3)
但し、D_201:スイッチング素子S201,S204のデューティ比(=Ton_201/Ts)
Ton_201:スイッチング素子S201,S204のオン時間
一方、逆方向動作時には、例えばタイミングt210においてスイッチング素子S202,S203がオン状態になると(図29(B))、出力側からスイッチング素子S203、インダクタL2およびスイッチング素子S202を介する経路にて電流が流れ(図29(C),(F))、出力電圧Voutに基づくエネルギーがインダクタL2に蓄積される。次に、タイミングt211においてスイッチング素子S202,S203がオフ状態になると(図29(B))、インダクタL2からダイオードD201、入力側およびダイオードD204を介する経路にて電流が流れ(図29(C),(E))、インダクタL2に蓄積されたエネルギーが入力側へ放出される。そしてタイミングt212以降もこのような動作を繰り返すことにより、上記(3)式で表される、昇圧または降圧された入力電圧Vinが出力されるようになっている。
ところで、上記特許文献1,2の双方向型スイッチング電源装置では、図27(C)および図29(C)からも明らかなように、エネルギーの蓄積および放出を行うインダクタL1,L2に流れる電流IL1,IL2の向きが、いずれも順方向動作時と逆方向動作時とで反転してしまっていた。よって、例えば出力側の負荷がモータ等の場合において、順方向動作から回生動作等の逆方向動作へと切り換えるような場合には、インダクタに流れる電流を反転させる時間が必要となるため、その分、動作切換に要する時間も長くなり、迅速な動作切換処理を行うことが困難であった。なお、逆方向動作から順方向動作への動作切換の際にも、同様の問題が生じることになる。
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、双方向型のスイッチング電源装置において、迅速な動作切換処理を行うことが可能なスイッチング電源装置を提供することにある。
本発明の第1のスイッチング電源装置は、第1および第2の入出力端子対と、これら第1および第2の入出力端子対の各正極端子同士を接続する正極接続線に互いに直列に挿入接続された第1および第2のスイッチング素子と、一端が第1および第2のスイッチング素子の接続点に接続された第3のスイッチング素子と、一端が第1および第2の入出力端子対の各負極端子同士を接続する負極接続線に接続された第4のスイッチング素子と、上記負極接続線と第3のスイッチング素子の他端との間に接続された第1の整流素子と、第1および第2のスイッチング素子の接続点と第4のスイッチング素子の他端との間に接続された第2の整流素子と、第3のスイッチング素子および第1の整流素子の接続点と、第4のスイッチング素子および第2の整流素子の接続点との間を接続するインダクタとを備えたものである。
本発明の第1のスイッチング電源装置では、上記構成により、第1ないし第4のスイッチング素子の動作を適切に制御することで、以下のような動作がなされ得る。すなわち、まず、第1または第2のスイッチング素子、ならびに第3および第4のスイッチング素子によって、インダクタに対するエネルギーの蓄積経路が構成され得る。また、第1または第2のスイッチング素子、ならびに第1および第2の整流素子によって、インダクタに蓄積されたエネルギーの放出経路が構成され得る。また、第1および第2の入出力端子対のうちの一方の入出力端子対から入力電圧が入力し、この入力電圧に基づくエネルギーが、上記蓄積経路を介して、インダクタに蓄積され得る。また、このインダクタに蓄積されたエネルギーが、上記放出経路を介して放出され、これにより出力電圧が生成され、他方の入出力端子対から出力され得る。さらに、これら蓄積経路または放出経路を介してインダクタに流れる電流が一定方向となるよう、動作制御がなされ得る。
本発明の第1のスイッチング電源装置では、上記第1のスイッチング素子が、一端が第1の入出力端子対の正極端子に接続された第3の整流素子と、この第3の整流素子に並列接続されたスイッチング素子とを有し、上記第2のスイッチング素子が、一端が上記第3の整流素子の他端に接続されると共に他端が第2の入出力端子対の正極端子に接続された第4の整流素子と、この第4の整流素子に並列接続されたスイッチング素子とを有するように構成可能である。この場合において、上記第3および第4の整流素子が、それぞれ、上記一端がアノードを構成すると共に上記他端がカソードを構成するようにしてもよく、また逆に、上記一端がカソードを構成すると共に上記他端がアノードを構成するようにしてもよい。前者の場合、第1の入出力端子対から第2の入出力端子対へのエネルギー伝達動作が昇圧動作となり、これと逆方向の動作が降圧動作となる。また、後者の場合、逆に第1の入出力端子対から第2の入出力端子対へのエネルギー伝達動作が降圧動作となり、これと逆方向の動作が昇圧動作となる。
本発明の第1のスイッチング電源装置では、上記第1のスイッチング素子に含まれるスイッチング素子または上記第2のスイッチング素子に含まれるスイッチング素子の少なくとも一方を電界効果型トランジスタにより構成すると共に、第3の整流素子または第4の整流素子の少なくとも一方を、この電界効果型トランジスタの寄生ダイオードにより構成するようにしてもよい。このように構成した場合、使用する素子数が少なくなり、回路構成が簡素化する。
本発明の第1のスイッチング電源装置では、上記第3および第4の整流素子を、それぞれ、互いに逆極性を示すと共に直列接続された一対の整流素子により構成すると共に、第1のスイッチング素子に含まれるスイッチング素子および第2のスイッチング素子に含まれるスイッチング素子を、それぞれ、互いに逆極性を示すと共に直列接続された一対のトランジスタにより構成するようにしてもよい。また、上記第1および第2のスイッチング素子を、それぞれ、双方向スイッチにより構成するようにしてもよい。これらのように構成した場合、双方向スイッチまたはトランジスタに対する適切な制御によって、第1の入出力端子対から第2の入出力端子対へのエネルギー伝達動作、および逆に第1の入出力端子対から第2の入出力端子対へのエネルギー伝達動作のいずれにおいても、昇圧動作および降圧動作が可能となる。また、第3および第4のスイッチング素子、第1および第2の整流素子ならびにインダクタと、第1および第2の入出力端子対との間の接続が、完全に遮断され得る。また、この場合において、上記正極接続線および負極接続線の間に接続され、第1の入出力端子対または第2の入出力端子対に印加される電圧を平滑化する平滑容量素子と、第1の入出力端子対または第2の入出力端子対に並列接続され、この平滑容量素子に充電された電荷を強制的に放電する放電回路とをさらに備えるようにしてもよい。このように構成した場合、平滑容量素子に高電圧が印加された場合であっても、充電された電荷が強制的に放電されることから、迅速な電荷放出処理がなされ得る。
本発明の第1のスイッチング電源装置では、上記インダクタが、部分的な欠損領域を含む磁芯と、この磁芯に巻回された巻線と、上記欠損領域に配置され、磁芯により発生する直流磁気バイアス成分を打ち消すように磁界を発生する永久磁石とを有するようにしてもよい。このように構成した場合、磁芯に発生する直流磁気バイアス成分が打ち消されるため、磁芯に一定方向に流れる電流の直流重畳性が向上する。
本発明の第2のスイッチング電源装置は、第1および第2の入出力端子対のうちの一方の入出力端子対から入力電圧を入力すると共に他方の入出力端子対から出力電圧を出力するものであって、入力電圧に基づくエネルギーを蓄積すると共にこの蓄積したエネルギーを放出することにより出力電圧を生成するインダクタと、上記エネルギーの蓄積経路を構成する第1および第2のスイッチング素子と、上記エネルギーの放出経路を構成する第1および第2の整流素子と、蓄積経路または放出経路を介してインダクタに流れる電流が一定方向となるように第1および第2のスイッチング素子の動作を制御する制御部とを備えたものである。
本発明の第2のスイッチング電源装置では、第1および第2の入出力端子対のうちの一方の入出力端子対から入力電圧が入力し、この入力電圧に基づくエネルギーが、第1および第2のスイッチング素子により構成される蓄積経路を介して、インダクタに蓄積される。また、このインダクタに蓄積されたエネルギーは、第1および第2の整流素子により構成される放出経路を介して放出され、これにより出力電圧が生成され、他方の入出力端子対から出力される。さらに、これら蓄積経路または放出経路を介してインダクタに流れる電流が一定方向となるよう、第1および第2のスイッチング素子の動作制御がなされる。よって、順方向動作と逆方向動作との間で動作切換を行う場合にも電流反転動作が不要となり、双方向型のスイッチング電源装置において、迅速な動作切換処理を行うことが可能となる。
本発明の第2のスイッチング電源装置では、上記制御部が、以下の第1ないし第6の動作状態のうちの少なくとも1つの動作状態を含むように制御することが可能である。
(A)第1の入出力端子対からの入力電圧に基づくエネルギーをインダクタに蓄積する第1の動作状態
(B)インダクタに蓄積されたエネルギーに基づく出力電圧を第2の入出力端子対から出力する第2の動作状態
