CN112544032A - 针对电源的输入电路 - Google Patents

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Abstract

具体的发明涉及一种针对电源的输入电路（ES）。在此，通过将开关元件（SE）在导通状态与截止状态之间周期性切换，输入电路（ES）的输入电压（Ue）被转变到输入电路（ES）的输出电压（Ua）中，其中至少部分地在开关元件（SE）的切换周期期间，电流（IL）流经与开关元件（SE）串联布置的电感（L）。电流（IL）给输出侧的电容（Ca）充电，由该电容（Ca）提供输出电压（Ua），并且在开关元件（SE）的截止状态下由有源开关单元（FD）吸纳该电流（IL）。此外，如果在开关元件（SE）处超过预先给定的击穿电压（Ud），则经过在截止状态下的开关元件（SE）允许电流通过（IAVAL）。如果在输入电路（ES）的输入端处识别出过电压，则开关元件（SE）可切换到截止状态中。那么形成的电流通过（IAVAL）可传递到输入电路（ES）的电感（L）中，并且经此可关断有源开关单元（FD）。为此，确定开关元件（SE）和电感（L）的尺寸为使得，在出现过电压时，在开关元件（SE）处形成所谓的雪崩能量，在所述雪崩能量的情况下，开关元件（SE）在过电压的持续时间内经受住流经电感（L）的电流（IL）。

Description

针对电源的输入电路
技术领域
具体的发明大体上涉及电气工程领域，尤其是涉及电力电子装置以及电力电子电路的领域。具体而言，本发明涉及一种针对电源的输入电路。在此，通过将开关元件在导通状态与截止状态之间周期性切换，输入电路的输入电压被转变到输入电路的输出电压中，其中至少部分地在开关元件的切换周期期间，电流流经与该开关元件串联布置的电感。该电流给输出侧的电容充电，由所述电容提供输出电压，并且在开关元件的截止状态下，由有源开关单元吸纳该电流。此外，如果在开关元件处超过预先给定的击穿电压，则经过在截止状态中的开关元件允许电流通过（Stromfluss）。
背景技术
在自动化技术中，目前常常采用如下电源：由所述电源提供直流电压作为输出电压，用于供给如例如控制电子装置之类的消耗器或者电气设施的另外的部分。作为预先限定的供给电压，这样的电源供应预先给定的输出电压（例如24V直流电压作为额定输出电压，和28V直流电压作为最大输出电压）。这样的电源通常从单相或者多相（大部分为三相）供电网中被馈电，其中例如通过在电气设施中越来越频繁地取消中性线的母线（Verschienung）而日益需要使用如下电源：所述电源例如可以从为400V至500V的三相交流电压中产生24V直流电压。出于效率原因，这样的电源并不罕见地多级建立。在此，整流单元常常设置为输入级或输入回路，由所述整流单元将来自供电网的交流电压转换成通常不稳定的或未经过调节的直流电压作为针对电源的输入电压。此外，可以设置中间级或中间电路作为针对电源的输入电路，由该输入电路将不稳定的或未经过调节的输入电压转换成稳定的或经过调节的中间电压，以便例如布置在此后的高效的转换器级获得被限定的输入电压。那么，从经过调节的中间电路电压中，由该转换器级生成预先限定的输出电压，用于给消耗器进行供给。
首先在自动化技术的领域中，由于电力电子装置的增加和电气设施的复杂度上升，可能越来越多地进一步出现各种联接（angebundenen）到供电电网上的设备或消耗器（例如马达、电源等）对电网的反作用（Netzrueckwirkungen）。例如，这些对电网的反作用可能导致在供电电网处留下痕迹的干扰的叠加，并且以此又导致所连接的消耗器的载荷更高。尤其是，如例如电源之类的具有比较低的功率的消耗器大部分极少能够限制或者引走出现的干扰、如例如过电压。尤其是在供电电网处进行切换行动（例如触发保险装置、移除（Wegschalten）或者接入大负载等）时，尤其是通过较长引线的感应效应（通过该感应效应试图维持电流）可能产生过电压脉冲，如例如电源之类的具有比较低的功率的消耗器也必须经受住所述过电压脉冲，并且所述过电压脉冲大部分显著大于预先给定的供给电压或电网电压（例如400V至500V）的正弦波峰值电压（Sinusscheitelspannung）。
在联接到三相供电电网的电源中，目前常见的是，例如在输入级中采用所谓的变阻器，用于限制过电压。变阻器是一种电子零件，该电子零件的特点在于与电压有关的电阻。在正常运行中（例如在预先给定的电网电压的情况下），变阻器的电阻非常大，使得该变阻器不影响电路的特性。在针对相应的变阻器为典型的预先给定的阈值电压之上，或在过电压的情况下，随着附着的电压上升，变阻器的微分电阻几乎无延迟地变得相对小。经此，变阻器适合于保护如例如电源之类的敏感电路免受过电压损害。通过在电源中在输入侧采用变阻器，例如可以引走非常高的电流，并且通过建立大脉冲损耗功率来限制来自供电电网的过电压脉冲。
但是，采用变阻器的缺点是动作电压的工艺决定的大公差和残余内阻，在流过大电流时，残余内阻也引起如下电压的明显升高：需要所述电压，以便能够引走电流。该电压通常称为保护电平（Schutzpegel）。这意味着，必须根据在过电压情况下为直至2000V的电压峰值来设计电源，该电源为了供给为500V的交流电压而确定尺寸，并且该电源例如要遵守安全标准、如例如所谓的UL508（UL代表保险商实验室（Underwriters LaboratoriesInc.®）—在产品安全领域中在世界范围领先的测试和认证组织之一）。通过遵守安全标准（例如UL508），例如预先给定在预先给定的供给电压（例如500V 交流电压）之上至少20％的变阻器额定电压，也就是说变阻器额定电压必须例如为至少600V交流电压。例如在高极限电流的情况下（例如在1000安培和更高的情况下），在市场上可得到的具有这样的变阻器额定电压（例如625V交流电压）的变阻器具有在从大约1800V至2000V峰值的范围中的保护电平，根据所述保护电平，那么电源必须针对过电压情况来设计，尤其是以便转换器级不受损伤。
例如，从文献DE 200 10 283 U1中，已知了一种具有低损耗的接通电流限制（Einschaltstrombegrenzung）的电源，其中限流元件（如例如场效应晶体管或者带有绝缘栅电极的双极性晶体管（IGBT））在直流电压线路中布置在整流器下游。借助于电流传感器，测量经过切换为导通的晶体管的电流，并且借助电压感测器（Spannungsfuehler）来测量晶体管处的电压。两个测量装置的信号彼此关联，并且转换到针对晶体管的操控信号（Ansteuersignal）中。如果现在例如在电源的输入端处出现电压跳变（例如，接通过程、运行期间的电压峰值），则该电压跳变可能导致穿过晶体管的相对高的电流，借助于电流传感器识别出该电流。那么，晶体管被控制到线性运行中，并且因此限制在该电路中流动的电流。但是，只在相对小的输入电压（例如直至大约200V）和具有小的值的要限制的电流的情况下可采用该方法，因为晶体管（例如MOS-FET、IGBT）在线性运行中仅具有有限的性能。
