JP2012124974A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】降圧動作および昇圧動作時に第１及び第２のスイッチにサージ電圧が発生することを抑制する。
【解決手段】結合インダクタＬ１１と、結合インダクタＬ１１に接続され、相補的にスイッチされる第１及び第２のスイッチＱ１１及びＱ１２と、結合インダクタＬ１１及び第１のスイッチＱ１１に接続され、第１のスイッチＱ１１がオフのときに、第１のスイッチＱ１１にかかる電圧を制限することにより結合インダクタＬ１１の漏れインダクタンスによる漏れエネルギーを一時的に吸収するＱ１１用のアクティブクランプ回路１１と、結合インダクタＬ１１及び第２のスイッチＱ１２に接続され、第２のスイッチＱ１２がオフのときに、第２のスイッチＱ１２にかかる電圧を制限することにより結合インダクタＬ１１の漏れインダクタンスによる漏れエネルギーを一時的に吸収するＱ１２用のアクティブクランプ回路１２とを備えている。
【選択図】図１

Description

本発明はＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に、双方向に電力変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

エレベータでは、一般に、回生運転時に発生する回生電力を抵抗によって熱に変換し、排出する方法が取られている。しかしながら、省エネルギーのため、回生電力を蓄電デバイスへ蓄積し、蓄電した電力を力行運転時又は停電時に有効に活用する電力回生システムも提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特許文献１に記載の電力回生システムでは、エレベータの直流母線間電圧と蓄電デバイスの電圧を変換する双方向のＤＣ／ＤＣコンバータが用いられる。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、エレベータの回生運転時には、直流母線電圧を蓄電デバイスの電圧に降圧し、力行運転時又は停電時には、蓄電デバイスの電圧を直流母線電圧に昇圧する。

図５に、従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを示す。Ｖｃは直流母線電圧、Ｖｂは蓄電デバイスの電圧である。エレベータの回生運転時には、スイッチＱ３１を主スイッチとしてオン、オフさせ、降圧チョッパ動作によって、直流母線電圧を蓄電デバイスの電圧に降圧し、蓄電デバイスにエネルギーを蓄積する。力行運転時又は停電時には、スイッチＱ３２を主スイッチとしてオン、オフさせ、昇圧チョッパ動作によって、蓄電デバイスの電圧を直流母線電圧まで昇圧し、エネルギーを再利用する。従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧利得は、以下の式で与えられる。

降圧時は、

となり、昇圧時は、

となる。ここで、Ｄは、降圧時に主スイッチとなるスイッチＱ３１の、昇圧時に主スイッチとなるスイッチＱ３２の時比率である。一般に時比率は０．５の時が効率がよい。そのため、直流母線電圧と蓄電デバイスの電圧比が３：１程度であれば、高効率を達成するのに問題は無かった。

しかしながら、蓄電デバイスのコスト削減のため、直列数を下げた場合、蓄電デバイスの電圧が低くなり、直流母線電圧と蓄電デバイスの電圧比は大きくなる。また、蓄電デバイスに電気二重層キャパシタを用いた場合、電気二重層キャパシタは、蓄積されるエネルギーによって電圧が大きく変わるため、電圧比が大きくなる場合がある。このように、直流母線電圧と蓄電デバイスの電圧比が大きい場合、従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、降圧の場合、時比率が小さくなり、昇圧の場合、時比率が大きくなる。そのため、ＤＣ／ＤＣコンバータの効率が悪くなる。

このように電圧差が大きい電圧変換を行う場合においても高効率が得られる方式として、結合インダクタを用いたＤＣ／ＤＣコンバータがある。図６に回路図を示す。従来方式と同様に、降圧時には、スイッチＱ４１を主スイッチとしてオン、オフさせることにより降圧し、昇圧時には、スイッチＱ４２を主スイッチとしてオン、オフさせることによって昇圧する。結合インダクタを用いた方式の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧利得は、以下の式で与えられる。