(C)第2の入出力端子対からの入力電圧に基づくエネルギーをインダクタに蓄積する第3の動作状態
(D)インダクタに蓄積されたエネルギーに基づく出力電圧を第1の入出力端子対から出力する第4の動作状態
(E)第2のスイッチング素子および第1の整流素子を用いて第1の還流経路を構成することにより、インダクタに蓄積されたエネルギーを還流させる第5の動作状態
(F)第1のスイッチング素子および第2の整流素子を用いて第2の還流経路を構成することにより、インダクタに蓄積されたエネルギーを還流させる第6の動作状態
(A)第1の入出力端子対からの入力電圧に基づくエネルギーをインダクタに蓄積する第1の動作状態
(B)インダクタに蓄積されたエネルギーに基づく出力電圧を第2の入出力端子対から出力する第2の動作状態
(C)第2の入出力端子対からの入力電圧に基づくエネルギーをインダクタに蓄積する第3の動作状態
(D)インダクタに蓄積されたエネルギーに基づく出力電圧を第1の入出力端子対から出力する第4の動作状態
(E)第2のスイッチング素子および第1の整流素子を用いて第1の還流経路を構成することにより、インダクタに蓄積されたエネルギーを還流させる第5の動作状態
(F)第1のスイッチング素子および第2の整流素子を用いて第2の還流経路を構成することにより、インダクタに蓄積されたエネルギーを還流させる第6の動作状態
本発明の第2のスイッチング電源装置では、上記制御部が、第1の動作状態および第2の動作状態を含むように制御してもよい。このように構成した場合、第1の入出力端子対からの入力電圧に基づくエネルギーがインダクタに蓄積されると共に、このインダクタに蓄積されたエネルギーに基づく出力電圧が第2の入出力端子対から出力され、これにより順方向動作または逆方向動作がなされる。また、この場合において、さらに、第5の動作状態および第6の動作状態のうちの少なくとも一方を含むように制御してもよい。このように構成した場合、インダクタに蓄積されたエネルギーが還流される期間が設けられる。よって、この還流期間の長さにより、実際にエネルギー伝達に寄与する期間の長さが、任意に調整可能となる。
本発明の第2のスイッチング電源装置では、上記制御部が、第1の動作状態および第2の動作状態をそれぞれ主状態として含むと共に、第3の動作状態および第4の動作状態をそれぞれ補助状態として含むように制御してもよい。このようにして、主状態とは逆方向の動作をなす補助状態をあえて設けることで、スイッチング素子の並列寄生容量に対して電荷の充放電が意図的になされ得ると共に同期整流動作も可能となり、その結果、装置の効率低下およびノイズ発生が抑制され得る。
本発明の第2のスイッチング電源装置では、上記第1のおよび第2の入出力端子対の各正極端子同士を接続する正極接続線に互いに直列に挿入接続された2つの双方向スイッチを備え、上記制御部が、これら2つの双方向スイッチをそれぞれオフ状態に設定すると共に、第2のスイッチング素子および第1の整流素子を用いて第1の還流経路を構成し、第1のスイッチング素子および第2の整流素子を用いて第2の還流経路を構成することにより、インダクタに蓄積されたエネルギーを還流させる第7の動作状態を含むように制御してもよい。このように構成した場合、この還流期間の長さによっても、実際にエネルギー伝達に寄与する期間の長さが、任意に調整可能となる。
本発明の第1のスイッチング電源装置によれば、第1ないし第4のスイッチング素子に対する適切な動作制御によって、蓄積経路または放出経路を介してインダクタに流れる電流が一定方向となり得るように構成したので、順方向動作と逆方向動作との間で動作切換を行う場合にも電流反転動作が不要となり、双方向型のスイッチング電源装置において、迅速な動作切換処理を行うことが可能となる。
以下、本発明を実施するための最良の形態(以下、単に実施の形態という。)について、図面を参照して詳細に説明する。
[第1の実施の形態]
図1は、本発明の第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表すものである。このスイッチング電源装置は、入力平滑コンデンサCinおよび出力平滑コンデンサCoutと、スイッチング回路2と、入力電圧検出回路31と、出力電圧検出回路32と、電流検出回路33と、スイッチング回路2の動作を制御する制御部4とを備えている。また、バッテリ11から入力端子T1,T2間に印加される入力電圧Vinに基づいて出力電圧Voutを生成し、これを出力端子T3,T4から出力することにより例えばモータなどからなる負荷12を駆動する順方向動作と、逆にこの負荷12から出力端子T3,T4間に印加される出力電圧Voutに基づいて入力電圧Vinを生成し、これを入力端子T1,T2から出力してバッテリ11へ供給する逆方向動作とを行うことが可能な双方向型のスイッチング電源装置である。
図1は、本発明の第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表すものである。このスイッチング電源装置は、入力平滑コンデンサCinおよび出力平滑コンデンサCoutと、スイッチング回路2と、入力電圧検出回路31と、出力電圧検出回路32と、電流検出回路33と、スイッチング回路2の動作を制御する制御部4とを備えている。また、バッテリ11から入力端子T1,T2間に印加される入力電圧Vinに基づいて出力電圧Voutを生成し、これを出力端子T3,T4から出力することにより例えばモータなどからなる負荷12を駆動する順方向動作と、逆にこの負荷12から出力端子T3,T4間に印加される出力電圧Voutに基づいて入力電圧Vinを生成し、これを入力端子T1,T2から出力してバッテリ11へ供給する逆方向動作とを行うことが可能な双方向型のスイッチング電源装置である。
入力平滑コンデンサCinおよび出力平滑コンデンサCoutは、それぞれ、入力電圧Vinまたは出力電圧Voutを平滑化するためのものであり、入力端子T1から出力端子T3へ導かれた高圧ラインLHと、入力端子T2から出力端子T4へ導かれた低圧ラインLLとの間に配置されている。具体的には、入力平滑コンデンサCinは、高圧ラインLH上の入力端子T1と接続点P1との間に位置する接続点と、低圧ラインLL上の入力端子T2と接続点P2との間に位置する接続点との間に配置されている。また、出力平滑コンデンサCoutは、高圧ラインLH上の出力端子T3と接続点P9との間に位置する接続点と、低圧ラインLL上の出力端子T4と接続点P10との間に位置する接続点との間に配置されている。
スイッチング回路2は、エネルギーの蓄積および放出を行うインダクタLと、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)よりなるスイッチング素子S1〜S4と、ダイオードD1〜D4とを有している。
具体的には、ダイオードD3,D4はそれぞれ高圧ラインLH上に挿入配置されており、ダイオードD3のアノードが接続点P1に接続されると共にそのカソードが接続点P3に接続され、ダイオードD4のアノードが接続点P6に接続されると共にそのカソードが接続点P9に接続されている。なお、接続点P3,P6は、高圧ラインLH上で接続されている。また、スイッチング素子S3,S4はそれぞれ、これらダイオードD3,D4と並列接続されている。より具体的には、スイッチング素子S3のエミッタは接続点P1に接続され、コレクタが接続点P3に接続され、ベースは後述する制御部4に接続されている。スイッチング素子S4のエミッタは接続点P6に接続され、コレクタが接続点P9に接続され、ベースは後述する制御部4に接続されている。また、スイッチング素子S1は、エミッタが接続点P5に接続され、コレクタが接続点P3に接続され、ベースが後述する制御部4に接続されている。スイッチング素子S2は、エミッタが接続点P7に接続され、コレクタが接続点P8に接続され、ベースが後述する制御部4に接続されている。また、ダイオードD1は、アノードが接続点P4に接続され、カソードが接続点P5に接続されている。ダイオードD2は、アノードが接続点P8に接続され、カソードが接続点P6に接続されている。また、インダクタLは、一端が後述する電流検出回路33を介して接続点P5に接続され、他端が接続点P8に接続されている。
なお、上記のように本実施の形態では、スイッチング素子S1〜S4がそれぞれIGBTにより構成されているが、例えば電界効果型トランジスタ(MOS−FET;Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor)などにより構成してもよい。このように構成した場合、例えばダイオードD3,D4をこの電界効果型トランジスタの寄生ダイオードによって構成することができ、部品点数が削減されて装置構成が簡素化する。
インダクタLは、順方向動作時の入力電圧Vinまたは逆方向動作時の出力電圧Voutに基づくエネルギーを蓄積すると共に、この蓄積されたエネルギーを放出することにより、それぞれ出力電圧Voutまたは入力電圧Vinを生成する役割を果たしている。
スイッチング素子S1,S2は、制御部4からのスイッチング信号SG1,SG2に従ってオン・オフ動作することにより、インダクタLに対するエネルギーの蓄積経路を構成するようになっている。一方、ダイオードD1,D2は、その整流作用を利用することにより、インダクタLに蓄積されたエネルギーの放出経路を構成するようになっている。