在通过例如具有直至在500V以上的交流电压的三相电网进行供电的情况下，尤其是实施为IGBT的晶体管例如从可预先给定的差分电压（例如50V）起被截止，以便保护该晶体管在线性运行中免受过大的损耗功率损害。为了给中间电路电容器充电，可以例如与晶体管并联地布置电阻。但是，从文献DE 200 10 283 U1中已知的电源的变型方案具有如下缺点：例如在过电压情况下，只有在出现穿过晶体管的相对高的电流的情况下才关断；并且在电源中的相对高的能量必要时在关断时才可能产生内部过电压。此外，电源具有相对高的谐波分量，并且以此具有对例如叠片铁芯扼流圈（Blechkerndrossel）的需求，该需求大部分具有相对大的外形尺寸并且导致电源的附加损耗功率。
由于如例如电源之类的设备具有非线性负载特征曲线，所以，即使在纯正弦形供给电压的情况下，也可能在输入端发生失真的电流和电压变化曲线，或也可能发生电流谐波振荡或电流谐波。经此影响电网电压，并且谐波可能在相应的供电电网中和以此在其他连接到供电电网上的设备处导致干扰。因而，在电源中，通常大部分在输入级或整流单元之后，采用滤波器，用于限制谐波。作为用于限制谐波的无源滤波器，例如可以使用具有大电感的扼流圈。这些用于限制谐波的无源滤波器虽然可简单地制造，但是只取得适度良好的结果。也就是说，借助扼流圈，只以有保留的效果可以减小谐波。此外，大部分因为供给电压的频率相对低，所以需要具有相对大的外形尺寸的扼流圈。
用于限制谐波的其他可能性是采用有源滤波器来限制谐波，所述有源滤波器设法做到，所接收的电流尽可能地对应于正弦形电网电压。作为这样的滤波器，例如可以采用开关转换器，该开关转换器例如可以布置在电源的输入级或整流单元下游，或者布置在电源的中间级中。开关转换器例如可以实施为升压型转换器，在所述升压型转换器的情况下，输出电压的量值始终大于输入电压的量值。在相对大的输入电压的情况下（如例如在为400V至500V交流电压的电网电压的情况下），这具有如下缺点：针对电源的跟随升压型转换器的级，输入电压被进一步提升。
升压型转换器通常设计用于在单相电网处使用，其中由升压型转换器使耗用电流直接跟踪（nachgefuehrt）电网电压，并且取得非常强烈类似正弦的电流形状。在三相电网电压的情况下，通常例如因为各个相彼此间的不同电势，使用桥式电路，以便在所有三相中取得正弦形电流。这样的桥式电路大部分包括六个可单独操控的开关元件（例如MOS-FET、IGBT等）和对于每个相都包括分别接在上游的电感。通过以明显高于进行供给的电网交流电压的频率的切换频率适当地操控这六个开关元件，可以达到所期望的电流形状。但是，这样的电路是非常零件密集的（bauteilintensiv），而且此外还需要花钱多的操控电路，该操控电路目前大部分实施为微处理器电路。由于高开销，所以这样的电路例如主要被采用在大型变流器中，因为正弦形的电流的小偏差已经可能会对电网质量发生显著的作用。
具有较小的开销的其他可能性提供了在无源三相整流器桥之后提取电源的供给电流。可是，在此要避免在整流器桥的输出端处的较大的电容。由整流器桥提供具有波动性的直流电压，通过其，所连接的电路的耗用电流特征还对总谐波具有值得重视的影响。也就是说，例如所接收的电流越多地跟随整流器桥的脉动的输出电压，则谐波就越小。由于通常由整流器桥仅接转电网相的在任何情况下都是最高的部段（所述部段在真正的正弦形载荷的情况下也可能会招致最高的电流通过），所以跟随电压的输入电流（尽管每个相的电流通过时间短，仍然）具有明显的减小谐波的效应。
从文献DE 10 2005 002 360 A1中，例如已知了采用降压型转换器，用于减小时钟控制的电源的电网耗用电流的谐波振荡。但是，目前通常采用的开关晶体管没有针对过电压情况下的高截止电压来设计。另一方面，具有（例如为1500V的）高截止电压的开关晶体管具有非常高的接通电阻，或者例如仅适合于不如说低的切换频率（例如直至20kHz），由此例如可能发生高的切换损耗和/或只可困难地满足对电源的紧凑的外形尺寸的要求。
从文献DE 10 2004 059 455 A1中，已知一种用于进行过电压识别的电路装置，其中具有开关（例如IGBT）的瞬态屏蔽装置（Transientenausblendung）布置在整流单元和滤波器下游，以便通过使开关截止来阻止过电压逼近电路装置的输出级。在超过电压极限值时，向所述开关发送针对开关的关断指令，其中在滤波器的输入端处和输出端处测量电压。输出级例如构建为降压型转换器，该降压型转换器例如包括MOS-FET作为开关，并且例如也可能会为了减小谐波而是可采用的。附加地，与瞬态屏蔽装置的输出端并联地，可以设置由其他开关和变阻器构成的串联电路，其中该开关仅在过电压情况下被激活或闭合，并且过电压被变阻器消灭。但是，从文献DE 10 2004 059 455 A1中已知的电路装置由于两个开关（IGBT、MOS-FET）而具有相对高的接通损耗，由于该高接通损耗降低了该电路装置的功效，因此需要对开关的其他非接地相关的、无电势的或所谓的浮动操控（floatendeAnsteuerung）。
发明内容
因而，本发明所基于的任务是，给出了一种针对电源的输入电路，该输入电路在过电压情况下具有高效率和高耐压强度，以及相对于现有技术具有改进。
通过开头所提到的类型的具有根据独立权利要求所述的特征的输入电路，解决该任务。本发明的有利实施形式在从属权利要求中予以描述。
根据本发明，通过针对电源的输入电路来解决该任务，其中所述输入电路具有至少一个布置在输入侧的开关元件、与该开关元件串联布置的电感以及有源开关单元。通过将开关元件在导通状态与截止状态之间周期性切换，输入电路的输入电压被转变到输入电路的输出电压上，其中在布置在输出侧的电容处提供输出电压。在开关元件的切换周期期间，电流至少部分地流经电感，该电流给布置在输出侧的电容充电。在开关元件的截止状态的情况下，电流被有源开关单元吸纳。此外，在开关元件的截止状态中，并且在开关元件处超过预先给定的击穿电压时，允许经由开关元件的电流通过，其中预先给定的击穿电压高于或大于开关元件的持续运行电压。在识别出在输入电路的输入侧上的过电压时，开关元件可切换到截止状态中。可向电感传递经由开关元件的电流通过，并且该电流通过将有源开关单元关断。在此，确定开关元件和电感的尺寸为使得，在出现过电压时，在开关元件处形成所谓的雪崩能量，在该雪崩能量的情况下，开关元件在过电压的持续时间内经受住流经电感的电流。