降圧時は、

となり、昇圧時は、

となる。ここで、Ｄは、降圧時に主スイッチとなるスイッチＱ４１の、昇圧時に主スイッチとなるスイッチＱ４２の時比率である。また、Ｎ_１は、結合インダクタの１次側巻き線Ｎ４１の巻き線数、Ｎ_２は、結合インダクタの２次側巻き線Ｎ４２の巻き線数を示している。

これらの式から、結合インダクタの巻き線数Ｎ_１及びＮ_２の巻き線比を適切に選択することによって、高効率が達成可能な約０．５の時比率が得られることが分かる。しかし、本方式の問題点は、結合インダクタの漏れインダクタンスのエネルギーによって、各スイッチにサージ電圧が発生することである。スイッチをオンからオフに切り替えた瞬間に、各スイッチのドレイン・ソース間にサージ電圧が発生する。その結果、定格電圧の高いスイッチング素子を用いなければならない。定格電圧の高いスイッチング素子はオン抵抗が高いので、損失が大きくなり効率が低下する。また、スイッチング損失が増大し効率が低下する。また、ノイズによる誤動作が発生するなどの問題を引き起こす。

特開昭６１−２６７６７５号公報

上述したように、特許文献１に記載のような従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、直流母線電圧と蓄電デバイスの電圧比が大きい場合には、降圧の場合、時比率が小さくなり、昇圧の場合、時比率が大きくなり、そのために、ＤＣ／ＤＣコンバータの効率が悪くなるという問題点があった。

また、そのような高い電圧比でも電圧変換を行うために、結合インダクタを用いた双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを用いた場合には、結合インダクタの漏れインダクタンスのエネルギーによって、スイッチにサージ電圧が発生するという問題点があった。その結果、定格電圧の高いスイッチング素子を用いなければならず、そのような定格電圧の高いスイッチング素子はオン抵抗が高いので、損失が大きくなり、効率が低下するという問題点があった。また、スイッチング損失が増大し、効率が低下するという問題点もあった。さらに、ノイズによる誤動作が発生するなどの問題を引き起こすという問題点もあった。

本発明は、かかる問題点を解決するためになされたものであり、電圧比が高い場合においても、各スイッチにサージ電圧が発生しない結合インダクタを用いた双方向のＤＣ／ＤＣコンバータを得ることを目的としている。

本発明は、結合インダクタと、上記結合インダクタに接続され、相補的にスイッチされる第１及び第２のスイッチと、上記結合インダクタおよび上記第１のスイッチに接続され、上記第１のスイッチがオフのときに、上記第１のスイッチにかかる電圧を制限することにより上記結合インダクタの漏れインダクタンスによる漏れエネルギーを一時的に吸収する第１のアクティブクランプ回路と、上記結合インダクタおよび上記第２のスイッチに接続され、上記第２のスイッチがオフのときに、上記第２のスイッチにかかる電圧を制限することにより上記結合インダクタの漏れインダクタンスによる漏れエネルギーを一時的に吸収する第２のアクティブクランプ回路とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータである。

本発明は、結合インダクタと、上記結合インダクタに接続され、相補的にスイッチされる第１及び第２のスイッチと、上記結合インダクタおよび上記第１のスイッチに接続され、上記第１のスイッチがオフのときに、上記第１のスイッチにかかる電圧を制限することにより上記結合インダクタの漏れインダクタンスによる漏れエネルギーを一時的に吸収する第１のアクティブクランプ回路と、上記結合インダクタおよび上記第２のスイッチに接続され、上記第２のスイッチがオフのときに、上記第２のスイッチにかかる電圧を制限することにより上記結合インダクタの漏れインダクタンスによる漏れエネルギーを一時的に吸収する第２のアクティブクランプ回路とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータであるので、電圧比が高い場合においても、第１および第２のアクティブクランプ回路の働きにより、第１及び第２のスイッチにサージ電圧が発生することを抑制することができる。