また、ダイオードD3は、その整流作用を利用することにより、順方向動作時における上記エネルギーの蓄積経路を構成する一方、ダイオードD4は、やはりその整流作用を利用することにより、順方向動作時における上記エネルギーの放出経路を構成するようになっている。なお、上記のように、これらダイオードD3,D4のアノードが入力側に位置すると共にカソードが出力側に位置していることから、本実施の形態のスイッチング電源装置は、順方向動作時には昇圧動作を行う一方、逆方向動作時には降圧動作を行うようになっている。
スイッチング素子S4は、制御部4からのスイッチング信号SG4に従ってオン・オフ動作することにより、逆方向動作時における上記エネルギーの蓄積経路を構成する一方、スイッチング素子S3は、制御部4からのスイッチング信号SG3に従ってオン・オフ動作することにより、逆方向動作時における上記エネルギーの放出経路を構成するようになっている。なお、詳細は後述するが、上記スイッチング素子S1,S2には、入力電圧Vinまたは出力電圧Voutが印加されるため、これらの電圧に耐えうる耐圧のものである必要があるが、スイッチング素子S3,S4には、出力電圧Voutと入力電圧Vinとの差分の電圧が印加されるため、スイッチング素子S1,S2よりも耐圧の低い素子を用いることができる。
このような構成によりスイッチング回路2では、詳細は後述するが、順方向動作時の入力電圧Vinまたは逆方向動作時の出力電圧Voutに基づいて、それぞれ出力電圧Voutまたは入力電圧Vinを生成するようになっている。
入力電圧検出回路31は、高圧ラインLH上の接続点P1と低圧ラインLL上の接続点P2との間に挿入配置されると共に、制御部4に接続されている。入力電圧検出回路31はこのような構成により、入力電圧Vinを検出すると共にこの入力電圧Vinの大きさに対応する電圧を制御部4へ出力するようになっている。なお、この入力電圧検出回路31の具体的な回路構成としては、例えば、接続点P1と接続点P2との間に配置された分圧抵抗(図示せず)によって、入力電圧Vinを検出すると共にこれに応じた電圧を生成するものなどが挙げられる。
また、出力電圧検出回路32は、高圧ラインLH上の接続点P9と低圧ラインLL上の接続点P10との間に挿入配置されると共に、制御部4に接続されている。出力電圧検出回路32はこのような構成により、出力電圧Voutを検出すると共にこの出力電圧Voutの大きさに対応する電圧を制御部4へ出力するようになっている。なお、この出力電圧検出回路32の具体的な回路構成としては、上記した入力電圧検出回路31の場合と同様に、例えば、接続点P9と接続点P10との間に配置された分圧抵抗(図示せず)よって、出力電圧Voutを検出すると共にこれに応じた電圧を生成するものが挙げられる。
また、電流検出回路33は、インダクタLの一端と接続点P5との間に挿入配置されており、インダクタLに流れる電流(インダクタ電流IL)を検出すると共に、このインダクタ電流ILの大きさに対応する電圧を制御部4へ出力するようになっている。なお、この電流検出回路33の具体的な構成としては、例えばホール素子を用いたものが挙げられる。
制御部4は、入力電圧検出回路31、出力電圧検出回路32および電流検出回路33からの信号(検出電圧または検出電流に対応する電圧)に基づいてスイッチング信号SG1〜SG4を生成し、これらのスイッチング信号用いてスイッチング回路2内のスイッチング素子S1〜S4のオン・オフ動作をそれぞれ制御するものである。また、詳細は後述するが、この制御部4は、順方向動作時および逆方向動作時のいずれにおいても上記インダクタ電流ILの向きが常に一定方向となるように、これらスイッチング素子S1〜S4を制御するようになっている。なお、これらのスイッチング信号の生成に際しては、上記検出回路からの信号のみならず、例えば、負荷12がインバータである場合におけるモータ等の状況を表す信号や、バッテリに関する情報を表す信号、スイッチング電源装置を構成する半導体素子の温度、平滑コンデンサを流れる電流などを用いるようにしてもよい。本実施の形態のスイッチング電源装置では、これらスイッチング素子S1〜S4のオン・オフ状態の組み合わせにより、6つの動作状態が構成され得るようになっている。
ここで、図2〜図8を参照して、これら6つの動作状態の構成について説明する。図2は、スイッチング素子S1〜S4のオン・オフ状態の組み合わせと動作状態との関係を表したものであり、図3〜図8は、それぞれ、動作状態1〜6におけるスイッチング回路2の接続状態を表したものである。なお、以下の回路構成では、スイッチング素子S1〜S4を適宜、スイッチの形状で示している。
まず、図3に示した動作状態1では、スイッチング素子S1,S2がオン状態となる一方、スイッチング素子S4はオフ状態となっている(図2)。このような構成により動作状態1では、図3に示した電流経路I1、すなわちバッテリ11、ダイオードD3およびスイッチング素子S1,S2を介して、順方向動作によって、入力電圧Vinに基づくエネルギーをインダクタLに蓄積するようになっている。なお、スイッチング素子S3については、オン状態およびオフ状態のどちらであってもよい。ただし、ダイオードD3に電流が流れているときにこのスイッチング素子S3もオン状態となるようにした場合(同期整流動作)、回路での電力損失が抑制されるので好ましい。
また、図4に示した動作状態2では、スイッチング素子S1,S2,S3がいずれもオフ状態となっている(図2)。このような構成により動作状態2では、図4に示した電流経路I2、すなわちインダクタL、ダイオードD2、ダイオードD4、負荷12およびダイオードD1を介して、順方向動作によって、インダクタLに蓄積されたエネルギーを放出することにより、出力電圧Voutを生成するようになっている。なお、スイッチング素子S4については、オン状態およびオフ状態のどちらであってもよい。ただし、ダイオードD4に電流が流れているときにこのスイッチング素子S4もオン状態となるようにした場合(同期整流動作)、回路での電力損失が抑制されるので好ましい。
また、図5に示した動作状態3では、スイッチング素子S1,S2,S4がオン状態となる一方、スイッチング素子S3はオフ状態となっている(図2)。このような構成により動作状態3では、図5に示した電流経路I3、すなわち負荷12、スイッチング素子S4,S1、インダクタLおよびスイッチング素子S2を介して、逆方向動作によって、出力電圧Voutに基づくエネルギーをインダクタLに蓄積するようになっている。
また、図6に示した動作状態4では、スイッチング素子S3がオン状態となる一方、スイッチング素子S1,S2,S4はオフ状態となっている(図2)。このような構成により動作状態4では、図6に示した電流経路I4、すなわちインダクタL、ダイオードD2、スイッチング素子S3、バッテリ11およびダイオードD1を介して、逆方向動作によって、インダクタLに蓄積されたエネルギーを放出することにより、入力電圧Voutを生成するようになっている。
また、図7に示した動作状態5では、スイッチング素子S2がオン状態となる一方、スイッチング素子S1はオフ状態となっている(図2)。このような構成により動作状態5では、図7に示した電流経路I5、すなわちインダクタL、スイッチング素子S2およびダイオードD1を介して、インダクタLに蓄積されたエネルギーを還流させるようになっている。なお、スイッチング素子S3,S4については、それぞれオン状態およびオフ状態のどちらであってもよい。ただし、ダイオードD3,D4に電流が流れているときにこれらスイッチング素子S3,S4もそれぞれオン状態となるようにした場合(同期整流動作)、回路での電力損失が抑制されるので好ましい。
また、図8に示した動作状態6では、スイッチング素子S1がオン状態となる一方、スイッチング素子S2はオフ状態となっている(図2)。このような構成により動作状態6では、図8に示した電流経路I6、すなわちインダクタL、ダイオードD2およびスイッチング素子S1を介して、インダクタLに蓄積されたエネルギーを還流させるようになっている。なお、この場合も動作状態5と同様に、スイッチング素子S3,S4については、それぞれオン状態およびオフ状態のどちらであってもよい。
このようにして、制御部4によるスイッチング回路2の制御によって、上記動作状態1〜6を任意に組み合わせることができ、これにより本実施の形態のスイッチング電源装置において、様々な動作を行うことができるようになっている。