根据本发明所建议的解决方案的主要方面在于，利用的是，当在开关元件的截止状态中附在开关元件处的电压超过预先给定的击穿电压时，在截止状态中能够实现经由开关元件的电流通过。在此，预先给定的击穿电压在开关元件的持续运行电压或额定电压之上。在此，预先给定的击穿电压是如下那个电压值：从该电压值起，允许经由开关元件的电流通过，其中通过该电流通过在开关元件中产生（例如，呈热形式的）损耗能量。该损耗能量也可以称为所谓的雪崩能量或者击穿能量。在数据单表中，该能量通常用缩写EAR标明，并且例如配备有解释“single pulse energy（单脉冲能量）”，所述解释大部分在为25℃的阻挡层温度下给出。允许的雪崩能量的典型值通常在从0.2焦耳至0.5焦耳的范围中。
在此，确定开关元件和（在截止状态中经由开关元件允许的电流通过传递到其中的）电感的尺寸为使得，在输入电路的输入端处出现过电压或过电压脉冲时形成雪崩能量，在雪崩能量的情况下，开关元件在过电压的持续时间内经受住流经电感的电流。在开关元件的正常的进行切换的运行中，不出现预先给定的击穿电压，因为要不然在开关元件中可能会发生极大的和不想要的损耗或开关元件必要时可能会过热。
在此，根据本发明的输入电路具有以下优点：所述输入电路具有易于实现的电路拓扑，并且通过相对应地确定开关元件和电感的尺寸而在过电压情况下具有高的耐压强度，由此在过电压情况下无问题地能够实现例如在具有400V至500V交流电压的供电电网中的使用。此外，根据本发明的输入电路由于简化了电路或所使用的零件而具有高效率或具有非常好的和高的功效，因为例如针对过电压保护没有采用如例如IGBT之类的附加开关，所述附加开关具有正向功率损耗（Durchlassverluste）和操控损耗。附加地，输入电路具有如下外形尺寸：所述外形尺寸可简单地和没有附加位置需求地例如安装在开关柜中。
此外有利的是，附加地确定开关元件和电感的尺寸为使得，在开关元件处的预先给定的击穿电压和输出电压得出至少一个总和值，在该总和值的情况下，流经电感的电流在出现最大要期望的过电压时保持在可预先给定的最大值之下。经此，以简单的方式附加地提高输入电路的耐压强度。通过相对应地确定开关元件和电感的尺寸而设法做到，具有可预先给定的最大值的电流流经电感，由此在过电压的情况下也限制了经由开关元件的电流通过。也就是说，开关元件可以在过电压的持续时间内还更容易地和更好地经受住流经电感的电流。
根据本发明的输入电路的适宜的构建方案设置了，设置有用于操控开关元件的操控单元。通过操控单元，例如在正常运行中，开关元件可以从导通状态被置于截止状态中，或者可以从截止状态被置于导通状态中。为此，由操控单元，例如可以经由反馈来考虑输入电路的输出电压，以便将输出电压调节到预先给定的值。此外，例如可以为此使用操控单元，以便在识别出在输入电路的输入侧处的过电压时将开关元件置于截止状态中。
为了识别出在输入电路的输入侧处的过电压，设置有比较器单元，该比较器单元例如可以实现为自主单元，或者可以集成到操控单元中。例如借助电压监控，由比较器单元可识别出输入侧的过电压。为此，可以给比较器单元输送间接地或者直接地在输入电路的输入侧处测定的电压值，其中该电压测量值与可预先给定的参考值进行比较。作为用于与所测定的电压测量值进行比较的可预先给定的参考值，例如可以使用在开关元件处的预先给定的击穿电压的值或者使用略微低的值。那么，在所测定的并且输送给比较器单元的电压测量值超过可预先给定的参考值时，例如借助操控单元将开关元件置于截止状态中。以此，在理想情况下，在可能发生构造大电流之前，向开关元件发送关断指令。
替选地，比较器单元也可以构建为使得，可以基于后来或由于过电压而建立的电流来识别出输入侧的过电压。为此，可以给比较器单元输送借助电流传感器测定的电流测量值。那么，所测定的电流测量值与可预先给定的参考值进行比较，并且在所测定的和输送给比较器单元的电流测量值超过可预先给定的参考值时，例如借助操控单元将开关元件置于截止状态中。为此，用于测定电流测量值的电流传感器例如布置在如下电流路径中：该电流路径包括经过开关元件的电流通过，在截止状态中在超过预先给定的击穿电压时在开关元件处允许所述电流通过。在使用电流测量值来将开关元件切换到截止状态中时，在过电压的情况下，以有利的方式可以非常迅速地对建立的电流做出反应，因为（只要所述电流超过可预先给定的参考值，就）以小延迟直至无延迟地关断当前流动的电流。
有利的是，开关元件实施为基于碳化硅的半导体开关、尤其是金属氧化物场效应晶体管或者MOS-FET。基于碳化硅（SiC）的晶体管、如例如SiC-MOS-FET由于良好的导热性例如适合于其中必须承受高温的应用。也就是说，基于SiC的半导体开关例如适合于承受较高的截止电压。在理想情况下，基于碳化硅的半导体开关具有预先给定为零件特征值的针对所谓的雪崩能量的最小接收能力、如例如所谓的雪崩评级（Avalanche-Rating）。以此，针对要期望的过电压事件或要期望的最大过电压值，可以非常简单地设计输入电路和尤其是开关元件。
替选地，开关元件可以包括半导体开关和与半导体开关并联布置的单元，用于在过电压情况下限制和接收雪崩能量。通过并联布置的用于限制和接收雪崩能量的单元，减轻半导体开关接收雪崩能量的负荷，因为在过电压情况下将半导体开关置于截止状态中，并且主要经由并联布置的用于限制和接收雪崩能量的单元而允许电流通过到电感中。在此，首先通过过电压的大小和持续时间、通过确定电感的尺寸和在这前面流入电感中的电流，限定在开关元件中整个被变换的雪崩能量。作为半导体开关，例如可以采用具有雪崩评级的开关晶体管（如例如硅基MOS-FET等）或者没有雪崩评级的开关晶体管（如例如基于氮化镓的晶体管），其中通过用于限制和接收雪崩能量的单元，必须保护没有雪崩评级的开关晶体管特别是免受过电压损害。
在此，用于限制和接收所谓的雪崩能量的单元可以以有利的方式实施为所谓的抑制二极管（Suppressor-Diode），其中例如硅基功率齐纳二极管可用作抑制二极管。通过抑制二极管，保护开关元件的半导体开关免受过电压损害。尤其是，例如根据高额定电压（例如直至440V）和高电流脉冲或脉冲能量来设计硅基功率齐纳二极管。在此，抑制二极管设计为使得，在开关元件处超过预先给定的击穿电压时允许电流通过，该电流通过可传递到输入电路的电感中，并且开关元件在过电压的持续时间内经受住流经电感的电流。这意味着，抑制二极管要设计为使得，该抑制二极管的击穿电压或雪崩电压在理想情况下在开关元件的破坏极限之下，或确定抑制二极管的尺寸为使得，特征曲线决定地发生雪崩能量在开关元件和抑制二极管之间的分配，并且由此这两个零件中的一个都不过载。
替选地，用于限制和接收雪崩能量的单元可以构建为限制电压的保护布线，该限制电压的保护布线包括至少一个电容和至少一个二极管。在此，限制电压的保护布线构建为使得，该限制电压的保护布线可以通过二极管接入，并且借助电容来模仿击穿电压的功能。为了使电容放电，例如可以将电阻和/或齐纳二极管与电容并联布置。