本発明の実施の形態１に係る結合インダクタを用いたＤＣ／ＤＣコンバータを降圧動作に用いた場合の回路である。 本発明の実施の形態１に係るアクティブクランプ回路がない場合の各波形である。 本発明の実施の形態１に係るアクティブクランプ回路がある場合の各波形である。 本発明の実施の形態１に係る結合インダクタを用いたＤＣ／ＤＣコンバータを昇圧動作に用いた場合の回路である。 従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを示す回路図である。 従来の結合インダクタを用いた双方向ＤＣ／ＤＤコンバータを示す回路図である。

実施の形態１．
図１に、本発明の実施の形態１に係る結合インダクタを用いた双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の構成を示す。図１に示すように、実施の形態１に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、入力電源Ｖｉｎと、１次側巻き線Ｎ１１と２次側巻き線Ｎ１２からなる結合インダクタＬ１１と、相補的にスイッチされる第１のスイッチＱ１１および第２のスイッチＱ１２と、第１のスイッチＱ１１がオフのときに、第１のスイッチＱ１１にかかる電圧を制限することにより結合インダクタＬ１１の漏れインダクタンスによる漏れエネルギーを一時的に吸収するＱ１１用のアクティブクランプ回路１１と、第２のスイッチＱ１２がオフのときに、第２のスイッチＱ１２にかかる電圧を制限することにより結合インダクタＬ１１の漏れインダクタンスによる漏れエネルギーを一時的に吸収するＱ１２用のアクティブクランプ回路１２と、出力コンデンサＣ１１と、負荷Ｖｏと、第１および第２のスイッチＱ１１およびＱ１２、並びに、後述する第１のクランプスイッチＱ１３および第２のクランプスイッチＱ１４を制御する制御回路１３とから構成される。

Ｑ１１用のアクティブクランプ回路１１は、図１に示すように、第１のクランプスイッチＱ１３と第１のクランプコンデンサＣｒ１３とが直列に接続されて構成されている。また、同様に、Ｑ１２用のアクティブクランプ回路１２は、第２のクランプスイッチＱ１４と第２のクランプコンデンサＣｒ１４とが直列に接続されて構成されている。

なお、Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４に並列に接続されているＤ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４は、各スイッチの内蔵ダイオードを示している。

入力電源Ｖｉｎの正極は、スイッチＱ１１のドレインと接続され、スイッチＱ１１のソースは第１のクランプコンデンサＣｒ１３の一端に接続されるとともに、結合インダクタＬ１１の１次巻き線Ｎ１１のドットのある端子と接続している。第１のクランプコンデンサＣｒ１３のもう一方の端子は、第１のクランプスイッチＱ１３のドレインと接続している。また、結合インダクタＬ１１の１次巻き線Ｎ１１のドットのない端子と、２次巻き線Ｎ１２のドットのある端子と、整流スイッチである第２のスイッチＱ１２のドレインと、第２のクランプコンデンサＣｒ１４の一端とが、互いに接続されている。また、結合インダクタＬ１１の２次巻き線Ｎ１２のドットのない端子と、第２のクランプスイッチＱ１４のドレインと、出力平滑コンデンサＣ１１の一端と、負荷Ｖｏの一端とが、互いに接続されている。第２のクランプコンデンサＣｒ１４のもう一方の端子は、第２のクランプスイッチＱ１４のソースと接続されている。また、第１のクランプスイッチＱ１３のソースと、第２のスイッチＱ１２のソースと、出力平滑コンデンサＣ１１のもう一方の端子と、負荷Ｖｏのもう一方の端子とは、入力電源Ｖｉｎの負極と接続されている。

図１の例では、本実施の形態１に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０を、降圧動作に用いた場合を示している。図１においては、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の左端を入力、右端を出力としており、入力電圧を出力電圧に降圧する動作を行う。降圧動作では、第１のスイッチＱ１１が主スイッチとなり、電流を供給する時間を制御し、第２のスイッチＱ１２が転流スイッチとなり、励磁エネルギーによる電流を転流させる役割を行う。

図６に示した従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと図１に示した本発明の実施の形態１に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０との構成で異なる点は、本発明においては、第１のスイッチＱ１１のサージ電圧を抑制するためにＱ１１用のアクティブクランプ回路１１と、スイッチＱ１２のサージ電圧を抑制するためにＱ１２用のアクティブクランプ回路１２との、２つのアクティブクランプ回路が接続されている点である。