ここで、入力端子T1,T2または出力端子T3,T4が、それぞれ本発明における「第1の入出力端子対」または「第2の入出力端子対」の一具体例に対応する。また、入力端子T1および出力端子T3が、本発明における「正極端子」の一具体例に対応し、入力端子T2および出力端子T4が、本発明における「負極端子」の一具体例に対応する。また、高圧ラインLHが本発明における「正極接続線」の一具体例に対応し、低圧ラインLLが本発明における「負極接続線」の一具体例に対応する。また、スイッチング素子S1は、本発明の第1のスイッチング電源装置における「第3のスイッチング素子」、および本発明の第2のスイッチング電源装置における「第1のスイッチング素子」の一具体例に対応する。また、スイッチング素子S2は、本発明の第1のスイッチング電源装置における「第4のスイッチング素子」、および本発明の第2のスイッチング電源装置における「第2のスイッチング素子」の一具体例に対応する。また、スイッチング素子S3およびダイオードD3が本発明の第1のスイッチング電源装置における「第1のスイッチング素子」の一具体例に対応し、スイッチング素子S4およびダイオードD4が本発明の第1のスイッチング電源装置における「第2のスイッチング素子」の一具体例に対応する。また、ダイオードD1,D2は、それぞれ本発明における「第1の整流素子」または「第2の整流素子」の一具体例に対応し、ダイオードD3,D4は、それぞれ本発明の第1のスイッチング電源装置における「第3の整流素子」または「第4の整流素子」の一具体例に対応する。また、電流経路I71,I72は、それぞれ本発明の第2のスイッチング電源装置における「第1の還流経路」または「第2の還流経路」の一具体例に対応する。また、入力平滑コンデンサCinまたは出力平滑コンデンサCoutが、本発明の第1のスイッチング電源装置における「平滑容量素子」の一具体例に対応する。
次に、図9〜図13を参照して、上記動作状態1〜6の組み合わせによるスイッチング電源装置の動作について、代表的なものをいくつか(制御A〜E)説明する。ここで、図9〜図13は、それぞれ、これら制御A〜Eによるスイッチング電源装置の動作をタイミング波形図で表したものであり、(A)〜(D)はそれぞれスイッチング信号SG1〜SG4を、(E)はインダクタ電流ILを、(F)はスイッチング素子S1を流れる電流(エミッタ・コレクタ間を流れる電流)IS1を、(G)はダイオードD2を順方向に流れる電流ID2を、(H)は入力電流Iinを、(I)は出力電流Ioutを表し、それぞれ図1に示した矢印の方向を正の値としている。
<制御A>
図9に示した制御Aでは、動作状態1,2が交互に繰り返されることで、順方向動作によって、入力電圧Vinに基づくエネルギーがインダクタLに蓄積される(動作状態1)と共に、この蓄積されたエネルギーが放出され、出力電圧Voutが生成される(動作状態2)。また、動作状態1の時間と動作状態2の時間との比率を制御することで、この出力電圧Voutの安定化がなされるようになっている。
図9に示した制御Aでは、動作状態1,2が交互に繰り返されることで、順方向動作によって、入力電圧Vinに基づくエネルギーがインダクタLに蓄積される(動作状態1)と共に、この蓄積されたエネルギーが放出され、出力電圧Voutが生成される(動作状態2)。また、動作状態1の時間と動作状態2の時間との比率を制御することで、この出力電圧Voutの安定化がなされるようになっている。
具体的には、まずタイミングt0において、スイッチング素子S1,S2がオン状態になると(図9(A),(B))、入力端子T1,T2からの入力電圧Vinに基づき、前述の電流経路I1を介して、エネルギーがインダクタLに蓄積される(動作状態1)。よって、このときのインダクタ電流ILは、線形的に増加している(図9(E))。
次に、タイミングt1になると、スイッチング素子S1,S2がオフ状態となり(図9(A),(B))、前述の電流経路I2を介して、インダクタLに蓄積されたエネルギーが放出される(動作状態2)。よって、このときのインダクタ電流ILは、線形的に減少している(図9(E))。これにより、出力電流Ioutが流れ(図9(I))、出力端子T3,T4間に出力電圧Voutが印加される。そしてこの出力電圧Voutによって、負荷12が駆動される。なお、その後はタイミングt2(=t0)においてスイッチング素子S1,S2がオン状態になり(図9(A),(B))、再び動作状態1となる。
ここで、制御Aにおける入力電圧Vinと出力電圧Voutとの比は、以下の(4)式のように表される。この(4)式により、スイッチング素子S1,S2のオン時間を長くし、インダクタLに蓄積されるエネルギーを大きくすることで、出力電圧Voutの値も大きくなることが分かる。なお、前述のように本実施の形態のスイッチング電源装置は、順方向動作時には昇圧動作を行うように構成されているので、下記のデューティ比Dの値は、原則として0.5(50%)以上に設定される。ただし、このデューティ比Dの値を0.5(50%)未満に設定したとしても、スイッチング電源装置の動作上、問題とはならない。
Vout/Vin=D/(1−D) …(4)
但し、D :スイッチング素子S1,S2のデューティ比(=Ton/Ts)
Ton:スイッチング素子S1,S2のオン時間
Ts:スイッチング周期
Vout/Vin=D/(1−D) …(4)
但し、D :スイッチング素子S1,S2のデューティ比(=Ton/Ts)
Ton:スイッチング素子S1,S2のオン時間
Ts:スイッチング周期
<制御B>
図10に示した制御Bでは、動作状態1,2が交互に繰り返される上記制御Aにおいて、動作状態1と動作状態2との間に動作状態6が設けられることで、動作状態1においてインダクタLに蓄積されたエネルギーが還流されるようになっている。
図10に示した制御Bでは、動作状態1,2が交互に繰り返される上記制御Aにおいて、動作状態1と動作状態2との間に動作状態6が設けられることで、動作状態1においてインダクタLに蓄積されたエネルギーが還流されるようになっている。
具体的には、タイミングt10〜t11の動作状態1においてエネルギーがインダクタLに蓄積された後、タイミングt11において、スイッチング素子S2がオフ状態となる(図10(B))。すると、前述の電流経路I6によって、インダクタLに蓄積されたエネルギーが還流する(動作状態6)。よって、入力電流Iinおよび出力電流Ioutとも流れなくなり(図10(H),(I))、インダクタ電流ILの値も一定となっている(図10(E))。つまり、この動作状態6では入出力側へ電流が流れないので、この動作状態6の期間を制御することで、以下の(5)式のように、出力電圧Voutの大きさを制御することも可能である。
Vout/Vin=D1/(1−D2) …(5)
但し、D1 :スイッチング素子S1のデューティ比(=Ton1/Ts)
D2 :スイッチング素子S2のデューティ比(=Ton2/Ts)
Ton1:スイッチング素子S1のオン時間
Ton2:スイッチング素子S2のオン時間
Ts :スイッチング周期
Vout/Vin=D1/(1−D2) …(5)
但し、D1 :スイッチング素子S1のデューティ比(=Ton1/Ts)
D2 :スイッチング素子S2のデューティ比(=Ton2/Ts)
Ton1:スイッチング素子S1のオン時間
Ton2:スイッチング素子S2のオン時間
Ts :スイッチング周期
なお、図10に示した例では、動作状態1の後に動作状態6が設定されるようになっているが、動作状態2の後に動作状態6を設定するようにしてもよい。また、動作状態6の代わりに動作状態5を用いて、インダクタLに蓄積されたエネルギーを還流させるようにしてもよく、さらに、これら動作状態5,6の両者を用いるようにしてもよい。
<制御C>
図11に示した制御Cでは、動作状態1,2が交互に繰り返される上記制御Aにおいて、動作状態1と動作状態2との間に動作状態4が設けられ、動作状態2と動作状態1との間に動作状態3が設けられている。言い換えると、順方向動作をなす動作状態1,2(主状態)に対して、逆方向動作をなす動作状態3,4(補助状態)が加えられるようになっている。
図11に示した制御Cでは、動作状態1,2が交互に繰り返される上記制御Aにおいて、動作状態1と動作状態2との間に動作状態4が設けられ、動作状態2と動作状態1との間に動作状態3が設けられている。言い換えると、順方向動作をなす動作状態1,2(主状態)に対して、逆方向動作をなす動作状態3,4(補助状態)が加えられるようになっている。
具体的には、まずタイミングt20以前の動作状態2において、順方向動作によりインダクタLからエネルギーが放出された後、タイミングt20において、スイッチング素子S1,S2がオン状態となる(図11(A),(B))一方、スイッチング素子S4はオン状態のままである(図11(D))。すると、前述の電流経路I3を介して、逆方向動作によって、出力電圧Voutに基づくエネルギーがインダクタLに蓄積される(動作状態3)。
次に、タイミングt21において、スイッチング素子S4がオフ状態になると(図11(D))、インダクタ電流によって、スイッチング素子S4の並列寄生容量(例えば、コレクタ−エミッタ間容量やダイオードD4の接合容量など)に電荷が充電される一方、スイッチング素子S3の並列寄生容量から電荷が放電される。そしてこれらスイッチング素子S3,S4同士の接続点である接続点P3,P6の電位が入力電圧Vinに達すると、ダイオードD3がオン状態(順方向電流が流れている状態)となり、前述の電流経路I1を介して、順方向動作によって、エネルギーがインダクタLに蓄積される(動作状態1)。そしてこの動作状態1の期間中(タイミングt21〜t23)、タイミングt22において、スイッチング素子S3がオン状態となる(図11(C))。ここで、上記のようにダイオードD3はすでにオン状態であることから、スイッチング素子S3のスイッチング動作の際にスイッチング損失は発生せず(同期整流動作)、その結果、スイッチング損失に起因した装置の効率低下およびノイズ発生が抑制される。なお、上記ではスイッチング素子S3,S4の並列寄生容量の場合で説明したが、実際にこれらスイッチング素子S3,S4と並列に容量素子が接続された場合でも同様である。