在理想情况下，输入电路至少具有降压型转换器拓扑。一方面，通过采用降压型转换器拓扑，可以将不稳定的和未经过调节的输入电压转变到在量值上较小的稳定的和经过调节的输出电压中。此外，可以通过降压型转换器拓扑来取得谐波的减小。
此外便利的是，输入电路的有源开关单元实施为二极管，或者实施为所谓的肖特基二极管（Schottky-Diode）。肖特基二极管是一种特定的二极管，该特定的二极管不是拥有半导体-半导体结而是拥有截止型金属-半导体结（所谓的肖特基接触部），并且具有小的饱和容量。经此，肖特基二极管作为“快速”二极管尤其是特别适合于高频应用，并且特别适合用于电感的电压降低（续流二极管）。在理想情况下，所谓的肖特基二极管实施为基于碳化硅的半导体器件，因为它们直至相对高的截止电压都可用并且非常接近理想二极管，因为它们几乎不具有正向恢复特性并且首先不具有反向恢复特性，而且以此非常迅速地截止。
在根据本发明的输入电路的适宜的构建方案中，布置在输出侧的电容实施为陶瓷电容器或者电解电容器，或者实施为塑料膜电容器。
此外，开关元件在理想情况下布置在输入电路的正电压支路中。替选地，可设想将开关元件布置在输入电路的负电压支路中。
为了将根据本发明的输入电路用在多级电源中或用于在交流电压供电电网中进行供给，在输入侧在输入电路上游接有整流单元。在理想情况下，整流单元构建为使得，输入电路可以联接到至少两相电压供给装置上，但是首先联接到三相的电压供给装置上。在此，由整流单元供应的通常不稳定的或经过整流的输出电压形成根据本发明的输入电路的输入电压。
为了保护和限制来自供电电网的过电压，在输入侧此外还可以设置有至少一个变阻器。变阻器是如下电子零件：该电子零件的特点在于与电压有关的电阻。通过采用至少一个变阻器，过电压脉冲可以通过建立大的脉冲损耗功率被限制到可预先给定的或可估计的过电压值。
此外，在将根据本发明的输入电路用在多级实施的电源中时，可在下游布置转换器级、尤其是电势分离的转换器级。该转换器级的输入电压由输入电路的输出电压形成，该输出电压在电容处被提供。在此，通过根据本发明的输入电路，以有利的方式保护布置在下游的转换器级免受过电压损害。
附图说明
随后，依据附上的图以示例性方式阐述了本发明。在此：
图1示意性地示出了根据本发明的针对电源的输入电路的示例性实施形式，
图2示意性地示出了根据本发明的针对电源的输入电路的其他示例性实施形式，
图3示例性地示出了在根据本发明的输入电路中的电压和电流在输入侧的过电压期间的时间变化曲线，
图4示意性地和示例性地示出了根据本发明的输入电路在三相电源中的应用。
具体实施方式
图1示意性地和示例性地示出了根据本发明的针对电源的输入电路ES的实施形式，该输入电路ES例如可以联接到单相或者多相（尤其是至少两相或者三相）供电网上。输入电路ES例如至少具有降压型转换器的电路拓扑。但是，替选地，输入电路也可以构建为由降压型转换器和升压型转换器构成的组合。在输入电路ES的输入侧上，布置有输入电容Ce，在该输入电容Ce处附着大部分不稳定的或未经过调节的输入电压Ue。输入电压Ue例如可以由电源的输入级提供，通过该输入级进行到供电网上的联接。
在此，输入电容Ce例如具有输入电路ES的功能，该输入电路ES以明显高于输入电压Ue的电网频率的频率（例如，倍数为1000）工作，以提供高频脉冲电流。在此，输入电容的大小C例如被计量为使得，整个输入电路ES不超过电网电流谐波的可预先给定的极限值。
此外，输入电路ES具有布置在输入侧的开关元件SE，所述开关元件SE例如可以布置在输入电路的正电压支路中或者布置在输入电路的负电压支路中。电感L直接地或者间接地布置在开关元件SE下游。此外，输入电路ES还包括有源开关单元FD，该有源开关单元FD例如在电路技术上可以认为与开关元件SE串联布置或与电感L并联布置。有源开关单元FD例如实施为二极管，或者实施为所谓的肖特基二极管，所述二极管或者肖特基二极管在理想情况下可以非常迅速地被切换到截止状态中，或具有非常小的截止延迟时间。肖特基二极管FD例如可以实施为基于碳化硅的半导体器件。
在输出侧，布置有输出或中间电路电容Ca，在该输出或中间电路电容Ca处，例如针对所联接的消耗器或者在多级电源的情况下针对布置在下游的转换器级，提供输入电路ES的通常稳定的或经过调节的输出电压Ua。在电路技术上，输出电容Ca可以与电感L串联布置，并且以此与有源开关单元FD并联布置。此外，电容Ca例如可以实施为陶瓷电容器、电解电容器，或者实施为塑料膜电容器。
此外，输入电路ES具有操控单元AS，由该操控单元AS基于控制变量R1、R2生成针对开关元件SE的操控脉冲GS。在输入电路ES正常运行中，例如通过周期性地切换开关元件SE，附在输入侧的输入电压Ue被转变到稳定的或经过调节的输出电压Ua中，该输出电压Ua通常在量值上小于输入电压Ue。为此，基于在输出侧进行测定的第一控制变量R1（例如所测定的输出电压值等），由操控单元AS产生操控脉冲GS。借助操控脉冲GS，开关元件SE交替地被置于导通状态和截止状态中。也就是说，开关元件SE在切换周期期间交替地接通和关断。在此，至少部分地在切换周期期间或在开关元件SE接通时，电流IL流经电感L，该电流IL给布置在输出侧的电容Ca进行充电。有源开关单元FD在此截止。在开关元件SE的截止状态中，电流IL通过使电感L去磁而换向到有源开关单元FD中，其中向布置在输出侧的电容Ca释放存储在电感L中的能量，直到电感L去磁。那么，借助操控单元AS，再次将开关元件SE切换到导通状态中。开关元件SE的切换过程在输入电路ES的正常运行中周期性地重复，以便在输出端处提供经过调节的输出电压Ua。
在过电压情况下，来自供电网的以过电压和/或电压峰值为形式的干扰作为输入电压Ue出现在输入电路ES的输入侧上，其中这样的过电压例如可以借助至少一个安置在输入侧的变阻器已经被限制（例如限制到2000V）。在出现和识别出输入侧的过电压Ue时，开关元件SE经由操控单元AS的操控脉冲GS可置于截止状态中。在此，截止电压Usp降落在开关元件SE处，其中在开关元件处截止电压Usp超过预先给定的击穿电压时，经由开关元件SE允许电流通过IAVAL，所述击穿电压在开关元件SE的持续运行电压或额定电压之上。在开关元件SE、电感L和有源开关单元FD之间的电路点具有电压电势Us。经由开关元件SE的电流通过IAVAL可传递到电感L中，电压UL降落在该电感L处，并且该电感L将有源开关单元FD关断，或有源开关单元FD截止。