次に、Ｑ１１用およびＱ１２用のアクティブクランプ回路１１および１２の効果を示すため、それらのアクティブクランプ回路１１および１２がない場合について説明する。図２に、アクティブクランプ回路１１および１２がない場合の各波形を示す。Ｖｇ１は主スイッチである第１のスイッチＱ１１のゲート電圧、Ｖｇ２は転流スイッチである第２のスイッチＱ１２のゲート電圧、Ｉｄ１は第１のスイッチＱ１１のドレイン電流、Ｉｄ２は第２のスイッチＱ２のドレイン電流、Ｖｄｓ１は第１のスイッチＱ１のドレイン・ソース間電圧、Ｖｄｓ２は第２のスイッチＱ１２のドレイン・ソース間電圧を示している。

第１のスイッチＱ１１と第２のスイッチＱ１２は、相補的にスイッチされる、すなわち、交互にオン（またはオフ）するようになっており、第１のスイッチＱ１１がオン（およびオフ）されると、そのときに、第２のスイッチＱ１２は、第１のスイッチＱ１１の切り替えと同じタイミングで、オフ（またはオン）するようになっている。

図２に示すように、時刻Ｔ２で、第１のスイッチＱ１１がオフすると、第１のスイッチＱ１１のドレイン・ソース間に、高圧のサージ電圧が発生する。時刻Ｔ１からＴ２までの間、第１のスイッチＱ１１がオンしている間、結合インダクタＬ１１の励磁インダクタンスに励磁エネルギーが蓄積されると同時に、漏れインダクタンスに漏れエネルギーが蓄積される。時刻Ｔ２で、励磁エネルギーは負荷側へ伝えられるが、漏れエネルギーは負荷側へ伝えられない。そのため、漏れエネルギーが主スイッチである第１のスイッチＱ１１のドレイン・ソース間に、高圧のサージ電圧を引き起こす。

同様に、時刻Ｔ３で第２のスイッチＱ１２がオフすると、第２のスイッチＱ１２のドレイン・ソース間に、高圧のサージ電圧が発生する。時刻Ｔ２からＴ３までの間、第２のスイッチＱ１２がオンしている間、結合インダクタＬ１１の励磁インダクタンスに励磁エネルギーが蓄積されると同時に、漏れインダクタンスに漏れエネルギーが蓄積される。時刻Ｔ３で、励磁エネルギーは負荷側へ伝えられるが、漏れエネルギーは負荷側へ伝えられない。そのため、漏れエネルギーが転流スイッチである第２のスイッチＱ１２のドレイン・ソース間に、高圧のサージ電圧を引き起こす。

次に、第１および第２のアクティブクランプ回路１１および１２がある場合を説明する。図３に、第１および第２のアクティブクランプ回路１１および１２がある場合の各波形を示す。Ｖｇ１は主スイッチである第１のスイッチＱ１１のゲート電圧、Ｖｇ２は転流スイッチである第２のスイッチＱ１２のゲート電圧、Ｖｇ３は第１のクランプスイッチＱ１３のゲート電圧、Ｖｇ４は第２のクランプスイッチＱ１４のゲート電圧、Ｉｄ１は第１のスイッチＱ１１のドレイン電流、Ｉｄ２は第２のスイッチＱ１２のドレイン電流、Ｖｄｓ１は第１のスイッチＱ１１のドレイン・ソース間電圧、Ｖｄｓ２は第２のスイッチＱ１２のドレイン・ソース間電圧を示している。

第１のスイッチＱ１１と第２のスイッチＱ１２は、相補的にスイッチされる、すなわち、交互にオン（およびオフ）するようになっており、第１のクランプスイッチＱ１３は第２のスイッチＱ１２と同じタイミングでオン（およびオフ）され、そのときに、第２のクランプスイッチＱ１４は第１のスイッチＱ１１と同じタイミングで、オフ（およびオン）するようになっている。