次に、タイミングt23において、スイッチング素子S1,S2がオフ状態となる(図11(A),(B))一方、スイッチング素子S3はオン状態のままである(図11(C))。すると、前述の電流経路I4を介して、逆方向動作によって、インダクタLに蓄積されたエネルギーが放出される(動作状態4)。
次に、タイミングt24において、スイッチング素子S3がオフ状態になると(図11(C))、インダクタ電流によって、スイッチング素子S3の並列寄生容量(例えば、コレクタ−エミッタ間容量やダイオードD3の接合容量など)に電荷が充電される一方、スイッチング素子S4の並列寄生容量から電荷が放電される。そして接続点P3,P6の電位が出力電圧Voutに達すると、ダイオードD4がオン状態となり、前述の電流経路I2を介して、順方向動作によって、インダクタLに蓄積されたエネルギーが放出される(動作状態2)。そしてこの動作状態2の期間中(タイミングt24〜t26)、タイミングt25において、スイッチング素子S4がオン状態となる(図11(D))。ここで、上記のようにダイオードD4はすでにオン状態であることから、スイッチング素子S4のスイッチング動作の際にスイッチング損失は発生せず(同期整流動作)、その結果、スイッチング損失に起因した装置の効率低下およびノイズ発生が抑制される。なお、その後はタイミングt26(=t20)においてスイッチング素子S1,S2がオン状態になり(図11(A),(B))、再び動作状態3となる。なお、この場合もスイッチング素子S3,S4の並列寄生容量の場合で説明したが、実際にこれらスイッチング素子S3,S4と並列に容量素子が接続された場合でも同様である。
このようにして、この制御Cでは、順方向動作をなす主状態の動作状態1,2に対して、あえて逆方向動作をなす補助状態の動作状態3,4が加えられることで、スイッチング素子S3,S4の並列寄生容量に対して電荷の充放電が意図的になされると共に同期整流動作が可能となり、その結果、装置の効率低下およびノイズ発生が抑制される。
<制御D>
図12に示した制御Dでは、動作状態3,4が交互に繰り返されることで、逆方向動作によって、出力電圧Voutに基づくエネルギーがインダクタLに蓄積される(動作状態3)と共に、この蓄積されたエネルギーが放出され、入力電圧Vinが生成される(動作状態4)。また、動作状態3の時間と動作状態4の時間との比率を制御することで、この入力電圧Vinの安定化がなされるようになっている。
図12に示した制御Dでは、動作状態3,4が交互に繰り返されることで、逆方向動作によって、出力電圧Voutに基づくエネルギーがインダクタLに蓄積される(動作状態3)と共に、この蓄積されたエネルギーが放出され、入力電圧Vinが生成される(動作状態4)。また、動作状態3の時間と動作状態4の時間との比率を制御することで、この入力電圧Vinの安定化がなされるようになっている。
具体的には、まずタイミングt30において、スイッチング素子S1,S2,S4がオン状態になる一方(図12(A),(B),(D))、スイッチング素子S3がオフ状態となると(図12(C))、出力端子T3,T4からの出力電圧Voutに基づき、前述の電流経路I3を介して、エネルギーがインダクタLに蓄積される(動作状態3)。よって、このときの出力電流Ioutは負の値(逆方向)になっている(図12(I))と共に、インダクタ電流ILが線形的に増加している(図12(E))。
次に、タイミングt31になると、スイッチング素子S1,S2,S4がオフ状態となる一方(図12(A),(B),(D))、スイッチング素子S3がオン状態となり(図12(C))、前述の電流経路I4を介して、インダクタLに蓄積されたエネルギーが放出される(動作状態4)。よって、このときのインダクタ電流ILは、線形的に減少している(図12(E))。これにより、負の(逆方向の)入力電流Iinが流れ(図12(I))、入力端子T1,T2間に入力電圧Voutが印加される。そしてこの入力電圧Vinによって、バッテリ11に電荷が充電される。なお、その後はタイミングt32(=t30)において、スイッチング素子S1,S2,S4がオン状態になる(図12(A),(B),(D))と共にスイッチング素子S3がオフ状態になり(図12(C))、再び動作状態3となる。
なお、前述の制御Bと同様に、動作状態3,4が交互に繰り返されるこの制御Dにおいて、動作状態5,6の少なくとも一方を追加し、動作状態3でインダクタLに蓄積されたエネルギーを還流させるようにしてもよい。この場合も、動作状態5,6の期間を制御することで、入力電圧Vinの大きさを制御することが可能となる。
<制御E>
図13に示した制御Eでは、動作状態3,4が交互に繰り返される上記制御Dにおいて、動作状態4と動作状態3との間に動作状態2が設けられ、動作状態3と動作状態4との間に動作状態1が設けられている。言い換えると、上記制御Cの場合とは逆に、逆方向動作をなす動作状態3,4(主状態)に対して、順方向動作をなす動作状態1,2(補助状態)が加えられるようになっている。
図13に示した制御Eでは、動作状態3,4が交互に繰り返される上記制御Dにおいて、動作状態4と動作状態3との間に動作状態2が設けられ、動作状態3と動作状態4との間に動作状態1が設けられている。言い換えると、上記制御Cの場合とは逆に、逆方向動作をなす動作状態3,4(主状態)に対して、順方向動作をなす動作状態1,2(補助状態)が加えられるようになっている。
具体的には、まずタイミングt40以前の動作状態4において、逆方向動作によりインダクタLからエネルギーが放出された後、タイミングt40において、スイッチング素子S3がオフ状態になる(図13(C))。すると、インダクタ電流によって、スイッチング素子S3の並列寄生容量(例えば、コレクタ−エミッタ間容量やダイオードD3の接合容量など)に電荷が充電される一方、スイッチング素子S4の並列寄生容量から電荷が放電される。そして接続点P3,P6の電位が出力電圧Voutに達すると、ダイオードD4がオン状態となり、前述の電流経路I2を介して、順方向動作によって、インダクタLに蓄積されたエネルギーが放出される(動作状態2)。そしてこの動作状態2の期間中(タイミングt40〜t42)、タイミングt41において、スイッチング素子S4がオン状態となる(図13(D))。ここで、ダイオードD4はすでにオン状態となっているため、スイッチング素子S4のスイッチング動作の際にスイッチング損失は発生せず(同期整流動作)、その結果、スイッチング損失に起因した装置の効率低下およびノイズ発生が抑制される。なお、この場合もスイッチング素子S3,S4の並列寄生容量の場合で説明したが、実際にこれらスイッチング素子S3,S4と並列に容量素子が接続された場合でも同様である。
次に、タイミングt42において、スイッチング素子S1,S2がオン状態となる(図13(A),(B))一方、スイッチング素子S4はオン状態のままである(図13(D))。すると、前述の電流経路I3を介して、逆方向動作によって、出力電圧Voutに基づくエネルギーがインダクタLに蓄積される(動作状態3)。
次に、タイミングt43において、スイッチング素子S4がオフ状態になると(図13(D))、インダクタ電流によって、スイッチング素子S4の並列寄生容量(例えば、コレクタ−エミッタ間容量やダイオードD4の接合容量など)に電荷が充電される一方、スイッチング素子S3の並列寄生容量から電荷が放電される。そしてこれらスイッチング素子S3,S4同士の接続点である接続点P3,P6の電位が入力電圧Vinに達すると、ダイオードD3がオン状態(順方向電流が流れている状態)となり、前述の電流経路I1を介して、順方向動作によって、エネルギーがインダクタLに蓄積される(動作状態1)。そしてこの動作状態1の期間中(タイミングt43〜t45)、タイミングt44において、スイッチング素子S3がオン状態となる(図13(C))。ここで、上記のようにダイオードD3はすでにオン状態であることから、スイッチング素子S3のスイッチング動作の際にスイッチング損失は発生せず(同期整流動作)、その結果、スイッチング損失に起因した装置の効率低下およびノイズ発生が抑制される。なお、この場合もスイッチング素子S3,S4の並列寄生容量の場合で説明したが、実際にこれらスイッチング素子S3,S4と並列に容量素子が接続された場合でも同様である。
次に、タイミングt45において、スイッチング素子S1,S2がオフ状態となる(図13(A),(B))一方、スイッチング素子S3はオン状態のままである(図13(C))。すると、前述の電流経路I4を介して、逆方向動作によって、インダクタLに蓄積されたエネルギーが放出される(動作状態4)。なお、その後はタイミングt46(=t40)においてスイッチング素子S3がオフ状態になり(図13(C))、再び動作状態2となる。