为了输入电路ES具有对于过电压情况所需的耐压强度，确定开关元件SE和电感L的尺寸为使得，在出现过电压时，在开关元件SE处形成所谓的雪崩能量，在所述雪崩能量的情况下，开关元件在过电压的持续时间内经受住流经电感L的电流IL。通常，这样的过电压脉冲或浪涌电压只有数微秒长（例如，具有为1至2μs的上升时间，并且具有小于10μs的半值时间）。在开关元件SE处的雪崩能量通过穿过截止的开关元件的电流通过IAVAL例如以热的形式形成，开关元件SE必须在过电压情况下经受住所述电流通过。在开关元件SE处的预先给定的击穿电压的情况下，可以通过相对应地确定电感L的尺寸来影响电流通过IAVAL和由此在开关元件SE处的雪崩能量。
为此，可以附加地确定开关元件SE和电感L的尺寸为使得，开关元件SE处的预先给定的击穿电压和输出电压Ua得到至少一个总和值，在该总和值的情况下，在出现最大要期望的过电压时，电流IL保持在可预先给定的最大值之下。也就是说，如果在输入电路ES的输入端例如出现过电压Ue，所述过电压Ue例如借助至少一个变阻器限制到2000V，则电压UL降落在电感L上，该电压UL也致力于输入电压Ue、在开关元件SE处的预先给定的击穿电压或截止电压Usp和输出电压Ua的差，其近似恒定（例如400V）。通过预先给定流经电感L的电流IL的最大值并且在电感L处有可测定的电压UL的情况下，可以非常简单地确定电感L的尺寸。在开关元件SE处的击穿电压Usp例如可以通过选择或构建开关元件SE来预先给定。
在例如附着20μs的为例如2000V的输入侧的过电压Ue的情况下，并且在为例如400V的输出电压Ua以及在开关元件SE处的为例如1200V的预先给定的击穿电压Usp的情况下，例如作为在电感L处的电压降UL保持例如400V，通过其使电感L磁化。根据公式UL＝L*di/dt，在变形到IL＝（U/L）* t之后，可以测定该电感中的电流IL。在已知的电压UL和针对电流IL的可预先给定的最大值的情况下，从中可以确定电感L的确定尺寸。
为了识别出输入侧的过电压，在输入电路ES中设置有比较器单元。该比较器单元可以构建为自主单元，或者可以集成到操控单元AS中。由比较器单元考虑第二控制变量R2，基于该第二控制变量R2，由操控单元AS产生操控脉冲GS，通过所述操控脉冲GS将开关元件SE置于截止状态中。例如，电压测量值或者电流测量值可用作第二控制变量R2。
在作为第二控制变量R2的电压测量值的情况下，例如间接地或者直接地在输入电路的输入侧上测定该电压测量值。例如直接在输入电路的输入端处，可以测定输入电压Ue，或者可以测定例如已经在可能接在上游的级的输出端处的电压。那么，所测定的电压测量值可输送给比较器单元，使得所输送的电压测量值与可预先给定的参考值进行比较，该可预先给定的参考值可以在对于正常运行常见的输入电压Ue之上，并且最大为开关元件SE的预先给定的击穿电压。在超过可预先给定的参考值时，开关元件SE被置于截止状态中。
如果替选地为了识别出输入侧的过电压Ue而使用电流测量值作为第二控制变量R2，则为此可考虑由于过电压Ue而建立的电流。为此，可以利用电流传感器来测定电流测量值，其中电流传感器例如布置在如下电流路径中：该电流路径包括穿过开关元件SE的电流通过IAVAL。那么，电流测量值可输送给比较器单元，使得该电流测量值与预先给定的参考值进行比较。在所测定的和输送给比较器单元的电流测量值超过可预先给定的参考值时，开关元件SE借助操控单元AS被置于截止状态中。此外，也可能的是，为了识别出输入侧的过电压Ue，考虑电压测量值，并且将该电压测量值与预先给定的参考值进行比较，而且附加地也执行电流测量。以此，例如可以根据电压形状和过电压Ue的随时间的升高，那么或者基于电压测量值或者基于电流测量，关断开关元件SE。
根据本发明的输入电路ES的开关元件SE例如可以实施为基于碳化硅（SiC）的半导体开关或开关晶体管S。尤其是，基于碳化硅的半导体开关S可以是金属氧化物场效应晶体管或MOS-FET或SiC-MOS-FET。该SiC-MOS-FET在理想情况下作为零件特征值具有针对雪崩能量的预先给定的最小接收能力或所谓的雪崩评级，由此可非常简单地针对过电压情况确定开关元件SE的尺寸。
替选地，开关元件SE（如在图1中借助虚线所示的那样）可以包括半导体开关S（例如，基于硅或者氮化镓的MOS-FET）和并联布置的单元D，用于限制和接收在过电压情况下的雪崩能量。该单元D例如可以（如在图1中所示的那样）实施为抑制二极管D。作为抑制二极管D，例如可以采用基于硅的功率齐纳二极管。
在图2中，示意性地示出了根据本发明的输入电路ES1的其他示例性实施形式。除了开关元件SE1的构建方案之外，实施形式ES1对应于根据本发明的输入电路ES的依据图1所描述的实施形式。在该替选的实施变型方案ES1中，开关元件SE1包括半导体开关S（例如MOS-FET）和与其并联布置的限制电压的保护布线，经过该保护布线，在过电压情况下，在半导体开关S截止时允许电流通过IAVAL，或模仿击穿电压的功能并且保护半导体开关S。这样的保护布线例如可以包括至少一个电容Cb以及至少一个二极管Db，其中电容Cb例如具有预充电，通过该预充电可限定预先给定的击穿电压。在过电压情况下，可以通过二极管Db接入电容Cb。此外，放电电阻可以与电容Cb并联布置，该放电电阻例如可以实施为抑制二极管Dz或者实施为欧姆电阻R。
在出现输入侧过电压期间，图3示例性和示意性地示出了根据本发明的输入电路中的电压和电流的时间变化曲线。为此，时间t绘制在x轴上。在y轴上示意性地绘制输入电路ES的输入电压Ue、在开关元件SE、电感L和有源开关单元FD之间的电路点处的电压电势Us、输出电压Ua、经由开关元件SE的电流通过IAVAL、电感L处的电压UL以及到电感L中的电流IL。
在第一时间点t0之前，输入电路ES处于正常运行中。也就是说，针对正常运行常见的持续运行电压（例如800V）作为在该电路处的输入电压Ue附着。开关元件SE例如切换到截止状态中，其中整个输入电压Ue加上例如有源开关单元FD的非常小的二极管通量电压（Diode-Flussspannung）（例如1V）作为当前截止电压Usp附着在开关元件SE处。在图3中，例如从输入电压Ue和电压Us的两个曲线的间距中可看出在开关元件SE处的分别为当前的截止电压Usp。电感L被消磁，并且电感L中的电流IL下降，其中电流IL也经由有源开关单元FD流动。电势点Us处的电压比0伏特低了有源开关单元FD的通量电压。在布置在输出侧的电容处，提供恒定的输出电压Ua（例如400V）。
在第一时间点t0，出现输入侧的过电压，该输入侧的过电压例如借助布置在输入侧的一个或者多个变阻器可限制到可预先给定的值（例如2000V）。由于建立的过电压，输入电压Ue升高。此外，电感L被消磁。但是，开关元件SE处的截止电压Usp随着输入电压Ue的上升而升高，直到在第二时间点t1，当前附在开关元件处的截止电压Usp达到或超越预先给定的击穿电压Ud。从第二时间点t1起，在开关元件SE处出现电流通过IAVAL。从第二时间点t1起，流经有源开关单元FD的电流IL换向到开关元件SE上，或关断经由有源开关单元FD的电流。也就是说，经由电感L的整个电流IL从第二时间点t1起作为IAVAL（如在图3中所示出的那样）经由开关元件SE流动。在第二时间点t1，在开关元件SE处附着预先给定的击穿电压Ud（例如1700V），并且经此在开关元件SE中形成损耗功率，该损耗功率由截止电压Usp乘以电流IL或IAVAL的乘积形成。