図３に示すように、時刻Ｔ２で、第１のスイッチＱ１１がオフすると、第１のクランプスイッチＱ１３がオンされ、その期間中に、漏れエネルギーは、一旦、第１のクランプコンデンサＣｒ１３に吸収される。その結果、第１のスイッチＱ１１のドレイン・ソース間に、高圧のサージ電圧を引き起こすことがない。その後、このエネルギーは入力電源Ｖｉｎ又は負荷Ｖｏへ回生される。そのため、漏れエネルギーは原則損失にはならない。

また、時刻Ｔ３で、第２のスイッチＱ１２がオフすると、第２のクランプスイッチＱ１４がオンされ、その期間中に、漏れエネルギーは、一旦、第２のクランプコンデンサＣｒ１４に吸収される。その結果、第１のスイッチＱ１２のドレイン・ソース間に、高圧のサージ電圧を引き起こすことがない。その後、このエネルギーは入力電源Ｖｉｎ又は負荷Ｖｏへ回生される。そのため、漏れエネルギーは原則損失にはならない。

図４に、本発明の実施の形態１に係る結合インダクタを用いた双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０を昇圧動作に用いた場合の回路を示す。図４においては、図１の各構成に相当する構成については同一符号を付して示し、ここではその説明を省略する。なお、図４においては、図１とは逆に、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の右端を入力、左端を出力としており、入力電圧を出力電圧に昇圧する動作を行う。昇圧動作では、第２のスイッチＱ１２が主スイッチとなり、電流を供給する時間を制御し、一方、第１のスイッチＱ１１が転流スイッチとなり、励磁エネルギーによる電流を転流させる役割を行う。

降圧時と同様に、第１および第２のアクティブクランプ回路１１および１２が無い場合、第２のスイッチＱ１２がオフすると、結合インダクタＬ１１の漏れインダクタンスによる漏れエネルギーによって、第２のスイッチＱ１２のドレイン・ソース間に、高圧のサージ電圧が発生する。また、第１のスイッチＱ１１がオフすると、結合インダクタＬ１１の漏れインダクタンスによる漏れエネルギーによって、第１のスイッチＱ１１のドレイン・ソース間に、高圧のサージ電圧が発生する。

一方、第１および第２のアクティブクランプ回路１１および１２がある場合、第２のスイッチＱ１２がオフすると、第２のクランプスイッチＱ１４がオンされ、その期間中に、漏れエネルギーは、一旦、第２のクランプコンデンサＣｒ１４に吸収される。その結果、第２のスイッチＱ１２のドレイン・ソース間に、高圧のサージ電圧を引き起こすことがない。その後、このエネルギーは入力電源Ｖｉｎ又は負荷Ｖｏへ回生される。

また、第１のスイッチＱ１１がオフすると、第１のクランプスイッチＱ１３がオンされ、その期間中に、漏れエネルギーは、一旦、第１のクランプコンデンサＣｒ１３に吸収される。その結果、第１のスイッチＱ１１のドレイン・ソース間に、高圧のサージ電圧を引き起こすことがない。その後、このエネルギーは入力電源Ｖｉｎ又は負荷Ｖｏへ回生される。

このように、本回路は、降圧動作時、昇圧動作時においても、アクティブクランプ回路１１および１２によって、スイッチのサージ電圧が抑えることができる。

以上のように、本発明の実施の形態１に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、結合インダクタＬ１１と、相補的にスイッチされる第１および第２のスイッチＱ１１およびＱ１２と、第１のスイッチＱ１１がオフのときに、第１のスイッチＱ１１にかかる電圧を制限するように構成されたＱ１１用のアクティブクランプ回路１１と、第２のスイッチＱ１２がオフのときに、第２のスイッチＱ１２にかかる電圧を制限するように構成されたＱ１２用のアクティブクランプ回路１２とを備えた、ＤＣ／ＤＣコンバータである。本実施の形態１に係るＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、このように、第１および第２のスイッチＱ１１およびＱ１２の両方に、それぞれのスイッチがオフのときに、それぞれのスイッチにかかる電圧を制限するためのアクティブクランプ回路１１および１２を設けているため、結合インダクタＬ１１の漏れインダクタンスのエネルギーによって第１および第２のスイッチＱ１１およびＱ１２にサージ電圧が発生することを抑制することができる。その結果、第１および第２のスイッチＱ１１およびＱ１２として、定格電圧が低く、かつ、オン抵抗の低いスイッチング素子を用いることができるので、損失を低減し、効率を向上させることができる。また、スイッチング損失も低減し、効率が向上する。さらに、サージ電圧によるノイズに起因する誤動作も発生しないという効果が得られる。