このようにして、この制御Eでは、逆方向動作をなす主状態の動作状態3,4に対して、あえて順方向動作をなす補助状態の動作状態1,2が加えられることで、スイッチング素子S3,S4の並列寄生容量に対して電荷の充放電が意図的になされると共に同期整流動作が可能となり、その結果、装置の効率低下およびノイズ発生が抑制される。
次に、図14および図15を参照して、順方向動作と逆方向動作との切換制御について説明する。ここで、図15は、本実施の形態のスイッチング電源装置における順方向動作(ここでは一例として、制御Aの場合)から逆方向動作(ここでは一例として、逆方向動作が主動作となっている制御Eの場合)への切換制御の状況をタイミング波形図で表したものであり、図14は、比較例として、図26および図27に示した従来の双方向型スイッチング電源装置における順方向動作から逆方向動作への切換制御の状況をタイミング波形図で表したものである。
まず、図14に示した比較例では、例えばタイミングt50において、スイッチング素子S101が常時オフ状態になる(図14(A))と共にスイッチング素子S102がオン・オフ動作するようになり(図14(B))、順方向動作から逆方向動作への切換制御の設定がなされている。しかしながら、このタイミングt50からタイミングt51までの期間では、インダクタL1に出力電圧Voutと入力電圧Vinとの差分電圧が印加されるため値は減少しているものの、依然として順方向動作時と同じ方向に、インダクタ電流IL1およびダイオードD102の電流ID102が流れている(図14(C),(E))。そしてようやくタイミングt51においてこれらの電流値が0となり、以後は電流の向きが反転することにより、実際に出力側から入力側への逆方向動作がなされるようになっている。つまり、タイミングt50において切換制御の設定がなされているにもかかわらず、実際に逆方向動作へ切り替わるのはタイミングt51に至ってからであり、切換制御処理に長時間を要していることが分かる。
これに対して、図15に示した本実施の形態では、スイッチング回路2の構成および制御部4による適切なスイッチング制御によって、動作状態1〜6のいずれにおいても、インダクタ電流ILの向きが一定となっており(図3〜図8参照)、その結果、これらの動作状態を組み合わせた制御A〜Eを含めた全ての制御において、インダクタ電流ILの向きが一定(正の値)となっている(図9(E)〜図13(E)参照)。したがって、図15に示した切換制御の際にも、上記比較例とは異なり、インダクタ電流ILの向きは一定であり、反転することはない。よって、タイミングt60において制御Aから制御Eへの切換制御の設定がなされ、タイミングt61において実際に逆方向動作をなす動作状態4へと移行する際にも、すぐに入力電流Iinの向きが反転し(図15(H))、迅速に切換制御処理がなされていることが分かる。また、同様にタイミングt64において、順方向動作をなす動作状態2から逆方向動作をなす動作状態3へと移行する際にも、すぐに出力電圧Ioutの向きが反転している(図15(I))ことが分かる。
以上のように、本実施の形態では、ダイオードD3またはスイッチング素子S4、ならびにスイッチング素子S1,S2によってインダクタLに対するエネルギーの蓄積経路を構成すると共に、ダイオードD4またはスイッチング素子S3、ならびにダイオードD1,D2によってこのインダクタLに蓄積されたエネルギーの放出経路を構成し、制御部4によるスイッチング回路2の適切な動作制御によって、これら蓄積経路または放出経路を介してインダクタLに流れる電流(インダクタ電流IL)が一定方向となるようにしたので、順方向動作と逆方向動作との間で動作切換を行う場合にもインダクタ電流ILの反転動作が不要となり、双方向型のスイッチング電源装置において、迅速な動作切換処理を行うことが可能となる。
また、ダイオードD3のアノードを接続点P1を介して入力端子T1に接続すると共にカソードを接続点P3,P6を介してダイオードD4のアノードに接続し、ダイオードD4のカソードを接続点P9を介して出力端子T3に接続するようにしたので、入力側から出力側への順方向動作時には入力電圧Vinの昇圧動作を行うことが可能となる一方、逆に出力側から入力側への逆方向動作時には、出力電圧Voutの降圧動作を行うことが可能となる。
また、制御部4が、上記動作状態1〜6のうちの少なくとも1つの動作状態を含むように制御するので、これら動作状態1〜6の組み合わせにより、多様な動作を行うことが可能となる。
具体的には、例えば動作状態1,2が交互に繰り返される制御Aでは、入力電圧Vinに基づくエネルギーをインダクタLに蓄積すると共にこの蓄積されたエネルギーを放出することにより、順方向動作によって出力電圧Voutを生成することが可能となる。
また、同様に動作状態3,4が交互に繰り返される制御Dでは、出力電圧Voutに基づくエネルギーをインダクタLに蓄積すると共にこの蓄積されたエネルギーを放出することにより、逆方向動作によって入力電圧Vinを生成することが可能となる。
また、例えば制御Bでは、制御Aにおける動作状態1と動作状態2との間に動作状態5や動作状態6を設けることにより、インダクタLに蓄積されたエネルギーを還流させることができる。よって、エネルギー伝達に寄与しない期間を設けることができるので、スイッチング素子のオン時間を調整することができ、前述の(5)式により、出力電圧Voutの大きさを制御することが可能となる。なお、制御Dにおける動作状態3と動作状態4との間に動作状態5や動作状態6を設けるようにした場合も、同様の作用により、入力電圧Vinの大きさを制御することができる。
また、例えば制御Cでは、順方向動作をなす主状態の動作状態1,2に対して、あえて逆方向動作をなす補助状態の動作状態3,4を加えるようにしたので、スイッチング素子S3,S4の並列寄生容量に対する電荷の充放電が可能となると共に同期整流動作が可能となり、装置の効率低下およびノイズ発生を抑制することが可能となる。
また、同様に制御Eでは、逆方向動作をなす主状態の動作状態3,4に対して、あえて順方向動作をなす補助状態の動作状態1,2を加えるようにしたので、スイッチング素子S3,S4の並列寄生容量に対する電荷の充放電が可能となると共に同期整流動作が可能となり、装置の効率低下およびノイズ発生を抑制することが可能となる。
また、動作状態の組み合わせは、これ以外の組み合わせであってもよい。例えば、動作状態1によってインダクタLにエネルギーを蓄積し、それを動作状態5や動作状態6によって還流させておくことで、例えば入力側のバッテリ11や出力側の負荷12で即座にエネルギー供給が必要となったような場合に、迅速なエネルギー供給を行うことができる。また、例えばこの動作状態5や動作状態6におけるエネルギーの還流動作を用い、還流経路の半導体素子等における発熱作用を利用することで、例えばこのスイッチング電源装置に近接する物体や流体等に熱を供給することも可能となる。
また、上記動作状態1,2,5,6において、ダイオードD3やダイオードD4に電流が流れているときにスイッチング素子S3やスイッチング素子S4もオン状態となるようにした場合(同期整流動作)、スイッチング回路2における電力損失を抑制することができ、装置の効率を向上させることが可能となる。
また、例えば図16(A)に示したように、インダクタLが、部分的な欠損領域を有する一対の磁芯51A,51Bと、これらをそれぞれ巻回する一対の巻線52A,52Bとを含んで構成された場合において、その欠損領域に、例えば図16(B)に示したように、磁芯52A,52Bにより発生する直流磁気バイアス成分を打ち消すような磁界を発する永久磁石53を設けるようにした場合には、さらに以下のような作用効果を生ずる。すなわち、上記のようにインダクタLに流れる電流方向は一定であるため、磁芯51A,51Bに発生する直流磁気バイアス成分を打ち消すようにすることにより、インダクタ電流ILの直流重畳性を向上させることができる。よって、従来と同一のインダクタンス値であっても従来よりも大きな電流を流すことができ、これによりインダクタLのコアサイズの小型化を図ることが可能となる。
また、例えば負荷12の大きさが、定格負荷状態から無負荷状態まで変動するような場合であっても、例えば動作状態5や動作状態6を用いてインダクタLに蓄積されたエネルギーを還流させたり、あるいは動作状態4を用いて入力側にエネルギーを放出させてやることにより、従来のようなインダクタに蓄積されたエネルギーによる出力変動を回避させることが可能となる。
また、例えば入力電圧Vinが異常な高電圧であり、インダクタLに過大な電流が流れてしまったような場合であっても、例えば動作状態5や動作状態6を用いてインダクタLを入力側から切り離すと共に、ダイオードD3,D4を用いて出力平滑コンデンサCoutがクランプ機能を果たすようにすることにより、過大なインダクタ電流ILを用いたスイッチング動作によるスイッチング素子S1,S2の破壊も回避することができる。