在第三时间点t2，输入电压Ue例如达到借助变阻器限制可预先给定的过电压值（例如2000V）。此外，直至第三时间点t2，电压Us以及在电感L处的电压UL也升高（例如升高到输入电压Ue与由在开关元件SE处的击穿电压Ud和输出电压Ua构成的和的差）。在输入电压Ue为例如2000V、输出电压Ua为例如400V并且预先给定的击穿电压Ud为例如1700V的情况下，例如得出为-100V的在电感L处的电压UL。也就是说，通过经由开关元件SE的电流通过IAVAL（向电感L传递所述电流通过），电压UL在电感L处上升，所述电感L经此获得较低的消磁电压并且经此只能缓慢地消磁。经此，经由电感L的电流IL也仅缓慢下降，或以此经由开关元件SE的电流通过IAVAL也缓慢下降。
在第四时间点t3（例如在20至30μs之后），输入侧的过电压衰减，并且输入电压Ue再次下降，直至在第五时间点t4，未超过在开关元件SE处的预先给定的击穿电压Ud。在第四时间点t3与第五时间点t4之间，（在开关元件SE处的要恒定地假设的击穿电压或截止电压Ud的情况下），在开关元件SE、电感L和有源开关单元FD之间的电路点处的电压Us也与输入电压Ue并行地降低。类似于此，电感L处的电压UL也再次降低，也就是说，电感L从第四时间点t3起又获得较大的消磁电压，由此电感中的电流IL可以更迅速地下降。
如果在第五时间点t4达到或未超过开关元件SE的击穿电压Ud，则又给电感L提供整个消磁电压UL，并且电流IL可以不受干扰地向布置在输出侧的电容Ca释放。现在，电流IL如在过电压之前那样随着上升而下降，而经由开关元件SE的电流通过IAVAL结束，也就是说，从第五时间点t4起，开关元件SE不再允许电流通过。
在第六时间点t5处，输入侧的过电压全部衰减。输入电压Ue再次低降到常见的持续运行电压（例如800V）。电感L此外还被消磁，直到在第七时间点t6，电感L的整个能量向电容Ca释放。那么，电感L中的电流IL下降到值0。那么，输入电路ES可以又在正常运行中运行，或借助于操控脉冲GS将开关元件SE切换到导通状态中。
例如，为了确定输入电路ES的尺寸，首先从相对应的数据单表中，测定针对开关元件SE或针对开关元件总装置SE1（也就是说针对形成开关元件SE或SE1的部件）的最大允许的雪崩能量。在此，附加地要考虑开关元件SE、SE1或所有接收雪崩能量的部件的在运行中最大要期望的工作温度。这可导致允许的雪崩能量的减少。
那么，测定最大电流通过IAVAL，所述最大电流通过允许在过电压情况下不超越针对开关元件SE、SE1或各个形成开关元件SE、SE1的部件的预先给定的极限值。为此，测定在过电压结束时（也就是说在图3的第五时间点t4，在该时间点处，过电压大大地衰减，使得不再经过开关元件SE、SE1出现电流通过IAVAL）经过电感L的电流IL的最大值。为了进行测定而假设，在过电压导致经过开关元件SE、SE1的电流通过IAVAL的时间点（也就是说在图3的第二时间点t1—在该时间点处，输入电压/过电压Ue超越开关元件SE、SE1的击穿电压Ud），电感L由在前的切换周期决定地引导电流IL。根据开关元件SE、SE1的过电压和限制电压的大小，在出现的过电压的进程中，电流IL将在电感L中缓慢地下降，或者还将进一步上升。为了覆盖所有情况，在最不利的负载条件以及输入和输出电压条件下，为了确定输入电路ES的尺寸而考虑电流IL在第二时间点t1的电流值作为输出条件I0。
由于出现过电压和后来出现的电流通过IAVAL，电感L可能消磁到其上的电压减小。根据过电压、开关元件SE、SE1的击穿电压Ud和输入电路ES的输出电压Ua，例如不是仅可能发生消磁的减缓，甚至可能发生电感L的磁化（如果例如在过电压期间在开关元件SE、电感L和有源开关单元FD之间的电路点处的电压Us上升到高于输出电压Ua的值则如此）。在确定尺寸时，这在随后给出的公式1和2中予以考虑，其中作为简化，在时间点t1和t2或t3和t4之间的时间间隔假设为极短。除了简化计算之外，该假设也表示用于确定尺寸的保守型方案。电网过电压脉冲通常是可难以估算的，不如说是可经由能量含量来限定。也就是说，电压升高时间通常不是可预先确定的，因而有意义的是，根据最不利情况设计输入电路ES的确定尺寸—如这由公式1和2所描述的那样。
如下地，因而可以测定在过电压结束时经过电感L的电流IL的最大值，所述在过电压结束时也就是说在第五时间点t4，在该时间点处，过电压大大地衰减，使得经过开关元件SE、SE1不再出现电流通过IAVAL：
公式1：
Figure DEST_PATH_IMAGE001
。
在此：
- I0为针对在第二时间点t1经过电感L的电流IL的值，在该第二时间点处，由于过电压Ue而开始经过开关元件SE、SE1的电流通过IAVAL；
- Ue为输入电压或过电压；
- Usp为在过电压运行中的利用附加布线附在开关元件SE处或在总开关元件SE1处的截止电压，在过电压运行中，电流通过IAVAL流动；
- Ua为输入电路ES的输出电压，并且L为输入电路ES的电感L。
为了确定在时间点t1和t4之间在开关元件SE、SE1处出现的雪崩能量EAS，那么可以根据下列公式确定：
公式2：
Figure 888439DEST_PATH_IMAGE002
。
在此，在时间点t1和t4之间对在开关元件SE、SE1处的截止电压Usp的时间变化曲线与经由开关元件SE、SE1的电流通过IAVAL的时间变化曲线的乘积进行积分。如从图3中可看出的那样，电流通过IAVAL的变化曲线在此对应于经过电感L的电流IL的变化曲线。
最后，在开关元件SE、SE1处出现的所测定的雪崩能量EAS还与如下雪崩能量进行比较：所述雪崩能量为由开关元件SE、SE1或开关元件部件的相应制造商预先给定的最大允许的雪崩能量。如果所测定的雪崩能量EAS在最大允许的雪崩能量之下，则可以针对输入电路ES采用开关元件SE、SE1。
图4示出了根据本发明的输入电路ES在示例性的三相和多级构建的电源中的示例性应用。为了进行供电，示例性的电源联接到具有三相L1、L2、L3的三相供电网上。替选地，也可以设置单相的或者两相的交流电压作为供电。直接在电网联接时或在输入级GL上游，布置有变阻器，通过该变阻器可以将过电压限制到可预先给定的过电压值（例如2000V）。以此，保护电源的布置在其下游的零件免受电网侧的高过电压脉冲或过电压的电压峰值损害。在变阻器之后布置有电源的输入级GL，所述输入级构建为整流单元GL（例如在三相电压供给装置的情况下，构建为6相整流器）。通过整流单元GL，从供电电网的交流电压中，针对电源的布置在下游的级产生不稳定的或未经过调节的输入电压Ue。