また、本発明の実施の形態１に係るＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、第１のクランプコンデンサＣｒ１３と第１のクランプスイッチＱ１３とが直列に接続されて第１のアクティブクランプ回路１１を構成しており、第１のアクティブクランプ回路１１の一端が、第１のスイッチＱ１１のソースに接続されるとともに結合インダクタＬ１１の一端と接続され、第１のアクティブクランプ回路１１のもう一方の端子が、入力の負極側と接続されている構成にしたので、第１のスイッチＱ１１の電圧サージをより確実に抑制することができる。

また、本発明の実施の形態１に係るＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、第２のクランプコンデンサＣｒ１４と第２のクランプスイッチＱ１４とが直列に接続されて第２のアクティブクランプ回路１２を構成しており、第２のアクティブクランプ回路１２の一端が、第２のスイッチＱ１２のドレインに接続されるとともに結合インダクタＬ１１の一端と接続され、第２のアクティブクランプ回路１２のもう一方の端子が、出力の正極側と接続されている構成にしたので、第２のスイッチＱ１２の電圧サージをより確実に抑制することができる。

なお、本明細書の説明においては、本発明のＤＣ／ＤＣエレベータを主にエレベータシステムに適用する例について説明したが、その場合に限らず、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは種々のシステムに適用できることは言うまでもない。

１０ ＤＣ／ＤＣコンバータ、１１，１２ アクティブクランプ回路、１３ 制御回路、Ｃ１１ 出力平滑コンデンサ、Ｃｒ１３ 第１のクランプコンデンサ、Ｃｒ１４ 第２のクランプコンデンサ、Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４ 内蔵ダイオード、Ｌ１１ 結合インダクタ、Ｎ１１ １次巻き線、Ｎ１２ ２次巻き線、Ｑ１１ 第１のスイッチ、Ｑ１２ 第２のスイッチ、Ｑ１３ 第１のクランプスイッチ、Ｑ１４ 第２のクランプスイッチ、Ｖｉｎ 入力電源、Ｖｏ 負荷。

Claims (3)

1. 結合インダクタと、
   上記結合インダクタに接続され、相補的にスイッチされる第１及び第２のスイッチと、
   上記結合インダクタおよび上記第１のスイッチに接続され、上記第１のスイッチがオフのときに、上記第１のスイッチにかかる電圧を制限することにより上記結合インダクタの漏れインダクタンスによる漏れエネルギーを一時的に吸収する第１のアクティブクランプ回路と、
   上記結合インダクタおよび上記第２のスイッチに接続され、上記第２のスイッチがオフのときに、上記第２のスイッチにかかる電圧を制限することにより上記結合インダクタの漏れインダクタンスによる漏れエネルギーを一時的に吸収する第２のアクティブクランプ回路と
   を備えたことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 上記第１のアクティブクランプ回路は、直列に接続された第１のクランプコンデンサと第１のクランプスイッチとから構成されており、
   上記第１のアクティブクランプ回路の一方の端子は、上記第１のスイッチのソースに接続されるとともに上記結合インダクタの一端と接続され、
   上記第１のアクティブクランプ回路の他方の端子は、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの入力の負極側と接続されている
   ことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 上記第２のアクティブクランプ回路は、直列に接続された第２のクランプコンデンサと第２のクランプスイッチとから構成されており、
   上記第２のアクティブクランプ回路の一方の端子は、上記第２のスイッチのドレインに接続されているとともに上記結合インダクタの一端と接続され、
   上記第２のアクティブクランプ回路の他方の端子は、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力の正極側と接続されている
   ことを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。

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