また、例えば入力電圧Vinを昇圧させる必要がなく、出力電圧Voutを入力電圧Vinと同電位で動作させるような場合には、全てのスイッチング素子(スイッチング素子S1〜S4)を制御することなく、ダイオードD3,D4を介して入力側から出力側へ直接エネルギーを伝達することができる。よって、従来のように、出力電圧Voutを入力電圧Vinと同電位で動作させる場合でもインダクタに電流を流しておく、といった必要がなくなる。なお、もちろんこの期間中に、動作状態5,6によりインダクタ電流を環流させておくようにしてもよい。
なお、本実施の形態では、高圧ラインLH上のダイオードD3,D4に対して並列に、それぞれスイッチング素子S3,S4を設けるようにした場合(スイッチング回路2)について説明したが、例えば装置の用途により、上記動作状態1,2,5,6を用いて順方向動作と還流動作だけを行うのであれば、例えば図17に示したスイッチング回路21のように、高圧ラインLH上にスイッチング素子S3,S4を設けず、ダイオードD3,D4だけで構成するようにしてもよい。
[第2の実施の形態]
次に、本発明の第2の実施の形態について説明する。
次に、本発明の第2の実施の形態について説明する。
上記第1の実施の形態では、高圧ラインLH上に位置するスイッチが、スイッチング素子S3,S4およびダイオードD3,D4を用いた片方向スイッチにより構成されているスイッチング電源装置について説明したが、本実施の形態では、この高圧ラインLH上に位置するスイッチが双方向スイッチにより構成されたスイッチング電源装置について説明する。
図18は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表すものである。この図において、図1に示した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。このスイッチング電源装置では、高圧ラインLH上に位置するスイッチとして、IGBTよりなるスイッチング素子S3A,S3B,S4A,S4Bと、ダイオードD3A,D3B,D4A,D4Bとが設けられ、スイッチング回路22を構成するようになっている。なお、その他の部分の構成は、図1の場合と同様である。
スイッチング素子S3AおよびダイオードD3Aは、それぞれ第1の実施の形態におけるスイッチング素子S3およびダイオードD3に対応したものである。また、同様にスイッチング素子S4AおよびダイオードD4Aは、それぞれ第1の実施の形態におけるスイッチング素子S4およびダイオードD4に対応したものである。
一方、スイッチング素子S3BおよびダイオードD3Bは、スイッチング素子S3AおよびダイオードD3Aに対して直列かつ逆方向に接続されたものである。具体的には、スイッチング素子S3BのエミッタおよびダイオードD3Bのアノードは、スイッチング素子S3AのエミッタおよびダイオードD3Aのアノードに接続され、スイッチング素子S3BのコレクタおよびダイオードD3Bのカソードは、いずれも接続点P1に接続されている。なお、スイッチング素子S3Bのベースは制御部4に接続され、スイッチング信号SG3Bによってスイッチング制御がなされるようになっている。
同様に、スイッチング素子S4BおよびダイオードD4Bは、スイッチング素子S4AおよびダイオードD4Aに対して直列かつ逆方向に接続されたものである。具体的には、スイッチング素子S4BのエミッタおよびダイオードD4Bのアノードは、スイッチング素子S4AのエミッタおよびダイオードD4Aのアノードに接続され、スイッチング素子S4BのコレクタおよびダイオードD4Bのカソードは、いずれも接続点P6に接続されている。なお、スイッチング素子S4Bのベースも制御部4に接続され、スイッチング信号SG4Bによってスイッチング制御がなされるようになっている。
なお、上記のように本実施の形態では、スイッチング素子S3A,S3B,S4A,S4BがそれぞれIGBTにより構成されているが、第1の実施の形態と同様に、例えばMOS−FETなどにより構成してもよい。このように構成した場合、例えばダイオードD3A,D3B,D4A,D4Bをこの電界効果型トランジスタの寄生ダイオードによって構成することができ、部品点数が削減されて装置構成が簡素化する。
制御部4は、スイッチング回路22内の上記スイッチング素子S1,S2,S3A,S3B,S4A,S4Bの動作を制御するものである。具体的には、これらを適切に制御することにより、前述の図2に示したような動作状態1〜6を構成するようになっている。また、本実施の形態の制御部4は、上記動作状態1〜6に加え、図19に示したような動作状態7をも構成するようになっている。
具体的には、この動作状態7では、スイッチング素子S1,S2がオン状態となる一方、スイッチング素子S3A,S3B,S4A,S4Bはオフ状態となっている。このような構成により動作状態7では、図19に示した電流経路I71(インダクタL、ダイオードD2およびスイッチング素子S1を介した電流経路)および電流経路I72(インダクタL、スイッチング素子S2およびダイオードD1を介した電流経路)をそれぞれ介して、インダクタLに蓄積されたエネルギーを還流させるようになっている。
ここで、スイッチング素子S3A,S3BおよびダイオードD3A,D3Bからなる双方向スイッチと、スイッチング素子S4A,S4BおよびダイオードD4A,D4Bからなる双方向スイッチとが、それぞれ、本発明の第1のスイッチング電源装置における「双方向スイッチ」の一具体例に対応する。また、スイッチング素子S3A,S3Bおよびスイッチング素子S4A,S4Bが、それぞれ、本発明の第1のスイッチング電源装置における「一対のトランジスタ」の一具体例に対応し、ダイオードD3A,D3BおよびダイオードD4A,D4Bが、それぞれ、本発明の第1のスイッチング電源装置における「一対の整流素子」の一具体例に対応する。
このような構成により本実施の形態のスイッチング電源装置では、高圧ラインLH上のスイッチを双方向スイッチにより構成したことで、これらのスイッチをオフ状態とした場合、入力側および出力側と、スイッチング素子S1,S2、ダイオードD1,D2およびインダクタLとの接続が、完全に遮断される。
また、制御部4によって双方向スイッチを適切に制御することにより、高圧ラインLH上のダイオードの向きが反転する。
以上のように、本実施の形態では、高圧ラインLH上のスイッチを双方向スイッチにより構成すると共に、制御部4による適切な制御によって、高圧ラインLH上のダイオードの向きを反転させることができるようにしたので、順方向動作および逆方向動作のいずれにおいても、昇圧動作および降圧動作を行うことが可能となる。
また、この双方向スイッチによって、入力側および出力側と、スイッチング素子S1,S2、ダイオードD1,D2およびインダクタLとの接続を完全に遮断することができるので、例えば装置起動の際の突入電流を防止することができ、スイッチング素子S1,S2,S3A,S3B,S4A,S4Bの制御のみで、出力平滑コンデンサCoutの初充電を行うことが可能となる。
なお、本実施の形態のスイッチング電源装置では、上記のように、双方向スイッチによって入力側および出力側との接続を完全に切断することができるので、例えばこの双方向スイッチを含めて全スイッチング素子がオフ状態にある場合には、インダクタ電流ILの放出経路がなくなってしまうことになる。よって、例えば動作状態を遷移する際には、動作状態5〜7を介在させ、インダクタ電流ILを還流させるようにするのが好ましい。また、あるいは用途に応じて、双方向スイッチの一方を常時オン状態とするようにしてもよい。
[第3の実施の形態]
次に、本発明の第3の実施の形態について説明する。
次に、本発明の第3の実施の形態について説明する。
上記第2の実施の形態では、高圧ラインLH上のスイッチを双方向スイッチにより構成した場合について説明したが、本実施の形態では、さらに、一方の双方向スイッチに対して並列に放電回路を設けると共に、ダイオードD2に対して並列にスイッチング素子を設けるようにしたスイッチング電源装置について説明する。
図20は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表すものである。この図において、図18に示した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。このスイッチング電源装置は、上記のように、第2の実施の形態のスイッチング電源装置において、一方の双方向スイッチ(スイッチング素子S4A,S4BおよびダイオードD4A,D4B)に対して並列に放電回路6を設けると共に、ダイオードD2に対して並列にスイッチング素子S5を設けるようにしたものである。なお、その他の部分の構成は、図18の場合と同様である。
放電回路6は、放電抵抗R6と、この放電抵抗R6に直列接続されたスイッチング素子S6とから構成され、出力平滑コンデンサCoutに充電された電荷を強制的に放電するためのものである。
また、スイッチング素子S5は、上記放電回路6によって出力平滑コンデンサCoutの充電電荷を強制的に放電する際に、その放電経路を構成するためのものである。なお、このスイッチング素子S5もIGBTにより構成されているが、第1および第2の実施の形態と同様に、例えばMOS−FETなどにより構成してもよい。このように構成した場合、例えばダイオードD2をこの電界効果型トランジスタの寄生ダイオードによって構成することができ、部品点数が削減されて装置構成が簡素化する。