在输入级GL下游例如还可以布置滤波单元F（例如作为EMV滤波器的变压器单元）。在输入级GL或滤波单元F之后，布置有根据本发明的输入电路ES，该输入电路ES使用经过输入级GL整流的供给电压作为不稳定的或未经过调节的输入电压Ue。该输入电压Ue经过输入电路ES被转变到输入电路ES的稳定的或经过调节的输出电压Ua中。那么，该稳定的或经过调节的输出电压Ua形成针对布置在下游的转换器级WS的输入电压，该转换器级那么供应针对消耗器的供给电压。转换器级WS例如可以实施为电势分离的转换器，实施为谐振转换器等，并且通过根据本发明的输入电路ES，保护该转换器级WS免受输入侧的过电压损害。

Claims (20)

1.一种针对电源的输入电路，其至少具有：
- 布置在输入侧的开关元件（SE）；
- 电感（L），所述电感（L）与所述开关元件（SE）串联布置；
以及有源开关单元（FD）；
其中通过将所述开关元件（SE）在导通状态与截止状态之间周期性地切换，输入电压（Ue）能转变到输出电压（Ua）上；
其中至少部分地在所述开关元件（SE）的切换周期期间，电流（IL）流经所述电感（L），所述电流（IL）给布置在输出侧的电容（Ca）充电，在所述电容（Ca）处能提供所述输出电压（Ua）；
其中在所述开关元件（SE）的所述截止状态的情况下，所述有源开关单元（FD）吸纳所述电流（IL）；并且
其中在所述开关元件（SE）的所述截止状态中，并且在所述开关元件（SE）处超过预先给定的击穿电压（Ud）时，经由所述开关（SE）允许电流通过（IAVAL），
其特征在于，在识别出在所述输入电路（ES）的输入侧上的过电压时，所述开关元件（SE）能切换到所述截止状态中，
能向所述电感（L）传递经由所述开关元件（SE）的所述电流通过（IAVAL），并且经由所述开关元件（SE）的所述电流通过（IAVAL）关断所述有源开关单元（FD），
而且确定所述开关元件（SE）和所述电感（L）的尺寸为使得，在出现所述过电压时，在所述开关元件（SE）处形成所谓的雪崩能量，在所述雪崩能量的情况下，所述开关元件（SE）在所述过电压的持续时间内经受住流经所述电感（L）的电流（IL）。
2.根据权利要求1所述的输入电路，其特征在于，此外确定所述开关元件（SE）和所述电感（L）的尺寸为使得，在所述开关元件（SE）处的所述预先给定的击穿电压（Ud）和所述输出电压（Ua）得到至少一个总和值，在所述总和值的情况下，在出现最大要期望的过电压时，经过所述电感（L）的所述电流（IL）保持在可预先给定的最大值之下。
3.根据上述权利要求中任一项所述的输入电路，其特征在于，设置有用于操控所述开关元件（SE）的操控单元（AS），使得操控脉冲（GS）被输送给所述开关元件，所述操控脉冲（GS）将所述开关元件（SE）交替地置于所述导通状态中和所述截止状态中。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的输入电路，其特征在于，为了识别出输入侧的所述过电压，设置有比较器单元，直接地或者间接地在所述输入电路（SE）的所述输入侧处测定的电压测量值（R2）能输送给所述比较器单元，使得在所测定的和所输送的所述电压测量值（R2）超过可预先给定的参考值时，所述开关元件（SE）被置于所述截止状态中。
5.根据权利要求1至3中任一项所述的输入电路，其特征在于，为了基于连续建立的电流来识别出输入侧的所述过电压，设置有比较器单元，借助电流传感器测定的电流测量值（R2）能输送给所述比较器单元，使得在所测定的和所输送的所述电流测量值（R2）超过可预先给定的参考值时，所述开关元件（SE）被置于所述截止状态中。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的输入电路，其特征在于，所述开关元件（SE）实施为基于碳化硅的半导体开关（S）、尤其是金属氧化物场效应晶体管或者MOS-FET。
7.根据权利要求6所述的输入电路，其特征在于，所述基于碳化硅的半导体开关（S）具有针对所述所谓的雪崩能量的预先给定为零件特征值的最小接收能力。
8.根据权利要求1至5中任一项所述的输入电路，其特征在于，所述开关元件（SE，SE1）包括半导体开关（S）、尤其是开关晶体管，并且包括用于限制和接收所述所谓的雪崩能量的单元，所述用于限制和接收所述所谓的雪崩能量的单元与所述半导体开关（S）并联布置。
9.根据权利要求8所述的输入电路，其特征在于，所述用于限制和接收所述所谓的雪崩能量的单元实施为抑制二极管（D）、尤其是硅基功率齐纳二极管。
10.根据权利要求8所述的输入电路，其特征在于，所述用于限制和接收所述所谓的雪崩能量的单元实施为限制电压的保护布线，所述保护布线包括至少一个电容（Cb）和至少一个二极管（Db）。
11.根据上述权利要求中任一项所述的输入电路，其特征在于，所述输入电路（ES）至少具有降压型转换器拓扑。
12.根据上述权利要求中任一项所述的输入电路，其特征在于，所述有源开关单元（FD）实施为二极管。
13.根据权利要求1至12中任一项所述的输入电路，其特征在于，所述有源开关单元（FD）实施为所谓的肖特基二极管。
14.根据权利要求13所述的输入电路，其特征在于，所述所谓的肖特基二极管实施为基于碳化硅的半导体器件。
15.根据上述权利要求中任一项所述的输入电路，其特征在于，所述布置在输出侧的电容（Ca）实施为陶瓷电容器或者电解电容器，或者实施为塑料膜电容器。
16.根据权利要求1至15中任一项所述的输入电路，其特征在于，所述开关元件（SE）布置在所述输入电路（ES）的正电压支路中。
17.根据权利要求1至15中任一项所述的输入电路，其特征在于，所述开关元件（SE）布置在所述输入电路（ES）的负电压支路中。
18.根据上述权利要求中任一项所述的输入电路，其特征在于，在输入侧布置有整流器单元（GL），用于将所述输入电路（ES）联接到至少两相的电压供给装置（L1，L2，L3）上。
19.根据上述权利要求中任一项所述的输入电路，其特征在于，在输入侧为了限制出现的所述过电压，设置有至少一个变阻器。
20.根据上述权利要求中任一项所述的输入电路，其特征在于，在输出侧，在所述输入电路（ES）下游布置有转换器级（WS）、尤其是电势分离的转换器级，所述输入电路（ES）的在所述电容（Ca）处提供的所述输出电压（Ua）形成所述转换器级（WS）的输入电压。
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Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113687195B (zh) * 2021-08-13 2024-05-03 重庆大学 一种电气设备放电类故障模拟装置和方法

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN2595067Y (zh) * 2002-12-27 2003-12-24 烟台东方电子信息产业股份有限公司 小功率开关电源的限压电路
US20080084197A1 (en) * 2006-10-05 2008-04-10 Advanced Analogic Technologies, Inc. Low-noise DC/DC convertor with controlled diode conduction
WO2009039887A1 (en) * 2007-09-27 2009-04-02 Conergy Ag Dc control unit for controlling an input voltage in a photovoltaic system
US20150146328A1 (en) * 2013-11-28 2015-05-28 Denso Corporation Switching power supply and electronic control unit
US20150207426A1 (en) * 2014-01-20 2015-07-23 Transistor Devices, Inc. D/B/A Tdi Power Non-isolated AC input DC Driver
CN105191101A (zh) * 2013-01-31 2015-12-23 阿塞里克股份有限公司 用于开关模式电源的过电压保护和省电电路
US20160036431A1 (en) * 2014-07-29 2016-02-04 Semiconductor Components Industries, Llc Electronic Circuit Including A Switch Having An Associated Breakdown Voltage And A Method Of Using The Same

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE20010283U1 (de) 2000-06-08 2001-07-19 Siemens AG, 80333 München Stromversorgung mit verlustarmer Einschaltstrombegrenzung
DE102004059455A1 (de) 2004-12-09 2006-06-22 Puls Gmbh Schaltungsanordnung zur Überspannungserkennung und Verfahren zum Betrieb der Schaltungsanordnung
DE102005002360B4 (de) 2005-01-18 2012-12-06 Puls Gmbh Tiefsetzer, Verfahren zur Ansteuerung und Verwendung des Tiefsetzers
US9825519B2 (en) * 2015-06-30 2017-11-21 Stmicroelectronics International N.V. In situ overvoltage protection for active bridge applications
US10263539B2 (en) * 2015-10-01 2019-04-16 Mitsubishi Electric Corporation Power converter and air-conditioning apparatus using the same
DE102015118165A1 (de) * 2015-10-23 2017-04-27 Infineon Technologies Ag Elektrische baugruppe, umfassend eine halbleiterschaltvorrichtung und eine klemmdiode
JP6389945B1 (ja) * 2017-11-01 2018-09-12 高周波熱錬株式会社 インバータ用負荷異常検出回路

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN2595067Y (zh) * 2002-12-27 2003-12-24 烟台东方电子信息产业股份有限公司 小功率开关电源的限压电路
US20080084197A1 (en) * 2006-10-05 2008-04-10 Advanced Analogic Technologies, Inc. Low-noise DC/DC convertor with controlled diode conduction
WO2009039887A1 (en) * 2007-09-27 2009-04-02 Conergy Ag Dc control unit for controlling an input voltage in a photovoltaic system
CN105191101A (zh) * 2013-01-31 2015-12-23 阿塞里克股份有限公司 用于开关模式电源的过电压保护和省电电路
US20150146328A1 (en) * 2013-11-28 2015-05-28 Denso Corporation Switching power supply and electronic control unit
US20150207426A1 (en) * 2014-01-20 2015-07-23 Transistor Devices, Inc. D/B/A Tdi Power Non-isolated AC input DC Driver
US20160036431A1 (en) * 2014-07-29 2016-02-04 Semiconductor Components Industries, Llc Electronic Circuit Including A Switch Having An Associated Breakdown Voltage And A Method Of Using The Same

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