また、制御部4は、スイッチング回路22内のスイッチング素子S1,S2,S3A,S3B,S4A,S4B,S5に加え、放電回路6内のスイッチング素子S6の動作を制御するものである。
このような構成により本実施の形態のスイッチング電源装置では、例えばスイッチング素子S2,S5,S6をオン状態に設定すると共に、スイッチング素子S4A,S4Bをオフ状態に設定することで、例えばスイッチング電源装置の異常動作によって出力平滑コンデンサCoutに過大な電荷が充電されてしまったような場合であっても、放電回路6を含んで構成される、スイッチング素子S2,S5、放電抵抗R6、スイッチング素子S6からなる放電経路によって、出力平滑コンデンサCoutの電荷が強制的に放電される。
以上のように、本実施の形態では、放電回路6およびスイッチング素子S5をさらに設け、スイッチング素子S2,S5、放電抵抗R6、スイッチング素子S6からなる放電経路によって、出力平滑コンデンサCoutの電荷を強制的に放電できるようにしたので、出力平滑コンデンサCoutに過大な電荷が充電されてしまったような場合であっても、出力電圧Voutの上昇を抑制することが可能となる。
また、上記のような異常動作時以外にも、単にスイッチング回路22の動作停止時に、出力平滑コンデンサCoutの電荷の強制放電として利用することも可能である。
さらに、この放電回路6を、例えば装置起動の際の突入電流防止回路として利用することも可能である。具体的には、装置起動時に、この放電回路6内のスイッチング素子S6および双方向スイッチの一方(スイッチング素子S3A,S3B)をオン状態に設定することにより、放電回路6内の放電抵抗R6だけを用いて、出力平滑コンデンサCoutの初充電を行うことができる。よって、スイッチング素子S1,S2,S3A,S3B,S4A,S4Bによる制御が必要であった第2の実施の形態と比べ、より簡単な制御構成することが可能となる。
以上、第1〜第3の実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態に限定されず、種々の変形が可能である。
例えば、上記実施の形態では、入力側から出力側への順方向動作時には入力電圧Vinの昇圧動作を行う一方、出力側から入力側への逆方向動作時には出力電圧Voutの降圧動作を行うことが可能なスイッチング電源装置(第1の実施の形態)、および双方向スイッチの制御により順方向動作および逆方向動作において昇圧動作および降圧動作を行うことが可能なスイッチング電源装置(第2および第3の実施の形態)について説明したが、例えば図21に示したスイッチング回路23のように、ダイオードD7のカソードを接続点P1を介して入力端子T1に接続すると共にアノードを接続点P3,P6を介してダイオードD8のカソードに接続し、このダイオードD8のアノードを接続点P9を介して出力端子T3に接続するようにし、これらにそれぞれ並列接続されたスイッチング素子S7,S8のエミッタおよびコレクタを、図1のスイッチング素子S3,S4とは逆に構成するようにしてもよい。このように構成した場合、第1の実施の形態とは逆に、入力側から出力側への順方向動作時には入力電圧Vinの降圧動作を行う一方、出力側から入力側への逆方向動作時には出力電圧Voutの昇圧動作を行うことが可能となる。
また、例えば図22に示したスイッチング回路24のように、図1に示したスイッチング回路2におけるスイッチング素子S1とダイオードD2との配置関係、およびスイッチング素子S2とダイオードD1との配置関係を、左右逆となるように構成してもよい。このように構成した場合、インダクタLにおいて一定方向に流れる電流ILの向きが図1の場合とは逆になる他は同様の作用により、上記実施の形態と同様の効果を得ることが可能である。
また、例えば図23に示したスイッチング回路25のように、図1に示したスイッチング回路2における高圧ラインLH上のスイッチング素子S3,S4およびダイオードD3,D4の向きを、入力側と出力側とで逆にしたうえで、低圧ラインLL上に挿入配置するようにしてもよい(図中のスイッチング素子S7,S8およびダイオードD7,D8)。さらに、例えば例えば図24,図25にそれぞれ示したスイッチング回路26,27のように、スイッチング素子S3とダイオードD3とからなる素子対、またはスイッチング素子S4とダイオードD4とからなる素子対の一方を高圧ラインLH上に挿入配置すると共に、他方の向きを入力側と出力側とで逆にしたうえで低圧ラインLL上に挿入配置し、これらがたすき掛けの配置となるようにしてもよい(図24中のスイッチング素子S3,S8およびダイオードD3,D8、ならびに図25中のスイッチング素子S4,S7およびダイオードD4,D7)。これらのように構成した場合も、上記実施の形態と同様の効果を得ることが可能である。
11…バッテリ、12…負荷、2,21〜27…スイッチング回路、31…入力電圧抑止回路、32…出力電圧検出回路、33…電流検出回路、4…制御部、51A,51B…磁芯、52A,52B…巻線、53…永久磁石、6…放電回路、S1〜S8…スイッチング素子、D1〜D4,D7,D8…ダイオード、R6…放電抵抗、L…インダクタ、Cin…入力平滑コンデンサ、Cout…出力平滑コンデンサ、T1,T2…入力端子、T3,T4…出力端子、LH…高圧ライン、LL…低圧ライン、P1〜P10…接続点、Vin…入力電圧、Vout…出力電圧、Iin…入力電流、Iout…出力電流、IL,IS1,ID2…電流、I1〜I6,I71,I72…電流経路、SG1〜SG8…スイッチング信号、t0〜t2,t10〜t13,t20〜t27,t30〜t32,t40〜t48,t50,t51,t60〜t64…タイミング、Ts…スイッチング周期、Ton,Ton1,Ton2…オン時間。
Claims (8)
- 第1および第2の入出力端子対と、
前記第1および第2の入出力端子対の各正極端子同士を接続する正極接続線に互いに直列に挿入接続された第1および第2のスイッチング素子と、
一端が前記第1および第2のスイッチング素子の接続点に接続された第3のスイッチング素子と、
一端が前記第1および第2の入出力端子対の各負極端子同士を接続する負極接続線に接続された第4のスイッチング素子と、
前記負極接続線と前記第3のスイッチング素子の他端との間に接続された第1の整流素子と、
前記第1および第2のスイッチング素子の接続点と前記第4のスイッチング素子の他端との間に接続された第2の整流素子と、
前記第3のスイッチング素子および前記第1の整流素子の接続点と、前記第4のスイッチング素子および前記第2の整流素子の接続点との間を接続するインダクタと
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記第1のスイッチング素子は、
一端が前記第1の入出力端子対の正極端子に接続された第3の整流素子と、
前記第3の整流素子に並列接続されたスイッチング素子とを有し、
前記第2のスイッチング素子は、
一端が前記第3の整流素子の他端に接続されると共に他端が前記第2の入出力端子対の正極端子に接続された第4の整流素子と、
前記第4の整流素子に並列接続されたスイッチング素子とを有する
ことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源装置。 - 前記第3および第4の整流素子は、それぞれ、前記一端がアノードを構成すると共に前記他端がカソードを構成する
ことを特徴とする請求項2に記載のスイッチング電源装置。 - 前記第3および第4の整流素子は、それぞれ、前記一端がカソードを構成すると共に前記他端がアノードを構成する
ことを特徴とする請求項2に記載のスイッチング電源装置。 - 前記第3および第4の整流素子が、それぞれ、互いに逆極性を示すと共に直列接続された一対の整流素子により構成され、
前記第1のスイッチング素子に含まれるスイッチング素子および前記第2のスイッチング素子に含まれるスイッチング素子が、それぞれ、互いに逆極性を示すと共に直列接続された一対のトランジスタにより構成されている
ことを特徴とする請求項2に記載のスイッチング電源装置。 - 前記第1および第2のスイッチング素子が、それぞれ、双方向スイッチにより構成されている
ことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源装置。 - 前記正極接続線および前記負極接続線の間に接続され、前記第1の入出力端子対または前記第2の入出力端子対に印加される電圧を平滑化する平滑容量素子と、
前記第1の入出力端子対または前記第2の入出力端子対に並列接続され、前記平滑容量素子に充電された電荷を強制的に放電する放電回路とをさらに備えた
ことを特徴とする請求項5または請求項6に記載のスイッチング電源装置。 - 前記インダクタは、
部分的な欠損領域を含む磁芯と、
前記磁芯に巻回された巻線と、
前記欠損領域に配置され、前記磁芯により発生する直流磁気バイアス成分を打ち消すように磁界を発生する永久磁石とを有する
ことを特徴とする請求項1ないし請求項7のいずれか1項に記載のスイッチング電源装置。
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